JP2022175053A - インバータ制御装置、電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置において発生するノイズ電流を効果的に抑制する。【解決手段】インバータ制御装置は、ＰＷＭ演算部１０５において、交流電力の各相に対応する電圧指令を生成する電圧指令生成部１０４０と、電圧指令の各相間の電圧差を計算する相差計算部１０４４と、半導体スイッチング素子が２つの相で同時にオンとならないために必要な電圧指令の各相間の電圧の差分を表す必要相差を計算する必要相差計算部１０４６と、相差計算部１０４４により計算された電圧差と、必要相差計算部１０４６により計算された必要相差とを比較し、その比較結果に基づいて電圧指令を補正する電圧指令補正部１０４７と、搬送波を生成する搬送波生成部１０４８と、電圧指令補正部１０４７により補正された電圧指令と搬送波とを比較し、インバータの制御に用いられるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部１０４９と、を備える。【選択図】図４

Description

本発明は、インバータ制御装置およびそれを用いた電力変換装置に関する。

近年、燃費環境や排ガス規制に対応するため、車両駆動用の交流モータを備え、交流モータが発生するトルクを利用して走行する自動車（ハイブリッド車、プラグインハイブリッド車、電気自動車など）の普及が進んでいる。このような自動車では一般に、バッテリから出力される直流電力を交流電力に変換して交流モータに供給するために、半導体スイッチング素子を用いて構成された電力変換装置が搭載されている。

電力変換装置では、半導体スイッチング素子が高速にスイッチング動作することに伴ってノイズ電流が発生し、他の電子装置への悪影響を及ぼすおそれがある。そのため、ノイズ電流の抑制が課題となっている。この課題を解決する従来技術として、例えば特許文献１が知られている。特許文献１には、パルス幅変調信号の２つ以上が同時に同方向に変動することを示しているかどうかを検出し、変動することを示していると判断されるときは、パルス幅変調信号の位相を互いにずらして半導体スイッチング素子をオン・オフすることにより、電力変換装置の複数の出力端子の電位が同時に同方向に変動しないようにする技術が開示されている。

特開２００５－５１９５９号公報

複数の半導体スイッチング素子をそれぞれスイッチング動作させることで複数相の交流電力を出力可能な電力変換装置において、異なる相の半導体スイッチング素子が同時にオンになる期間は、モータの回転数や出力トルクに応じて変化する。例えば車両のクリープ走行時など、モータの回転数と出力トルクがいずれも低い場合は、電力変換装置に対する電圧指令の基本周波数と振幅がいずれも低くなることで、異なる相の半導体スイッチング素子が同時にオンになる期間の割合が増加する。しかしながら、特許文献１の技術では、この点が特に考慮されておらず、異なる相の半導体スイッチング素子が同時にオンになるのを完全に防ぐことは困難である。また、特許文献１の技術を適用するためには、パルス幅変調信号の２つ以上が同時に同方向に変動することを検出する回路や、パルス幅変調信号の位相をずらすための遅延回路をさらに設ける必要があるため、コストアップが生じるという課題がある。さらに、パルス幅変調信号の位相をずらした場合には、その前後での信号の連続性や制御応答性の確保が困難になるという課題もある。そのため、ノイズ電流の抑制に関してさらなる改善の余地がある。

本発明は、上記課題に鑑みて、電力変換装置において発生するノイズ電流を効果的に抑制することを目的とするものである。

本発明によるインバータ制御装置は、複数の半導体スイッチング素子を有し、前記複数の半導体スイッチング素子をそれぞれスイッチング動作させることで直流電力を複数相の交流電力に変換するインバータを制御する装置であって、前記交流電力の各相に対応する電圧指令を生成する電圧指令生成部と、前記電圧指令の各相間の電圧差を計算する相差計算部と、前記半導体スイッチング素子が２つの相で同時にオンとならないために必要な前記電圧指令の各相間の電圧の差分を表す必要相差を計算する必要相差計算部と、前記相差計算部により計算された前記電圧差と、前記必要相差計算部により計算された前記必要相差とを比較し、その比較結果に基づいて前記電圧指令を補正する電圧指令補正部と、搬送波を生成する搬送波生成部と、前記電圧指令補正部により補正された前記電圧指令と前記搬送波とを比較し、前記インバータの制御に用いられるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備える。
本発明による電力変換装置は、上記のインバータ制御装置と、前記インバータ制御装置により制御される前記インバータと、電源から前記インバータに入力される前記直流電力を平滑化する平滑キャパシタと、を備える。

本発明によれば、電力変換装置において発生するノイズ電流を効果的に抑制することができる。

本発明の一実施形態に係る電力変換装置を含むモータ駆動システムの構成図。 インバータノイズの説明図。 本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置の機能ブロック図。 本発明の第１の実施形態に係るＰＷＭ演算部の機能ブロック図。 ２相同時オンが発生するタイミングの説明図。 ２相同時オンによるコモンモード電流の増加の説明図。 ２相の半導体スイッチング素子がオンになるタイミング差とコモンモード電流の最大値との関係を示す図。 電圧指令の相差とゲート電圧のずれとの関係の説明図。 半導体スイッチング素子のオンタイミング差と相差との関係の一例を示す図。 本発明の第１の実施形態に係る電圧指令の補正とコモンモードノイズ電流の抑制効果との関係を示す図。 電動車両の走行状態とコモンモードノイズ電流との関係を示す図。 本発明の第２の実施形態に係るＰＷＭ演算部の機能ブロック図。 本発明の第２の実施形態に係る電圧指令の補正とコモンモードノイズ電流の抑制効果との関係を示す図。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下の記載および図面は、本発明を説明するための例示であって、説明の明確化のため、適宜、省略および簡略化がなされている。本発明は、他の種々の形態でも実施する事が可能である。特に限定しない限り、各構成要素は単数でも複数でも構わない。

図面において示す各構成要素の位置、大きさ、形状、範囲などは、発明の理解を容易にするため、実際の位置、大きさ、形状、範囲などを表していない場合がある。このため、本発明は、必ずしも、図面に開示された位置、大きさ、形状、範囲などに限定されない。

同一あるいは同様な機能を有する構成要素が複数ある場合には、同一の符号に異なる添字を付して説明する場合がある。ただし、これらの複数の構成要素を区別する必要がない場合には、添字を省略して説明する場合がある。

また、以下の説明では、プログラムを実行して行う処理を説明する場合があるが、プログラムは、プロセッサ（例えばＣＰＵ、ＧＰＵ）によって実行されることで、定められた処理を、適宜に記憶資源（例えばメモリ）および／またはインターフェースデバイス（例えば通信ポート）等を用いながら行うため、処理の主体がプロセッサとされてもよい。同様に、プログラムを実行して行う処理の主体が、プロセッサを有するコントローラ、装置、システム、計算機、ノードであってもよい。プログラムを実行して行う処理の主体は、演算部であれば良く、特定の処理を行う専用回路（例えばＦＰＧＡやＡＳＩＣ）を含んでいてもよい。

プログラムは、プログラムソースから計算機のような装置にインストールされてもよい。プログラムソースは、例えば、プログラム配布サーバまたは計算機が読み取り可能な記憶メディアであってもよい。プログラムソースがプログラム配布サーバの場合、プログラム配布サーバはプロセッサと配布対象のプログラムを記憶する記憶資源を含み、プログラム配布サーバのプロセッサが配布対象のプログラムを他の計算機に配布してもよい。また、以下の説明において、２以上のプログラムが１つのプログラムとして実現されてもよいし、１つのプログラムが２以上のプログラムとして実現されてもよい。

（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図面を用いて説明する。図１は、本発明の一実施形態に係る電力変換装置を含むモータ駆動システムの構成図である。

図１に示すモータ駆動システムは、電力変換装置１００、電源２００およびモータ３００が互いに接続されることで構成される。電力変換装置１００は直流ケーブルを介して電源２００と接続されており、交流ケーブルを介してモータ３００と接続されている。このモータ駆動システムは、例えば電気自動車やハイブリッド自動車等の電動車両に搭載され、モータ３００を駆動源として電動車両を走行させるために用いられる。

電源２００は、電力変換装置１００へ直流電力を供給する直流電源である。例えば、電気自動車やハイブリッド自動車等の電動車両に搭載されるモータ駆動システムでは、リチウムイオン電池等の二次電池を多数接続して構成された数百ボルトの高電圧バッテリを電源２００に用いることができる。また、例えばＸ線診断装置などの医療装置において用いられるモータ駆動システムでは、商用の交流電源を整流回路やコンバ－タを用いて直流電源に変換することで、電源２００を得ることができる。

モータ３００は、電力変換装置１００から出力される交流電力に応じて、不図示の固定子に設けられた各相のコイルに電流が流れることにより、不図示の回転子が回転駆動する。これにより、モータ３００は電力変換装置１００の負荷として作用する。

電力変換装置１００、電源２００およびモータ３００は、フレームグランド用のグランド接続点Ｇｐ、Ｇｂ、Ｇｍをそれぞれ有している。これらの各接続点は、共通の接地線を介して電気的に接地されている。

電力変換装置１００は、電源２００から入力される直流電流に重畳されるコモンモードノイズ電流を低減するためのＤＣフィルタであるノイズフィルタ４０を有している。さらに、インバータ制御装置１０、ゲートドライブ回路２０、インバータ３０、平滑キャパシタ５０および筐体６０を有している。

筐体６０は、電力変換装置１００の各構成要素を収納する金属製のケースである。なお、図１では筐体６０に格納される回路や素子のうち、本実施形態のモータ駆動システムの説明において必要なもののみを図示している。筐体６０は、グランド接続点Ｇｐにおいて前述の接地線と電気的に接続されており、電力変換装置１００のフレームグランドとして利用される。ノイズフィルタ４０は、筐体６０と接続されることで電気的に接地されている。

インバータ３０は、ノイズフィルタ４０を介して電源２００と接続される。平滑キャパシタ５０は、インバータ３０と並列に接続されており、電源２００からインバータ３０に入力される直流電力を平滑化する。インバータ３０は、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＳｉＣ、ＧａＮなどの半導体スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｂｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを用いて構成されたパワーモジュールであり、インバータ制御装置１０の制御に応じてこれらの半導体スイッチング素子をスイッチング動作させることで、直流電力から交流電力への電力変換を行う。この電力変換動作によって生成された交流電力は、インバータ３０からモータ３００へ出力される。

インバータ３０とモータ３００の間の電流経路には、電流センサ３０２が配置されている。電流センサ３０２は、モータ３００を通電する三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（Ｕ相交流電流Ｉｕ、Ｖ相交流電流ＩｖおよびＷ相交流電流Ｉｗ）を検出する。電流センサ３０２は、例えばホール電流センサ等を用いて構成される。電流センサ３０２による三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの検出結果はインバータ制御装置１０に入力され、インバータ制御装置１０が行うＰＷＭ信号の生成に利用される。なお、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのうち２相分の交流電流を電流センサ３０２によって検出し、残る１相の交流電流は、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの和が零であることから算出してもよい。また、電源２００からインバータ３０に流入するパルス状の直流電流を、平滑キャパシタ５０とインバータ３０の間に挿入されたシャント抵抗等によって検出し、この直流電流とインバータ３０からモータ３００に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求めてもよい。

モータ３００には、回転子の回転位置θを検出するための回転位置センサ３０１が取り付けられている。電力変換装置１００は、回転位置センサ３０１の検出信号に基づいて、回転子の回転位置θを演算する。なお、回転位置センサ３０１には、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、ＧＭＲセンサなどの磁気抵抗素子や、ホール素子を用いたセンサであっても問題ない。回転子の磁極位置を測定することができれば、任意のセンサを回転位置センサ３０１として用いることができる。あるいは回転位置センサ３０１の検出信号を用いず、モータ３００に流れる三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗや、モータ３００に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを用いて回転位置θを推定してもよい。

インバータ制御装置１０は、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよび回転位置θに基づいて所定の演算処理を実行することにより、インバータ３０の各半導体スイッチング素子をスイッチング動作させるためのパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を生成する。インバータ制御装置１０により生成されたＰＷＭ信号は、ゲートドライブ回路２０を介してインバータ３０へ出力され、半導体スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｂｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎがそれぞれ有するゲート端子に入力される。これにより、各半導体スイッチング素子のスイッチング動作が制御される。

インバータ制御装置１０は、上記のようにゲートドライブ回路２０を介してインバータ３０の各半導体スイッチング素子へＰＷＭ信号を出力することにより、インバータ３０の動作制御を行う。これにより、電力変換装置１００からモータ３００へ出力される交流電力の電圧や電流を制御することができる。なお、インバータ制御装置１０は、例えばマイクロコンピュータを用いて構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、インバータ３０の動作制御を行う。あるいは、ＬＳＩ、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ等の集積回路を用いて、インバータ制御装置１０によるインバータ３０の動作制御を実現してもよい。

次に、モータ駆動システム１においてインバータ３０の動作により発生するインバータノイズについて、図２を参照して説明する。

インバータ制御装置１０の制御に応じてインバータ３０の各半導体スイッチング素子をスイッチング動作させると、インバータ３０からモータ３００へ三相交流電流が流れる。このとき、各半導体スイッチング素子がオフからオンに切り替えられるタイミングに応じて流れる突入電流が、モータ３００において各相のコイルと筐体間に形成される寄生容量３０３を介してフレームグランドに流れることにより、コモンモードノイズ電流が発生する。特に図２に示すように、インバータ３０において２相分の半導体スイッチング素子がオンになるタイミングが一致すると、各相の半導体スイッチング素子が個別にオンになる場合と比べて、モータ３００に流れる突入電流が２倍に増加する。その結果、コモンモードノイズ電流も２倍に増加してしまう。なお図２の例では、Ｕ相上アームに対応する半導体スイッチング素子Ｓｕｐと、Ｖ相上アームに対応する半導体スイッチング素子Ｓｖｐとが同時にオンされることで流れる突入電流の経路３０４，３０５を示しているが、他の相の組み合わせでも同様である。

モータ駆動システム１において発生するコモンモードノイズ電流は、インバータ３０とモータ３００を流れる交流電流などに重畳されて高周波の放射ノイズを引き起こす。この放射ノイズは、モータ駆動システム１の周囲に配置された他の装置等に対して悪影響を及ぼすおそれがあるため、なるべく抑制しなければならない。特に近年では、ＥＭＣ（Electromagnetic Compatibility）規格の厳格化に伴い、コモンモードノイズ電流の低減が強く求められている。

そこで本発明では、インバータ制御装置１０において、２相以上の半導体スイッチング素子が同時にオンとならないように、各半導体スイッチング素子に対して出力するＰＷＭ信号を調節する。これにより、コモンモードノイズ電流の増加を抑制するようにしている。以下では、その具体的な方法について説明する。

図３は、本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置１０の機能ブロック図である。本実施形態のインバータ制御装置１０は、トルク指令生成部１０１、電流指令生成部１０２、電流制御部１０３、ｄｑ／三相電圧変換部１０４、ＰＷＭ演算部１０５、回転位置演算部１０６、モータ速度演算部１０７、位相補償部１０８，１０９、三相電流演算部１１０、三相／ｄｑ電流変換部１１１の各機能ブロックを有している。インバータ制御装置１０は、例えばマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、これらの機能ブロックを実現することができる。あるいは、これらの機能ブロックの一部または全部をロジックＩＣやＦＰＧＡ等のハードウェア回路を用いて実現してもよい。

トルク指令生成部１０１は、モータ速度演算部１０７から入力されるモータ３００の回転速度ωに基づいて、モータ３００に対するトルク指令Ｔ＊を生成する。このときトルク指令生成部１０１は、回転速度ωに加えて、例えばアクセル開度や電源２００の直流電圧などを用いて、トルク指令Ｔ＊を生成することができる。

電流指令生成部１０２は、トルク指令生成部１０１により生成されたトルク指令Ｔ＊に基づき、モータトルクの関係式あるいはマップを用いて、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊を生成する。

電流制御部１０３は、電流指令生成部１０２により生成されたｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、三相／ｄｑ電流変換部１２から入力されるｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑとがそれぞれ一致するように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。

ｄｑ／三相電圧変換部１０４は、位相補償部１０８から入力される位相補償後の回転位置θｃ１に基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊をＵＶＷ変換した三相電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊を演算する。

ＰＷＭ演算部１０５は、ｄｑ／三相電圧変換部１０４により求められた三相電圧指令値（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊）に基づき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対してパルス状の電圧を生成する。そして、生成したパルス状の電圧に基づいて所定のＰＷＭ演算を行い、インバータ３０の各相の半導体スイッチング素子に対するＰＷＭ信号を生成する。このとき、各相の上アームのＰＷＭ信号をそれぞれ論理反転させることで、各相の下アームのＰＷＭ信号を生成することができる。なお、ＰＷＭ演算部１０５の詳細は、図４を参照して後述する。

ＰＷＭ演算部１０５が生成したＰＷＭ信号は、インバータ制御装置１０からゲートドライブ回路２０に出力され、ゲートドライブ回路２０によって所定の電圧信号に変換された後、インバータ３０に出力される。これにより、インバータ３０の各半導体スイッチング素子がオン／オフ制御され、インバータ３０の出力電圧が調整される。

回転位置演算部１０６は、回転位置センサ３０１の検出信号からモータ３００の回転子の位置（角度）を示す回転位置θを演算する。

モータ速度演算部１０７は、回転位置θの時間変化からモータ３００の回転速度（回転数）ωを演算する。

位相補償部１０８，１０９は、回転位置θに対して、回転位置演算部１０６による演算遅れ時間を考慮した位相補償を行うことにより、位相補償後の回転位置θｃ１，θｃ２をそれぞれ求める。位相補償部１０８により求められた位相補償後の回転位置θｃ１はｄｑ／三相電圧変換部１０４に入力され、位相補償部１０９により求められた位相補償後の回転位置θｃ２は三相／ｄｑ電流変換部１１１に入力される。

三相電流演算部１１０は、電流センサ３０２の検出信号から三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの検出値をそれぞれ演算する。

三相／ｄｑ電流変換部１１１は、位相補償部１０９から入力される位相補償後の回転位置θｃ２に基づいて、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの検出値をｄｑ変換したｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑを演算する。

続いて、ＰＷＭ演算部１０５の詳細を以下に説明する。図４は、本発明の第１の実施形態に係るＰＷＭ演算部１０５の機能ブロック図である。本実施形態のＰＷＭ演算部１０５は、電圧指令生成部１０４０、相差計算部１０４４、必要ずれ計算部１０４５、必要相差計算部１０４６、電圧指令補正部１０４７、搬送波生成部１０４８、ＰＷＭ信号生成部１０４９、デッドタイム補正部１０５０の各機能ブロックを有して構成される。

電圧指令生成部１０４０は、図３のｄｑ／三相電圧変換部１０４から入力される三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づいて、インバータ３０において直流電力を電力変換することで生成される交流電力の各相に対応する電圧指令を生成する。電圧指令生成部１０４０は、基本波生成部１０４１、３次高調波生成部１０４２および加算部１０４３を含んで構成される。

基本波生成部１０４１は、三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊にそれぞれ対応するＵＶＷ各相の基本波を生成する。ここでは、例えばＵ相電圧指令値Ｖｕ＊に基づく正弦波をＵ相の基本波として生成し、これに電気角１２０°、２４０°の位相差をそれぞれ加えることで、Ｖ相およびＷ相の基本波を生成することができる。これ以外にも、三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊からＵＶＷ各相の基本波に相当する正弦波を生成できるものであれば、任意の生成方法を用いて基本波生成部１０４１を実現することができる。

３次高調波生成部１０４２は、三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づき、ＵＶＷ各相の基本波に対する３次高調波を生成する。

加算部１０４３は、ＵＶＷ各相について、基本波生成部１０４１が生成した基本波に３次高調波生成部１０４２が生成した３次高調波を加算することで、正弦波に３次高調波が重畳された電圧指令を生成する。これにより、電圧指令生成部１０４０において三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づく電圧指令が生成される。

なお、図４では基本波生成部１０４１、３次高調波生成部１０４２および加算部１０４３を用いて電圧指令生成部１０４０を構成する例を示したが、電圧指令生成部１０４０の構成はこれに限定されない。例えば、基本波生成部１０４１のみを用いて電圧指令生成部１０４０を構成することにより、３次高調波が重畳されない電圧指令を生成してもよい。あるいは、電圧指令生成部１０４０において予め記憶されたマップ情報を用いて、三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づく電圧指令を生成してもよい。これ以外にも、任意の方法で三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊から電圧指令が生成されるように、電圧指令生成部１０４０の構成を定めることができる。

相差計算部１０４４は、電圧指令生成部１０４０により生成された電圧指令のＵＶＷ各相間の電圧差を計算する。ここでは、例えばＵ相電圧指令とＶ相電圧指令の差分を表すＵＶ相差と、Ｖ相電圧指令とＷ相電圧指令の差分を表すＶＷ相差と、Ｗ相電圧指令とＵ相電圧指令の差分を表すＷＵ相差とが計算される。

必要ずれ計算部１０４５は、インバータ３０の各半導体スイッチング素子が２つの相で同時にオンとならないために必要な電圧指令の各相間の時間差を計算する。必要ずれ計算部１０４５による時間差の計算方法の詳細は後述する。なお、実験等により得られたコモンモード電流の測定値などに基づいて予め設定された時間差の値を必要ずれ計算部１０４５に入力して保持しておき、その値を必要ずれ計算部１０４５から出力するなどの方法により、必要ずれ計算部１０４５の演算処理を省略してもよい。また、下記のように必要ずれ計算部１０４５が不要となる場合には、ＰＷＭ演算部１０５から必要ずれ計算部１０４５を削除してもよい。

必要相差計算部１０４６は、必要ずれ計算部１０４５により計算された時間差に基づいて、インバータ３０の各半導体スイッチング素子が２つの相で同時にオンとならないために必要な電圧指令の各相間の差分を表す必要相差を計算する。必要相差計算部１０４６による必要相差の計算方法の詳細は後述する。なお、予め計算された必要相差の値を必要相差計算部１０４６に入力して保持しておき、その値を必要相差計算部１０４６から出力するなどの方法により、必要相差計算部１０４６の演算処理を省略してもよい。この場合には、必要相差計算部１０４６において、必要ずれ計算部１０４５が計算した時間差から必要操作を計算する必要がない。そのため、ＰＷＭ演算部１０５において必要ずれ計算部１０４５は不要となる。

電圧指令補正部１０４７は、相差計算部１０４４により計算された電圧指令のＵＶＷ各相間の電圧差と、必要相差計算部１０４６により計算された必要相差とを比較し、その比較結果に基づいて、電圧指令生成部１０４０により生成された電圧指令を補正する。ここでは、電圧指令の各相間の電圧差が必要相差よりも小さい場合に、各相間の電圧差と必要相差が実質的に一致するように電圧指令を補正する。電圧指令補正部１０４７により補正された電圧指令は、電圧指令補正部１０４７から補正後の電圧指令として出力され、ＰＷＭ信号生成部１０４９に入力される。

なお、電圧指令の各相間の電圧差が必要相差以上の場合、電圧指令補正部１０４７は電圧指令の補正を実施せず、電圧指令生成部１０４０により生成された電圧指令をそのまま補正後の電圧指令として出力する。

搬送波生成部１０４８は、ＰＷＭ信号の生成に用いられる搬送波として、例えば所定の周期で連続的に変化する三角波やのこぎり波を生成する。なお、図３のモータ速度演算部１０７により演算されるモータ３００の回転速度ωに応じて、搬送波生成部１０４８が生成する搬送波の周波数を変化させてもよい。

ＰＷＭ信号生成部１０４９は、電圧指令補正部１０４７から入力される補正後の電圧指令に対して、搬送波生成部１０４８により生成された搬送波を用いて所定のＰＷＭ演算を行うことにより、インバータ３０の各相の半導体スイッチング素子に対するＰＷＭ信号を生成する。このときＰＷＭ信号生成部１０４９は、補正後の電圧指令と搬送波とを比較し、その比較結果に応じたパルス状のＰＷＭ信号を生成することで、補正後の電圧指令値に応じたパルス幅のＰＷＭ信号を生成することができる。

デッドタイム補正部１０５０は、ＰＷＭ信号生成部１０４９により生成されたＰＷＭ信号に対して所定のデッドタイム補正を行う。このデッドタイム補正部１０５０によりデッドタイム補正が行われたＰＷＭ信号が、ＰＷＭ演算部１０５からゲートドライブ回路２０を介して、インバータ３０の各半導体スイッチング素子に出力される。

次に、必要ずれ計算部１０４５と必要相差計算部１０４６によりそれぞれ計算される時間差と必要相差について、図５～９を参照して以下に説明する。

図５は、半導体スイッチング素子において２相同時オンが発生するタイミングの説明図である。図５において、符号５１、５２、５３にそれぞれ示す波形は、ＵＶＷ各相の電圧指令波形の例を表している。なお、図５では各相の電圧指令の値を、所定の基準値により規格化された相対値で示している。

図５中に丸印で示した符号５４～５９の各点は、ＵＶＷ３相のうちいずれか２相の電圧指令波形が重なるタイミングを示している。これらのタイミングでは、インバータ３０において２相分の半導体スイッチング素子が同時にオンになる２相同時オンが発生する。

具体的には、Ｕ相電圧指令とＷ相電圧指令が重なる点５４では、Ｕ相上アームの半導体スイッチング素子Ｓｕｐと、Ｗ相上アームの半導体スイッチング素子Ｓｗｐとが同時にオンとなる。Ｕ相電圧指令とＶ相電圧指令が重なる点５５では、Ｕ相上アームの半導体スイッチング素子Ｓｕｐと、Ｖ相上アームの半導体スイッチング素子Ｓｖｐとが同時にオンとなる。Ｖ相電圧指令とＷ相電圧指令が重なる点５６では、Ｖ相上アームの半導体スイッチング素子Ｓｖｐと、Ｗ相上アームの半導体スイッチング素子Ｓｗｐとが同時にオンとなる。

また、Ｖ相電圧指令とＷ相電圧指令が重なる点５７では、Ｖ相下アームの半導体スイッチング素子Ｓｖｎと、Ｗ相下アームの半導体スイッチング素子Ｓｗｎとが同時にオンとなる。Ｕ相電圧指令とＷ相電圧指令が重なる点５８では、Ｕ相下アームの半導体スイッチング素子Ｓｕｎと、Ｗ相下アームの半導体スイッチング素子Ｓｗｎとが同時にオンとなる。Ｕ相電圧指令とＶ相電圧指令が重なる点５９では、Ｕ相下アームの半導体スイッチング素子Ｓｕｎと、Ｖ相上アームの半導体スイッチング素子Ｓｖｎとが同時にオンとなる。

図６は、２相同時オンによるコモンモード電流の増加の説明図である。図６（ａ）は、２相同時オン時のゲート電圧とコモンモード電流の関係を示している。図６（ａ）の下段に示すグラフにおいて、符号６１，６２にそれぞれ示すゲート電圧は、２つの相で上アームまたは下アームのいずれかを構成する各半導体スイッチング素子のゲート電圧の例を示している。これらのゲート電圧が同じタイミングで所定の閾値をそれぞれ超えることで、２相の半導体スイッチング素子が同時にオンとなり、図６（ａ）の上段に示すようなコモンモード電流が発生する。

図６（ｂ）は、２相がずれてオンになるときのゲート電圧とコモンモード電流の関係を示している。図６（ｂ）の下段に示すグラフでは、符号６１，６２にそれぞれ示すゲート電圧が互いにずれており、これらのゲート電圧が異なるタイミングで所定の閾値をそれぞれ超えることで、２相の半導体スイッチング素子が約０．４μｓのタイミング差でオンとなっている。このとき発生するコモンモード電流のピーク値は、図６（ｂ）の上段に示すように、図６（ａ）と比べて小さくなる。

図６（ａ）と図６（ｂ）を比較すると、図６（ａ）に示すコモンモード電流のピーク値は、図６（ｂ）に示すコモンモード電流のピーク値に対して約２倍となっている。これにより、２相同時オン時に発生するコモンモードノイズ電流の最大値は、２相がずれてオンになるときのコモンモードノイズ電流の最大値と比べて、２倍程度まで増加することが分かる。

図６から、コモンモード電流を低減するためには、２相の半導体スイッチングに対してゲート電圧を互いにずらすことでオンタイミング差を設け、２相同時オンが発生するのを避けることが重要であることが分かる。

図７は、２相の半導体スイッチング素子がオンになるタイミング差とコモンモード電流の最大値との関係を示す図である。図７に示すように、オンタイミング差が小さい領域では、オンタイミング差の増加に対してほぼ一定の割合でコモンモード電流の最大値が減少していくが、オンタイミング差が１００～１２０ｎｓ程度よりも大きくなると、それ以上オンタイミング差が増加してもコモンモード電流の最大値はあまり減少しなくなる。

図７から、コモンモード電流を十分に低減するためには、１２０ｎｓ以上のオンタイミング差を確保すればよいことが分かる。これは、１相の半導体スイッチング素子をオンしたときに生じるコモンモード電流のピーク波形の半値幅におおよそ等しい。すなわち、コモンモード電流のピーク波形の半値幅に相当する時間差が、コモンモード電流の抑制に必要なオンタイミングの差（以下、「必要オンタイミング差」と称する）である。

図４に示したＰＷＭ演算部１０５の機能ブロック図において、必要ずれ計算部１０４５は、インバータ３０の各半導体スイッチング素子が２つの相で同時にオンとならないために必要な電圧指令の各相間の時間差として、上記の必要オンタイミング差を計算する。必要オンタイミング差は、例えば、予め実験等で得られた１相の半導体スイッチング素子をオンしたときのコモンモード電流におけるピーク波形の半値幅を測定し、その測定結果を示す情報をインバータ制御装置１０において保持しておくことにより、必要ずれ計算部１０４５がその情報を取得して計算することができる。あるいは、所定の計算式等を用いて必要オンタイミング差を計算してもよい。これ以外にも、必要オンタイミング差を適切に計算できれば、必要ずれ計算部１０４５では任意の計算方法を利用することができる。

図８は、電圧指令の相差とゲート電圧のずれとの関係の説明図である。図８（ａ）は２相間の電圧指令の相差の例を示し、図８（ｂ）は相差に応じたゲート電圧の時間ずれを示している。なお、図８（ａ）でも図５と同様に、各相の電圧指令の値を所定の基準値により規格化された相対値で示している。

図８（ａ）において、例えば２相の電圧指令波形８１，８２が重なるタイミングの近傍に時刻Ｔ１を設定し、この時刻Ｔ１におけるこれらの電圧指令間の差を相差８３と定義する。図８（ｂ）において、ゲート電圧波形９１，９２は、図８（ａ）の時刻Ｔ１における電圧指令波形８１，８２の値に応じたゲート電圧波形の例を示している。これらのゲート電圧波形９１，９２の間には、相差８３に応じた時間ずれが存在する。ゲート電圧波形９１，９２を２相の半導体スイッチング素子にそれぞれ入力した場合、この相差８３に応じた時間ずれが、各半導体スイッチング素子のオンタイミング差となる。

図９は、半導体スイッチング素子のオンタイミング差と相差との関係の一例を示す図である。図９に示すように、オンタイミング差と相差は略比例関係にある。なお、図９における相差の値は、図８（ａ）における各相の電圧指令の相対値に対応している。

このように、２相の電圧指令間の電圧差である相差に応じて、各半導体スイッチング素子のオンタイミング差が定まる。したがって、図５の点５４～５９に示したように、ＵＶＷ各相のうちいずれか２相の電圧指令波形が重なる各タイミングにおいて、前述の必要オンタイミング差が得られるような相差を当該２相の電圧指令波形に対して設定することにより、２相同時オンが発生するのを避けられることが分かる。

図４に示したＰＷＭ演算部１０５の機能ブロック図において、必要相差計算部１０４６は、インバータ３０の各半導体スイッチング素子が２つの相で同時にオンとならないために必要な電圧指令の各相間の差分を表す必要相差を、必要ずれ計算部１０４５により計算された必要オンタイミング差に応じて決定する。例えば図９の例において、必要オンタイミング差が１２０ｎｓの場合、必要相差の値は電圧指令の相対値で約０．００２と求められる。

次に、電圧指令補正部１０４７による電圧指令の補正方法について、図１０を参照して以下に説明する。

図１０は、本発明の第１の実施形態に係る電圧指令の補正とコモンモードノイズ電流の抑制効果との関係を示す図である。図１０（ａ）は、Ｕ相電圧指令とＷ相電圧指令の補正前後の電圧指令波形の例を示している。図１０（ａ）において、符号１２１，１２２に示す実線の波形は、電圧指令補正部１０４７による補正前のＵ相とＷ相の電圧指令をそれぞれ示し、符号１２３，１２４に示す破線の波形は、電圧指令補正部１０４７により波形１２１，１２２をそれぞれ補正して得られた補正後のＵ相とＷ相の電圧指令をそれぞれ示している。なお図１０（ａ）の波形１２１，１２２は、図５に例示したＵ相とＷ相の電圧指令波形５１，５３のうち、Ｕ相上アームの半導体スイッチング素子ＳｕｐとＷ相上アームの半導体スイッチング素子Ｓｗｐが同時にオンとなる点５４の付近を拡大して示したものである。

図１０（ａ）において、点５４の前後の所定範囲では、電圧指令生成部１０４０により生成される補正前のＵ相とＷ相の電圧指令波形１２１，１２２の間の差分が、必要相差計算部１０４６により計算される必要相差１２６よりも小さくなっている。そのため、電圧指令補正部１０４７は、この範囲を補正範囲１２５に設定し、補正範囲１２５において電圧指令波形１２１，１２２の間に必要相差１２６と同程度の差分が確保されるように、電圧指令波形１２１，１２２を補正する。

具体的には、電圧指令補正部１０４７は図１０（ａ）に示すように、補正範囲１２５に対して点５４を中心に必要相差１２６と同じ間隔で下側指令値１２７と上側指令値１２８を設定する。そして、補正前の電圧指令波形１２１，１２２のうち低い方を下側指令値１２７に、高い方を上側指令値１２８にそれぞれ一致させるように、これらの値を補正する。これにより、補正後のＵ相とＷ相の電圧指令波形１２３，１２４の間の電圧差が必要相差１２６と一致するように、これらの値を算出することができる。

なお、図１０（ａ）では点５４の付近を拡大して示しているため、補正範囲１２５は、電圧指令波形の全体から見るとほんの僅かな期間に過ぎない。そのため、電圧指令波形１２１，１２２を上記のように補正しても、モータ３００の駆動にはほとんど影響を及ぼさない。

また、図１０（ａ）ではＵ相電圧指令とＷ相電圧指令の補正例について説明したが、他の２相の組み合わせについても同様に、各相間の電圧差が必要相差と一致するように、各相の電圧指令の値を補正することができる。

図１０（ｂ）は、図１０（ａ）に示した補正後の電圧指令波形１２３，１２４を用いて図４のＰＷＭ信号生成部１０４９が生成するＰＷＭ信号により、インバータ３０の各半導体スイッチング素子をオン・オフさせたときに発生するコモンモードノイズ電流の例を示している。図１０（ｂ）から、電圧指令補正部１０４７による補正後の電圧指令を用いることで、補正範囲１２５において他の期間と同程度までコモンモードノイズ電流が抑制されていることが分かる。

なお、電圧指令補正部１０４７が行う電圧指令補正によるコモンモードノイズ電流の抑制効果は、モータ３００のトルクや回転速度が低いほど高くなる。この点について、以下に図１１を参照して説明する。

図１１は、電動車両の走行状態とコモンモードノイズ電流との関係を示す図である。図１１（ａ）は、本実施形態のモータ駆動システム１を搭載した電動車両が高速走行している場合のＵ相電圧指令およびＶ相電圧指令とコモンモード電流との関係の一例を示している。図１１（ａ）のように電動車両が高速走行している場合、モータ駆動システム１においてモータ３００は、高トルク・高回転状態となる。一方、図１１（ｂ）は、本実施形態のモータ駆動システム１を搭載した電動車両がクリープ走行している場合のＵ相電圧指令およびＶ相電圧指令とコモンモード電流との関係の一例を示している。図１１（ｂ）のクリープ走行時のように電動車両が低速走行している場合、モータ駆動システム１においてモータ３００は、低トルク・低回転状態となる。

図１１（ａ）と図１１（ｂ）を比較すると、図１１（ｂ）ではＵ相電圧指令およびＶ相電圧指令の変化の傾きが、図１１（ａ）と比べて小さくなっている。そのため、これらの電圧指令間の電圧差が必要相差よりも小さくなる期間が相対的に長くなり、これに伴って、コモンモードノイズ電流が２倍となる期間も長くなっている。したがって、図１１（ｂ）の場合の方が、電圧指令補正部１０４７が行う電圧指令補正によるコモンモードノイズ電流の抑制効果が高いことが分かる。

以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

（１）インバータ制御装置１０は、複数の半導体スイッチング素子を有し、複数の半導体スイッチング素子をそれぞれスイッチング動作させることで直流電力を複数相の交流電力に変換するインバータ３０を制御する装置である。インバータ制御装置１０は、ＰＷＭ演算部１０５において、交流電力の各相に対応する電圧指令を生成する電圧指令生成部１０４０と、電圧指令の各相間の電圧差を計算する相差計算部１０４４と、半導体スイッチング素子が２つの相で同時にオンとならないために必要な電圧指令の各相間の電圧の差分を表す必要相差を計算する必要相差計算部１０４６と、相差計算部１０４４により計算された電圧差と、必要相差計算部１０４６により計算された必要相差とを比較し、その比較結果に基づいて電圧指令を補正する電圧指令補正部１０４７と、搬送波を生成する搬送波生成部１０４８と、電圧指令補正部１０４７により補正された電圧指令と搬送波とを比較し、インバータ３０の制御に用いられるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部１０４９と、を備える。このようにしたので、電力変換装置１００において発生するノイズ電流を効果的に抑制することができる。

（２）電圧指令補正部１０４７は、図１０に示すように、電圧指令の各相間の電圧差が必要相差よりも小さい場合に、その電圧差と必要相差が実質的に一致するように電圧指令を補正する。このようにしたので、ＵＶＷ各相のうちいずれか２相の電圧指令波形が重なる各タイミングにおいて２相同時オンが発生するのを確実に回避し、コモンモードノイズ電流を抑制することができる。

（３）インバータ制御装置１０は、ＰＷＭ演算部１０５において、半導体スイッチング素子が２つの相で同時にオンとならないために必要な電圧指令の各相間の時間差を計算する必要ずれ計算部１０４５を備える。必要相差計算部１０４６は、必要ずれ計算部１０４５により計算された時間差に基づいて必要相差を計算する。このようにしたので、必要相差計算部１０４６において、半導体スイッチング素子が２つの相で同時にオンとならないために必要な電圧指令の各相間の電圧の差分を表す必要相差を、容易かつ確実に計算することができる。

（４）必要ずれ計算部１０４５は、１相の半導体スイッチング素子をオンしたときにインバータ３０に流れるコモンモード電流のピーク波形の半値幅に基づいて、各相間の時間差を計算する。このようにしたので、半導体スイッチング素子が２つの相で同時にオンとならないために必要な電圧指令の各相間の時間差を正確に計算することができる。

（第２の実施形態）
続いて、本発明の第２の実施形態を説明する。本実施形態では、必要相差に応じて電圧指令を補正する際に、ＰＷＭ信号の生成に用いられる搬送波の周波数を併せて補正することで、コモンモードノイズ電流をさらに抑制する例を説明する。

本実施形態のインバータ制御装置は、図３に示した第１の実施形態のインバータ制御装置１０とほぼ同様の構成を有している。ただし、図３のＰＷＭ演算部１０５は、本実施形態では別の機能構成を有するＰＷＭ演算部１０５Ａに置き換えられている。そのため以下では、本実施形態のインバータ制御装置を「インバータ制御装置１０Ａ」と称する。

図１２は、本発明の第２の実施形態に係るＰＷＭ演算部１０５Ａの機能ブロック図である。本実施形態のＰＷＭ演算部１０５Ａは、第１の実施形態で説明した図４のＰＷＭ演算部１０５と比べて、搬送波補正部１０５１をさらに有する点が異なっている。

搬送波補正部１０５１は、相差計算部１０４４により計算された電圧指令のＵＶＷ各相間の電圧差と、必要相差計算部１０４６により計算された必要相差とを比較し、その比較結果に基づいて、搬送波生成部１０４８が生成する搬送波の周波数を補正する。ここでは、電圧指令補正部１０４７が電圧指令の補正を行う場合と同様に、電圧指令の各相間の電圧差が必要相差よりも小さい場合に、補正後の周波数が補正前よりも低い周波数となるように、搬送波の周波数を補正する。このとき、補正前後で周波数をステップ状に切り替えてもよいし、周波数を徐々に変化させてもよい。

搬送波生成部１０４８は、搬送波補正部１０５１により補正された周波数に従って搬送波を生成し、ＰＷＭ信号生成部１０４９へ出力する。

上記のようにすることで、電圧指令の補正が行われる期間では、ＰＷＭ信号の生成に用いられる搬送波の周波数を下げて、ＰＷＭ信号の周波数を低下させることができる。そのため、ＰＷＭ信号の出力に応じて行われる半導体スイッチング素子のオン・オフによるコモンモードノイズ電流の発生をさらに抑えることが可能となる。

図１３は、本発明の第２の実施形態に係る電圧指令の補正とコモンモードノイズ電流の抑制効果との関係を示す図である。図１３（ａ）は、Ｕ相電圧指令とＷ相電圧指令の補正前後の電圧指令波形の例を示しており、第１の実施形態で説明した図１０（ａ）と同様の図である。すなわち、図１３（ａ）において、符号１４１，１４２に示す実線の波形は、電圧指令補正部１０４７による補正前のＵ相とＷ相の電圧指令をそれぞれ示し、符号１４３，１４４に示す破線の波形は、電圧指令補正部１０４７により波形１４１，１４２をそれぞれ補正して得られた補正後のＵ相とＷ相の電圧指令をそれぞれ示している。また、補正範囲１４５は、点５４の前後で電圧指令波形１４１，１４２の間の差分が必要相差１４６よりも小さくなっている区間に対応して設定され、この補正範囲１４５に渡って点５４を中心に必要相差１４６と同じ間隔で、補正後の電圧指令波形１４３，１４４に対する下側指令値１４７と上側指令値１４８が設定される。

図１３（ｂ）は、図１３（ａ）に示した補正後の電圧指令波形１４３，１４４を用いて図１２のＰＷＭ信号生成部１０４９が生成するＰＷＭ信号により、インバータ３０の各半導体スイッチング素子をオン・オフさせたときに発生するコモンモードノイズ電流の例を示している。図１３（ｂ）では、搬送波補正部１０５１による補正後の周波数で搬送波生成部１０４８が生成する搬送波を用いてＰＷＭ信号が生成されることにより、第１の実施形態で説明した図１０（ｂ）と比べて、補正範囲１４５におけるコモンモードノイズ電流の発生が抑制されていることが分かる。

以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、インバータ制御装置１０Ａは、ＰＷＭ演算部１０５Ａにおいて、相差計算部１０４４により計算された電圧差と、必要相差計算部１０４６により計算された必要相差とを比較し、その比較結果に基づいて搬送波の周波数を補正する搬送波補正部１０５１を備える。具体的には、搬送波補正部１０５１は、電圧指令の各相間の電圧差が必要相差よりも小さい場合に、搬送波の周波数を補正前よりも低い周波数に補正する。搬送波生成部１０４８は、搬送波補正部１０５１により補正された周波数で搬送波を生成する。このようにしたので、電力変換装置１００において発生するノイズ電流をさらに効果的に抑制することができる。

なお、上述の各実施形態では、インバータ制御装置単体について説明したが、当該上述の機能を有していれば、インバータ制御装置とインバータが一体化したインバータ装置や、インバータ装置とモータが一体化したモータ駆動システムにも本発明を適用できる。

本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。

１０：インバータ制御装置、２０：ゲートドライブ回路、３０：インバータ、４０：ノイズフィルタ、５０：平滑キャパシタ、６０：筐体、１００：電力変換装置、１０１：トルク指令生成部、１０２：電流指令生成部、１０３：電流制御部、１０４：ｄｑ／三相電圧変換部、１０５，１０５Ａ：ＰＷＭ演算部、１０６：回転位置演算部、１０７：モータ速度演算部、１０８，１０９：位相補償部、１１０：三相電流演算部、１１１：三相／ｄｑ電流変換部、１０４０：電圧指令生成部、１０４１：基本波生成部、１０４２：３次高調波生成部、１０４３：加算部、１０４４：相差計算部、１０４５：必要ずれ計算部、１０４６：必要相差計算部、１０４７：電圧指令補正部、１０４８：搬送波生成部、１０４９：ＰＷＭ信号生成部、１０５０：デッドタイム補正部、１０５１：搬送波補正部、２００：電源、３００：モータ、３０１：回転位置センサ、３０２：電流センサ

Claims (7)

1. 複数の半導体スイッチング素子を有し、前記複数の半導体スイッチング素子をそれぞれスイッチング動作させることで直流電力を複数相の交流電力に変換するインバータを制御する装置であって、
   前記交流電力の各相に対応する電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
   前記電圧指令の各相間の電圧差を計算する相差計算部と、
   前記半導体スイッチング素子が２つの相で同時にオンとならないために必要な前記電圧指令の各相間の電圧の差分を表す必要相差を計算する必要相差計算部と、
   前記相差計算部により計算された前記電圧差と、前記必要相差計算部により計算された前記必要相差とを比較し、その比較結果に基づいて前記電圧指令を補正する電圧指令補正部と、
   搬送波を生成する搬送波生成部と、
   前記電圧指令補正部により補正された前記電圧指令と前記搬送波とを比較し、前記インバータの制御に用いられるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備えるインバータ制御装置。
2. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
   前記電圧指令補正部は、前記電圧差が前記必要相差よりも小さい場合に、前記電圧差と前記必要相差が実質的に一致するように前記電圧指令を補正するインバータ制御装置。
3. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
   前記相差計算部により計算された前記電圧差と、前記必要相差計算部により計算された前記必要相差とを比較し、その比較結果に基づいて前記搬送波の周波数を補正する搬送波補正部を備え、
   前記搬送波生成部は、前記搬送波補正部により補正された周波数で前記搬送波を生成するインバータ制御装置。
4. 請求項３に記載のインバータ制御装置において、
   前記搬送波補正部は、前記電圧差が前記必要相差よりも小さい場合に、前記搬送波の周波数を補正前よりも低い周波数に補正するインバータ制御装置。
5. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
   前記半導体スイッチング素子が２つの相で同時にオンとならないために必要な前記電圧指令の各相間の時間差を計算する必要ずれ計算部を備え、
   前記必要相差計算部は、前記必要ずれ計算部により計算された前記時間差に基づいて前記必要相差を計算するインバータ制御装置。
6. 請求項５に記載のインバータ制御装置において、
   前記必要ずれ計算部は、１相の前記半導体スイッチング素子をオンしたときに前記インバータに流れるコモンモード電流のピーク波形の半値幅に基づいて、前記時間差を計算するインバータ制御装置。
7. 請求項１から請求項６のいずれか一項に記載のインバータ制御装置と、
   前記インバータ制御装置により制御される前記インバータと、
   電源から前記インバータに入力される前記直流電力を平滑化する平滑キャパシタと、を備える電力変換装置。

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