JP7136314B2 - 電力制御方法、及び、電力制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力制御方法、及び、電力制御装置に関する。

直流電源によってモータなどの交流で駆動される負荷を制御する方法として、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御が知られている。ＰＷＭ制御においては、直流電源と負荷との間にインバータが設けられ、インバータがＰＷＭ信号によりスイッチング制御されることで、擬似的な交流電力が負荷に供給される。

詳細には、所定の周期で、Ａ／Ｄ変換などのサンプリングによって負荷に流れる電流を検出し、検出された電流値に基づいてデューティ指令値を算出し、デューティ指令値とキャリア波とを比較する。そして、比較結果に応じてＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号の立ち上がりと立ち下がりとのタイミングでインバータが制御される。このような制御により、擬似的な交流電力を負荷に印加することができる。

ＰＷＭ制御の１つの方式である三角波比較ＰＷＭ方式においては、キャリア波として三角波が用いられる。そのため、ＰＷＭ信号の立ち上がりと立ち下がりとのタイミングの中間点が、三角波のピークである山及び谷の双方または一方と一致する。これにより、三角波であるキャリア波の山および谷の片方または両方のタイミングでサンプリングを行うことで、サンプリングがＰＷＭ信号の立ち上がりと立ち下がりとの中間点で行われることになる。その結果、サンプリングとスイッチング制御との時間差が大きくなるので、サンプリングにより得られる電流値にスイッチング制御に起因する高調波電流（ＰＷＭ高調波電流）が混入しにくくなる。

一般に、負荷が複数の相の交流電力により駆動される場合には、相ごとに対をなす２つのスイッチング素子を備えるインバータが用いられる。この１対のスイッチング素子が同時にスイッチング制御されるのを防ぐために、スイッチング制御を一定時間だけ遅延させるデッドタイム付加が行われる。しかしながら、デッドタイム付加を行うことにより、ＰＷＭ信号の位相が遅れるおそれがある。

ＪＰ６４１４３２４Ｂには、キャリア波の増加又は減少の状態に応じてデューティ指令値を補正する技術が開示されている。このようにデューティ指令値が補正されることにより、キャリア波の状態に応じてＰＷＭ信号の位相が予め進められ、デッドタイム付加に起因するＰＷＭ信号の位相の遅れを相殺できる。その結果、サンプリングにより得られる電流値に高調波電流が混入するおそれが低減され、ＰＷＭ制御の精度低下を抑制することができる。

デューティ指令値の算出には、サンプリングや、デューティ指令値の算出などの演算時間を要する。キャリア波の周波数によっては、周波数によって定まるサンプリングの周期が、演算時間よりも短くなる場合がある。このような場合には、サンプリングを開始してから、次のサンプリングを行うべきタイミングまでの間にデューティ指令値の演算が完了せず、所望の周期でＰＷＭ信号を生成できないため、負荷の制御精度が低下するおそれがある。

近年、スペクトル拡散変調と称される複数のキャリア周波数を高速でランダムに切り替える変調方法や、強電素子の温度保護等を目的としてキャリア周波数を切り替える変調手法が検討されている。これらの変調手法においても、サンプリング周期がデューティ指令値の演算時間よりも短くなってしまうと、負荷の制御精度が低下するおそれがある。

このような場合に、ＪＰ６４１４３２４Ｂに開示された技術を適用しても、サンプリング周期がデューティ指令値の演算時間よりも短くなる以上、所望の周期でデューティ指令値を算出できず、負荷の制御精度の低下を抑制することができない。

本発明の一態様の電力制御方法は、ＰＷＭ制御に用いられるデューティ指令値を算出し、デューティ指令値とキャリア信号との比較結果に応じたＰＷＭ信号を生成し、該ＰＷＭ信号に基づいてインバータを駆動させることによりＰＷＭ電圧を負荷に供給する。電力制御方法においては、ＰＷＭ電圧において発生する位相のずれに応じて、ずれの補償に用いる補償量を求め、キャリア信号の周期に応じて、補償量を補正し、補正された補償量を用いて、キャリア信号の強度が増加中か減少中かに応じて、デューティ指令値を補正する。

図１は、電力制御装置の構成を示すブロック図である。 図２は、変調制御部の詳細な構成を示すブロック図である。 図３は、変調制御部の処理に用いられるグラフである。 図４は、ＰＷＭ変換器の詳細な構成を示すブロック図である。 図５は、キャリア波を示す図である。 図６は、デューティ指令値の算出制御を示すフローチャートである。 図７は、ＰＷＭ制御の一例の説明図である。 図８は、ＰＷＭ制御の他の一例の説明図である。 図９は、比較例におけるＰＷＭ制御の説明図である。 図１０は、固定モードにおけるモータの電流と回転数との関係を示すグラフである。 図１１は、拡散モードにおけるモータの電流と回転数との関係を示すグラフである。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。

図１は、本発明の実施形態における電力制御装置の構成の一例を示すブロック図である。

電力制御装置１００は、電気的な負荷であるモータ２００を制御する装置である。例えば、モータ２００は、ハイブリッド自動車や電動自動車などに搭載される電動機であり、電力制御装置１００によってモータ２００が制御されることで、車両が走行する。

電力制御装置１００は、直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力をモータ２００に供給する。電力制御装置１００は、トルク制御部１と、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２と、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変換器３と、インバータ（ＩＮＶ）４と、バッテリ５と、バッテリ電圧検出器６と、電流検出器７ｕ及び７ｖと、モータ回転速度演算器８と、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９と、変調制御部１０とを備える。電力制御装置１００は、１つのコントローラにより構成され、記憶されているプログラムが実行することで、トルク制御部１から変調制御部１０までのそれぞれによる処理を、１つのコントローラで行ってもよい。

モータ２００は、多相交流で駆動する電動機である。本実施形態では、モータ２００は、ＵＶＷ相の三相交流電流により駆動する。また、モータ２００に隣接して、回転子位置検出器２０１が設けられている。

回転子位置検出器２０１は、例えば、レゾルバであって、所定周期でモータ２００の回転子の位置を検出する。回転子位置検出器２０１は、回転子の電気角θを示す検出信号を、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２、モータ回転速度演算器８、及び、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９に出力する。

トルク制御部１は、不図示の上位コントローラから、モータ２００の駆動力を決定するトルク指令値Ｔ^*を取得する。例えば、上位コントローラにおいては、アクセルペダルの踏込み量などの車両の運転状態に応じて、トルク指令値Ｔ^*が算出される。

トルク制御部１には、さらに、バッテリ電圧検出器６により検出されるバッテリ５のバッテリ電圧検出値Ｖ_dcが入力されるとともに、モータ２００に流れる電流のｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qと、モータ２００の回転数Ｎとが入力される。

ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qは、モータ２００へ供給される三相交流電流のうちのＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vが電流検出器７ｕ及び７ｖにより検出され、Ｕ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vがＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９によって変換されることにより、求められる。

モータ２００の回転数Ｎは、モータ回転速度演算器８によって、以下のように取得される。所定周期で、回転子位置検出器２０１は、レゾルバにより検出される信号をサンプリング（Ａ／Ｄ変換）することにより電気角θを求める。モータ回転速度演算器８は、あるタイミングで電気角θを取得すると、その電気角θと前のタイミングで取得された電気角θとの差分を求め、差分から単位時間あたりの電気角θの変化量を算出する。そして、モータ回転速度演算器８は、電気角θの単位時間あたりの変化量から、モータ２００の回転数Ｎを算出する。

トルク制御部１は、入力されるトルク指令値Ｔ^*と、バッテリ電圧検出値Ｖ_dcと、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qと、モータ２００の回転数Ｎと基づいて、電流ベクトル制御演算を実行することにより、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を算出する。トルク制御部１は、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２に出力する。

ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２は、次式（１）に示されるように、回転子位置検出器２０１にて求められた電気角θに基づいて、トルク制御部１により算出されたｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を、三相ＰＷＭ電圧指令値であるＵ相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*に変換する。そして、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２は、変換された三相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を、ＰＷＭ変換器３に出力する。

ＰＷＭ変換器３は、バッテリ電圧検出器６から出力されるバッテリ電圧検出値Ｖ_dc、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２により変換された三相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*、及び、電流検出器７ｕ及び７ｖにより検出されるＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vの入力を受け付ける。ＰＷＭ変換器３は、さらに、変調制御部１０から出力されるキャリア波に関するキャリア周期ｔ_c、制御周期ｔ_t、及び、補正量Ｋ_dlyの入力を受け付ける。ＰＷＭ変換器３は、これらの入力に基づいて、パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）に使用されるパルス信号であるＰＷＭ信号Ｐ_uu、Ｐ_ul、Ｐ_vu、Ｐ_vl、Ｐ_wu及びＰ_wlを生成する。

ＰＷＭ変換器３は、三相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づいてデューティ指令値を算出し、そのデューティ指令値とキャリア波とを比較し、比較結果に応じてＰＷＭ信号Ｐ_uu、Ｐ_ul、Ｐ_vu、Ｐ_vl、Ｐ_wu及びＰ_wlを生成する。なお、ＰＷＭ変換器３は、制御周期ｔ_tごとに、ＰＷＭ信号を生成する。

インバータ４は、ＰＷＭ変換器３から出力されるＰＷＭ信号Ｐ_uu、Ｐ_ul、Ｐ_vu、Ｐ_vl、Ｐ_wu及びＰ_wlに基づいてスイッチング素子が制御されることにより、バッテリ５の直流電力を疑似的な交流電力に変換し、変換された交流電力をモータ２００の各相に供給する。

本実施形態において、インバータ４は、３相６アームで構成される。すなわち、インバータ４は、６つのスイッチング素子（アーム）を備え、ＵＶＷの３相で駆動される。詳細には、インバータ４は、各相と対応してバッテリ５に対して並列に接続される３つの配線を備え、それぞれの配線に直列に接続された１対のスイッチング素子を有する。そして、それらの配線において、直列に接続された１対のスイッチング素子の間がモータ２００と接続される。なお、スイッチング素子としては、例えば、電界効果トランジスタ等で構成されたパワー素子が用いられ、制御端子（例えばゲート端子）に供給されるパルス信号であるＰＷＭ信号のレベルに応じて、オンとオフとが切り替えられる。

バッテリ５は、本実施形態においては電力制御装置１００の一部として構成されているが、電力制御装置１００とは別体として構成されてもよい。バッテリ５は、直流電源であって、例えば、車載用のリチウムイオン電池である。

以下では、各相において、モータ２００の電源端子とバッテリ５の正極端子との間に接続されたスイッチング素子を上段のスイッチング素子と称し、モータ２００の電源端子とバッテリ５の負極端子との間に接続されたスイッチング素子を下段のスイッチング素子と称する。また、バッテリ５の正極端子と負極端子の両端には、バッテリ電圧検出値Ｖ_dcだけの電位差が生じている。説明の便宜上、正極端子に生じる電位を「＋Ｖ_dc／２」とし、負極端子に生じる電位を「－Ｖ_dc／２」として説明する。

上段のスイッチング素子は、オン（導通状態）のときにバッテリ５の正極端子に生じる電位「＋Ｖ_dc／２」をモータ２００に供給し、オフ（非導通状態）のときに電位の供給を停止する。一方、下段のスイッチング素子は、オンのときにバッテリ５の負極端子に生じる電位「－Ｖ_dc／２」をモータ２００に供給し、オフのときにモータ２００への電位の供給を停止する。

ＰＷＭ変換器３により生成されるＰＷＭ信号Ｐ_uu、Ｐ_ul、Ｐ_vu、Ｐ_vl、Ｐ_wu及びＰ_wlに基づいて、インバータ４に設けられる６つのスイッチング素子それぞれの導通状態（オン／オフ）が制御される。これにより、バッテリ５の直流電力が擬似的に交流電力に変換されて、変換された交流電力がモータ２００に供給される。

以下では、ＰＷＭ変換器３における制御について、代表的に、Ｕ相に対応する一対のスイッチング素子のうちの上段のスイッチング素子へのＰＷＭ信号Ｐ_uuと、下段のスイッチング素子へのＰＷＭ信号Ｐ_ulとの生成処理について説明する。なお、ＶＷ相についても、同様に、ＰＷＭ変換器３は、Ｖ相に対応するＰＷＭ信号Ｐ_vu及びＰ_vlと、Ｗ相に対応するＰＷＭ信号Ｐ_wu及びＰ_wlとを出力する。

ＰＷＭ変換器３は、Ｕ相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*とバッテリ電圧検出値Ｖ_dcとに基づいて、デューティ指令値を求める。ＰＷＭ変換器３は、求めたデューティ指令値と、振幅がバッテリ電圧検出値Ｖ_dcであり周期がキャリア周期ｔ_cであるキャリア波とを比較し、比較結果に応じて、上段のスイッチング素子に対するＰＷＭ信号Ｐ_uuと、下段のスイッチング素子に対するＰＷＭ信号Ｐ_ulとを出力する。

ＰＷＭ信号Ｐ_uuがハイレベルである場合には、上段のスイッチング素子がオンとなり、モータ２００のＵ相端子には「＋Ｖ_dc／２」の電位が供給される。ＰＷＭ信号Ｐ_ulがハイレベルである場合には、下段のスイッチング素子がオンとなり、モータ２００のＵ相端子には「－Ｖ_dc／２」の電位が供給される。これらの上段と下段とのスイッチング素子の制御により、モータ２００のＵ相端子の両端にＶ_dcの電位差を生じさせることができる。

なお、ＰＷＭ変換器３は、上段と下段とからなる１対のスイッチング素子が同時にオンになるのを防止するために、ＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulにおいて切り替えタイミングに対してデッドタイムｔ_dtを付加し、切り替えタイミングがデッドタイムｔ_dtだけ遅延されたＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulをインバータ４に出力する。

インバータ４は、ＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulのレベルに基づいてスイッチング素子のオン／オフが切り替えられることにより、モータ２００のＵ相コイルにＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uを供給する。その結果、モータ２００のＵ相のコイルに対して、交流の電流ｉ_uが流れる。このように、ＰＷＭ変換器３における処理によって、インバータ４を介してモータ２００に交流電流が供給される。

電流検出器７_u及び７_vは、それぞれ、モータ２００に供給されるＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを検出する。電流検出器７_uは、インバータ４とモータ２００のＵ相コイルとの間に設けられるＵ相電力線上に設けられ、電流検出器７_vは、インバータ４とモータ２００のＶ相コイルとの間のＶ相電力線上に設けられる。電流検出器７_u及び７_vは、検出されたＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを、ＰＷＭ変換器３及びＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９に出力する。

ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９は、電流検出器７_u及び７_vから出力されるＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vに対する検出信号を取得し、各検出信号についてアナログ信号からデジタル信号にＡ／Ｄ変換するサンプリング処理を行うことにより、Ｕ相電流ｉ_u、及び、Ｖ相電流ｉ_vを求める。そして、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９は、次式（２）に従って、Ｕ相電流ｉ_u、及び、Ｖ相電流ｉ_vと、回転子位置検出器２０１により求められた電気角θの検出値とに基づいて、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qを算出する。式（２）においては、Ｕ相電流ｉ_u、Ｖ相電流ｉ_v、及び、Ｗ相電流ｉ_wの総和がゼロとなる性質が利用されている。

ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９は、算出されたｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qを、トルク制御部１に出力する。このようにして、トルク制御部１においては、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qを用いて、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*に対するフィードバック制御が行われる。

図２は、変調制御部１０の詳細な構成を示すブロック図である。変調制御部１０は、拡散モード判定部１１と、キャリア周期判定部１２と、制御周期判定部１３と、ＰＷＭパルスタイミング判定部１４と、を有する。

変調制御部１０は、キャリア波の周波数を固定的に用いる固定モード、又は、複数のキャリア信号の周波数を所定の繰り返し規則に基づいて切り替える拡散モードのいずれかのモードであるか判定する。なお、モータ２００が比較的低回転かつ低負荷である場合には、インバータ３の動作に起因する振動が共振してしまい騒音が発生するおそれがある。そこで、拡散モードが選択されることにより、複数のキャリア波の周波数が用いられることになるため、共振が抑制されるので騒音の低減を図ることができる。

そして、変調制御部１０は、判定されたモードに応じたキャリア周期ｔ_c、制御周期ｔ_t、及び、補正量Ｋ_dlyを出力する。固定モードにおいては１つのキャリア周期ｔ_cのキャリア波が固定的に用いられ、拡散モードにおいては、キャリア周期ｔ_cの異なるキャリア波の組み合わせが用いられ、キャリア周期ｔ_cが所定の繰り返し規則で変化する。なお、固定モードは第１モードの一例であり、拡散モードは第２モードの一例である。

表１には、判定されるモードに応じた、キャリア周期ｔ_c、制御周期ｔ_t、及び、補正量Ｋ_dlyが示されている。また、変調制御部１０は、制御周期ｔ_tごとに、０－４をカウントし、４の次に０へとリセットされるカウンタを有する。変調制御部１０は、拡散モードと判定される場合には、カウンタの値に応じても出力を変化させる。なお、以下において、固定モードにおけるキャリア波のキャリア周期ｔ_cを、基本周期ｔ_baseと称するものとする。

固定モードの場合には、キャリア波のキャリア周期ｔ_cは、基本周期ｔ_baseであり、制御周期ｔ_tは、基本周期ｔ_baseの半分のｔ_base／２である。補正量Ｋ_dlyは、後述の式（７）により定まる第１補正量Ｋ₁となる。

拡散モードの場合には、カウンタが０－３の場合には、キャリア周期ｔ_cは基本周期ｔ_baseであり、制御周期ｔ_tはｔ_base／２であり、固定モードと等しい。補正量Ｋ_dlyは、後述の式（８）により定まる第２補正量Ｋ₂となる。カウンタが４の場合には、キャリア周期ｔ_cはｔ_base／２であり、制御周期ｔ_tはｔ_base／２であり、補正量Ｋ_dlyはゼロとなる。

拡散モードの場合には、カウンタが０－４のうち４の場合にのみキャリア周期ｔ_cが変化する。すなわち、５回の制御周期ｔ_tのうち、４回において、キャリア周期ｔ_cがｔ_baseであり、補正量Ｋ_dlyが第２補正量Ｋ₂であり、１回において、キャリア周期ｔ_cがｔ_base／２であり、補正量Ｋ_dlyがゼロである。

拡散モード判定部１１は、図３に示されるグラフを用いて、回転数Ｎ、及び、トルク指令値Ｔ^*に基づいて、固定モード、又は、拡散モードのいずれかを選択する。固定モードにおいては、基本周期ｔ_baseのキャリア波が固定的に用いられ、拡散モードにおいては、ｔ_base、ｔ_base／２の２つの異なるキャリア周期ｔ_cのキャリア波が、所定の繰り返し規則に基づいて切り替えられる。拡散モード判定部１１は、選択されたモードを示す信号を、キャリア周期判定部１２、及び、ＰＷＭパルスタイミング判定部１４に出力する。

図３は、回転数Ｎ、及び、トルク指令値Ｔ^*との関係を示すグラフである。トルク指令値Ｔ^*がトルク閾値Ｔ_th1より大きいと同時に、回転数Ｎが第１閾値Ｎ_th1よりも大きく、かつ、第２閾値Ｎ_th2よりも小さい場合に、拡散モード判定部１１は、拡散モードを選択する。それ以外の場合には、拡散モード判定部１１は、固定モードを選択する。すなわち、回転数Ｎが比較的低く、かつ、トルク指令値Ｔ^*が大きい場合には、拡散モードが選択される。なお、第１閾値Ｎ_th1を用いず、トルク指令値Ｔ^*がトルク閾値Ｔ_th1より大きく、かつ、回転数Ｎが第２閾値Ｎ_th2よりも小さい場合に、拡散モードを選択してもよい。

再び図２を参照すれば、キャリア周期判定部１２は、固定モードが選択される場合には、キャリア波のキャリア周期ｔ_cとして基本周期ｔ_baseを出力する。さらに、キャリア周期判定部１２は、カウンタを有し、拡散モードが選択されている場合に、制御周期ｔ_tごとにカウンタをカウントアップする。キャリア周期判定部１２は、拡散モードが選択される場合であって、カウンタが０～３の間には、キャリア周期ｔ_cとしてｔ_baseを出力する。キャリア周期判定部１２は、拡散モードが選択されている場合であって、カウンタが４の場合には、キャリア周期ｔ_cとしてｔ_base／２を出力する。キャリア周期判定部１２は、このようなキャリア周期ｔ_cを、制御周期判定部１３、及び、ＰＷＭパルスタイミング判定部１４に加えて、図１に示されるＰＷＭ変換器３へ出力する。

制御周期判定部１３は、入力に関わらず、制御周期ｔ_tとしてｔ_base／２を、ＰＷＭパルスタイミング判定部１４、及び、ＰＷＭ変換器３へと出力する。

ＰＷＭパルスタイミング判定部１４は、拡散モード判定部１１からの入力信号が固定モードを示す場合には、補正量Ｋ_dlyとして第１補正量Ｋ₁を出力する。ＰＷＭパルスタイミング判定部１４は、拡散モード判定部１１からの入力信号が拡散モードを示す場合には、キャリア周期ｔ_cがｔ_baseの時に補正量Ｋ_dlyとして第２補正量Ｋ₂を出力し、キャリア周期ｔ_cがｔ_base／２の時に補正量Ｋ_dlyとしてゼロを出力する。ＰＷＭパルスタイミング判定部１４は、このような補正量Ｋ_dlyをＰＷＭ変換器３へと出力する。

このように、ＰＷＭパルスタイミング判定部１４においては、拡散モード判定部１１により選択されるモード、及び、キャリア周期判定部１２により定まるキャリア周期ｔ_cに基づいて、後述する式（７）、（８）に従って、補正量Ｋ_dlyが定められる。

図４は、ＰＷＭ変換器３の詳細な構成を示すブロック図である。図５は、ＰＷＭ変換器３の処理にて用いられるキャリア波を示す図である。

ＰＷＭ変換器３は、デューティ指令値演算部３１と、デッドタイム補償処理部３２と、パルスタイミング補正処理部３３と、ＰＷＭ変換処理部３４と、デッドタイム付加処理部３５とを有する。本実施形態においては、これらのブロックのうち、デューティ指令値演算部３１、デッドタイム補償処理部３２、及び、パルスタイミング補正処理部３３については、汎用的なコントローラによってプログラムが実行されることで、ソフトウェアとしてこれらの機能が実現される。ＰＷＭ変換処理部３４、及び、デッドタイム付加処理部３５については、特定の機能を備えるマイコンにより、ハードウェアとしてこれらの機能が実現される。

また、本実施形態のＰＷＭ制御においては、キャリア信号として、図５に示されるキャリア波が用いられる。例えば、キャリア信号の生成は、カウンタによって実現されており、時間の経過と共にカウント値を増減させることでキャリア波を生成する。なお、本実施形態では、ＰＷＭ変換処理部３４は、このようなカウンタを有しておりキャリア波を内部にて生成する。

再び図４を参照すれば、デューティ指令値演算部３１は、次式（３）に従って、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２から出力されるＵ相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*と、バッテリ電圧検出器６から出力されるバッテリ電圧検出値Ｖ_dcと、キャリア波の振幅Ｋ_Dに基づいて、モータ２００に印加されるＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uを生成するためのデューティ指令値Ｄ_u01 ^*を演算する。なお、キャリア波の振幅Ｋ_Dは、デューティ指令値演算部３１に予め記憶されている。また、デューティ指令値演算部３１におけるデューティ指令値Ｄ_u01 ^*の演算は、制御周期ｔ_tごとに行われる。

式（３）によれば、Ｕ相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*が大きくなるほどデューティ指令値Ｄ_u01 ^*は大きくなり、バッテリ電圧検出値Ｖ_dcが小さくなるほどデューティ指令値Ｄ_u01 ^*を大きくなる。デューティ指令値演算部３１は、演算されたデューティ指令値Ｄ_u01 ^*をデッドタイム補償処理部３２に出力する。

ここで、後段のデッドタイム付加処理部３５によるデッドタイムｔ_dtの付加に起因して、ＰＷＭ電圧のパルス幅が変化する。デッドタイム補償処理部３２は、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に対してデッドタイム補償処理を行うことで、この後段のデッドタイム付加に起因する変化に対して、補償を行う。このような補償処理は、デッドタイム補償と称される。

本実施形態では、デッドタイム補償処理部３２は、次式（４）に従って、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に対して、Ｕ相電流ｉ_uの極性（正負）に基づいてｓｇｎ（ｉ_u）によって符号を定め、補償量「２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c」を加算又は減算することで、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*を算出する。なお、この式において変調制御部１０によって求められるキャリア周期ｔ_cが用いられる。デッドタイムｔ_dtは、デッドタイム補償処理部３２に予め記憶されている。

具体的に、デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相電流ｉ_uがプラスである場合、すなわちＵ相電流ｉ_uがインバータ４からモータ２００へ流れる場合には、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのオフ期間が短くなるようにデューティ指令値Ｄ_u01 ^*に対する補償を行う。なお、オフ期間とは、バッテリ５の負極端子の電位がモータ２００のＵ相に印加される期間である。一方、Ｕ相電流ｉ_uがマイナスである場合、すなわちＵ相電流ｉ_uがモータ２００からインバータ４へ流れる場合には、デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのオフ期間が長くなるようにデューティ指令値Ｄ_u01 ^*に対する補償を行う。

式（４）によれば、デッドタイム補償処理部３２は、キャリア波の振幅Ｋ_D及びキャリア周期ｔ_cと、デッドタイムｔ_dtとを用いて、補償量「２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c」を算出する。

Ｕ相電流ｉ_uがプラスである場合、すなわちＵ相電流ｉ_uがインバータ４からモータ２００へ流れる場合には、デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのオフ期間が短くなるように、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に対し補償量「２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c」を加算することによりデューティ指令値Ｄ_u02 ^*を算出する。

一方、Ｕ相電流ｉ_uがマイナスである場合、すなわちＵ相電流ｉ_uがモータ２００からインバータ４へ流れる場合には、デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのオフ期間が長くなるように、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に対し補償量「２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c」を減算することによりデューティ指令値Ｄ_u02 ^*を算出する。

パルスタイミング補正処理部３３は、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に対する補正を行うことでデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を算出する。このパルスタイミング補正処理部３３による補正により、ＰＷＭ信号の位相（ハイレベルとローレベルとの切り替えタイミング）が補正されて、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルス幅の中間値をキャリア波の山及び谷の双方または一方と一致させることができる。

詳細には、パルスタイミング補正処理部３３は、次式（５）に従って、三角波の変化量ΔＣの極性に応じて、変調制御部１０により定まる補正量Ｋ_dlyの符号を切り替え、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に対して補正量Ｋ_dlyの加算又は減算を行うことで、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を算出する。

式（５）の右辺第２項に示されるように、補正量Ｋ_dlyに対する正負の符号は、符号関数ｓｇｎ（ΔＣ）によって定まる。補正量Ｋ_dlyは、表１に示されるように、後述の式（７）、（８）によって定められる。ΔＣは、キャリア波の変化量であり、１回の制御演算中に互いに異なるタイミングで取得した２つの三角波のカウント値の差分である。本実施形態では、キャリア波の変化量ΔＣは、次式（６）に従って、今回のキャリア波の取得値Ｃ₂から前回のキャリア波の取得値Ｃ₁を減算することで算出される。

パルスタイミング補正処理部３３は、式（６）に従って算出された変化量ΔＣがゼロよりも大きい場合には、キャリア波が増加中の区間であると判定し、変化量ΔＣがゼロよりも小さい場合には、キャリア波が減少中の区間であると判定する。なお、パルスタイミング補正処理部３３は、キャリア波の２つのカウント値でなく、互いに異なるタイミングで３つ以上のカウント値を取得し、それらの複数のカウント値に基づいてキャリア波の増減を判定してもよい。

そして、キャリア波が増加中の区間である場合には、パルスタイミング補正処理部３３は、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に対して補正量Ｋ_dlyを加算して、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を求める。算出されるデューティ指令値Ｄ_u03 ^*が用いられる次区間は減少中の区間であるため、補正量Ｋ_dlyを加算することで、ＰＷＭ信号の位相が進む。

一方、キャリア波が減少中の区間である場合には、パルスタイミング補正処理部３３は、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に対して補正量Ｋ_dlyを減算して、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を求める。算出されるデューティ指令値Ｄ_u03 ^*が用いられる次区間は増加中の区間であるため、補正量Ｋ_dlyを減算することで、ＰＷＭ信号の位相が進む。

このように、パルスタイミング補正処理部３３は、キャリア波が増加中か減少中かに応じて補正量Ｋ_dlyを増減させることで、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を算出する。そして、パルスタイミング補正処理部３３は、補正後のデューティ指令値Ｄ_u03 ^*をＰＷＭ変換処理部３４に出力する。このようなデューティ指令値Ｄ_u03 ^*が用いられることにより、後段の処理で求められるＰＷＭ信号の位相を予め進めることができる。

ＰＷＭ変換処理部３４は、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*とキャリア波との比較を行い、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0を生成する。なお、この比較処理は、一般に、コンペアマッチングと称される。デューティ指令値Ｄ_u03 ^*は、ＰＷＭ変換処理部３４の機能を実現するマイコンのレジスタに記憶されて、キャリア波と比較される。なお、この処理において用いられるキャリア波のキャリア周期ｔ_cは、変調制御部１０からの出力に応じて定められる。

デューティ指令値Ｄ_u03 ^*は、キャリア波の山又は谷となるタイミング、すなわち、制御周期ｔ_tごとに更新される。そのため、制御周期ｔ_tがｔ_base／２の場合には、キャリア波の山又は谷となるタイミングから、次に山又は谷となるタイミングまでにおいて、同じデューティ指令値Ｄ_u03 ^*が用いられる。制御周期ｔ_tがｔ_baseの場合には、キャリア波が山となるタイミングから、次に山となるタイミングまで、もしくは、キャリア波が谷となるタイミングから、次に谷となるタイミングまで、同じデューティ指令値Ｄ_u03 ^*が用いられる。

ＰＷＭ変換処理部３４は、例えば、図７に示されるようにＵ相電流ｉ_uがマイナスである場合には、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*がキャリア波よりも小さいときに、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0をローレベルに設定する。ＰＷＭ変換処理部３４は、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*がキャリア波よりも大きいときに、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0をハイレベルに設定する。下段のスイッチング素子に対するＰＷＭ信号Ｐ_ul0は、上段のスイッチング素子に対するＰＷＭ信号Ｐ_uu0に対して、レベルが反転するように設定される。ＰＷＭ変換処理部３４は、このように生成されたＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0を、デッドタイム付加処理部３５に出力する。

デッドタイム付加処理部３５は、ＰＷＭ変換処理部３４により算出されたＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0に対してデッドタイムｔ_dtを付加する処理を行い、ＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulを生成する。

本実施形態では、デッドタイム付加処理部３５は、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0のそれぞれに対して、立ち上がりタイミングをデッドタイムｔ_dtだけ遅延させることで、ＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulを生成する。デッドタイム付加処理部３５は、生成されたＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulを、インバータ４に出力する。

ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0の立ち上がりタイミングをデッドタイムｔ_dtだけ遅延させることで、一対のスイッチング素子が同時にオンとなりモータ２００のＵ相の端子の電圧が不安定になることを抑制できる。

次に、式（５）において用いられる補正量Ｋ_dlyについて説明する。表１に示されるように、固定モードの場合には、補正量Ｋ_dlyは、第１補正量Ｋ₁となり、拡散モードの場合には、カウンタが０～３の時に、補正量Ｋ_dlyは第２補正量Ｋ₂となり、カウンタが４の時に補正量Ｋ_dlyはゼロとなる。これらの第１補正量Ｋ₁、第２補正量Ｋ₂はそれぞれ以下のように求められる。

ＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulが遅延する要因として、デッドタイム付加処理部３５によるデッドタイムｔ_dtの付加以外に、ＰＷＭ信号の伝達回路における遅延時間である伝達遅延ｔ_{dly_c}、スイッチング素子の操作に起因する遅延時間である操作遅延ｔ_{dly_s}、及び、センサや入力回路などにおけるサンプリングに起因する遅延時間である検出遅延ｔ_{dly_cs}などが考えられる。なお、操作遅延ｔ_{dly_s}は、スイッチング素子のオン操作の遅れ時間とオフ操作の遅れ時間の平均値とする。

これらの遅延に起因して、生成されるＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uや、測定されるＵ相電流ｉ_uにおいて位相が遅延するおそれがある。そこで、パルスタイミング補正処理部３３は、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*を補正することで、ＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulの位相のずれが抑制されるように、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を生成する。

固定モードにて用いられる第１補正量Ｋ₁は、次式（７）のように定められる。

第１補正量Ｋ₁に対して、時間単位からキャリア波の振幅への単位系の変換をすると、デッドタイムｔ_dtの半値と、伝達遅延ｔ_{dly_c}、検出遅延ｔ_{dly_cs}、及び、操作遅延ｔ_{dly_s}との合計に相当する時間、すなわち、「ｔ_dlt／２＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」となる。なお、この単位系の変換は、キャリア波の半周期「ｔ_c／２」において、キャリア波が振幅の２倍の「２Ｋ_D」だけ変化することに基づいて行われる。

すなわち、第１補正量Ｋ₁は、電力制御装置１００において発生する遅延に応じて定められており、これらの遅延を補償する補償量に相当する。なお、式（７）の第１補正量Ｋ₁に含まれる遅延成分は、発生する遅延の一例であり、第１補正量Ｋ₁に、これらの遅延の一部が含まれていなくてもよいし、その他の遅延が含まれていてもよい。

また、拡散モードにて用いられる第２補正量Ｋ₂は、次式（８）のように定めることができる。

第２補正量Ｋ₂が第１補正量Ｋ₁の、１．２５倍（５／４倍）となる理由は、以下のとおりである。拡散モードにおける補正量Ｋ_dlyは、５つの制御周期ｔ_tのうち（カウンタ：０～４）、４つ（カウンタ：０～３）において第２補正量Ｋ₂が用いられ、１つ（カウンタ：４）においてゼロとなる。一方、固定モードにおける補正量Ｋ_dlyは、固定的に第１補正量Ｋ₁が用いられる。そのため、式（８）が成立することにより、５つの制御周期ｔ_tの全体をまとめて考察すれば、固定モードと拡散モードとで補正量Ｋ_dlyの和は５Ｋ₁となり等しくなる。

なお、上述のように、式（７）に示される第１補正量Ｋ₁を用いた補正を行うことにより、第１補正量Ｋ₁の時間単位への換算値であるデッドタイムｔ_dtの半値と、伝達遅延ｔ_{dly_c}、検出遅延ｔ_{dly_cs}、及び、操作遅延ｔ_{dly_s}との合計に相当する時間、すなわち、「ｔ_dlt／２＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ、ＰＷＭ信号の位相を変化させることができる。以下の説明の便宜上、第１補正量Ｋ₁に起因する位相の変化量をｔ_fwdとして、次式のように定義する。

すなわち、式（７）に示される第１補正量Ｋ₁を用いた補正により、ｔ_fwdだけ位相を補償できる。また、式（８）に示される第２補正量Ｋ₂を用いた補正により、第１補正量Ｋ₁による位相の変化量の１．２５倍、すなわち、１．２５ｔ_fwdだけ位相を補償できる。

図６は、デューティ指令値の算出制御の一例を示すフローチャートである。この算出制御は、制御周期ｔ_tごとに繰り返し実行される。なお、このフローチャートにおける制御は、電力制御装置１００において記憶されているプログラムが実行されることにより、実現されてもよい。

ステップＳ５０１において、電力制御装置１００（電流検出器７_u及び７_v）は、アナログ的に取得された電流値をＡ／Ｄ変換して、Ｕ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを取得する。同時に、電力制御装置１００は、回転子位置検出器２０１から、アナログ的に検出された回転子の位置をＡ／Ｄ変換して得られた電気角θを取得する。

ステップＳ５０２において、電力制御装置１００（ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９）は、式（２）に基づき、ステップＳ５０１にて得られたＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_v、及び、電気角θに応じて、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qを求める。同時に、電力制御装置１００（モータ回転速度演算器８）は、電気角θに基づいて回転数Ｎを演算する。

ステップＳ５０３において、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、トルク指令値Ｔ^*と、回転数Ｎとに基づき、図３に示されるグラフを用いて、拡散モード、又は、固定モードのいずれかを選択する。同時に、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、式（７）に基づいて、発生する遅延を補償するための補償量として、第１補正量Ｋ₁を算出する。

ステップＳ５０４において、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、拡散モードが選択されるか否かを判断し、その判断結果に応じて、次の処理を行う。

固定モードが選択され、拡散モードが選択されない場合には（Ｓ５０４：Ｎｏ）、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、次に、ステップＳ５０５の処理を行う。拡散モードが選択される場合には（Ｓ５０４：Ｙｅｓ）、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、次に、ステップＳ５０６の処理を行う。

ステップＳ５０５において、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、表１に示されるように、キャリア周期ｔ_cとして基本周期ｔ_baseを、制御周期ｔ_tとしてｔ_base／２を、補正量Ｋ_dlyとして第１補正量Ｋ₁を出力する。すなわち、この処理において、ステップＳ５０３で算出された補償量である第１補正量Ｋ₁に対して１を乗ずる補正をし、補正量Ｋ_dlyが算出される。

一方、ステップＳ５０６おいて、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、カウンタを制御周期ｔ_tごとにカウントアップするとともに、カウンタが４よりも小さいか否かを判定する。

カウンタが４よりも小さい場合には（Ｓ５０６：Ｙｅｓ）、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、次に、ステップＳ５０７の処理を行う。ステップＳ５０７においては、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、キャリア周期ｔ_cとして基本周期ｔ_baseを、制御周期ｔ_tとしてｔ_base／２を、補正量Ｋ_dlyとして第２補正量Ｋ₂を設定する。すなわち、この処理において、ステップＳ５０４で算出された補償量である第１補正量Ｋ₁に対して１．２５を乗ずる補正をし、補正量Ｋ_dlyが算出される。

カウンタが４である場合、すなわち、カウンタが４より小さくない場合には（Ｓ５０６：Ｎｏ）、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、次に、ステップＳ５０８の処理を行う。ステップＳ５０８においては、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、キャリア周期ｔ_cとしてｔ_base／２を、制御周期ｔ_tとしてｔ_base／２を、補正量Ｋ_dlyとしてゼロを設定する。すなわち、この処理において、ステップＳ５０４で算出された補償量である第１補正量Ｋ₁に対して０を乗ずる補正をし、補正量Ｋ_dlyが算出される。

ステップＳ５０９において、電力制御装置１００（トルク制御部１）は、トルク指令値Ｔ^*と、バッテリ電圧検出値Ｖ_dcと、回転数Ｎと、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qとに基づいて、電流ベクトル制御によって、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を算出する。

ステップＳ５１０において、電力制御装置１００（ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２）は、式（１）に従って、電気角検出値θに基づいて、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を三相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に変換する。

ステップＳ５１１において、電力制御装置１００（ＰＷＭ変換器３のデューティ指令値演算部３１）は、式（３）に従い、三相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*と、バッテリ電圧検出値Ｖ_dcとを用いて、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*、Ｄ_v01 ^*及びＤ_w01 ^*を演算する。

ステップＳ５１２において、電力制御装置１００（ＰＷＭ変換器３のデッドタイム補償処理部３２）は、式（４）に従って、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*、Ｄ_v01 ^*及びＤ_w01 ^*に対してデッドタイム付加に対する補償処理を行い、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*、Ｄ_v02 ^*及びＤ_w02 ^*を算出する。

ステップＳ５１３において、電力制御装置１００（ＰＷＭ変換器３のパルスタイミング補正処理部３３）は、キャリア周期ｔ_cが制御周期ｔ_tよりも大きいか否かを判定する。そして、キャリア周期ｔ_cが制御周期ｔ_tよりも大きい場合には（Ｓ５１３：Ｙｅｓ）、電力制御装置１００（パルスタイミング補正処理部３３）は、次に、ステップＳ５１４を実行する。一方、キャリア周期ｔ_cが制御周期ｔ_tよりも大きくない場合には（Ｓ５１３：Ｎｏ）、電力制御装置１００（パルスタイミング補正処理部３３）は、次に、ステップＳ５１７を実行する。

ステップＳ５１４において、電力制御装置１００（パルスタイミング補正処理部３３）は、式（６）に従って、キャリア波の強度が増加中か減小中かを判断する。そして、キャリア波が増加中である場合には（Ｓ５１４：Ｙｅｓ）、電力制御装置１００（パルスタイミング補正処理部３３）は、補正量Ｋ_dlyを加算するために、次にステップＳ５１５の処理を行う。キャリア波が増加中でなく減少中である場合には（Ｓ５１４：Ｎｏ）、電力制御装置１００（パルスタイミング補正処理部３３）は、補正量Ｋ_dlyを減算するために、次にステップＳ５１６の処理を行う。

ステップＳ５１５において、電力制御装置１００（パルスタイミング補正処理部３３）は、式（５）に従って、キャリア波が増加区間でありｓｇｎ（ΔＣ）が正となるため、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*、Ｄ_v02 ^*及びＤ_w02 ^*に補正量Ｋ_dlyを加算して、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*、Ｄ_v03 ^*及びＤ_w03 ^*を算出する。

ステップＳ５１６において、電力制御装置１００（パルスタイミング補正処理部３３）は、式（５）に従って、キャリア波が減少区間でありｓｇｎ（ΔＣ）が負となるため、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*、Ｄ_v02 ^*及びＤ_w02 ^*から補正量Ｋ_dlyを減算して、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*、Ｄ_v03 ^*及びＤ_w03 ^*を算出する。

キャリア周期ｔ_c及び制御周期ｔ_tは、ステップＳ５０５～Ｓ５０８において定められ、これらのうち、ステップＳ５０５、Ｓ５０６における設定によれば、キャリア周期ｔ_cが制御周期ｔ_tよりも大きくなり（Ｓ５１３：Ｙｅｓ）、補正量Ｋ_dlyの加算又は減算が行われる（Ｓ５１５、Ｓ５１６）。ステップＳ５０７における設定によれば、キャリア周期ｔ_cが制御周期ｔ_tよりも小さくなり（Ｓ５１３：Ｎｏ）、補正量Ｋ_dlyの加減は行われず、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*、Ｄ_v03 ^*及びＤ_w03 ^*が、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*、Ｄ_v02 ^*及びＤ_w02 ^*となる。

ステップＳ５１７において、電力制御装置１００（ＰＷＭ変換器３）は、ステップＳ５１５またはＳ５１６にて算出されたデューティ指令値Ｄ_u03 ^*、Ｄ_v03 ^*及びＤ_w03 ^*を、次区間での演算に用いるデューティ指令値として、マイコンのレジスタにセットする。そして、デューティ指令値の算出制御は終了する。

なお、ステップＳ５０１～Ｓ５１７で示されたデューティ指令値の算出制御の後において、電力制御装置１００（ＰＷＭ変換器３のＰＷＭ変換処理部３４）は、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*、Ｄ_v03 ^*及びＤ_w03 ^*とキャリア波とを比較して、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0、Ｐ_ul0、Ｐ_vu0、Ｐ_vl0、Ｐ_vu0及びＰ_vl0を生成する。

そして、電力制御装置１００（ＰＷＭ変換器３のデッドタイム付加処理部３５）は、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0、Ｐ_ul0、Ｐ_vu0、Ｐ_vl0、Ｐ_wu0及びＰ_wl0にデッドタイムｔ_dtを付加することで、ＰＷＭ信号Ｐ_uu、Ｐ_ul、Ｐ_vu、Ｐ_vl、Ｐ_wu及びＰ_wlを生成する。デッドタイム付加処理部３５は、ＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulをＵ相の一対のスイッチング素子に、ＰＷＭ信号Ｐ_vu及びＰ_vlをＶ相のスイッチング素子に、ＰＷＭ信号Ｐ_wu及びＰ_wlをＷ相のスイッチング素子に出力する。

電力制御装置１００（インバータ４）は、ＰＷＭ信号Ｐ_uu、Ｐ_ul、Ｐ_vu、Ｐ_vl、Ｐ_wu及びＰ_wlに基づいて各相において対をなすスイッチング素子が駆動されると、モータ２００の各相に三相ＰＷＭ電圧ｖ_u、ｖ_v、及びｖ_wをそれぞれ供給する。

このようにして、電力制御装置１００は、モータ２００に対して擬似的な交流電圧である三相ＰＷＭ電圧ｖ_u、ｖ_v、及びｖ_wを供給する。

図７は、固定モードにおけるＰＷＭ制御の一例の説明図である。なお、説明の便宜上、この図にはＵ相に関する制御のみ示されている。

この図の例においては、固定モードが選択されているので、前述の表１に示されるように、キャリア周期ｔ_cは基本周期ｔ_baseとなり、制御周期ｔ_tはｔ_base／２となり、補正量Ｋ_dlyは式（７）に示される第１補正量Ｋ₁となる。そのため、制御演算は、キャリア周期ｔ_cの半分ごとに行われ、また、キャリア周期ｔ_cは減少中の区間と増加中の区間により構成されるため、Ａ／Ｄ変換及び制御演算は、増加区間又は減少区間ごとになされる。

図上方には、キャリア波が示されている。以下では、左部に示されるキャリア波の減少区間を区間ａ、中央部に示される区間ａ後の増加区間を区間ｂ、右部に示される区間ｂ後の減少区間を区間ｃと称する。区間ａにおいては、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*の算出までの処理が示され、区間ｂ及びｃにおいては、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uの算出までの処理が示されるとともに、電力制御装置１００のインバータ４とモータ２００との間で実際に流れるＵ相電流ｉ_uが示されている。

図上部においては、区間ｂ及びｃにおいては、キャリア波に加えて、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*、及び、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*が点線で、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*が実線で示されている。

その下部には、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いて定まるＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0、及び、デッドタイムｔ_dtが付加されたＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulが示されている。さらに、それらの下部には、モータ２００に印加されるＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uと、Ｕ相電流ｉ_uの実値、及び、電流検出器７ｕによる検出値とが示されている。なお、この例においては、Ｕ相電流ｉ_uがマイナス、すなわちＵ相電流ｉ_uがモータ２００からインバータ４へ流れる場合が示されている。

区間ａでは、区間の開始タイミングから始まるＡ／Ｄ変換区間において、電力制御装置１００、及び、モータ２００の状態が検出される。そして、Ａ／Ｄ変換区間に続く制御演算区間において、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*、及び、補正量Ｋ_dlyが算出され、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*から補正量Ｋ_dlyを減じることで、区間ｂにおいて用いられるデューティ指令値Ｄ_u03 ^*が算出される。

そして、区間ａに続く区間ｂにおいては、前区間ａで算出されたデューティ指令値Ｄ_u03 ^*とキャリア波との比較などが行われ、ＰＷＭ信号Ｐ_uu、Ｐ_ulが生成される。ＰＷＭ信号Ｐ_uu、Ｐ_ulに応じてインバータ４が制御されることにより、モータ２００へＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uが印加されて、Ｕ相電流ｉ_uが流れる。

なお、説明の便宜上、区間ｂ、ｃにおいては、区間ａで算出されたデューティ指令値Ｄ_u02 ^*、及び、補正量Ｋ_dlyが用いられて、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*が算出されるものとする。

以下では、これらの処理の詳細について説明する。

区間ａにおいては、まず、Ａ／Ｄ変換区間において、電流検出器７_uにおけるサンプリング（Ａ／Ｄ変換）によってＵ相電流ｉ_uが取得される（Ｓ５０１）。

Ａ／Ｄ変換区間に続く制御演算区間において、トルク制御部１による演算、及び、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２による演算（Ｓ５０２）により、三相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*が算出される（Ｓ５０３）。そして、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*が算出され（Ｓ５０９）、座標変換が行われて、三相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*が算出される（Ｓ５１０）。

ＰＷＭ変換器３において、デューティ指令値演算部３１は、式（３）に従って、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*を算出する。デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相電流ｉ_uが負であるので、式（４）に従って、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に対して補償量「２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c」を減算することにより、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*を算出する。

その後、パルスタイミング補正処理部３３は、２つのタイミングでキャリア波の値Ｃ₁、Ｃ₂を取得し、式（６）に従って、キャリア波の増減を判断する。また、この図の例においては、固定モードが選択されているので（Ｓ５０４：Ｎｏ）、変調制御部１０は、表１に示されるように、補正量Ｋ_dlyを式（７）に示される第１補正量Ｋ₁とする。

区間ａにおいては、キャリア波が減少中であるため、パルスタイミング補正処理部３３は、式（５）に従って、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に対して補正量Ｋ_dlyを減算することで、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を算出する（Ｓ５１６）。

なお、区間ｂにおいては、キャリア波が増加中であるため、式（５）に従って、パルスタイミング補正処理部３３は、区間ａにて算出された補正量Ｋ_dlyを、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に対して加算することで、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を算出する（Ｓ５１５）。

次に、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u02 ^*を用いることによる、ＰＷＭ電圧の位相の変化について説明する。

式（４）に示されるように、Ｕ相電流ｉ_uがマイナスでありｓｇｎ（ｉ_u）が負となるので、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*は、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*よりも補償量「２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c」だけ小さい。補償量「２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c」を用いた補正により、補償量「２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c」の時間単位への換算値、すなわち、デッドタイムｔ_dtの半値「ｔ_dt／２」だけ、ＰＷＭ電圧の位相を変化させることができる。

区間ｂにおいては、増加区間であり、補償量「２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c」だけ減少させてデューティ指令値Ｄ_u02 ^*が求められるため、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u02 ^*を用いることで、デッドタイムｔ_dtの半値「ｔ_dt／２」だけ、ＰＷＭ電圧の位相を進めることができる。区間ｃにおいては、減少区間であるため、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u02 ^*を用いることで、デッドタイムｔ_dtの半値「ｔ_dt／２」だけ、ＰＷＭ電圧の位相を遅らせることができる。

そこで、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*がキャリア波よりも小さい区間をｔ₁とすれば、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*がキャリア波よりも小さい区間ｔ₂は、ｔ₁よりもデッドタイムｔ_dtだけ長くなり、「ｔ₂＝ｔ₁＋ｔ_dt」となる。従って、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u02 ^*を用いることで、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルス幅をデッドタイムｔ_dtだけ長くできる。

次に、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることによる、ＰＷＭ電圧の位相の変化について説明する。

式（５）によれば、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に対して補正量Ｋ_dlyを用いて補正をすることで、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*が算出される。補正量Ｋ_dlyは、式（７）に示される第１補正量Ｋ₁と等しいため、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、デッドタイムｔ_dtの半値と、伝達遅延ｔ_{dly_c}、検出遅延ｔ_{dly_cs}、及び、操作遅延ｔ_{dly_s}との合計時間「ｔ_dt／２＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」、すなわち、式（９）に示されるｔ_fwdだけ、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uの位相が変化する。

区間ｂは増加区間であり、補正量Ｋ_dlyを減算してデューティ指令値Ｄ_u03 ^*が得られるため、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、ｔ_fwdだけ位相が進む。区間ｃは減少区間であるので、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、ｔ_fwdだけ位相が進む。したがって、区間ｂ及びｃの両者において、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、ｔ_fwdだけ位相が進む。

ここで、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*、及び、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*による制御タイミングの変化をまとめて説明すれば、以下のようになる。

区間ｂにおいては、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u02 ^*を用いることにより、デッドタイムｔ_dtの半分「ｔ_dt／２」だけ位相が進み、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることにより、「ｔ_fwd＝ｔ_dt／２＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ位相が進む。その結果、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、「ｔ_dt＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uの位相が進
む。

区間ｃにおいては、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u02 ^*を用いることにより、デッドタイムｔ_dtの半分「ｔ_dt／２」だけ位相が遅れ、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることにより、「ｔ_fwd＝ｔ_dt／２＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ位相が進む。デッドタイムｔ_dtの半分「ｔ_dt／２」については位相の進みと遅れとがキャンセルされるので、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、「ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uの位相が進む。

以下では、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いてＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uがどのように算出されるのかについて説明する。

ＰＷＭ変換処理部３４は、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*とキャリア波とを比較し、比較結果に応じてＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0を生成する。デューティ指令値Ｄ_u03 ^*がキャリア波よりも大きい場合には、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0はハイレベルとなり、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*がキャリア波よりも小さい場合には、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0はローレベルとなり、さらに、ＰＷＭ変換処理部３４は、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0のレベルを反転させることで、ＰＷＭ信号Ｐ_ul0を生成する。

ここで、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0の切り替えタイミングは、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、区間ｂ及びｃの両者において、補正量Ｋ_dlyに応じた時間だけ位相が進む。そのため、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*により定まるＰＷＭ信号Ｐ_uu0のローレベル区間、及び、ＰＷＭ信号Ｐ_ul0のハイレベル区間は、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*がキャリア波よりも小さい区間ｔ₂と等しくなる。なお、上述のように、「ｔ₂＝ｔ₁＋ｔ_dt」が成立している。

デッドタイム付加処理部３５は、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0のそれぞれについて、立ち上がりタイミングをデッドタイムｔ_dtだけ遅らせることで、ＰＷＭ信号Ｐ_uu、Ｐ_ulを算出する。

ＰＷＭ信号Ｐ_uuのローレベル区間は、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0のローレベル区間と比較すると、デッドタイムｔ_dt分だけ長くなり、「ｔ₂＋ｔ_dt」となる。ＰＷＭ信号Ｐ_ulのハイレベル区間は、ＰＷＭ信号Ｐ_ui0のハイレベル区間と比較すると、デッドタイムｔ_dt分だけ短くなり、「ｔ₂－ｔ_dt」となる。なお、この「ｔ₂－ｔ_dt」は、「ｔ₁」と等しい。

また、ＰＷＭ信号Ｐ_uu、Ｐ_uuの両者がローレベルである場合には、上側と下側のスイッチング素子がオフとなるが、Ｕ相電流ｉ_uはマイナスであり、モータ２００から電力制御装置１００へと電流ｉが流れる。そのため、インバータの構成上、上側のスイッチング素子に併設されたダイオードだけが導通状態となり、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uの電位は「Ｖ_dc／２」となるので、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uにおいて電位が「－Ｖ_dc／２」となるパルス幅は、ＰＷＭ信号Ｐ_ulのハイレベル区間と等しくなる。その結果、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いた場合のＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルス幅はｔ₁であり、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*を用いた場合と等しくなる。

ＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulによってインバータ４が制御される。ＰＷＭ信号Ｐ_uuがローレベル、かつ、ＰＷＭ信号Ｐ_ulがハイレベルである状態では、Ｕ相配線に「－Ｖ_dc／２」の電位が供給され、それ以外の状態では、Ｕ相配線に「Ｖ_dc／２」の電位が供給される。供給される電位が変化するタイミングから、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uが変化するタイミングまでは、伝達遅延ｔ_{dly_c}と操作遅延ｔ_{dly_s}との和である「ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}」だけ遅延する。

そして、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uの変化に応じて、擬似的な交流電流であるＵ相電流ｉ_uが流れる。Ｕ相電流ｉ_uは、Ｕ相配線の電圧が「Ｖ_dc／２」から「－Ｖ_dc／２」に変化するときに最大となり、Ｕ相配線の電圧が「－Ｖ_dc／２」から「Ｖ_dc／２」に変化するときに最小となる。そして、Ｕ相電流ｉ_uの測定値は、その実値に対して、検出遅延ｔ_{dly_cs}だけ遅れている。

従って、区間ｂにおいては、Ｕ相電流ｉ_uの検出値は、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*により定まるＰＷＭ信号Ｐ_ul0に対して、デッドタイムｔ_dtと、伝達遅延ｔ_{dly_c}、操作遅延ｔ_{dly_s}、及び、検出遅延時間ｔ_{dly_cs}との和、すなわち、「ｔ_dt＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ遅延する。

区間ｃにおいては、Ｕ相電流ｉ_uの検出値における最小値（谷）と対応するＰＷＭ信号Ｐ_ul0の立ち下がりタイミングにおいて、デッドタイムｔ_dtが付加されない。そのため、Ｕ相電流ｉ_uの検出値は、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0に対して、伝達遅延ｔ_{dly_c}、操作遅延ｔ_{dly_s}、及び、検出遅延時間ｔ_{dly_cs}の和、すなわち、「ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ遅延する。

上述のように、区間ｂにおいて、Ｕ相電流ｉ_uが検出されるタイミングは、デッドタイム補償前のＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰＷＭ信号Ｐ_ul0の切り替えタイミングに対して、「ｔ_dt＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ位相が遅延する。しかしながら、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、ＰＷＭ信号の切り替えタイミングは、「ｔ_dt＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ位相が進む。

区間ｃにおいて、Ｕ相電流ｉ_uが検出されるタイミングは、デッドタイム補償前のＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰＷＭ信号Ｐ_ul0の切り替えタイミングに対して、「ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ位相が遅延する。しかしながら、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、ＰＷＭ信号の切り替えタイミングは、「ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ位相が進む。

このように、区間ｂ、ｃの両者において、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、発生する位相の遅延分だけ予め位相が進められるように補正がされるので、発生する遅延は相殺される。

Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uが「－Ｖ_dc／２」と「Ｖ_dc／２」との間で切り替えられることにより、高調波を含む電流が流れる。そのため、理想的には、これらの切り替えタイミング、すなわち、Ｕ相電流ｉ_uがピークとなる山及び谷の中間においてＡ／Ｄ変換が行われるのが好ましい。

固定モードにおいては、式（７）に示される第１補正量Ｋ₁を用いることで、検出されるＵ相電流ｉ_uのピークの中間においてキャリア波がピーク（山及び谷）となる。その結果、キャリア波のピークにおいてＡ／Ｄ変換により得られる電流値にスイッチングに起因する高周波成分が混入するのを抑制できる。

図８は、拡散モードが設定されている場合におけるＰＷＭ制御の一例の説明図である。この図においては、６つの区間ａ～ｆが示されており、これらの区間が制御周期ｔ_tの長さとなっている。区間ａ～ｆのそれぞれにおいて、区間の先頭からＡ／Ｄ変換と制御演算とが行われて、次区間のデューティ指令値Ｄ_u03 ^*が算出される。なお、説明の便宜上、区間ａ～ｆにおいては、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*は一定であるものとする。

区間ｂにおいては、変調制御部１０の有するカウンタが４であり、ステップＳ５０８に従い、区間ｃにおいて用いられるパラメータが定められる。すなわち、区間ｃでは、キャリア周期ｔ_cは基本周期ｔ_base／２となり、制御周期ｔ_tはｔ_base／２となり、補正量Ｋ_dlyはゼロとなる。

区間ａ、ｂ、ｄ、及びｅにおいては、ステップＳ５０７に従い、キャリア周期ｔ_cは基本周期ｔ_baseとなり、制御周期ｔ_tはｔ_base／２となり、補正量Ｋ_dlyは、第２補正量Ｋ₂となる。なお、式（８）に示されるように、第２補正量Ｋ₂は第１補正量Ｋ₁の１．２５倍に相当する。

以下ではそれぞれの区間について詳細に説明する。

区間ａ及びｂにおいて、キャリア周期ｔ_cは基本周期ｔ_baseであり、制御周期ｔ_tはｔ_base／２である。キャリア波は、１つの基本周期ｔ_baseの間に、１つの増加区間と１つの減少区間とが存在するため、増加区間及び減少区間の長さがｔ_base／２であり、制御周期ｔ_tと等しい。そのため、増加区間が区間ａに相当して、区間の先頭においてＡ／Ｄ変換と制御演算とが行われる。同様に、減少区間が区間ｂに相当して、区間の先頭においてＡ／Ｄ変換と制御演算とが行われる。

区間ｃにおいては、キャリア周期ｔ_cは基本周期ｔ_base／２であり、制御周期ｔ_tはｔ_base／２である。キャリア波の基本周期ｔ_base／２の間に、増加区間と減少区間とが存在する。そして、制御周期ｔ_tが基本周期と等しくｔ_base／２であるため、増加区間の先頭においてのみ制御演算が行われ、減少区間ではＡ／Ｄ変換及び制御演算は行われない。

区間ｄ及びｅは、区間ａ及びｂと同様に、キャリア周期ｔ_cが基本周期ｔ_baseであるキャリア波における増加区間及び減少区間であり、それぞれの区間の先頭においてＡ／Ｄ変換と制御演算とが行われる。

ここで、それぞれの区間において、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることにより、ＰＷＭ信号の位相が変化するか検討する。

区間ａ、ｂ、ｄ、ｅにおいては、式（５）に示されるような補正量Ｋ_dly、すなわち、第２補正量Ｋ₂に相当する時間「１．２５ｔ_fwd」だけ、デューティ指令値とキャリア波との交点、すなわち、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0の位相が変化する。

区間ａ、ｄにおいては、キャリア波は増加区間であり、式（５）において補正量Ｋ_dlyの減算がなされるので、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0の位相は「１．２５ｔ_fwd」だけ進む。区間ｂ、ｅにおいては、キャリア波は減少区間であり、式（５）において補正量Ｋ_dlyの加算がなされるので、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0の位相は「１．２５ｔ_fwd」だけ進む。このため、区間ａ、ｂ、ｄ及びｅにおいては、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0の位相は「１．２５ｔ_fwd」だけ進む。

区間ｃにおいては、表１に示されるように、補正量Ｋ_dlyはゼロであるので、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0の位相は変化しない。区間ｃには、キャリア波の増加区間と減少区間とが存在するため、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0には２回の切り替えタイミングが存在しているが、これらの２つの切り替えタイミングの位相は変化しない。

ここで、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0がハイレベルである区間、及び、ローレベルである区間について検討する。

区間ａにおける立ち下がりから、区間ｂにおける立ち上がりまでの間におけるローレベル区間については、立ち下がり及び立ち上がりのタイミングが、共に１．２５ｔ_fwdだけ位相が進む。そのため、ローレベル区間の中央値は、１．２５ｔ_fwdだけ位相が進む。すなわち、固定モードにおける位相の進みであるｔ_fwdと比較すると、０．２５ｔ_fwdだけ進みに超過がある。

区間ｂにおける立ち上がりから区間ｃにおける立ち下がりまでの間におけるハイレベル区間については、区間ｂの立ち上がりのタイミングは１．２５ｔ_fwdだけ進むが、区間ｃの立ち下がりのタイミングは変化しない。そのため、ハイレベル区間の中央値は、１．２５ｔ_fwdの半値に相当する０．６７５ｔ_fwdだけ進む。この場合、固定モードにおける位相の進みであるｔ_fwdと比較すると、０．３７５ｔ_fwdだけ進みに不足がある。

区間ｃにおける立ち下がりから立ち上がりまでの間がローレベル区間については、区間ｃにおいては補正量Ｋ_dlyがゼロであるので、このローレベル区間において位相の変化はない。

区間ｃにおける立ち上がりから区間ｄにおける立ち下がりまでの間におけるハイレベル区間については、区間ｂにおける立ち上がりから区間ｃにおける立ち下がりまで間におけるハイレベル区間と同様の位相の進みがある。すなわち、このハイレベル区間の中央値は、０．６７５ｔ_fwdだけ進み、固定モードにおける位相の進みに対して０．３７５ｔ_fwdだけ進みに不足がある。

区間ｄにおける立ち下がりから区間ｅにおける立ち上がりまでの間におけるローレベル区間については、区間ａにおける立ち下がりから区間ｂにおける立ち上がりまでの間におけるローレベル区間と同様の位相の進みがある。すなわち、このローレベル区間の中央値は、１．２５ｔ_fwdだけ位相が進み、固定モードにおける位相の進みに対して０．２５ｔ_fwdだけ進みに超過がある。

区間ｅにおける立ち上がりから区間ｆにおける立ち下がりまで間におけるハイレベル区間については、区間ａにおける立ち下がりから区間ｂにおける立ち上がりまでの間におけるローレベル区間と同様の位相の進みがある。すなわち、このハイレベル区間の中央値は、１．２５ｔ_fwdだけ位相が進み、固定モードにおける位相の進みに対して０．２５ｔ_fwdだけ進みに超過がある。

ここで、区間ａ～ｄの５区間を１セット、正確には区間ａにおけるＰＷＭ信号Ｐ_uu0のレベル変化から区間ｆにおけるＰＷＭ信号Ｐ_uu0のレベル変化までの区間を１セットして位相の進みを考えると、区間ａ、ｄ及びｅの３区間で０．２５ｔ_fwdだけ超過があり、区間ａ及びｄの２区間で０．２５ｔ_fwdだけ不足がある。その結果、次式に示されるように、位相の進みにおける超過と不足との和は、共に０．７５ｔ_fwdとなるので、両者は相殺される。

すなわち、本実施形態における動作を説明すれば、以下のようになる。区間ｃにおいては、キャリア波のキャリア周期ｔ_cがｔ_base／２となり、増加区間、及び、減少区間はそれぞれｔ_base／４となる。そのため、増加区間又は減少区間においてはＡ／Ｄ変換及び制御演算を完了させることができないが、制御周期ｔ_tはｔ_base／２であるので、増加区間のみでＡ／Ｄ変換及び制御演算が行われる。なお、区間ｃにおいては、補正量Ｋ_dlyがゼロであり、位相に変化はない。

区間ａ、ｂ、ｄ及びｅにおいては、式（５）に示される補正量Ｋ_dlyとして、固定モードで用いられる第１補正量Ｋ₁の１．２５倍の第２補正量Ｋ₂が用いられるので、固定モードの１．２５倍の位相が進む。そのため、図８及び式（９）に示されるように、区間ａ～ｆの１セットを検討すれば、ＰＷＭ信号のハイレベル区間及びローレベル区間の位相の進みは、全体として、固定モードにおける位相の進みと同じとなる。

このようにして、キャリア波のキャリア周期ｔ_cが変化して、区間ｃのような増加区間又は減少区間においてＡ／Ｄ変換及び制御演算を完了させることができない区間が存在しても、表１に示されるパラメータを用いることにより、全体としては、位相の進みにおける超過と不足とが相殺される。

図９は、拡散モードが設定されている場合のＰＷＭ制御の比較例の説明図である。この図においては、表１において、カウンタが０－３の場合の補正量Ｋ_dlyが第１補正量Ｋ₁であるものとする。

このような例においては、ＰＷＭ信号Ｐ_uuの立ち上がり及び立ち下がりは、区間ａ、ｂ、ｄ及びｅにおいてはｔ_fwdだけ位相が進み、区間ｃにおいては位相が変化しない。

まず、区間ａの立ち下がりから区間ｂの立ち上がりまでの間のローレベル区間、区間ｄの立ち下がりから区間ｅの立ち上がりまでの間のローレベル区間、及び、区間ｅの立ち上がりから区間ｆの立ち下がりまでの間のハイレベル区間について検討する。これらの区間においては、期間の始点と終点において位相がｔ_fwdだけ位相が進み、区間の中央値はｔ_fwdだけ位相が進む。そのため、位相の進みは、固定モードと同じである。

次に、区間ｂの立ち上がりから区間ｃの立ち下がりまでの間のハイレベル区間、及び、区間ｃの立ち上がりから区間ｄの立ち下がりまでの間のハイレベル区間について検討する。これらの区間においては、それぞれ、期間の始点と終点のうちのいずれか一方において位相がｔ_fwdだけ位相が進むので、区間の中央値はｔ_fwd／２だけ位相が進む。そのため、固定モードにおける位相の進みと比較すると、位相の進みがｔ_fwd／２だけ不足する。

したがって、区間ａ～ｄの５区間、正確には区間ａにおけるＰＷＭ信号Ｐ_uu0のレベル変化から区間ｆのレベル変化までの区間の全体としては、位相の進みの不足と超過とが相殺されず、全体として位相の進みに不足が生じて、遅れが発生してしまう。

次に、図１０、１１を用いて、各モードが選択される場合における、補正量Ｋ_dlyとモータ２００に流れる電流値との関係について説明する。

図１０は、固定モードにおける、モータ２００における回転数Ｎと電流ｉとの関係を示すグラフである。

図１１は、拡散モードにおける、モータ２００における回転数Ｎと電流ｉとの関係を示すグラフである。

これらの図においては、左から右に向かって回転数Ｎが大きくなり、下から上に向かって電流ｉが大きくなる。また、モータ２００に供給される電流ｉが一定となるように制御された状態において、回転数Ｎの変化に応じたモータ２００に実際に流れる定格電流ｉが示されている。電力制御装置１００において発生する遅延に起因してＰＷＭパルス信号の位相が変化すると、Ａ／Ｄ変換タイミングがＰＷＭパルスに対して相対的にずれてしまう。そのため、ＰＷＭ高調波が混入してしまい、回転数Ｎの増加に応じて電流ｉが減少してしまう。

これらの図には、補正量Ｋ_dlyを変化させた場合の電流ｉが示されている。補正量Ｋ_dlyはゼロからＫ_fまで変化され、０、Ｋ_a、Ｋ_b、Ｋ_c、Ｋ_d、Ｋ_e、Ｋ_fの順に大きくなる。固定モード、及び、拡散モードのそれぞれにおいて、回転数Ｎの増加に対する電流ｉの減少率は、補正量Ｋ_dlyが大きくなるほど小さくなる。そして、固定モードにおいて、補正量Ｋ_dlyがＫ_fである場合には、回転数Ｎの増加に応じて電流ｉは略変化しない。

また、補正量Ｋ_dlyが同じである場合には、回転数Ｎの増加に対する電流ｉの減少率は、拡散モードの方が、固定モードよりも大きい。そのため、流れる電流ｉを同じにしようとすると、拡散モードにおける補正量Ｋ_dlyを、固定モードにおける補正量Ｋ_dlyよりも大きくする必要がある。

例えば、図１０に示される固定モードにおいて、回転数Ｎ₁、かつ、補正量Ｋ_bである場合に、電流ｉ₁となる。図１１に示される拡散モードにおいて、回転数Ｎ₁、かつ、補正量Ｋ_cである場合に、電流ｉ₁である。そして、補正量Ｋ_cは、補正量Ｋ_bの１．２５倍であるものとする。

このような場合には、第１補正量Ｋ₁として補正量Ｋ_bを用いると、第２補正量Ｋ₂は補正量Ｋ_cとなる。そのため、回転数がＮ₁で等速制御されている場合において、固定モードと拡散モードとの間でモード変更があったとしても、電流ｉは変化しない。したがって、固定モードと拡散モードとのモード変化をスムーズに行うことができる。

このように、図１０、１１に示されるように、回転数Ｎに応じた電流ｉの減少率は、拡散モードの方が固定モードよりも小さい。また、補正量Ｋ_dlyが大きくなるほど、電流ｉの減少率は小さい。そのため、同じ回転数Ｎにおいて、モータ２００に流れる電流ｉを等しくするためには、拡散モードにおける第２補正量Ｋ₂は、固定モードにおける第１補正量Ｋ₁よりも大きくする必要がある。

本実施形態においては、拡散モードの補正量Ｋ_dlyは、第２補正量Ｋ₂であり、固定モードの補正量Ｋ_dlyである第１補正量Ｋ₁の１．２５倍であるため、第１補正量Ｋ₁よりも大きい。そのため、固定モードと拡散モードとの間でモード変化を行う場合に、電流ｉの変化が生じにくいので、モータ２００のトルク段差などの発生が抑制され、制御特性を向上させることができる。

本実施形態によれば、以下の効果を得ることができる。

本実施形態の電力制御方法によれば、電力制御装置１００は、ＰＷＭ電圧において発生する位相のずれｔ_fwdを補償する第１補正量Ｋ₁を算出する（Ｓ５０４）。そして、電力制御装置１００は、第１補正量Ｋ₁に対してキャリア信号の制御周期ｔ_tに応じた補正を行うことで補正量Ｋ_dlyを求め（Ｓ５０８）、補正量Ｋ_dlyを用いてキャリア信号が増加中か減少中かに応じて前記デューティ指令値を補正する（Ｓ５１４～５１６）。

詳細には、図６のフローチャートに示されるように、固定モードであるステップＳ５０５においては、キャリア周期ｔ_cがｔ_base／２であり、補正量Ｋ_dlyとして第１補正量Ｋ₁がそのまま設定される。拡散モードであるステップＳ５０６においては、キャリア周期ｔ_cがｔ_baseであり、補正量Ｋ_dlyとして第１補正量Ｋ₁が１．２５倍された第２補正量Ｋ₂が設定される。さらに、ステップＳ５０７においては、キャリア周期ｔ_cがｔ_base／２である場合に、補正量Ｋ_dlyとしてゼロが設定される。

ステップＳ５０７の処理において、キャリア周期ｔ_cがｔ_base／２である場合には、サンプリング及びデューティ指令値の算出に要する処理の周期が、キャリア波が山または谷となる間隔よりも短くなる。そのため、キャリア波が山または谷となるタイミングでサンプリングを行うことができない。このような場合において、さらに補正量Ｋ_dlyを用いてデューティ指令値を補正してしまうと、生成されるＰＷＭ信号のパルス幅が所望の値から乖離してしまい、好ましくない。そこで、キャリア周期ｔ_cに応じて、第１補正量Ｋ₁をゼロとして設定することで、ＰＷＭ信号における指令値との乖離を抑制することができる。これにより、モータ２００の制御精度を向上させることができる。

本実施形態の電力制御方法によれば、拡散モードにおいては、キャリア周期ｔ_cがｔ_base、ｔ_base／２と異なる周期の間で、カウンタに応じた繰り返し規則で切り替えられる。カウンタが０－３であり、キャリア周期ｔ_cがｔ_baseの場合には、補正量Ｋ_dlyとして第２補正量Ｋ₂が用いられる。カウンタが４であり、キャリア周期ｔ_cがｔ_base／２の場合には、補正量Ｋ_dlyとしてゼロが用いられる。このように、キャリア周期ｔ_cが異なるキャリア波を所定の繰り返し規則で切り替える場合であっても、最終的に生成されるＰＷＭ信号の全体としての位相の進みと遅れとを相殺できるので、モータ２００の制御精度を向上させることができる。

より詳細には、第２補正量Ｋ₂は、電力制御装置１００における遅延時間であるｔ_fwdに応じた第１補正量Ｋ₁の１．２５（５／４）倍である。これは、カウンタが０－４である５カウントのうち０－３である４カウントにおいて第２補正量Ｋ₂が用いられ、カウンタが４である１カウントにおいてゼロが用いられることに起因する。

５カウントをまとめて考察すれば、５カウントにおいて補正量Ｋ_dlyが第１補正量Ｋ₁となる固定モードと、４カウントにおいて補正量Ｋ_dlyが第２補正量Ｋ₂となり、かつ、１カウントにおいて補正量Ｋ_dlyがゼロとなる拡散モードとでは、全体として補正量Ｋ_dlyの総和が等しい。

このような理由により、拡散モードにおける第２補正量Ｋ₂は、キャリア周波数の組み合わせにおいて補正量がゼロとなるキャリア周波数の占める割合に応じて算出される。このように、全体としての遅延を等しくできる。そのため、固定モードと拡散モードとの間における遷移において遅延の差が発生しないので、モード切替に起因するトルク段差の発生を抑制できるので、モータ２００の制御精度を向上させることができる。

本実施形態の電力制御方法によれば、図６のフローチャートに示されるように、ステップＳ５０７においては、キャリア周期ｔ_cがｔ_base／２である場合に、補正量Ｋ_dlyとしてゼロが設定される。なお、キャリア周期ｔ_cがｔ_base／２である場合には、山及び谷の間隔はｔ_base／４であり、サンプリング及びデューティ指令値の演算時間よりも短い。

そのため、制御周期ｔ_tをｔ_base／４として、キャリア波が山及び谷の両者のタイミングでサンプリングを開始しようとしても、制御周期ｔ_tの間においてデューティ指令値の演算が完了しない。そのため、制御周期ｔ_tを、ｔ_base／２とする必要がある。

このような制御周期ｔ_tにおいては、ＰＷＭ信号のスイッチングタイミングが２つ存在するので、キャリア信号の増減に応じてデューティ指令値を補正すると、２つのスイッチングタイミングがそれぞれ進み及び遅れるため、所望のパルス幅から乖離してしまう。そこで、拡散モードにおいてキャリア周期ｔ_cがｔ_base／２となり、キャリア波が山及び谷の両者のタイミングでサンプリングを開始できない場合には、補正量Ｋ_dlyをゼロとして算出することで、ＰＷＭ信号のパルス幅を所望の幅に近づけることができる。これにより、モータ２００の制御精度を向上させることができる。

本実施形態の電力制御方法によれば、拡散モードにおいては、５カウントのうち１カウントにおいて補正量Ｋ_dlyがゼロとなり、残りの４カウントにおいては、第１補正量Ｋ₁の１．２５倍であり、第１補正量Ｋ₁よりも大きい第２補正量Ｋ₂が用いられる。

図１０、１１に示されるように、固定モードにおける回転数の増加に応じた電流の減少率は、拡散モードにおける減少特性よりも、大きい。そのため、同じ回転数Ｎ₁でモータ２００を制御する状態において、拡散モードにおいて比較的大きな第２補正量Ｋ₂が用いられた場合の電流値ｉ₁と、固定モードにおいて第１補正量Ｋ₁が用いられた場合の電流値ｉ₁とが略等しくなる。

そのため、固定モードと拡散モードとの間のモード変化に起因して、電流値が略変化しないので、トルク変動を抑制することができる。これにより、モータ２００の制御精度を向上させることができる。

本実施形態の電力制御方法によれば、図３に示されるように、比較的回転数Ｎが小さく、かつ、比較的トルク指令値Ｔ^*が大きい場合に、拡散モードが選択される。回転数Nが小さく高負荷の場合には、インバータの動作に起因する共振により騒音が発生するおそれがある。このような場合に拡散モードが選択され、キャリア波の周期を変化させて一部のキャリア波の周期を短くして高周波数とすることで、騒音の発生を抑制することができる。

本実施形態の電力制御装置１００によれば、式（５）に示されるように、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*の算出に用いられる補正量Ｋ_dlyは、固定モードにおいては第１補正量Ｋ₁であるとともに、拡散モードにおいては第２補正量Ｋ₂またはゼロである。また、式（８）に示されるように、第２補正量Ｋ₂は、第１補正量Ｋ₁を１．２５倍することで求められる。なお、式（７）にて示されるように、第１補正量Ｋ₁には、デッドタイムｔ_dtに起因する成分が含まれているため、いずれのモードにおいても、補正量Ｋ_dlyには、デッドタイムｔ_dtに起因する成分が含まれている。

図７に示されるように、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u02 ^*を用いることで、デッドタイムｔ_dtの半値である「ｔ_dt／２」だけＰＷＭ信号の位相が変化する。区間ｂのキャリア波の増加区間では位相が進み、区間ｃの減少区間では位相が遅れる。さらに、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、区間ｂの増加区間では、ｔ_fwdだけスイッチングタイミングが進み。区間ｃの減少区間ではｔ_fwdだけ位相が進む。

その結果、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、区間ｂの増加区間では「ｔ_dt＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ位相が進み、区間ｃの減少区間では「ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ位相が進む。ここで、デッドタイム付加に起因するＰＷＭ信号のパルス幅の変化は、区間ｂにおいて発生し、区間ｃにおいて発生しない。

したがって、区間ｂにおいては、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、予めデッドタイムｔ_dtだけ、位相が進んでいるので、デッドタイム付加に起因する位相の変化が抑制される。

なお、区間ｃにおいては、デッドタイム付加に起因してＰＷＭ信号のパルス幅は変化しないので、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることにより予めデッドタイムｔ_dtだけ位相を変化させることは行われてにない。その結果、パルス幅の変化を抑制されるので、電流のサンプリングタイミングがインバータのスイッチングタイミングから時間的に離間でき、検出値におけるＰＷＭ高調波の混入を抑制できるので、ＰＷＭ電圧制御の精度の向上を図ることができる。

本実施形態の電力制御装置１００によれば、式（７）にて示されるように、第１補正量Ｋ₁は、ＰＷＭ信号の伝達回路における遅延時間である伝達遅延ｔ_{dly_c}、スイッチング素子の操作に起因する遅延時間である操作遅延ｔ_{dly_s}、及び、センサや入力回路などにおけるサンプリングに起因する遅延時間である検出遅延ｔ_{dly_cs}などに起因する成分を含む。そのため、第１補正量Ｋ₁を用いた補正によりデューティ指令値Ｄ_u03 ^*が算出されることで、図７に示されるように、ＰＷＭ信号の生成や、実際にモータ２００が電流ｉに流れる際に発生するこれらの遅延を抑制することができる。その結果、検出値におけるＰＷＭ高調波の混入を抑制できるので、ＰＷＭ電圧制御の精度の向上を図ることができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。

Claims (10)

1. ＰＷＭ制御に用いられるデューティ指令値を算出し、前記デューティ指令値とキャリア信号との比較結果に応じたＰＷＭ信号を生成し、該ＰＷＭ信号に基づいてインバータを駆動させることによりＰＷＭ電圧を負荷に供給する、電力制御方法であって、
   前記ＰＷＭ電圧において発生する位相のずれに応じて、前記ずれの補償に用いる補償量を求め、
   前記キャリア信号の周期に応じて、前記補償量を補正し、
   前記補正された補償量を用いて、前記キャリア信号の強度が増加中か減少中かに応じて、前記デューティ指令値を補正する、電力制御方法。
2. 請求項１に記載の電力制御方法であって、
   前記ＰＷＭ信号の生成において、前記キャリア信号の周期を所定の繰り返し規則での切り替えを、さらに行い、
   前記周期、及び、前記繰り返し規則に応じて、前記補償量を補正する、電力制御方法。
3. 請求項２に記載の電力制御方法であって、
   前記周期の半分が前記デューティ指令値の算出時間より短い場合には、前記補償量をゼロに補正する、電力制御方法。
4. 請求項３に記載の電力制御方法であって、
   前記繰り返し規則で切り替えられる特定の周期において前記補償量がゼロに補正される場合には、
   前記特定の周期とは異なる周期に応じて補正される前記補償量は、前記繰り返し規則における前記特定の周期への切り替え割合に応じて、算出される、電力制御方法。
5. 請求項２から４のいずれか１項に記載の電力制御方法であって、
   負荷の運転状態に応じて、１つの前記キャリア信号の周期を固定的に用いる第１モード、及び、前記キャリア信号の周期を前記パターンで切り替える第２モードのうちのいずれかのモードの選択を、さらに行い、
   前記第２モードの前記パターンにおける一部の周期に応じて補正された前記補償量は、前記第１モードにおける周期に応じて補正された前記補償量よりも大きい、電力制御方法。
6. 請求項５に記載の電力制御方法であって、
   前記負荷は、電動機であり、
   前記電動機の回転数が閾値よりも低く、かつ、トルク指令値が閾値よりも大きい場合には、前記第２モードを選択し、それ以外の場合には、前記第1モードを選択する、電力制御方法。
7. 請求項１から６のいずれか１項に記載の電力制御方法であって、
   前記補償量は、デッドタイム付加の処理において付加される時間に応じて定められる、電力制御方法。
8. 請求項１から７のいずれか１項に記載の電力制御方法であって、
   前記補償量は、前記ＰＷＭ信号の生成から、前記ＰＷＭ電圧の負荷への印加までの伝達遅延に応じて定められる、電力制御方法。
9. 請求項１から８のいずれか１項に記載の電力制御方法であって、
   前記補償量は、前記デューティ指令値の生成に用いられる測定値の検出遅延に応じて定められる、電力制御方法。
10. 直流電源と、
    ＰＷＭ信号に応じて前記直流電源から出力される直流の電圧を交流のＰＷＭ電圧に変換し、
    前記ＰＷＭ電圧を負荷に出力するインバータと、
    前記ＰＷＭ信号を生成する制御部と、を有する電力制御装置であって、
    前記制御部は、
    前記負荷の状態に応じて前記デューティ指令値を算出し、
    前記ＰＷＭ電圧において発生する位相のずれに応じて、前記ずれの補償に用いる補償量を求 め、
    前記キャリア信号の周期に応じて、前記補償量を補正し、
    前記補正された補償量を用いて、前記キャリア信号の強度が増加中か減少中かに応じて、前記デューティ指令値を補正し、
    前記デューティ指令値と補正された前記キャリア信号との比較結果に応じて、前記ＰＷＭ信号を生成する、電力制御装置。

Images