JP7249840B2 - モータ制御装置、モータシステム及びモータ制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置、モータシステム及びモータ制御方法に関する。

特許文献１には、インバータ回路の直流部に挿入した１つのシャント抵抗を用いて、モータを制御するためのＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流を検出する技術が開示されている。この方式で３相の全ての電流を検出するには、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation，パルス幅変調）キャリアの１周期内において、２相以上の電流を検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを発生させる必要がある。

特開２０１５－８４６３２号公報

しかしながら、従来の技術では、ＰＷＭ信号の位相が変化すると、それに応じて、直流母線に流れる電流に歪みが生じて、大きなノイズが重畳したような波形になる。この電流の歪みは、騒音の原因となり、モータに接続されるアプリケーションによっては、ユーザに不快感を与える場合があるという課題がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、騒音を抑制できるモータ制御装置を提供することを目的とする。

本発明の実施の形態のモータ制御装置は、第１ＰＷＭ信号、第２ＰＷＭ信号及び第３ＰＷＭ信号に基づいてモータを駆動するインバータ部と、前記インバータ部の直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号を出力する電流検出器とを備える。モータ制御装置は、前記検出信号を取得することによって、前記モータに流れる各相の相電流を検出する電流検出部を備える。モータ制御装置は、前記各相の相電流の検出値に基づいて、前記第１ＰＷＭ信号、前記第２ＰＷＭ信号及び前記第３ＰＷＭ信号のデューティ比を設定するデューティ比設定部を備える。モータ制御装置は、前記デューティ比の設定値を、レベルが周期的に増減するキャリアのレベルと比較することによって、前記第１ＰＷＭ信号、前記第２ＰＷＭ信号及び前記第３ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を備える。前記ＰＷＭ信号生成部は、前記設定値が変化した場合、前記設定値が変化した後の前記第１ＰＷＭ信号、前記第２ＰＷＭ信号及び前記第３ＰＷＭ信号が変化するタイミングの時系列的な並び順を、前記設定値が変化する前の前記第１ＰＷＭ信号、前記第２ＰＷＭ信号及び前記第３ＰＷＭ信号が変化するタイミングの時系列的な並び順と同じ並び順に調整して、前記キャリアの半周期期間内の前記電流検出部が１相の相電流を検出可能な通電幅の第１通電時間及び前記電流検出部が１相の相電流を検出可能な通電幅の第２通電時間を確保する。

本発明に係るモータ制御装置は、騒音を抑制できる、という効果を奏する。

本発明の実施の形態１に係るモータシステム１－１の構成例を示す図。 図１に示されるキャリア発生部３７、ＰＷＭ信号生成部３２などの構成例を示す図。 各相の三角波キャリアを生成する原理を説明するための図。 複数のＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗの波形と、これらのＰＷＭ信号の一周期当たりのキャリアＣの波形と、各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕの波形とを示す図。 本発明の実施の形態１に係るパルス位相調整の動作を説明するための第１図。 本発明の実施の形態１に係るパルス位相調整の動作を説明するための第２図。 本発明の実施の形態１に係るパルス位相調整の動作を説明するための第３図。 本発明の実施の形態１に係るパルス位相調整の動作を説明するための第４図。 モータ制御装置１００－１の動作を示すフローチャート。 第１電流検出処理の一例を示すフローチャート。 第２電流検出処理の一例を示すフローチャート。 パルス位相調整処理の動作を説明するためのフローチャート。 本発明の実施の形態２に係るモータシステム１－２の構成例を示す図。 モータ制御装置１００－２の動作を示すフローチャート。 印加電圧0(V)時に検出される電流を示す図。

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態に係るモータ制御装置、モータシステム及びモータ制御方法について詳細に説明する。

［実施の形態１］
図１は本発明の実施の形態１に係るモータシステム１－１の構成例を示す図である。図２は図１に示されるキャリア発生部３７、ＰＷＭ信号生成部３２などの構成例を示す図である。図１に示されるモータシステム１－１は、モータ４の回転動作を制御する。モータシステム１－１が搭載される機器は、例えば、コピー機、パーソナルコンピュータ、冷蔵庫等であるが、当該機器は、これらに限られない。モータシステム１－１は、モータ４と、モータ制御装置１００－１とを少なくとも備える。

モータ４は、複数のコイルを有する。モータ４は、例えば、Ｕ相コイルとＶ相コイルとＷ相コイルとを含む３相コイルを有する。モータ４の具体例として、３相のブラシレスモータなどが挙げられる。

モータ制御装置１００－１は、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を３相のＰＷＭ信号を含む通電パターンに従いオンオフ（ＯＮ、ＯＦＦ）制御することで、直流を３相交流に変換するインバータを介してモータを駆動する。モータ制御装置１００－１は、インバータ２３、電流検出部２７、電流検出タイミング調整部３４、駆動回路３３、通電パターン生成部３５、キャリア発生部３７、及びクロック発生部３６を備える。

インバータ部であるインバータ２３は、直流電源２１から供給される直流を複数のスイッチング素子のスイッチングによって３相交流に変換し、３相交流の駆動電流をモータ４に流すことによって、モータ４のロータを回転させる回路である。インバータ２３は、通電パターン生成部３５によって生成される複数の通電パターン（より具体的には、通電パターン生成部３５内のＰＷＭ信号生成部３２によって生成される３相のＰＷＭ信号）に基づいて、モータ４を駆動する。

インバータ２３は、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子２５Ｕ＋，２５Ｖ＋，２５Ｗ＋，２５Ｕ－，２５Ｖ－，２５Ｗ－を有する。スイッチング素子２５Ｕ＋，２５Ｖ＋，２５Ｗ＋は、それぞれ、直流電源２１の正極側に正側母線２２ａを介して接続されるハイサイドスイッチング素子（上アーム）である。スイッチング素子２５Ｕ－，２５Ｖ－，２５Ｗ－は、それぞれ、直流電源２１の負極側（具体的には、グランド側）に接続されるローサイドスイッチング素子（下アーム）である。複数のスイッチング素子２５Ｕ＋，２５Ｖ＋，２５Ｗ＋，２５Ｕ－，２５Ｖ－，２５Ｗ－は、それぞれ、上述の通電パターンに含まれるＰＷＭ信号に基づいて駆動回路３３から供給される複数の駆動信号のうち、対応する駆動信号に従って、オン又はオフとなる。以下では、複数のスイッチング素子２５Ｕ＋，２５Ｖ＋，２５Ｗ＋，２５Ｕ－，２５Ｖ－，２５Ｗ－を、特に区別しない場合には、単にスイッチング素子と称する場合がある。

スイッチング素子２５Ｕ＋とスイッチング素子２５Ｕ－との接続点は、モータ４のＵ相コイルの一端に接続される。スイッチング素子２５Ｖ＋とスイッチング素子２５Ｖ－との接続点は、モータ４のＶ相コイルの一端に接続される。スイッチング素子２５Ｗ＋とスイッチング素子２５Ｗ－との接続点は、モータ４のＷ相コイルの一端に接続される。Ｕ相コイルとＶ相コイルとＷ相コイルとのそれぞれの他端は、互いに接続されている。

スイッチング素子の具体例として、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などが挙げられる。しかしながら、スイッチング素子は、これらに限られない。

電流検出器２４は、インバータ２３の直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号Ｓｄを出力する。図１に示される電流検出器２４は、負側母線２２ｂに流れる電流の電流値に対応する検出信号Ｓｄを発生させる。電流検出器２４は、例えば、負側母線２２ｂに配置される電流検出素子であり、より具体的には、負側母線２２ｂに挿入されるシャント抵抗である。シャント抵抗等の電流検出素子は、自身に流れる電流の電流値に対応する電圧信号を検出信号Ｓｄとして発生する。なお、電流検出器２４は、負側母線２２ｂに流れる電流の電流値に対応する検出信号を出力するものであればよく、ＣＴ（Current Transformer）等のセンサでもよい。

電流検出部２７は、通電パターン生成部３５によって生成される複数の通電パターン（より具体的には、３相のＰＷＭ信号）に基づいて、検出信号Ｓｄを取得することによって、モータ４に流れるＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。より詳細には、電流検出部２７は、複数の通電パターン（より具体的には、３相のＰＷＭ信号）に同期する取得タイミングで検出信号Ｓｄを取得することによって、モータ４に流れるＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。検出信号Ｓｄの取得タイミングは、電流検出タイミング調整部３４により設定される。

例えば、電流検出部２７は、電流検出器２４で発生するアナログ電圧の検出信号Ｓｄを、電流検出タイミング調整部３４により設定される取得タイミングでＡＤ（Analog to Digital）変換器に取り込む。当該ＡＤ変換器は、電流検出部２７に設けられている。そして、電流検出部２７は、取り込んだアナログの検出信号Ｓｄをデジタルの検出信号ＳｄにＡＤ変換し、ＡＤ変換後のデジタルの検出信号Ｓｄをデジタル処理することによって、モータ４のＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。電流検出部２７により検出された各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値は、通電パターン生成部３５に供給される。クロック発生部３６は、内蔵する発振回路により所定周波数のクロックを生成し、生成したクロックをキャリア発生部３７へ出力する。なお、クロック発生部３６は、例えば、モータ制御装置１００－１の電源が投入されると同時に、動作を開始する。

通電パターン生成部３５は、デューティ比設定部３１及びＰＷＭ信号生成部３２を備える。通電パターン生成部３５は、電流検出部２７により検出されるモータ４の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値に基づいて、インバータ２３を通電させるパターン（インバータ２３の通電パターン）を生成する。インバータ２３の通電パターンは、モータ４を通電させるパターン（モータ４の通電パターン）と言い換えてもよい。インバータ２３の通電パターンは、例えば、モータ４が回転するようにインバータ２３を通電させる３相のＰＷＭ信号を含む。

また、通電パターン生成部３５は、インバータ２３の通電パターンをベクトル制御により生成する場合には、デューティ比設定部３１及びＰＷＭ信号生成部３２に加えて、ベクトル制御部３０を有する。なお、本実施の形態においてはベクトル制御によってインバータの通電パターンを生成しているが、これに限らず、ｖｆ制御等を用いて各相の相電圧を求めてもよい。

ベクトル制御部３０は、外部からモータ４の回転速度指令ωｒｅｆが与えられると、モータ４の回転速度の測定値又は推定値と、回転速度指令ωｒｅｆとの差分に基づいて、トルク電流指令Ｉｑｒｅｆと励磁電流指令Ｉｄｒｅｆを生成する。ベクトル制御部３０は、モータ４のＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいて、ロータ位置θを用いたベクトル制御演算により、トルク電流Ｉｑ及び励磁電流Ｉｄを算出する。ベクトル制御部３０は、トルク電流指令Ｉｑｒｅｆとトルク電流Ｉｑとの差分に対して例えばＰＩ制御演算を行い、電圧指令Ｖｑを生成する。ベクトル制御部３０は、励磁電流指令Ｉｄｒｅｆと励磁電流Ｉｄとの差分に対して例えばＰＩ制御演算を行い、電圧指令Ｖｄを生成する。ベクトル制御部３０は、電圧指令Ｖｑ，Ｖｄを上記のロータ位置θを用いてＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に変換する。各相の相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は、デューティ比設定部３１に供給される。

デューティ比設定部３１は、入力される各相の相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づいて、３相のＰＷＭ信号を生成するためのデューティ比（各相のデューティ比の設定値）Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕを設定する。

各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕの設定方法の具体例を説明する。各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕは、下記（１）～（３）式に示すように、変調率ｍｏｄＵ，ｍｏｄＶ及びｍｏｄＷに基づき設定される。下記（１）～（３）式に基づいて得られる各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕは、例えば１２０度ずつ位相が異なる正弦波状の波形となる。なお、各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｕｄの波形の例については後述する。

Ｕｄｕ＝ｍｏｄＵ×(キャリア上限値)・・・（１）
Ｖｄｕ＝ｍｏｄＶ×(キャリア上限値)・・・（２）
Ｗｄｕ＝ｍｏｄＷ×(キャリア上限値)・・・（３）

ＰＷＭ信号生成部３２は、デューティ比設定部３１により設定される各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，ＷｄｕをキャリアＣのレベルと比較することによって、３相のＰＷＭ信号を含む通電パターンを生成する。キャリアＣは、レベルが周期的に増減する搬送波信号である。ＰＷＭ信号生成部３２は、各相のデューティ比の各設定値をキャリアＣのレベルと比較する。ＰＷＭ信号生成部３２は、この比較結果に基づき、ＰＷＭ信号のデューティ比の設定値がキャリアＣのレベルよりも大きい期間に、当該ＰＷＭ信号のレベルをハイレベルに設定する。一方、ＰＷＭ信号生成部３２は、この比較結果に基づき、ＰＷＭ信号のデューティ比の設定値がキャリアＣのレベルよりも小さい期間に、当該ＰＷＭ信号のレベルをローレベルに設定する。ＰＷＭ信号生成部３２は、上アーム駆動用の３相のＰＷＭ信号を反転させた下アーム駆動用のＰＷＭ信号も生成し、必要に応じてデッドタイムを付加した後、生成したＰＷＭ信号を含む通電パターンを駆動回路３３に出力する。

駆動回路３３は、与えられたＰＷＭ信号を含む通電パターンに従い、インバータ２３に含まれる６つのスイッチング素子２５Ｕ＋，２５Ｖ＋，２５Ｗ＋，２５Ｕ－，２５Ｖ－，２５Ｗ－をスイッチングさせる駆動信号を出力する。これにより、３相交流の駆動電流がモータ４に供給され、モータ４のロータが回転する。

電流検出タイミング調整部３４は、ＰＷＭ信号生成部３２から供給されるキャリアＣと、ＰＷＭ信号生成部３２により生成されるＰＷＭ信号とに基づいて、電流検出部２７がキャリアＣの１周期内で３相（３つの相）の相電流の内、２相（２つの相）の相電流を検出するための取得タイミングを決定する。

なお、電流検出部２７、通電パターン生成部３５及び電流検出タイミング調整部３４の各機能は、不図示の記憶装置に読み出し可能に記憶されるプログラムによってＣＰＵ（Central Processing Unit）が動作することにより実現される。例えば、これらの各機能は、ＣＰＵを含むマイクロコンピュータにおけるハードウェアとソフトウェアとの協働により実現される。

次に図２を用いてキャリア発生部３７及びＰＷＭ信号生成部３２の詳細を説明する。

キャリア発生部３７は、アップダウンカウンタ１２、比較器１３、比較器１４及びフリップフロップ１５を備える。

アップダウンカウンタ１２には、図１に示すクロック発生部３６から出力されるクロックと、計数開始信号及び計数初期値信号とが入力される。

アップダウンカウンタ１２は、計数開始信号が与えられると、クロックの計数を開始し、計数値の累加算（クロックが入力されるたびに１を加算）又は累減算（クロックが入力されるたびに１を減算）により、三角波キャリアであるキャリアＣを出力する。

また、アップダウンカウンタ１２には、計数の初期値が設定されており、この初期値は、前述した計数初期値信号により設定される。

比較器１３は、アップダウンカウンタ１２の計数値と、予め決められた上限値とを比較し、計数値が上限値に達したことを検出して検出信号ＩＮＴ１を出力する。

比較器１４は、アップダウンカウンタ１２の計数値と、予め決められた下限値とを比較し、計数値が下限値に達したことを検出して検出信号ＩＮＴ２を出力する。

フリップフロップ１５は、比較器１３からの出力によりアップダウンカウンタ１２に対して、ローレベルの「Ｌ」信号を出力し、比較器１４からの出力によりアップダウンカウンタ１２に対して、ハイレベルの「Ｈ」信号を出力する。

アップダウンカウンタ１２は、フリップフロップ１５から「Ｈ」信号が入力されると、クロックの計数値を累加算し、「Ｌ」信号が入力されると、クロックの計数値を累減算する。従って、フリップフロップ１５からの「Ｈ」信号は累加算を行うための加算指令であり、「Ｌ」信号は累減算を行うための減算指令である。

フリップフロップ１５には、前述した初期指令値信号が与えられる。フリップフロップ１５の初期状態が「Ｈ」か「Ｌ」かは、上記初期指令値信号により設定される。

比較器１３の検出出力、すなわち計数値が上限値に達したことを検出した信号は、上述したようにフリップフロップ１５へ与えられると同時に、検出信号ＩＮＴ１として出力される。

さらに、各相の比較器１４の検出出力、すなわち計数値が下限値に達したことを検出した信号は、上述したようにフリップフロップ１５へ与えられると同時に、検出信号ＩＮＴ２として出力される。

ＰＷＭ信号生成部３２は、３つの比較器１６，１７，１８と、ＰＷＭ回路１０８と、割込コントローラ１０９とを備える。

比較器１６は、Ｕ相のデューティ比Ｕｄｕと、キャリアＣとの比較を行い、比較結果をパルスとして出力する。具体的には、比較器１６は、デューティ比Ｕｄｕの値とキャリアＣの振幅とを比較し、キャリアＣの振幅がデューティ比Ｕｄｕ以上である区間では「Ｈ」信号を出力し、キャリアＣの振幅がデューティ比Ｕｄｕ未満である区間では「Ｌ」信号を出力する。

比較器１７は、Ｖ相のデューティ比Ｖｄｕと、キャリアＣとの比較を行い、比較結果をパルスとして出力する。具体的には、比較器１７は、デューティ比Ｖｄｕの値とキャリアＣの振幅とを比較し、キャリアＣの振幅がデューティ比Ｖｄｕ以上である区間では「Ｈ」信号を出力し、キャリアＣの振幅がデューティ比Ｖｄｕ未満である区間では「Ｌ」信号を出力する。

比較器１８は、Ｗ相のデューティ比Ｗｄｕと、キャリアＣとの比較を行い、比較結果をパルスとして出力する。具体的には、比較器１８は、デューティ比Ｗｄｕの値とキャリアＣの振幅とを比較し、キャリアＣの振幅がデューティ比Ｗｄｕ以上である区間では「Ｈ」信号を出力し、キャリアＣの振幅がデューティ比Ｗｄｕ未満である区間では「Ｌ」信号を出力する。

ＰＷＭ回路１０８は、比較器１６，１７，１８からの出力に基づき、各相の電圧指令の変化に応じたオンオフ区間をもつ６種類のＰＷＭ信号を出力する。６種類のＰＷＭ信号には、Ｕ相上アームのスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号、Ｕ相下アームのスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号、Ｖ相上アームのスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号、Ｖ相下アームのスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号、Ｗ相上アームのスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号、及びＷ相下アームのスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号が含まれる。６種類のＰＷＭ信号は、インバータ２３の各スイッチング素子のゲートへ与えられる。６種類のＰＷＭ信号により、各スイッチング素子のオンオフ動作が行われる。これによってインバータ２３からＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電圧が出力されて、モータ４に印加される。なお、具体的な通電方式については、実施の形態１においては三角波比較法を用いているが、三角波比較法に限らず、空間ベクトル法などのその他の方式を用いて各相の電圧を出力してもよい。

また、ＰＷＭ回路１０８は、例えば、ＰＷＭ信号の立ち上りのタイミングで割込信号を生成して、割込コントローラ１０９へ入力する。割込コントローラ１０９は、ＰＷＭ回路１０８からの割込信号を受けて、電流検出部２７に対してＡ／Ｄ変換の指令を与える。これにより、電流検出部２７は、割込信号が発生するタイミングで、検出信号ＳｄのＡ／Ｄ変換を行う。

次に、図２及び図３を用いて、各相の三角波キャリアを生成する原理を説明する。図３は各相の三角波キャリアを生成する原理を説明するための図である。図３にはキャリアＣの波形が示される。

図２において、アップダウンカウンタ１２に計数開始信号が入力されると、アップダウンカウンタ１２はクロック発生部３６からのクロックの計数を開始する。前述のように、アップダウンカウンタ１２には初期値が設定されており、この初期値は例えば０に設定されている。従って、アップダウンカウンタ１２は０から計数を開始する。また、アップダウンカウンタ１２に対して累加算、累減算を指令するフリップフロップ１５の出力は、初期状態において「Ｈ」に設定されている。初期状態は、初期指令値信号が与えられた時点のフリップフロップ１５の出力状態である。従って、アップダウンカウンタ１２は計数を開始すると、計数値の累加算を行う。以上の結果、アップダウンカウンタ１２の出力は、図３に示すように、下限値（初期値）である０から、上限値Ｔに向って矢印ａ１のように時間とともに増加してゆく。

そして、計数値が上限値Ｔに達すると、比較器１３がこれを検出して、検出信号ＩＮＴ１をフリップフロップ１５に与える。フリップフロップ１５は、この信号により反転して「Ｌ」を出力する。従って、アップダウンカウンタ１２の動作は累加算から累減算に転じ、その出力は、図３に示すように、上限値Ｔから下限値０に向って、矢印ｂ１のように時間とともに減少してゆく。

そして、計数値が下限値０に達すると、比較器１４がこれを検出して、検出信号ＩＮＴ２をフリップフロップ１５に与える。フリップフロップ１５は、この信号により反転して「Ｈ」を出力する。従って、アップダウンカウンタ１２の動作は再び累加算に転じ、その出力は下限値０から上限値Ｔに向って矢印ｃ１のように増加してゆく。

このような累加算、累減算の動作を繰り返すことにより、アップダウンカウンタ１２からは、図３に示すような三角波のキャリアＣが出力される。

なお、実施の形態１では、キャリアＣを谷部（下限値）から発生させたが、キャリアＣを山部（上限値）から発生させてもよい。この場合、キャリアＣの初期値はＴ（上限値）、初期指令値は「Ｌ」であり、谷部から発生するキャリアに比べて位相は１／２周期ずれることになる。

なお、実施の形態１では、キャリアCを三角波によって出力を行ったが、アウトプットコンペアを利用したのこぎり波等での出力を行ってもよい。

図４は複数のＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗの波形と、これらのＰＷＭ信号の一周期当たりのキャリアＣの波形と、各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕの波形とを示す図である。

図４に示すように、各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，ＷｄｕとキャリアＣとが一致するタイミングで、ハイレベルとローレベルとが反転するように、複数のＰＷＭ信号Ｕ～Ｗが生成される。

ＰＷＭ信号Ｕは、Ｕ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号である。図４では、ＰＷＭ信号Ｕが「Ｕ相ＰＷＭ信号（Ｕ）」と表記される。ＰＷＭ信号Ｕがローレベルのとき、Ｕ相の下アームのスイッチング素子がオン（Ｕ相の上アームのスイッチング素子がオフ）となり、ＰＷＭ信号Ｕがハイレベルのとき、Ｕ相の下アームのスイッチング素子がオフ（Ｕ相の上アームのスイッチング素子がオン）となる。ＰＷＭ信号Ｕのレベルの変化に対して、Ｕ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子は相補的にオンオフ動作する。

ＰＷＭ信号Ｖは、Ｖ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号である。図４では、ＰＷＭ信号Ｖが「Ｖ相ＰＷＭ信号（Ｖ）」と表記される。ＰＷＭ信号Ｖがローレベルのとき、Ｖ相の下アームのスイッチング素子がオン（Ｖ相の上アームのスイッチング素子がオフ）となり、ＰＷＭ信号Ｖがハイレベルのとき、Ｖ相の下アームのスイッチング素子がオフ（Ｖ相の上アームのスイッチング素子がオン）となる。ＰＷＭ信号Ｖのレベルの変化に対して、Ｖ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子は相補的にオンオフ動作する。

ＰＷＭ信号Ｗは、Ｗ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号である。図４では、ＰＷＭ信号Ｗが「Ｗ相ＰＷＭ信号（Ｗ）」と表記される。ＰＷＭ信号Ｗがローレベルのとき、Ｗ相の下アームのスイッチング素子がオン（Ｗ相の上アームのスイッチング素子がオフ）となり、ＰＷＭ信号Ｗがハイレベルのとき、Ｗ相の下アームのスイッチング素子がオフ（Ｗ相の上アームのスイッチング素子がオン）となる。ＰＷＭ信号Ｗのレベルの変化に対して、Ｗ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子は相補的にオンオフ動作する。

なお、複数のＰＷＭ信号Ｕ～Ｗがローレベルからハイレベルに転じるタイミングは、各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，ＷｄｕとキャリアＣとが一致するタイミングよりも若干遅れたタイミングとなる。上下アームの短絡防止のためのデッドタイムが必要だからである。図４では、説明の便宜上デッドタイムの表記が省略される。以下では、複数のＰＷＭ信号Ｕ～Ｗのそれぞれを区別しない場合、「ＰＷＭ信号」と称する場合がある。

図４に示すように、複数のＰＷＭ信号Ｕ～Ｗのそれぞれの１周期Ｔｐｗｍにおいて、複数のＰＷＭ信号Ｕ～Ｗのそれぞれの変化点（ｔ１～ｔ６）は以下の通り定義される。

変化点ｔ１は、Ｗ相の下アームがオンからオフに転じるタイミング（Ｗ相の上アームがオフからオンに転じるタイミング）である。変化点ｔ２は、Ｖ相の下アームがオンからオフに転じるタイミング（Ｖ相の上アームがオフからオンに転じるタイミング）である。変化点ｔ３は、Ｕ相の下アームがオンからオフに転じるタイミング（Ｕ相の上アームがオフからオンに転じるタイミング）である。変化点ｔ４は、Ｕ相の下アームがオフからオンに転じるタイミング（Ｕ相の上アームがオンからオフに転じるタイミング）である。変化点ｔ５は、Ｖ相の下アームがオフからオンに転じるタイミング（Ｖ相の上アームがオンからオフに転じるタイミング）である。変化点ｔ６は、Ｗ相の下アームがオフからオンに転じるタイミング（Ｗ相の上アームがオンからオフに転じるタイミング）である。

本実施の形態では、ｔ４～ｔ５までの期間が第１電流検出タイミングＴｍ１、ｔ５～ｔ６までの期間が第２電流検出タイミングＴｍ２と定義されるが、第１電流検出タイミングＴｍ１及び第２電流検出タイミングＴｍ２の期間は、これらに限定されるものではない。

インバータ２３がＰＷＭ変調された３相交流を出力している状態では、電流検出部２７は、上アーム側のスイッチング素子２５Ｕ＋，２５Ｖ＋，２５Ｗ＋に対する通電パターンに応じて、特定の相の電流を検出できる。あるいは、インバータ２３がＰＷＭ変調された３相交流を出力している状態では、電流検出部２７は、下アーム側のスイッチング素子２５Ｕ－，２５Ｖ－，２５Ｗに対する通電パターンに応じて、特定の相の電流を検出してもよい。

例えば図４のように、通電時間Ｔ２１において、電流検出器２４の両端に発生する電圧の電圧値は、正の相電流Ｉｕ＋の電流値に対応する。通電時間Ｔ２１は、ｔ４からｔ５までの時間である。通電時間Ｔ２１は、Ｕ相下アームのスイッチング素子がオン、Ｖ相下アームのスイッチング素子がオフ、及びＷ相下アームのスイッチング素子がオフの状態の期間に相当する。従って、電流検出部２７は、通電時間Ｔ２１内の第１電流検出タイミングＴｍ１で検出信号Ｓｄを取得することによって、正の相電流Ｉｕ＋の電流値を検出できる。

電流検出タイミング調整部３４は、ＰＷＭ信号の内の１相が他の２相と異なる論理レベルに遷移する時（例えば、Ｕ相のＰＷＭ信号がＶ相及びＷ相と同じハイレベルから、Ｖ相及びＷ相と異なるローレベルに遷移するタイミング：ｔ４）から、所定の遅延時間ｔｄ経過時に、第１電流検出タイミングＴｍ１を設定する。このとき、電流検出タイミング調整部３４は、通電時間Ｔ２１内に、第１電流検出タイミングＴｍ１を設定する。

遅延時間ｔｄは、下記（４）式により表される。Ｔdeadはデッドタイムである。Ｔringは、ＰＷＭ信号の変化時に伴い生じるリンギングが収束するまでに要する時間（リンギング収束時間）である。

ｔｄ＝Ｔdead＋Ｔring・・・（４）

また、例えば図４のように、通電時間Ｔ２２では、電流検出器２４の両端に発生する電圧の電圧値は、負の相電流Ｉｗ－の電流値に対応する。通電時間Ｔ２２は、ｔ５からｔ６までの時間である。通電時間Ｔ２２は、Ｕ相下アームのスイッチング素子がオン、Ｖ相下アームのスイッチング素子がオン、及びＷ相下アームのスイッチング素子がオフの状態の期間に相当する。従って、電流検出部２７は、通電時間Ｔ２１内の第１電流検出タイミングＴｍ１で検出信号Ｓｄを取得することによって、負の相電流Ｉｗ－の電流値を検出できる。

電流検出タイミング調整部３４は、ＰＷＭ信号の内の１相が他の２相と異なる論理レベルに遷移する時（例えばＶ相のＰＷＭ信号がＷ相と同じハイレベルから、Ｕ相と同じローレベルに遷移したことで、Ｗ相がＵ相及びＶ相と異なる論理レベルとなるタイミング：ｔ５）から所定の遅延時間ｔｄ経過時に第２電流検出タイミングＴｍ２を設定する。このとき、電流検出タイミング調整部３４は、通電時間Ｔ２２内に、第２電流検出タイミングＴｍ２を設定する。

同様に、電流検出部２７は、他の相電流の電流値も検出できる。

このように、３相のＰＷＭ信号を含む通電パターンに応じて相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうち、２相の相電流を順次検出して記憶すれば、３相分の電流を時分割で検出することが可能となる。３相の相電流の総和が零であることから、電流検出部２７は、３相変調の場合、３相の相電流うち２相の相電流を検出できれば、残り１相の相電流も検出できる。

ここで、デューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕの大小関係が変化した場合、第１ＰＷＭ信号、第２ＰＷＭ信号及び第３ＰＷＭ信号のそれぞれのオンデューティが変化する。デューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕの大小関係が変化する様子の具体例は後述する。第１ＰＷＭ信号は、例えばＵ相の下アームスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号である。第２ＰＷＭ信号は、例えばＶ相の下アームスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号である。第３ＰＷＭ信号は、例えばＷ相の下アームスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号である。

実施の形態１に係るモータ制御装置１００－１は、デューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕの大小関係が変化した場合でも、第１ＰＷＭ信号、第２ＰＷＭ信号及び第３ＰＷＭ信号のそれぞれが変化するタイミングの時系列的な並び順は変えないように、パルス位相調整を行う点に特徴を有する。「第１ＰＷＭ信号、第２ＰＷＭ信号及び第３ＰＷＭ信号のそれぞれが変化するタイミング」は、例えば、図４に示されるＵ相ＰＷＭ信号のレベルが変化するタイミング（例えば変化点ｔ４）、図４に示されるＶ相ＰＷＭ信号のレベルが変化するタイミング（例えば変化点ｔ５）、図４に示されるＷ相ＰＷＭ信号のレベルが変化するタイミング（例えば変化点ｔ６）などである。パルス位相調整は、第１ＰＷＭ信号、第２ＰＷＭ信号及び第３ＰＷＭ信号のそれぞれの位相をシフトすることである。具体的には、パルス位相調整は、図４に示されるＵ相ＰＷＭ信号のレベルが変化するタイミング（例えば変化点ｔ４）、図４に示されるＶ相ＰＷＭ信号のレベルが変化するタイミング（例えば変化点ｔ５）、図４に示されるＷ相ＰＷＭ信号のレベルが変化するタイミング（例えば変化点ｔ６）を移動することである。図５～図７を用いてパルス位相調整の動作例を説明する。

図５は本発明の実施の形態１に係るパルス位相調整の動作を説明するための第１図である。図６は本発明の実施の形態１に係るパルス位相調整の動作を説明するための第２図である。図７は本発明の実施の形態１に係るパルス位相調整の動作を説明するための第３図である。図８は本発明の実施の形態１に係るパルス位相調整の動作を説明するための第４図である。

図５に示されるデューティ比Ｕｄｕは、デューティ比Ｖｄｕよりも高い値である。図６に示されるデューティ比Ｕｄｕは、デューティ比Ｖｄｕよりも低い値である。このように、デューティ比Ｕｄｕとデューティ比Ｖｄｕとの大小関係が変化した場合、図６に示されるＵ相のＰＷＭ信号及びＶ相のＰＷＭ信号のそれぞれが変化するタイミングが、図５に示されるＵ相のＰＷＭ信号及びＶ相のＰＷＭ信号のそれぞれが変化するタイミングと異なることが分かる。図５では、変化点ｔ４でＵ相のＰＷＭ信号が変化し、変化点ｔ５でＶ相のＰＷＭ信号が変化しているのに対して、図６では、変化点ｔ４でＶ相のＰＷＭ信号が変化し、変化点ｔ５でＵ相のＰＷＭ信号が変化している。

この場合でも、通電時間Ｔ２１及び通電時間Ｔ２２が確保されるため、電流検出タイミング調整部３４は、通電時間Ｔ２１に第１電流検出タイミングＴｍ１を設定し、通電時間Ｔ２２に第２電流検出タイミングＴｍ２を設定する。従って、デューティ比Ｕｄｕとデューティ比Ｖｄｕとの大小関係が変化した場合でも、電流検出は可能である。

しかしながら、通電パターンの変化に伴い、図７に示すように、検出電流に歪みが生じる。これは、複数のＰＷＭ信号のそれぞれが変化するタイミングの、時系列的な並び順が変化することが原因である。具体的には、図５では、複数のＰＷＭ信号のレベルが変化する順が、Ｕ、Ｖ、Ｗの順であるのに対して、図６では、デューティ比Ｕｄｕ、Ｖｄｕの大小関係が逆転しているため、複数のＰＷＭ信号のレベルが変化する順が、Ｖ、Ｕ、Ｗの順である。

複数のＰＷＭ信号の変化するタイミング（位相）が変わると、それに応じて、直流母線（正側母線２２ａ、負側母線２２ｂ）に流れる電流に歪みが生じて、大きなノイズが重畳したような波形になる。この電流の歪みは、騒音の原因となり、モータ４に接続される機器によっては、ユーザに不快感を与えることになる。

このような電流の歪みの発生を抑制するため、本実施の形態に係るモータ制御装置１００－１は、デューティ比Ｕｄｕ、Ｖｄｕの大小関係が変化した場合でも、複数のＰＷＭ信号のそれぞれが変化するタイミングの、時系列的な並び順を、１つの配列順に固定するように、パルス位相調整を行う。

図８には、複数のＰＷＭ信号に対してパルス位相調整を実施する様子が示される。図８の例では、Ｕ相のＰＷＭ信号の変化するタイミング（位相）が、進み側にシフトされる。また、Ｖ相のＰＷＭ信号の変化するタイミング（位相）が、遅れ側にシフトされる。さらに、シフトされたＵ相のＰＷＭ信号の位相から、Ｖ相のＰＷＭ信号の位相までの時間幅は、第１電流検出タイミングＴｍ１で検出信号Ｓｄを取得可能な幅に設定される。

次にモータ制御装置１００－１の動作を説明する。図９は、モータ制御装置１００－１の動作を示すフローチャートである。本実施の形態では、キャリアＣのボトムの位相ｔａのタイミング毎に、図９に示すＰＷＭカウンタ割込み処理が発生する。

ステップＳ１０において、ＰＷＭ信号生成部３２は、パルス位相調整処理を行う。パルス位相調整処理の詳細は後述する。

ステップＳ１１において、電流検出部２７はＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。電流検出部２７が検出信号Ｓｄを取得する電流検出割込み処理（例えば、検出信号ＳｄをＡＤ変換する割込み処理）は、図９に示す処理とは別に（図１０、１１参照）、キャリアＣの１周期Ｔｐｗｍ内で２回実行される。

図１０は第１電流検出処理の一例を示すフローチャートである。電流検出タイミング調整部３４は、キャリアカウンタのカウント値が、ｔ４から遅延時間ｔｄ経過した時に相当する値に一致すると、第１電流検出タイミングＴｍ１の設定レジスタをアサートする。電流検出部２７は、第１電流検出タイミングＴｍ１の設定レジスタがアサートされると、検出信号ＳｄをＡＤ変換器により取得し（ステップＳ４１）、その検出信号Ｓｄの取得値を第１取得レジスタに格納する。

図１１は第２電流検出処理の一例を示すフローチャートである。電流検出タイミング調整部３４は、キャリアカウンタのカウント値が、ｔ５から遅延時間ｔｄ経過した時に相当する値に一致すると、第２電流検出タイミングＴｍ２の設定レジスタをアサートする。電流検出部２７は、第２電流検出タイミングＴｍ２の設定レジスタがアサートされると、検出信号ＳｄをＡＤ変換器により取得し（ステップＳ５１）、その検出信号Ｓｄの取得値を第２取得レジスタに格納する。

電流検出部２７は、第１取得レジスタ及び第２取得レジスタにそれぞれ格納された検出信号Ｓｄの設定値に基づいて、３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。

ベクトル制御部３０は、電流検出部２７により検出される３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流算出値に基づいて、ＰＩ制御等の電流制御を行い（ステップＳ１３）、各相の相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*（制御量）を算出する（ステップＳ１４）。

ステップＳ１５にて、デューティ比設定部３１は、ステップＳ１４で算出された各相の相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づいて、各相のデューティ比を設定する。そして、ステップＳ１６にて、ＰＷＭ信号生成部３２は、デューティ比設定部３１により設定された各相のデューティ比に基づいて、複数の通電パターンのうちどの通電パターンによってインバータ２３の通電を制御するのかを判定する。

次にパルス位相調整処理の動作を説明する。図１２はパルス位相調整処理の動作を説明するためのフローチャートである。ＰＷＭ信号生成部３２には、以下に示す複数のパルス条件が与えられているものとする。

以下に示すパルス位相条件は、検出に係るパルスの変化タイミングをＵＶＷの順で検出するときの条件であり、検出に係るパルス変化タイミングが例えば、ＶＵＷ等で検出するとした場合には、その順の場合に位相を変更しないものと、それ以外の場合に位相をシフトするものとして読み替えることとする。

第１パルス位相条件は、キャリアカウンタがダウンカウントのとき、かつ、各ＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗの配置が位相の進み側から順にＵ→Ｖ→Ｗの関係性を有する。

第２パルス位相条件は、キャリアカウンタがダウンカウントのとき、かつ、各ＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗの配置が位相の進み側から順にＵ→Ｗ→Ｖの関係性を有する。

第３パルス位相条件は、キャリアカウンタがダウンカウントのとき、かつ、各ＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗの配置が位相の進み側から順にＶ→Ｕ→Ｗの関係性を有する。

第４パルス位相条件は、キャリアカウンタがダウンカウントのとき、かつ、各ＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗの配置が位相の進み側から順にＶ→Ｗ→Ｕの関係性を有する。

第５パルス位相条件は、キャリアカウンタがダウンカウントのとき、かつ、各ＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗの配置が位相の進み側から順にＷ→Ｕ→Ｖの関係性を有する。

第６パルス位相条件は、キャリアカウンタがダウンカウントのとき、かつ、各ＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗの配置が位相の進み側から順にＷ→Ｖ→Ｕの関係性を有する。

ステップＳ１００においてＰＷＭ信号生成部３２は、第１パルス位相条件を満たすか否を判定する。

第１パルス位相条件を満たしている場合（ステップＳ１００，Ｙｅｓ）、キャリアカウンタがダウンカウントのときのＵ相のＰＷＭ信号、Ｖ相のＰＷＭ信号、Ｗ相のＰＷＭ信号のそれぞれが変化するタイミングは、Ｕ、Ｖ、Ｗの順である。そのため、ＰＷＭ信号生成部３２は、Ｕ相のＰＷＭ信号、Ｖ相のＰＷＭ信号、Ｗ相のＰＷＭ信号のそれぞれの位相を変更することなく（ステップＳ１１０）、ステップＳ１１１において電流検出区間（通電時間Ｔ２１，Ｔ２２）を確保する処理を行い、その後、図９のステップＳ１１の処理を行う。

第１パルス位相条件を満たしていない場合（ステップＳ１００，Ｎｏ）、ステップＳ１０１の処理が実行される。ステップＳ１０１においてＰＷＭ信号生成部３２は、第２パルス位相条件を満たすか否を判定する。

第２パルス位相条件を満たしている場合（ステップＳ１０１，Ｙｅｓ）、キャリアカウンタがダウンカウントのときのＵ相のＰＷＭ信号、Ｖ相のＰＷＭ信号、Ｗ相のＰＷＭ信号のそれぞれが変化するタイミングは、Ｕ、Ｗ、Ｖの順である。そのため、ＰＷＭ信号生成部３２は、Ｗ相のＰＷＭ信号、Ｖ相のＰＷＭ信号のそれぞれの位相を変更し（ステップＳ１２０）、ステップＳ１２１において電流検出区間（通電時間Ｔ２１，Ｔ２２）を確保する処理を行い、その後、図９のステップＳ１１の処理を行う。ステップＳ１２０では、例えば、Ｗ相のＰＷＭ信号の変化するタイミング（位相）が、遅れ側にシフトされる。また、Ｖ相のＰＷＭ信号の変化するタイミング（位相）が、進み側にシフトされる。

第２パルス位相条件を満たしていない場合（ステップＳ１０１，Ｎｏ）、ステップＳ１０２の処理が実行される。ステップＳ１０２においてＰＷＭ信号生成部３２は、第３パルス位相条件を満たすか否を判定する。

第３パルス位相条件を満たしている場合（ステップＳ１０２，Ｙｅｓ）、キャリアカウンタがダウンカウントのときのＵ相のＰＷＭ信号、Ｖ相のＰＷＭ信号、Ｗ相のＰＷＭ信号のそれぞれが変化するタイミングは、Ｖ、Ｕ、Ｗの順である。そのため、ＰＷＭ信号生成部３２は、Ｖ相のＰＷＭ信号、Ｕ相のＰＷＭ信号のそれぞれの位相を変更し（ステップＳ１３０）、ステップＳ１３１において電流検出区間（通電時間Ｔ２１，Ｔ２２）を確保する処理を行い、その後、図９のステップＳ１１の処理を行う。ステップＳ１３０では、例えば、Ｖ相のＰＷＭ信号の変化するタイミング（位相）が、遅れ側にシフトされる。また、Ｕ相のＰＷＭ信号の変化するタイミング（位相）が、進み側にシフトされる。

第３パルス位相条件を満たしていない場合（ステップＳ１０２，Ｎｏ）、ステップＳ１０３の処理が実行される。ステップＳ１０３においてＰＷＭ信号生成部３２は、第４パルス位相条件を満たすか否を判定する。

第４パルス位相条件を満たしている場合（ステップＳ１０３，Ｙｅｓ）、キャリアカウンタがダウンカウントのときのＵ相のＰＷＭ信号、Ｖ相のＰＷＭ信号、Ｗ相のＰＷＭ信号のそれぞれが変化するタイミングは、Ｖ相のＰＷＭ信号、Ｗ相のＰＷＭ信号、Ｕ相のＰＷＭ信号の順である。そのため、ＰＷＭ信号生成部３２は、Ｖ相のＰＷＭ信号、Ｗ相のＰＷＭ信号、Ｕ相のＰＷＭ信号のそれぞれの位相を変更し（ステップＳ１４０）、ステップＳ１４１において電流検出区間（通電時間Ｔ２１，Ｔ２２）を確保する処理を行い、その後、図９のステップＳ１１の処理を行う。ステップＳ１４０では、例えば、Ｖ相のＰＷＭ信号の変化するタイミング（位相）が、遅れ側にシフトされる。またＷ相のＰＷＭ信号の変化するタイミング（位相）が、遅れ側にシフトされる。また、Ｕ相のＰＷＭ信号の変化するタイミング（位相）が、進み側にシフトされる。

第４パルス位相条件を満たしていない場合（ステップＳ１０３，Ｎｏ）、ステップＳ１０４の処理が実行される。ステップＳ１０４においてＰＷＭ信号生成部３２は、第５パルス位相条件を満たすか否を判定する。

第５パルス位相条件を満たしている場合（ステップＳ１０４，Ｙｅｓ）、キャリアカウンタがダウンカウントのときのＵ相のＰＷＭ信号、Ｖ相のＰＷＭ信号、Ｗ相のＰＷＭ信号のそれぞれが変化するタイミングは、Ｗ、Ｕ、Ｖの順である。そのため、ＰＷＭ信号生成部３２は、それぞれのＰＷＭ信号の位相を変更し（ステップＳ１５０）、ステップＳ１５１において電流検出区間（通電時間Ｔ２１，Ｔ２２）を確保する処理を行い、その後、図９のステップＳ１１の処理を行う。ステップＳ１５０では、例えば、Ｗ相のＰＷＭ信号の変化するタイミング（位相）が、遅れ側にシフトされる。またＵ相のＰＷＭ信号の変化するタイミング（位相）が、進み側にシフトされる。また、Ｖ相のＰＷＭ信号の変化するタイミング（位相）が、進み側にシフトされる。

第５パルス位相条件を満たしていない場合（ステップＳ１０４，Ｎｏ）、ステップＳ１６０の処理が実行される。残りのパルス位相条件は、第６パルス位相条件、あるいは各相の内２以上の相で同一のパルス変化タイミングであるので、キャリアカウンタがダウンカウントのときのＵ相のＰＷＭ信号、Ｖ相のＰＷＭ信号、Ｗ相のＰＷＭ信号のそれぞれが変化するタイミングは、Ｗ、Ｖ、Ｕの順である。そのため、ＰＷＭ信号生成部３２は、それぞれのＰＷＭ信号の位相を変更し（ステップＳ１６０）、ステップＳ１６１において電流検出区間（通電時間Ｔ２１，Ｔ２２）を確保する処理を行い、その後、図９のステップＳ１１の処理を行う。ステップＳ１６０では、例えば、Ｗ相のＰＷＭ信号の変化するタイミング（位相）が、遅れ側にシフトされる。またＶ相のＰＷＭ信号の変化するタイミング（位相）が、遅れ側にシフトされる。また、Ｕ相のＰＷＭ信号の変化するタイミング（位相）が、進み側にシフトされるなど、検出順序がＵ、Ｖ、Ｗの順番となるようシフトされる。

なお、本実施の形態のＰＷＭ信号生成部３２は、各相で共通の一つのキャリアＣを用いて、各相のＰＷＭ信号を生成する。すなわち、本実施の形態は、各相のそれぞれに対応するキャリアＣを生成する態様ではない。さらに、本実施の形態では、位相ｔｂを中心とする左右対称の三角波をキャリアＣとしているため、各相のＰＷＭ信号の波形生成の回路構成を簡素化できる。キャリアカウンタは、位相ｔａまでダウンカウント中であり、位相ｔａから位相ｔｂまでアップカウント中であり、位相ｔｂからダウンカウント中である。このように、カウントアップ期間とカウントダウン期間とが繰り返される。

なお、本実施の形態では、第１ＰＷＭ信号がＵ相のＰＷＭ信号、第２ＰＷＭ信号がＶ相のＰＷＭ信号、第３ＰＷＭ信号がＷ相のＰＷＭ信号として説明したが、第１ＰＷＭ信号、第２ＰＷＭ信号、第３ＰＷＭ信号の種類はこれらに限定されるものではない。

以上に説明したように実施の形態１に係るモータ制御装置１００－１は、第１ＰＷＭ信号、第２ＰＷＭ信号及び第３ＰＷＭ信号に基づいてモータを駆動するインバータと、前記インバータの直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号を出力する電流検出器と、前記検出信号を取得することによって、前記モータに流れる各相の相電流を検出する電流検出部と、前記各相の相電流の検出値に基づいて、前記第１ＰＷＭ信号、第２ＰＷＭ信号及び第３ＰＷＭ信号のデューティ比を設定するデューティ比設定部と、前記デューティ比の設定値を、レベルが周期的に増減するキャリアのレベルと比較することによって、前記第１ＰＷＭ信号、第２ＰＷＭ信号及び第３ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備え、前記ＰＷＭ信号生成部は、前記設定値が変化した場合、前記設定値が変化した後の前記第１ＰＷＭ信号、第２ＰＷＭ信号及び第３ＰＷＭ信号が変化するタイミングの時系列的な並び順を、前記設定値が変化する前の前記第１ＰＷＭ信号、第２ＰＷＭ信号及び第３ＰＷＭ信号が変化するタイミングの時系列的な並び順と同じ並び順に調整して、前記キャリアの半周期期間内の第１通電時間及び第２通電時間を確保するように構成されている。

この構成により、ＰＷＭ信号の位相のタイミングが変化することがなくなり、直流母線（正側母線２２ａ、負側母線２２ｂ）に流れる電流に歪みが生じることがない。従って、騒音の原因となるノイズが電流に重畳することなく、騒音の発生を抑制できる。また、電流に歪みが生じることがなくなるため、高調波を抑制でき、力率も高く保つことができるため、モータ４の駆動時の電力損失が低減される。

［実施の形態２］
図１３は本発明の実施の形態２に係るモータシステム１－２の構成例を示す図である。実施の形態１との相違点は、モータシステム１－２は、モータ制御装置１００－１の代わりにモータ制御装置１００－２を備え、モータ制御装置１００－２は、電流検出部２７の代わりに電流検出部２７Ａを備えることである。

図１５は印加電圧V=0時に検出される電流を示す図である。図１５に示すように、電流検出部２７Ａは、３つのＰＷＭ信号のそれぞれのオンデューティが５０％にされているとき（印加電圧V=0）、図１５に示すように異なるタイミミングで電流検出を２回行い、検出した電流の値（検出値）を保持する。図１５では、Ｕ相下アームのＰＷＭ信号がオン、Ｖ相下アームのＰＷＭ信号がオフ、Ｗ相下アームのＰＷＭ信号がオフのときに１回目の電流検出が行われる。また、Ｕ相下アームのＰＷＭ信号がオン、Ｖ相下アームのＰＷＭ信号がオン、Ｗ相下アームのＰＷＭ信号がオフのときに２回目の電流検出が行われる。そして、電流検出部２７Ａは、運転時に、２回電流検出を行い、この検出した電流の値から、事前に保持した検出値を減じて（電流をオフセットして）、その結果として得られた電流値を制御に利用するように構成される。

電流検出部２７Ａは、モータ４に平均電圧値が０Ｖ以外の電圧が印加されている状態（平均電圧値≠０）で例えば、第１ＰＷＭ信号のみオンのときに流れる第１電流から、モータ４に平均電圧値が０Ｖの電圧が印加されている状態（平均電圧値＝０）で第１ＰＷＭ信号（例えばＵＨ）のみオンのときに流れる第２電流を減じた第１電流値と、モータ４に平均電圧値が０Ｖ以外の電圧が印加されている状態（平均電圧値≠０）で例えば、第２ＰＷＭ信号のみオフのとき又は第３ＰＷＭ信号（例えばＷＨ）のみオフのときに流れる第３電流から、モータ４に平均電圧値が０Ｖの電圧が印加されている状態（平均電圧値＝０）で第２ＰＷＭ信号のみオフのとき又は第３ＰＷＭ信号のみオフのときに流れる第４電流を減じた第２電流値とを、検出値として出力する。

第２電流は、モータ４に平均電圧値が０Ｖの電圧が印加されるように、３つのＰＷＭ信号のそれぞれのオンデューティが５０％にされているとき、第１ＰＷＭ信号のみオンの状態で検出される電流である。電流検出部２７Ａは、第２電流の値を示す情報を記憶する。

第１電流は、モータ４を駆動するときに、第１ＰＷＭ信号のみオンの状態で検出される電流である。

第４電流は、モータ４に平均電圧値が０Ｖの電圧が印加されるように、３つのＰＷＭ信号のそれぞれのオンデューティが５０％にされているとき、第２ＰＷＭ信号のみオフ又は第３ＰＷＭ信号のみオフの状態で検出される電流である。電流検出部２７Ａは、第４電流の値を示す情報を記憶する。

第３電流は、モータ４を駆動するときに、第２ＰＷＭ信号のみオフ又は第３ＰＷＭ信号のみオフの状態で検出される電流である。

モータ４が駆動されるときには、電流検出部２７Ａは、第１電流の値から、事前に記憶した第２電流の値を減じて、その結果を検出値として出力する。また、電流検出部２７Ａは、第３電流の値から、事前に記憶した第４電流の値を減じて、その結果を検出値として出力する。通電パターン生成部３５は、電流検出部２７Ａの出力結果、すなわち、第１電流から第２電流を減じた電流値と、第３電流から第４電流を減じた電流値とを利用して、ＰＷＭ信号を生成する。これにより、検出電流を平均化したかのような効果を得ることが出来る。これは全相のオンデューティが５０％、つまりモータ４に印加される平均電圧が０［Ｖ］のときでもパルス位相調整によりＴ２１，Ｔ２２のように電流検出区間を設けるとその区間内だけでは電圧が印加され、電流が流れるため、その電流を検出し、その電流値を基準（オフセット量）にすることで電流はその値を基準に正弦波状に変化することになるため、その増加（減少）量が電流値となり、電流を平均化する演算処理を行うことなく、検出電流を平均化したかのような効果を得ることが出来るという仕組みである。

なお、実施の形態２の電流検出部２７Ａによる電流オフセット制御は、実施の形態１の通電パターン生成部３５による電流検出相固定方式（パルス位相調整制御）に組み合わせることも可能である。

なお、従来の検出電流の平均化方法は、電流の検出箇所のバラつきや、電流検出のタイミングがバラつくことによって、ＰＷＭ１周期内でも、電流リプルのどの箇所をサンプリングするかによって、検出される電流値に違いが出てしまう。そのため、従来の検出電流の平均化方法は、複数回同じ相の電流値を測定されて、それを平均化するという手法や、前周期に検出した電流値を利用して、現周期に検出した電流を補正するという手法であった。しかしながら、実施の形態１の電流検出相固定方式（パルス位相調整制御）と、実施の形態２の電流オフセット制御とを組み合わせることで、同じ通電パターンで、かつ、同じ検出タイミングで、電流検出が行われ、常に実際に流れる電流の電流検出区間でのリプルの挙動が同じになる。すなわち、常に同じステップ電圧が印加され、それに応じて電流が応答するので、電流の挙動も同じになる。

図１４はモータ制御装置１００－２の動作を示すフローチャートである。図９のフローチャートとの相違点は、ステップＳ１０の処理に代えてステップＳ１０Ａの処理が設けられていることである。ステップＳ１０Ａでは電流オフセット制御が行われる。ステップＳ１０Ａ以降の処理は図９で説明した処理と同様のため、説明を割愛する。

以上、モータ制御装置、モータシステム及びモータ制御方法を実施の形態により説明したが、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではない。他の実施の形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。

１－１ モータシステム、１－２ モータシステム、４ モータ、１２ アップダウンカウンタ、１３ 比較器、１４ 比較器、１５ フリップフロップ、１６ 比較器、１７ 比較器、１８ 比較器、２１ 直流電源、２２ａ 正側母線、２２ｂ 負側母線、２３ インバータ、２４ 電流検出器、２５Ｕ スイッチング素子、２５Ｖ スイッチング素子、２５Ｗ スイッチング素子、２７ 電流検出部、２７Ａ 電流検出部、３０ ベクトル制御部、３１ デューティ比設定部、３２ ＰＷＭ信号生成部、３３ 駆動回路、３４ 電流検出タイミング調整部、３５ 通電パターン生成部、３６ クロック発生部、３７ キャリア発生部、１００－１ モータ制御装置、１００－２ モータ制御装置、１０８ ＰＷＭ回路、１０９ 割込コントローラ。

Claims (6)

1. 第１ＰＷＭ信号、第２ＰＷＭ信号及び第３ＰＷＭ信号に基づいてモータを駆動するインバータ部と、
   前記インバータ部の直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号を出力する電流検出器と、
   前記検出信号を取得することによって、前記モータに流れる各相の相電流を検出する電流検出部と、
   前記各相の相電流の検出値に基づいて、前記第１ＰＷＭ信号、前記第２ＰＷＭ信号及び前記第３ＰＷＭ信号のデューティ比を設定するデューティ比設定部と、
   前記デューティ比の設定値を、レベルが周期的に増減するキャリアのレベルと比較することによって、前記第１ＰＷＭ信号、前記第２ＰＷＭ信号及び前記第３ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
   を備え、
   前記ＰＷＭ信号生成部は、
   前記設定値が変化した場合、前記設定値が変化した後の前記第１ＰＷＭ信号、前記第２ＰＷＭ信号及び前記第３ＰＷＭ信号が変化するタイミングの時系列的な並び順を、前記設定値が変化する前の前記第１ＰＷＭ信号、前記第２ＰＷＭ信号及び前記第３ＰＷＭ信号が変化するタイミングの時系列的な並び順と同じ並び順に調整して、前記キャリアの半周期期間内の前記電流検出部が１相の相電流を検出可能な通電幅の第１通電時間及び前記電流検出部が１相の相電流を検出可能な通電幅の第２通電時間を確保するモータ制御装置。
2. 前記電流検出部は、
   前記モータに平均電圧値が０Ｖ以外の電圧が印加されている状態で前記第１ＰＷＭ信号のみオンのときに流れる電流から、前記モータに平均電圧値が０Ｖの電圧が印加されている状態で前記第１ＰＷＭ信号のみオンのときに流れる電流を減じた第１電流値と、前記モータに電圧が印加されている状態で前記第２ＰＷＭ信号のみオフのとき又は前記第３ＰＷＭ信号のみオフのときに流れる電流から、前記モータに電圧が印加されていない状態で前記第２ＰＷＭ信号のみオフのとき又は前記第３ＰＷＭ信号のみオフのときに流れる電流を減じた第２電流値と、前記検出値として出力する、請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 第１ＰＷＭ信号、第２ＰＷＭ信号及び第３ＰＷＭ信号に基づいてモータを駆動するインバータ部と、
   前記インバータ部の直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号を出力する電流検出器と、
   前記検出信号を取得することによって、前記モータに流れる各相の相電流を検出する電流検出部と、
   前記各相の相電流の検出値に基づいて、前記第１ＰＷＭ信号、前記第２ＰＷＭ信号及び前記第３ＰＷＭ信号のデューティ比を設定するデューティ比設定部と、
   前記デューティ比の設定値を、レベルが周期的に増減するキャリアのレベルと比較することによって、前記第１ＰＷＭ信号、前記第２ＰＷＭ信号及び前記第３ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
   を備え、
   前記電流検出部は、
   前記モータに平均電圧値が０Ｖ以外の電圧が印加されている状態で前記第１ＰＷＭ信号のみオンのときに流れる電流から、前記モータに平均電圧値が０Ｖの電圧が印加されている状態で前記第１ＰＷＭ信号のみオンのときに流れる電流を減じた第１電流値と、前記モータに平均電圧値が０Ｖ以外の電圧が印加されている状態で前記第２ＰＷＭ信号のみオフのとき又は前記第３ＰＷＭ信号のみオフのときに流れる電流から、前記モータに平均電圧値が０Ｖの電圧が印加されている状態で前記第２ＰＷＭ信号のみオフのとき又は前記第３ＰＷＭ信号のみオフのときに流れる電流を減じた第２電流値と、前記検出値として出力するモータ制御装置。
4. 請求項１から３の何れか一項に記載のモータ制御装置と
   前記モータと、
   を備えるモータシステム。
5. モータを制御するモータ制御装置で実行されるモータ制御方法であって、
   第１ＰＷＭ信号、第２ＰＷＭ信号及び第３ＰＷＭ信号に基づいて前記モータを駆動するインバータ部の直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号を出力するステップと、
   前記検出信号を取得することによって、前記モータに流れる各相の相電流を検出するステップと、
   前記各相の相電流の検出値に基づいて、前記第１ＰＷＭ信号、前記第２ＰＷＭ信号及び前記第３ＰＷＭ信号のデューティ比を設定するステップと、
   前記デューティ比の設定値を、レベルが周期的に増減するキャリアのレベルと比較することによって、前記第１ＰＷＭ信号、前記第２ＰＷＭ信号及び前記第３ＰＷＭ信号を生成するステップと、
   前記設定値が変化した場合、前記設定値が変化した後の前記第１ＰＷＭ信号、前記第２ＰＷＭ信号及び前記第３ＰＷＭ信号が変化するタイミングの時系列的な並び順を、前記設定値が変化する前の前記第１ＰＷＭ信号、前記第２ＰＷＭ信号及び前記第３ＰＷＭ信号が変化するタイミングの時系列的な並び順と同じ並び順に調整して、前記キャリアの半周期期間内の電流検出部が１相の相電流を検出可能な通電幅の第１通電時間及び前記電流検出部が１相の相電流を検出可能な通電幅の第２通電時間を確保するステップと、
   を含むモータ制御方法。
6. モータを制御するモータ制御装置で実行されるモータ制御方法であって、
   第１ＰＷＭ信号、第２ＰＷＭ信号及び第３ＰＷＭ信号に基づいて前記モータを駆動するインバータ部の直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号を出力するステップと、
   前記検出信号を取得することによって、前記モータに流れる各相の相電流を検出するステップと、
   前記各相の相電流の検出値に基づいて、前記第１ＰＷＭ信号、前記第２ＰＷＭ信号及び前記第３ＰＷＭ信号のデューティ比を設定するステップと、
   前記デューティ比の設定値を、レベルが周期的に増減するキャリアのレベルと比較することによって、前記第１ＰＷＭ信号、前記第２ＰＷＭ信号及び前記第３ＰＷＭ信号を生成するステップと、
   前記モータに平均電圧値が０Ｖ以外の電圧が印加されている状態で前記第１ＰＷＭ信号のみオンのときに流れる電流から、前記モータに平均電圧値が０Ｖの電圧が印加されている状態で前記第１ＰＷＭ信号のみオンのときに流れる電流を減じた第１電流値と、前記モータに平均電圧値が０Ｖ以外の電圧が印加されている状態で前記第２ＰＷＭ信号のみオフのとき又は前記第３ＰＷＭ信号のみオフのときに流れる電流から、前記モータに平均電圧値が０Ｖ以外の電圧が印加されている状態で前記第２ＰＷＭ信号のみオフのとき又は前記第３ＰＷＭ信号のみオフのときに流れる電流を減じた第２電流値と、前記検出値として出力するステップと、
   を含むモータ制御方法。

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