JP5848070B2 - ブラシレスモータ制御装置、及びブラシレスモータ - Google Patents

ブラシレスモータ制御装置、及びブラシレスモータ Download PDF

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Description

本発明は、ブラシレスモータ制御装置、及びブラシレスモータに係り、特に、ＰＷＭ制御方式のブラシレスモータ制御装置、及びブラシレスモータに関する。
一般に、車両用エアコンの送風を行うブロワモータ等の、ブラシレスモータがある。また、ブラシレスモータの回転速度を制御する制御方法の一つとして、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御が知られている。このＰＷＭ制御では、モータに駆動電流を供給するＦＥＴをオン、オフさせるパルス状のＰＷＭ信号を供給しており、ＰＷＭ信号のデューティ比を変えることによりモータの回転を制御している。
本出願人は、特許文献１に、ブラシレスモータのＰＷＭ制御の一つとして、ブラシレスモータの各コイルへの通電の最後でＰＷＭ信号のデューティ比を徐々に低下させ、通電の最後にコイルへの通電がゆるやかに切り替わるスロープ区間を設けて、ブラシレスモータの各コイルに通電された際の通電波形が左右非対象の通電波形になるように制御信号を生成する技術を公開している。
ところで、ブラシレスモータ等のモータには、過剰な電流が流れることを防止するため、モータへ流れる電流を検出し、過剰な電流が流れた際に通電を停止させる保護回路が設けられているものがある。
ＰＷＭ信号はパルス状に変化する信号であって、モータに流れる電流値はそのＰＷＭ制御信号と比較して緩やかに変化する。このため、モータに流れる電流を検出するタイミングをＰＷＭ制御信号のオン時間の中間位置とすると、電流値が上昇する途中でサンプルホールドされる場合がある。
そこで、本出願人は、特許文献２に、ブラシ付きＤＣモータのモータ電流値を高い精度で検出するための技術として、ブラシ付きＤＣモータに駆動電流を供給するＦＥＴがオンからオフへ変化させるようにＰＷＭ信号のレベルが変化する際のエッジの所定時間前からエッジまでの時間を、モータに流れる電流を検出する検出期間とする技術を公開している。
特許第３８５４１８６号公報 特開２００５−５１９９３号公報
しかしながら、特許文献２の技術は、ブラシ付きＤＣモータに対するものであり、特許文献１のようにブラシレスモータの各コイルへの通電の最後にＰＷＭ信号のデューティ比を徐々に低下させるスロープ期間を設けた場合、スロープ期間に安定してモータに流れる電流を検出できない。
ブラシレスモータのモータ電流値を安定して検出することができるブラシレスモータ制御装置及びブラシレスモータを提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、請求項１に記載のブラシレスモータ制御装置は、複数相の巻線、及び永久磁石を含んで構成されると共に、前記複数相の巻線に順に電圧が印加されて各巻線に順に電流が流れることによって発生する回転磁界により回転する磁石回転子を有するブラシレスモータの各巻線にそれぞれ一対のスイッチング素子が接続され、当該スイッチング素子の各対からブラシレスモータの対応する巻線に電圧を各々供給する電圧供給手段と、前記磁石回転子の回転を検出し、回転磁界を発生させるための前記各巻線への通電期間を導出する通電期間導出手段と、前記通電期間導出手段により導出される各巻線への通電期間の間、入力される制御信号により調整されるデューティ比とされ、当該通電期間後の予め定められた時間を要してデューティ比が徐々に低下し、前記電圧供給手段の前記スイッチング素子をオン、オフさせるために、予め定められた範囲内でカウントアップ及びカウントダウンが繰り返されるカウント値と前記制御信号に応じて定めた第１閾値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子のオン、オフを切り替えるＰＷＭ信号を生成して出力するＰＷＭ信号生成手段と、各巻線への通電期間の間の、それぞれの巻線への通電を制御する前記スイッチング素子をオンからオフに切り換えるべく前記ＰＷＭ信号が異なるレベルに変化する際のエッジの所定時間前から当該エッジまでの時間を、当該オンからオフに切り換える前記スイッチング素子に接続された巻線に流れる電流の検出期間と特定するために、前記ＰＷＭ信号生成手段が前記第１閾値よりも前記カウント値が大きい期間を前記スイッチング素子をオンする期間とした前記ＰＷＭ信号を生成する場合は、前記予め定められた範囲をカウントダウンされるカウント値が前記第１閾値と前記第１閾値より大きい第２閾値の間となる期間を電流の検出期間と特定し、前記ＰＷＭ信号生成手段が前記第１閾値よりも前記カウント値が小さい期間を前記スイッチング素子をオンする期間とした前記ＰＷＭ信号を生成する場合は、前記予め定められた範囲をカウントアップされるカウント値が前記第１閾値と前記第１閾値より小さい第３閾値の間となる期間を電流の検出期間と特定する検出期間特定手段と、を備えている。
請求項１に記載の発明は、複数相の巻線、及び永久磁石を含んで構成されると共に、前記複数相の巻線に順に電圧が印加されて各巻線に順に電流が流れることによって発生する回転磁界により回転する磁石回転子を有するブラシレスモータの各巻線にそれぞれ電圧供給手段の一対のスイッチング素子が接続されており、当該スイッチング素子の各対からブラシレスモータの対応する巻線に電圧が各々供給される。また、通電期間導出手段により、磁石回転子の回転が検出され、回転磁界を発生させるための各巻線への通電期間が導出される。
また、本発明は、ＰＷＭ信号生成手段により、導出手段により導出される各巻線への通電期間の間、入力される制御信号により調整されるデューティ比とされ、当該通電期間後の予め定められた時間を要してデューティ比が徐々に低下し、電圧供給手段のスイッチング素子をオン、オフさせるために、予め定められた範囲内でカウントアップ及びカウントダウンが繰り返されるカウント値と前記制御信号に応じて定めた第１閾値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子のオン、オフを切り替えるＰＷＭ信号が生成されて出力される。
そして、本発明は、検出期間特定手段により、各巻線への通電期間の間の、それぞれの巻線への通電を制御するスイッチング素子をオンからオフに切り換えるべくＰＷＭ信号が異なるレベルに変化する際のエッジの所定時間前から当該エッジまでの時間が、当該オンからオフに切り換える前記スイッチング素子に接続された巻線に流れる電流の検出期間と特定するために、ＰＷＭ信号生成手段が第１閾値よりもカウント値が大きい期間をスイッチング素子をオンする期間としたＰＷＭ信号を生成する場合は、予め定められた範囲をカウントダウンされるカウント値が第１閾値と第１閾値より大きい閾値の間となる期間を電流の検出期間と特定し、ＰＷＭ信号生成手段が第１閾値よりもカウント値が小さい期間をスイッチング素子をオンする期間としたＰＷＭ信号を生成する場合は、予め定められた範囲をカウントアップされるカウント値が第１閾値と第１閾値より小さい第３閾値の間となる期間を電流の検出期間と特定してもよい。
このように、本発明によれば、ブラシレスモータの各巻線への通電期間の間の、それぞれの巻線への通電を制御するスイッチング素子をオンからオフに切り換えるべくＰＷＭ信号が異なるレベルに変化する際のエッジの所定時間前から当該エッジまでの時間を、当該オンからオフに切り換えるスイッチング素子に接続された巻線に流れる電流の検出期間と特定しているので、特定した検出期間にオンからオフに切り換えるスイッチング素子に接続された巻線に流れる電流の検出を行うことにより、ブラシレスモータのモータ電流値を安定して検出することができる。
上記目的を達成するために、請求項２に記載のブラシレスモータ制御装置は、検出期間特定手段が、各通電期間中のＰＷＭ信号がスイッチング素子を最後にオンするオン期間で検出期間の特定を行ってもよい。
請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載の発明において、前記検出期間特定手段により特定された検出期間に、前記オンからオフに切り換える前記スイッチング素子に接続された巻線を流れる電流を検出し、検出される電流値が所定の基準値を超えた場合に、前記電圧供給手段から各巻線への通電を遮断する保護手段をさらに備えてもよい。
請求項４の記載の発明は、請求項３に記載の発明において、前記保護手段が、前記検出期間に検出される電流値が所定回連続して所定の基準値を超えた場合に、前記電圧供給手段から各巻線への通電を遮断してもよい。
請求項５に記載のブラシレスモータは、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のブラシレスモータ制御装置と一体的に形成されてもよい。
これにより、請求項５に記載の発明によれば、ブラシレスモータのモータ電流値を安定して検出することができる。
上記目的を達成するために、請求項６に記載のブラシレスモータ制御装置は、複数相の巻線、及び永久磁石を含んで構成されると共に、前記複数相の巻線に順に電圧が印加されて各巻線に順に電流が流れることによって発生する回転磁界により回転する磁石回転子を有するブラシレスモータの各巻線にそれぞれ一対のスイッチング素子が接続され、当該スイッチング素子の各対からブラシレスモータの対応する巻線に電圧を各々供給する電圧供給手段と、前記磁石回転子の回転を検出し、回転磁界を発生させるための前記各巻線への通電期間を導出する通電期間導出手段と、前記通電期間導出手段により導出される各巻線への通電期間の間、入力される制御信号により調整されるデューティ比とされ、当該通電期間後の予め定められた時間を要してデューティ比が徐々に低下し、前記電圧供給手段の前記スイッチング素子をオン、オフさせるＰＷＭ信号を生成して出力するＰＷＭ信号生成手段と、それぞれの巻線への通電を制御する前記スイッチング素子をオンからオフに切り換えるべく前記ＰＷＭ信号が異なるレベルに変化する際のエッジの所定時間前から当該エッジまでの時間のうち、各巻線への通電期間の終了後で最初に生じた時間を、当該オンからオフに切り換える前記スイッチング素子に接続された巻線に流れる電流の検出期間と特定する検出期間特定手段と、を備えている。
請求項６に記載の発明は、複数相の巻線、及び永久磁石を含んで構成されると共に、前記複数相の巻線に順に電圧が印加されて各巻線に順に電流が流れることによって発生する回転磁界により回転する磁石回転子を有するブラシレスモータの各巻線にそれぞれ電圧供給手段の一対のスイッチング素子が接続されており、当該スイッチング素子の各対からブラシレスモータの対応する巻線に電圧が各々供給される。また、通電期間導出手段により、磁石回転子の回転が検出され、回転磁界を発生させるための各巻線への通電期間が導出される。
また、本発明は、ＰＷＭ信号生成手段により、導出手段により導出される各巻線への通電期間の間、入力される制御信号により調整されるデューティ比とされ、当該通電期間後の予め定められた時間を要してデューティ比が徐々に低下し、電圧供給手段のスイッチング素子をオン、オフさせるＰＷＭ信号が生成されて出力される。
そして、本発明は、検出期間特定手段により、それぞれの巻線への通電を制御する前記スイッチング素子をオンからオフに切り換えるべくＰＷＭ信号が異なるレベルに変化する際のエッジの所定時間前から当該エッジまでの時間のうち、各巻線への通電期間の終了後で最初に生じた時間を、当該オンからオフに切り換えるスイッチング素子に接続された巻線に流れる電流の検出期間と特定される。
このように、本発明によれば、ブラシレスモータのそれぞれの巻線への通電を制御するスイッチング素子をオンからオフに切り換えるべくＰＷＭ信号が異なるレベルに変化する際のエッジの所定時間前から当該エッジまでの時間のうち、各巻線への通電期間の終了後で最初に生じた時間を、当該オンからオフに切り換えるスイッチング素子に接続された巻線に流れる電流の検出期間と特定しているので、特定した検出期間にオンからオフに切り換えるスイッチング素子に接続された巻線に流れる電流の検出を行うことにより、ブラシレスモータのモータ電流値を安定して検出することができる。
請求項７に記載の発明は、請求項６に記載の発明において、前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記通電期間の間、予め定められた範囲内でカウントアップ及びカウントダウンが繰り返されるカウント値と前記制御信号に応じて定めた第１閾値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子のオン、オフを切り替える前記ＰＷＭ信号を生成し、前記検出期間特定手段は、前記ＰＷＭ信号生成手段が前記第１閾値よりも前記カウント値が大きい期間を前記スイッチング素子をオンする期間とした前記ＰＷＭ信号を生成する場合は、前記予め定められた範囲をカウントダウンされるカウント値が前記第１閾値と前記第１閾値より大きい第２閾値の間となる期間のうち、前記通電期間の終了後で最初に生じた期間を電流の検出期間と特定し、前記ＰＷＭ信号生成手段が前記第１閾値よりも前記カウント値が小さい期間を前記スイッチング素子をオンする期間とした前記ＰＷＭ信号を生成する場合は、前記予め定められた範囲をカウントアップされるカウント値が前記第１閾値と前記第１閾値より小さい第３閾値の間となる期間のうち前記通電期間の終了後で最初に生じた期間を電流の検出期間と特定してもよい。
請求項８に記載の発明は、請求項６又は請求項７記載の発明において、前記検出期間特定手段により特定された検出期間に、前記オンからオフに切り換える前記スイッチング素子に接続された巻線を流れる電流を検出し、検出される電流値が所定の基準値を超えた場合に、前記電圧供給手段から各巻線への通電を遮断する保護手段をさらに備えていてもよい。
第１の実施の形態に係るブラシレスモータ制御装置及びブラシレスモータを適用したブラシレスモータアクチュエータの構成の一例の概略を示す一部破断した正面断面図である。 第１の実施の形態に係るモータ制御装置の構成の一例の概略を示すブロック図である。 第１の実施の形態に係るＰＷＭ生成部の具体的一例を説明するための説明図である。 第１の実施の形態に係るスロープカウンタの具体的一例を説明するための説明図である。 第１の実施の形態に係るブラシレスモータにおける、ホールセンサの出力信号と通電部のインバータ出力電圧との関係を示すタイムチャートの一例である。 第１の実施の形態に係る検出期間特定処理の一例のフローチャートである。 第１の実施の形態に係る電力線を流れる電流波形を示す波形図である。 第１の実施の形態に係る各種の信号の波形を示すタイムチャートの一例である。 第１の実施の形態の他の形態に係る検出期間特定処理の一例のフローチャートである。 第１の実施の形態に係る下段ＰＷＭ制御方式を説明するための説明図である。 相補ＰＷＭ制御方式のオシロ波形の一例と本発明の実施の形態に係る下段ＰＷＭ制御方式のオシロ波形の一例とを示す波形図である。 第２の実施の形態に係る実施の形態に係るブラシレスモータにおける、ホールセンサの出力信号と通電部のインバータ出力電圧との関係を示すタイムチャートの一例である。 第２の実施の形態においてモータに通電される電流値の変化を示す図である。 インバータ出力の矩形部分及びスロープ区間と、下段ＰＷＭ信号の波形と、第１の実施の形態のサンプルタイミングと、第２の実施の形態のサンプルタイミングとを比較した図である。 第２の実施の形態に係る検出期間特定処理の一例のフローチャートである。
［第１の実施の形態］
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、本実施の形態では、車載空調装置用モータアクチュエータに適用されるブラシレスモータ及びブラシレスモータ制御装置について詳細に説明する。
（車載空調装置用モータアクチュエータ）
まず、車載空調装置用モータアクチュエータの概略構成について説明する。図１は、本実施の形態に係るモータアクチュエータの構成の一例の概略を示す一部破断した正面断面図である。
図１に示すように、本実施の形態のモータアクチュエータ１２は、ハウジング１４を備えており、その内側にはブラシレスモータ１６（以下、「モータ１６」と言う）とブラシレスモータ制御装置１０（以下、「モータ制御装置１０」と言う）の制御基板１８とが収容されている。
図１に示すように、ハウジング１４は、一端が開口した浅底の略箱状に形成されており、ハウジング１４の開口端には略円筒形状の筒部３４がハウジング１４に対して一体的に設けられている。
また、ハウジング１４には略円筒形状の支持部３６が設けられており、当該支持部３６の外周部には、ステータ２８が一体的に取り付けられている。ステータ２８は、薄珪素鋼板等から成る複数枚のコア片を堰そうして形成されたコア２６を備えており、更に、当該コア２６には、各々が巻線としての三相のコイル３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗから成るコイル群３０が巻き掛けられている。なお、コイル３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗの個々を区別する必要がない場合は「コイル３０」と総称し、個々を区別する必要がある場合は、「Ｕ」、「Ｖ」、「Ｗ」の符号を付して称する。これらのコイル３０は、電気的な位相が１２０度ずれるように設けられており、これらのコイル３０が所定の周期で交互に通電されることにより、ステータ２８の周囲に所定の回転磁界を形成するように構成されている。
一方、支持部３６の内側には、一対の軸受３８が固定されており、当該軸受３８によってシャフト２０が支持部３６並びに筒部３４に対して同軸的で且つ、自らの軸周りに回転自在に支持されている。
シャフト２０の軸方向一端側は、筒部３４を貫通しており、その一端部もしくは、一端部近傍にてシャフト２０の回転力を受けて回動する図示を省略した空調装置本体に設けられた送風用のファンへ機械的に連結されている。
また、シャフト２０の筒部３４から貫通した部分にはロータ２２が一体的に取り付けられている。ロータ２２は、ハウジング１４の開口方向とは反対方向へ向けて開口した筒部３４並びに支持部３６に対して、同軸の有底筒形状に形成されており、当該ロータ２２の上底部をシャフト２０が貫通している。
ロータ２２の内周部には、略円筒形状のロータマグネット２４がロータ２２に対して同軸的に固定されている。ロータマグネット２４は、その軸心を介して半径方向一方の側はＮ極で他方の側がＳ極となるように形成されていると共に、自らの軸心周りに所定角度（例えば、６０度）毎に磁極の極性が変わるように形成され、その周囲の所定の磁界を形成する。
ロータマグネット２４は、支持部３６の半径方向に沿ってステータ２８の外側でステータ２８と対向するように設けられており、上述したコイル３０が通電されてステータ２８の周囲に回転磁界が形成されると、当該回転磁界とロータマグネット２４が形成する磁界との相互作用で支持部３６周りの回転力がロータマグネット２４に生じ、これにより、シャフト２０が回転する。
一方、ステータ２８よりもハウジング１４の底部側には、制御基板１８が配置されている。制御基板１８は、表面及び裏面の少なくとも何れか一方にプリント配線が施されており、複数の抵抗素子やトランジスタ素子、さらには、マイクロコンピュータ（ＣＰＵ）等の素子が上記のプリント配線を介して適宜に接続されている。
（モータ制御装置）
次にモータ制御装置１０（制御基板１８）の概略構成について説明する。本実施の形態のモータ制御装置１０（制御基板１８）は、カスタムＩＣにより構成している。なお、本実施の形態のモータ制御装置１０は、電流出力素子（ＦＥＴ７４、ＦＥＴ７６）の発熱を抑制するため、ＰＷＭ信号のデューティ比を調整することによりモータ１６の回転速度を制御する、所謂「ＰＷＭ制御」によりモータ１６の駆動制御を行うものである。
図２は、本実施の形態に係るモータ制御装置１０の構成の一例の概略を示すブロック図である。なお、図２では、モータ１６として三相６極のモータを示している。
本実施の形態のモータ制御装置１０は、ホール素子５２及びセンサマグネット４０（図１参照）を備えている。
センサマグネット４０は、図１に示すように、シャフト２０の軸方向他端側にシャフト２０に対して同軸的かつ、一体的に固定されている。センサマグネット４０はロータマグネット２４と同様に永久磁石であり、軸心周りに所定角度（例えば、６０度）毎にＮ極の磁極とＳ極の磁極とが交互に位置する多極磁石であり、その周囲に特定の磁界を形成する。
一方、ホール素子５２は、センサマグネット４０により形成された磁界を検出することにより、ロータ２２の位置（回転位置）を検出するためのものである。各相に対応するホールセンサ５２Ｕ、ホールセンサ５２Ｖ、ホールセンサ５２Ｗを含んで構成されている。ホールセンサ５２Ｕ、ホールセンサ５２Ｖ、ホールセンサ５２Ｗは、センサマグネット４０と対向するようにセンサマグネット４０の軸心周りに２０度毎に設けられており、各々の位置でセンサマグネット４０の磁界を構成する磁力線を検出し、各々位置検出信号（「出力信号Ｕ」、「出力信号Ｖ」、「出力信号Ｗ」）を出力する。
また、本実施の形態のモータ制御装置１０の制御基板１８上には、電圧供給部５０、スタンバイ回路６０、駆動タイミング生成部６２、制御部６４、スロープカウンタ６５、回転数検出部６６、ＰＷＭ生成部６８、保護回路７０、電流検出部７２、及びサンプルホールド回路７３等が構成されている。また、エアコンＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）７８、電源８０、力率改善リアクトル８２、及び平滑コンデンサ８４等が構成されている。電源８０、力率改善リアクトル８２、及び平滑コンデンサ８４Ａ、８４Ｂは略直流電源を構成している。また、エアコンＥＣＵ７８は、エアコン（車載空調装置）の電子制御ユニットであり、ユーザがエアコンＥＣＵ７８によりエアコンをオンすると、モータ制御装置１０の制御により、モータ１６が作動する。また、ユーザがエアコンの強度を調節する場合は、エアコンＥＣＵ７８を介してモータ１６（ロータ２２）の回転速度を指示するための信号が入力される。
スタンバイ回路６０は、電源８０から各部への電源供給を制御するためのものである。また、本実施の形態のスタンバイ回路６０は、エアコンの停止状態であっても電源８０から空調装置へ流れる微弱な電流を制御して抑制する。
駆動タイミング生成部６２は、ホール素子５２から入力されるロータ２２の位置を示す出力信号Ｕ、Ｖ、Ｗに基づいて、各コイル３０への通電期間を導出し、各コイル３０への通電のタイミングを生成するためのものである。
回転数検出部６６は、ホール素子５２から入力される出力信号Ｕ、Ｖ、Ｗに基づいてロータ２２の回転数を検出するためのものである。
制御部６４は、スタンバイ回路６０から電源が供給されると、駆動タイミング生成部６２で生成された駆動タイミング及びエアコンＥＣＵ７８により指示されたロータ２２の回転速度に基づいて、ロータ２２の角速度（進角）を制御するための制御信号をＰＷＭ生成部６８に出力するものである。
また、本実施の形態の制御部６４は、ＦＥＴ７４、ＦＥＴ７６からコイル３０に出力される電圧値がゼロに切り替わるタイミングから予め定められた時間までの期間はスロープカウンタ６５のカウント値をＦＥＴ７４及びＦＥＴ７６に出力するようにＰＷＭ生成部６８を制御する。なお、以下では当該制御を非対称通電制御と称する。
ＰＷＭ生成部６８は、回転数検出部６６の出力及び制御部６４からの制御信号に基づいて、駆動デューティ値（ＤＵＴＹ）Ｄを決定し、エアコンＥＣＵ７８から入力された信号のレベルに応じたパルス幅を有するパルス信号であるＰＷＭ信号を生成して出力するＰＷＭ制御を行うためのものである。
ＰＷＭ生成部６８は、駆動デューティ決定部及びＰＷＭタイマ（いずれも図示省略）を備え、決定された駆動デューティ値Ｄに応じたパルス幅の信号をＰＷＭタイマを用いて生成し、ＰＷＭ信号として出力する。なお、本実施の形態では、出力デューティ値をデジタル値で取り扱っている。
図３に示すように、本実施の形態では、ＰＷＭタイマは、予め定められた範囲内でカウントアップ及びカウントダウンを行うものとされており、具体的一例として、０〜２２１までの２２２段のアップ・ダウンカウンタを用いており、ＰＷＭの１００％出力をカウント値０、０％出力をカウント値２２１で表現する。例えば、回路クロック８ＭＨｚとした場合、１クロックが、１／８ＭＨｚ＝１２５ｎｓであり、１周期Ｔ１は、１２５ｎｓ×２２２×２＝５５．５μｓになる。従って、本実施の形態のＰＷＭ周期は１／５５．５μｓ＝１８ｋＨｚとなる。ＰＷＭ生成部６８では、ＰＷＭタイマにより生成されるカウント値を第１閾値としての駆動デューティ値Ｄとを比較し、比較結果に基づいてＰＷＭ信号を生成しており、具体的には、ＰＷＭタイマによりカウントされるカウント値が駆動デューティ値Ｄ以上の期間をハイレベル（Ｈ）とし、カウント値が駆動デューティ値Ｄよりも小さい期間をローレベル（Ｌ）としたＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ信号は、ＰＷＭタイマのカウント値及び駆動デューティ値Ｄに基づいて生成されるため、図３に示した場合では、駆動デューティ値Ｄを小さくすることにより、ＰＷＭ信号のデューティ比を大きくすることができる。また、駆動デューティ値Ｄを大きくすることにより、ＰＷＭ信号のデューティ比を小さくすることができる。このように、駆動デューティ値Ｄのレベルに応じてＰＷＭ信号のデューティ比を変化させることができる。
なお、本実施の形態のＰＷＭ生成部６８では、図４（Ａ）に示すように、ＦＥＴ７６Ｕ、７６Ｖ、７６Ｗそれぞれのゲートには、各々対応するホールセンサ５２Ｕ、５２Ｖ、５２Ｗに応じた電気角１２０度に相当する期間Ｌ１の間、ＰＷＭタイマを用いて生成したＰＷＭ信号（図３参照）を出力する。一方、ＦＥＴ７４Ｕ、７４Ｖ、７４Ｗそれぞれのゲートには、各々対応するホールセンサ５２Ｕ、５２Ｖ、５２Ｗに応じた電気角１２０度に相当する期間Ｕ１の間、ＰＷＭ制御を行わない（ＰＷＭタイマを用いて生成しない）所定の信号を出力する。なお、説明の便宜上、ＰＷＭタイマを用いて生成される信号、及びＰＷＭ制御を行わない当該信号の両者を含め、ＰＷＭ生成部６８から出力される信号をＰＷＭ信号と称す。
また、本実施の形態のＰＷＭ生成部６８は、制御部６４の制御により、各ＦＥＴ７４、各ＦＥＴ７６からコイル３０に出力される電圧値がゼロに切り替わるタイミングから所定の時間経過するまで以下に説明する工程を実行する。すなわち、制御部６４により、図４（Ａ）に示される、ＦＥＴ７４の期間Ｕ２の間、及びＦＥＴ７６の期間Ｌ２の間に以下に説明する工程が実行されるように制御される。
ＰＷＭ生成部６８は、スロープカウンタ６５のカウント値に基づいた駆動デューティ値Ｄを決定し、決定した駆動デューティ値Ｄに応じたパルス幅のＰＷＭ信号をＰＷＭタイマを用いて生成し、生成したＰＷＭ信号を各ＦＥＴ７４のゲート及び各ＦＥＴ７６のゲートに出力する。
本実施の形態のスロープカウンタ６５は、カウンタ回路として構成されている。スロープカウンタ６５は、駆動タイミング生成部６２で生成される駆動タイミングに基づいて、各ＦＥＴ７４、各ＦＥＴ７６からコイル３０に出力される電圧値がゼロに切り替わるタイミングからカウントダウンを開始し、カウント値を制御部６４に出力する。本実施の形態では、具体的一例として図４（Ａ）に示すように、各ＦＥＴ７４、各ＦＥＴ７６の出力電圧がゼロに切り替わるタイミングに起動し、ＰＷＭタイマの最大カウント値２２１から最小カウント値０までカウントダウンし、カウント値を出力する。
本実施の形態では、駆動デューティ値Ｄは、スロープカウンタ６５のカウント値（スロープＳ）が徐々に減少するのに基づいて、増加する。これによって、スロープカウンタ６５のカウント値（スロープＳ）により、各ＦＥＴ７４の出力電圧が０に変化するタイミング（期間Ｕ１の最後）の後、すぐから期間Ｕ２の間、各ＦＥＴ７４の出力電圧を生成する。なお、図４（Ｂ）は、ＰＷＭ信号の変化を説明するものであり、スロープＳの角度は、説明の便宜上、図４（Ａ）と異ならせて記載している。
本実施の形態では、スロープカウンタ６５は、１カウント＝４μｓでダウンカウントするため、ダウンカウント時間（スロープ区間）Ｔ２＝４μｓ×２２２＝０．８８８ｍｓとなる。従って、本実施の形態では、０．８８８ｍｓが予め定められた時間となる。なお、当該予め定められた時間（スロープ区間の時間）は、モータ１６の特性や、回路特性、効率等の観点から実験等により予め定められた時間である。
また、本実施の形態のモータ制御装置１０では、モータ１６に過剰な電流が流れることを防止するため、電流検出部７２によりモータ１６へ流れる随時電流を検出しており、サンプルホールド回路７３により電流検出部７２で検出される電流値をサンプルホールドし、サンプルホールドされた電流値が過負荷状態であることを示す所定の基準値を超えた場合、保護回路７０によりコイル３０への通電を遮断するようにしている。
本実施の形態のＰＷＭ生成部６８では、モータ１６の各コイル３０に流れるモータ電流値を安定して検出することができる検出期間を特定しており、特定した検出期間を示すタイミング信号を生成し、生成したタイミング信号をサンプルホールド回路７３へ出力する。具体的に、ＰＷＭ生成部６８では、駆動デューティ値Ｄよりも大きい値で第２閾値としてのサンプルホールド用の比較値Ｅを定め、ＰＷＭタイマにより生成されるカウント値と比較値Ｅ及び駆動デューティ値Ｄとを比較し、比較結果に基づいてタイミング信号を生成している、本実施の形態では、駆動デューティ値Ｄに１加算した値を比較値Ｅ（＝駆動デューティ値Ｄ＋１）とする。ＰＷＭ生成部６８は、図３に示すように、ＰＷＭタイマによりカウント値がカウントダウンされる期間において、カウント値が比較値Ｅ以下でかつカウント値が駆動デューティ値Ｄ以上の期間をハイレベルとし、その他の期間をローレベルとしたタイミング信号を生成する。これにより、本実施の形態では、ＰＷＭ信号がハイレベルからローレベルに切り替わるエッジＥ１のＰＷＭタイマの１カウント値分前（ＰＷＭタイマの１クロック分前）からエッジＥ１までの期間Ｔ２がハイレベルされたタイミング信号が生成される。この期間Ｔ２は、比較値Ｅと駆動デューティ値Ｄとの差を変えることにより変更できる。
電流検出部７２は、電源８０、力率改善リアクトル８２、及び平滑コンデンサ８４Ａ、８４Ｂにより構成される略直流電源から電圧供給部５０へ電力が供給される電力線８６上に設けられており、電力線８６を流れる電流を随時検出し、サンプルホールド回路７３へ出力する。
サンプルホールド回路７３は、電流検出部７２から随時入力する電流値を、ＰＷＭ生成部６８から入力するタイミング信号がハイレベルに切り替わるタイミングでサンプルホールドし、タイミング信号がハイレベルの期間、ホールドした電流値をそのまま保持する。
保護回路７０は、加熱によるＦＥＴ７４、ＦＥＴ７６の破壊を防止するためのものであり、サンプルホールド回路７３に保持された電流値に基づき、モータ１６が過負荷状態であるか監視しており、過負荷状態になるような電流がコイル３０に流れると全てのＦＥＴ７４、ＦＥＴ７６を強制的にオフ状態にして、コイル３０への通電を遮断する。
電圧供給部５０は、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）インバータにより構成されている。図２に示すように、電圧供給部５０は、各々が上段スイッチング素子としての３つのＮチャンネル電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）７４Ｕ、７４Ｖ、７４Ｗ（以下、「ＦＥＴ７４Ｕ、７４Ｖ、７４Ｗ」と言う）、各々が下段スイッチング素子としての３つのＮチャンネル電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）７６Ｕ、７６Ｖ、７６Ｗ（以下、「ＦＥＴ７６Ｕ、７６Ｖ、７６Ｗ」と言う）とを備えている。なお、ＦＥＴ７４Ｕ、７４Ｖ、７４Ｗ及びＦＥＴ７６Ｕ、７６Ｖ、７６Ｗは、各々、個々を区別する必要がない場合は「ＦＥＴ７４」、「ＦＥＴ７６」と総称し、個々を区別する必要がある場合は、「Ｕ」、「Ｖ」、「Ｗ」の符号を付して称する。
ＦＥＴ７４、ＦＥＴ７６のうち、ＦＥＴ７４Ｕのソース及びＦＥＴ７６Ｕのドレインは、コイル３０Ｕの端子に接続されており、ＦＥＴ７４Ｖのソース及びＦＥＴ７６Ｖのドレインは、コイル３０Ｖの端子に接続されており、ＦＥＴ７４Ｗのソース及びＦＥＴ７６Ｗのドレインは、コイル３０Ｗの端子に接続されている。
ＦＥＴ７４及びＦＥＴ７６のゲートはＰＷＭ生成部６８に接続されており、ＰＷＭ信号が入力される。ＦＥＴ７４及びＦＥＴ７６は、ゲートにＨレベルのＰＷＭ信号が入力するとオン状態になり、ドレインからソースに電流が流れる。また、ゲートにＬレベルのＰＷＭ信号が入力されるとオフ状態になり、ドレインからソースへ電流が流れない状態になる。
（モータ制御装置の動作）
本実施の形態のモータ制御装置１０の動作について説明する。
図５に、本実施の形態のモータ１６における、ホールセンサ５２Ｕ、５２Ｖ、５２Ｗの出力信号と電圧供給部５０のインバータ出力電圧とのタイムチャートの一例の電気角１周期分を示す。なお、図５中の「上」は、上段のＦＥＴ７４からの出力、「下」は下段のＦＥＴ７６からの出力を示している。また出力信号Ｕ、Ｖ、ＷがＨレベルの場合はＮ極を、Ｌレベルの場合はＳ極を示している。
上記構成のモータ１６は、モータ制御装置１０が作動して電圧供給部５０から３相に分類された各コイル３０に順に電圧が印加されて各コイル３０に順に電流が流れることによって発生する回転磁界により、ロータ２２が回転する。
ロータ２２が回転すると、各ホール素子５２は、センサマグネット４０の磁極を検出する毎に位置検出信号を出力する。出力された位置検出信号は駆動タイミング生成部６２、及び回転数検出部６６に入力する。
駆動タイミング生成部６２は、ホール素子５２から入力されるロータ２２の位置を示す出力信号Ｕ、Ｖ、Ｗに基づいて、各コイル３０への通電期間を導出し、各コイル３０への通電のタイミングを生成する。
回転数検出部６６は、ホール素子５２から入力される出力信号Ｕ、Ｖ、Ｗに基づいてロータ２２の回転数を検出する。
制御部６４は、スタンバイ回路６０から電源が供給されると、駆動タイミング生成部６２で生成された駆動タイミング及びエアコンＥＣＵ７８により指示されたロータ２２の回転速度に基づいて、ロータ２２の角速度（進角）を制御するための制御信号をＰＷＭ生成部６８に出力する。
ＰＷＭ生成部６８は、制御部６４から入力される制御信号、回転数検出部６６の出力及び制御部６４の制御に基づいて、駆動デューティ値（ＤＵＴＹ）Ｄを決定し、駆動タイミング生成部６２から入力される信号に基づき、それぞれのコイル３０への通電のタイミングとなると、図５に示すように、ＦＥＴ７６Ｕ、７６Ｖ、７６Ｗ、ＦＥＴ７４Ｕ、７４Ｖ、７４Ｗのそれぞれのゲートに電気角１２０度に相当する期間の間、ＰＷＭ信号を出力する。
さらに、ＰＷＭ生成部６８では、モータ１６の各コイル３０に流れるモータ電流値を安定して検出することができる検出期間を特定しており、特定した検出期間を示すタイミング信号を生成しており、生成したタイミング信号をサンプルホールド回路７３へ出力する。
図６に、ＰＷＭ生成部６８による検出期間を特定する検出期間特定処理の一例のフローチャートを示す。本実施の形態では、駆動タイミング生成部６２から入力される信号に基づいてＦＥＴ７６Ｕ、７６Ｖ、７６Ｗに対する通電期間となると図６に示したフローチャートが開始される。
ステップＳ１０では、ＰＷＭ信号の生成で用いる駆動デューティ値Ｄに１加算した値をサンプルホールド用の比較値Ｅを定める。
次のステップＳ１２では、ＰＷＭタイマによりカウント値がカウントダウンされる期間であるか否かを判定し、肯定判定となった場合はステップＳ１４へ移し、否定判定となった場合はステップＳ２４へ移行する。
ステップＳ１４では、ＰＷＭタイマによりカウント値が比較値Ｅ以下であるか否かを判定し、肯定判定となった場合はステップＳ１６へ移行し、否定判定となった場合は、ステップＳ２４へ移行する。
ステップＳ１６では、ＰＷＭタイマによりカウント値が駆動デューティ値Ｄ以上であるか否かを判定し、肯定判定となった場合はステップＳ２２へ移行し、否定判定となった場合は、ステップＳ２４へ移行する。
ステップＳ２２では、モータ１６の各コイル３０に流れるモータ電流値を安定して検出することができる検出期間であるものとして、ハイレベルのタイミング信号を生成して出力する。
一方、ステップＳ２４では、ローレベルのタイミング信号を生成して出力する。
ステップＳ２６では、通電期間が終了したか否かを判定し、肯定判定となった場合は処理終了となり、否定判定となった場合は、ステップＳ１２へ移行する。
これにより、ＰＷＭタイマによりカウント値が比較値Ｅ以下でかつカウント値が駆動デューティ値Ｄ以上の期間をハイレベルとし、その他の期間をローレベルとしたタイミング信号を生成する。
図７には、電力線８６を流れる電流波形が示されている。
電力線８６を流れる電流は、ハイレベルのＰＷＭ信号が供給されてコイル３０に電流が流れる各オン期間Ｔ３においても変動している。
このため、本実施の形態では、各オン期間Ｔ３の間で最もモータ電流値が安定する各オン期間Ｔ３の終了の所定時間前からオン期間Ｔ３の終了までの期間を電流の検出期間であるものとして、ハイレベルのタイミング信号を生成して出力する。
電流検出部７２は、電力線８６を流れる電流を随時検出し、サンプルホールド回路７３へ出力しており、サンプルホールド回路７３は、電流検出部７２から随時入力する電流値を、ＰＷＭ生成部６８から入力するタイミング信号がハイレベルに切り替わるタイミングでサンプルホールドし、タイミング信号がハイレベルの期間、ホールドした電流値をそのまま保持する。
保護回路７０は、サンプルホールド回路７３に保持された電流値が基準値を超えた場合、コイル３０に流れると全てのＦＥＴ７４、ＦＥＴ７６を強制的にオフ状態にして、コイル３０への通電を遮断する。
また、制御部６４は、駆動タイミング生成部６２から入力される信号に基づき、通電期間が終了し、ＦＥＴ７４またはＦＥＴ７６からコイル３０に出力される電圧値がゼロに切り替わるタイミングであるか否か判断する。図５に示したタイムチャートでは、タイミングｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５、ｔ６になったか否かを判断する。
制御部６４は、タイミングｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５、ｔ６の何れかになった場合、スロープカウンタ６５が起動し、カウント値２２１からカウントダウンを開始させ、スロープカウンタ６５のカウント値をＰＷＭ生成部６８に出力する。
ＰＷＭ生成部６８は、デューティ値とスロープカウンタ６５のカウント値とに基づいて駆動デューティ値Ｄを徐々に低下させた新たな駆動デューティ値Ｄを順次決定し、決定された駆動デューティ値ＤによりＰＷＭ信号を生成し、対応するＦＥＴ７４、ＦＥＴ７６のゲートに出力する。
これにより、ＦＥＴ７４及びＦＥＴ７６から図５に示した非対称波形の電圧がコイル３０に通電される。
以上説明したように、本実施の形態よれば、モータ１６の各コイル３０への通電期間の間の、それぞれのコイル３０への通電を制御するＦＥＴ７６をオンからオフに切り換えるべくＰＷＭ信号が異なるレベルに変化する際のエッジの所定時間前から当該エッジまでの時間を、当該オンからオフに切り換えるＦＥＴ７６に接続されたコイル３０に流れる電流の検出期間と特定しているので、特定した検出期間にオンからオフに切り換えるＦＥＴ７６に接続されたコイル３０に流れる電流の検出を行うことにより、ブラシレスモータのモータ電流値を安定して検出することができる。
また、本実施の形態によれば、図８に示すように、通電期間の間、０〜２２１の範囲内でカウントアップ及びカウントダウンが繰り返されるＰＷＭカウンタのカウント値と駆動デューティ値Ｄとの比較し、ＰＷＭカウンタのカウント値よりも駆動デューティ値Ｄが大きい期間をオン期間としたＰＷＭ信号を生成し、０〜２２１の範囲をカウントダウンされるカウント値が駆動デューティ値Ｄと駆動デューティ値Ｄより大きい比較値Ｅの間となる期間を電流の検出期間と特定することにより、ブラシレスモータのモータ電流値を安定して検出可能な検出タイミングを簡単に特定できる。
また、本実施の形態によれば、制御部６４の制御により矩形波の電圧にスロープカウンタ６５によるカウント値を付加した非対称波形の電圧をコイル３０に通電することにより通電の切り替えがゆるやかになるため、通電するモータの相を切り替える際に通電をオフにした場合に、環流電流が流れてトルクリプルが発生することにより、発生する騒音や振動を抑制することができる。
また、スロープカウンタ６５によるカウント値を付加したＰＷＭ制御を行うため、マイクロコンピュータ等を用いなくともカスタムＩＣにより回路を構成することができる
従って、ＰＷＭ制御方式のモータ制御装置１０において、簡易な回路構成により、騒音や振動を低減することができる。また、簡易な回路構成とすることにより製造コストを低減することができる。
また、本実施の形態では、下段ＦＥＴ７６をＰＷＭ制御するため、相補ＰＷＭ制御方式に比べ、回路規模を小さくすることができる。
また、１個のスロープカウンタ６５により全てのＦＥＴ７４、ＦＥＴ７６に対応することができるため、回路規模が大きくなるのを抑制することができる。
また、本実施の形態ではスロープカウンタ６５のカウント値が最大値の場合はＦＥＴ７４、ＦＥＴ７６の出力電圧をＬレベルとしている。これにより、カウント値が最大値の際に駆動デューティ値＝０にしないと微少電流がコイル３０に流れてしまうのを防止し、モータの電流波形を安定させている。
さらに、デューティ値Ｄ＝０の場合は、デューティをフルとしている。これにより、ＰＷＭ制御によるロスを無くし、フル出力の際のモータ１６の特性を向上させることができる。
ところで、本実施の形態では、ＦＥＴ７６Ｕ、７６Ｖ、７６Ｗに対する通電期間中のＰＷＭ信号がＦＥＴ７６Ｕ、７６Ｖ、７６Ｗをオンする各オン期間で検出期間と特定する場合について説明したがこれに限定されるものではない。通電期間中のオン期間が複数存在する場合、後のオン期間の方がモータ電流値が安定しやすい。このため、通電期間中のＰＷＭ信号がＦＥＴ７６Ｕ、７６Ｖ、７６Ｗを最後にオンするオン期間で検出期間と特定するものとしてもよい。
図９に、ＰＷＭ生成部６８により通電期間中のＰＷＭ信号がＦＥＴ７６Ｕ、７６Ｖ、７６Ｗを最後にオンするオン期間で検出期間と特定するものとした場合の検出期間の特定方法の一例のフローチャートを示す。なお、上記実施の形態（図６）と同一の処理部分には同一の符号を付して説明を省略する。
ここで、ＰＷＭタイマは、０〜２２１の範囲をアップ・ダウンカウンタする１周期Ｔ１が５５．５μｓである。
そこで、ステップＳ１８では、通電期間の終了までの期間が２周期Ｔ１未満であるか否かを判定し、肯定判定となった場合はステップＳ２２へ移行し、否定判定となった場合はＳ２４へ移行する。
ステップＳ２０では、通電期間の終了までの期間が１周期Ｔ１以上であるか否かを判定し、肯定判定となった場合はステップＳ２２へ移行し、否定判定となった場合はＳ２４へ移行する。
これにより、通電期間の終了までの期間が、２周期Ｔ１未満であり、かつ１周期Ｔ１以上であり、ＰＷＭタイマが０〜２２１の範囲を１周期アップ・ダウンカウンタできる期間である場合に、検出期間を示すタイミング信号が生成されて出力される。これにより、モータ電流値をより安定して検出できる。
なお、本実施の形態では、ＰＷＭ生成部６８が、ＰＷＭタイマにより生成されるカウント値を駆動デューティ値Ｄとを比較し、ＰＷＭタイマによりカウントされるカウント値が駆動デューティ値Ｄ以上の期間をハイレベル（Ｈ）とし、カウント値が駆動デューティ値Ｄよりも小さい期間をローレベル（Ｌ）としたＰＷＭ信号を生成し、サンプルホールド用の比較値Ｅを駆動デューティ値Ｄよりも大きい値に定めたが、これに限定されるものではない。例えば、ＰＷＭタイマにより生成されるカウント値を駆動デューティ値Ｄとを比較し、ＰＷＭタイマによりカウントされるカウント値が駆動デューティ値Ｄ以下の期間をハイレベル（Ｈ）とし、カウント値が駆動デューティ値Ｄよりも大きい期間をローレベル（Ｌ）としたＰＷＭ信号を生成するものとした場合、サンプルホールド用の比較値Ｅを駆動デューティ値Ｄよりも小さい値に定め、ＰＷＭタイマによりカウント値がカウントアップされる期間において、カウント値が比較値Ｅ以上でかつカウント値が駆動デューティ値Ｄ以下の期間をハイレベルとし、その他の期間をローレベルとしたタイミング信号を生成するものとしてもよい。
また、本実施の形態では、ＰＷＭ生成部６８はＰＷＭタイマを用いて生成したＰＷＭ信号をＦＥＴ７６にのみ出力している。すなわち、本実施の形態では、一般的に用いられている相補ＰＷＭ制御方式ではなく、下段のＦＥＴ７６にＰＷＭ制御を行う下段ＰＷＭ制御方式を行っているがこれに限らず、相補ＰＷＭ制御方式としてもよい。なお、相補ＰＷＭ制御方式とした場合は、ＰＷＭタイマに加え、電気角カウンタ、デッドタイムタイマ等が必要となり回路規模が大きくなり、また、デッドタイムの影響により印加電圧の最大値を出力することが容易ではないため、本実施の形態のように下段ＰＷＭ制御方式とすることが好ましい。
また、本実施の形態では、保護回路７０はサンプルホールド回路７３に保持された電流値が基準値を超えた場合、コイル３０への通電を遮断するがこれに限定されるものではない。例えば、保護回路７０は検出期間に検出される電流値が所定回連続して基準値を超えた場合に、コイル３０への通電を遮断するようにしてもよい。これにより、ノイズ等によってコイル３０を流れる電流が一時的に基準値を超えた場合でも、コイル３０への通電を遮断されることを防止できる。
また、本実施の形態では、上述したように、ＰＷＭ生成部６８はＰＷＭタイマを用いて生成したＰＷＭ信号をＦＥＴ７６にのみ出力している。すなわち、本実施の形態では、一般的に用いられている相補ＰＷＭ制御方式ではなく、下段のＦＥＴ７６にＰＷＭ制御を行う下段ＰＷＭ制御方式を行っているがこれに限らず、相補ＰＷＭ制御方式としてもよい。なお、相補ＰＷＭ制御方式とした場合は、ＰＷＭタイマに加え、電気角カウンタ、デッドタイムタイマ等が必要となり回路規模が大きくなり、また、デッドタイムの影響により印加電圧の最大値を出力することが容易ではないため、本実施の形態のように下段ＰＷＭ制御方式とすることが好ましい。
なお、本実施の形態のように下段ＰＷＭ制御方式とした場合であっても、見かけ上は相補ＰＷＭ制御方式と同様に電圧が印加される。図１０に示すように、上段ＦＥＴ７４がオン状態からオフ状態に切り替わった場合（図１０の（Ａ）から（Ｂ）に示す状態に切り替わった場合）、モータインダクタンスの影響により、電流が流れ続けようとするため、ＦＥＴ７６のダイオード７６Ａを電流が流れる。ＦＥＴ７４及びＦＥＴ７６ともオフ状態であるのに、ローレベルの電圧がコイル３０側で観測される。このように見かけ上、相補ＰＷＭ制御が行われているのと同様の状態になる。図１１に相補ＰＷＭ制御方式により本実施の形態の非対称通電制御を行った場合のオシロ波形と、下段ＰＷＭ制御方式により本実施の形態の非対称通電制御を行った場合（本実施の形態の場合）のオシロ波形を示す。図１１に示すように、ＦＥＴ７４に対しては電圧値がゼロに切り替わるタイミングから所定の時間が経過するまでの期間のみＰＷＭ制御を行うことで、相補ＰＷＭ制御方式と同様に、平均電圧波形が理想的な非線対称の台形波がコイル３０に出力される。
なお、本実施の形態では、スロープカウンタ６５のカウント時間をモータ１６の回転速度に係らず一定の時間にし、スロープを任意値に固定しているがこれに限らず、例えば、ダウンカウントに要する電気角度を一定にする等、回転速度に応じて時間あたりのカウント量を変化させることによりスロープを調整してもよい。なお、スロープを調整する場合は本実施の形態に比べ、回路構成や制御が複雑化し、駆動デューティ値の演算の負荷も増加する。スロープを任意値に固定した場合と、回転速度に応じて調整する場合とにおいて、騒音や振動等を抑制する効果に大きな差がないことが実験的に確認されているため、効果とコストの観点から本実施の形態のようにスロープを任意値に固定することが好ましい。
また、本実施の形態のコイル３０は、スター型のステータコイルについて図示（図２）したがこれに限らず、デルタ型のステータコイルであってもよい。また、６極のロータマグネット２４をモータを図示（図２）したがこれに限らず、何極であってもよいし、ロータマグネット２４の代わりにプラスチックマグネットであってもよい。
［第２の実施の形態］
以下、第２の実施の形態について説明する。本実施の形態は、ブラシレスモータアクチュエータの構成、及びモータ制御装置の構成は、第１の実施の形態と同一なので、その説明は省略し、ブラシレスモータアクチュエータの構成、及びモータ制御装置の構成に係る符号も図１及び図２に記されたものを使用する。
図１２は、本実施の形態に係るブラシレスモータにおける、ホールセンサの出力信号と通電部のインバータ出力電圧との関係を示すタイムチャートの一例である。図１２には、ブラシレスモータの各コイルへの通電の最後にＰＷＭ信号のデューティ比を徐々に低下させるスロープ期間１２１〜１２６が、矩形部分１３１〜１３６の右端に示されている。
本実施の形態は、第１の実施の形態と同様に、下段のＦＥＴ７６にＰＷＭ制御を行う下段ＰＷＭ制御方式を採用している。従って、図１２のインバータ出力のうち、矩形部分１３２、１３４及び１３６、並びにスロープ期間１２２、１２４及び１２６ではモータに通電されるが、クロスハッチで示された、上段のＦＥＴ７４に係る矩形部分１３１、１３３、１３５及び１３７では、モータに通電されない。
ただし、矩形部分１３１、１３３、１３５及び１３７のような無通電期間を設けると、モータに還流電流が生じる。そのため、第１の実施の形態及び第２の実施の形態と同様に、本実施の形態でも無通電期間後のスロープ期間１２１、１２３及び１２５では、上段のＦＥＴ７４にＰＷＭ信号のデューティ比を徐々に低下させるＰＷＤ制御をさせてモータに通電することで、還流電流を抑制している。
図１２では、ＦＥＴ−Ｕ下のインバータ出力のスロープ期間１２２及びＦＥＴ−Ｖ下のインバータ出力の矩形部分１３４はｔ２からｔ２−３において重なっており、ＦＥＴ−Ｖ下のインバータ出力のスロープ期間１２４及びＦＥＴ−Ｗ下のインバータ出力の矩形部分１３６はｔ４からｔ４−５において重なっている。このように、スロープ期間と矩形部分とが同じ時間帯で重なっている期間を、「ラップ通電期間」と呼ぶ。
これらのラップ通電期間で、ｔ２からｔ２−３の間はＦＥＴ−Ｕ下によるインバータ出力とＦＥＴ−Ｖ下によるインバータ出力とが重複しているので、モータには大きな電流が流れている。また、ｔ４からｔ４−５の間はＦＥＴ−Ｖ下によるインバータ出力とＦＥＴ−Ｗ下によるインバータ出力とが重複しているので、ｔ２からｔ２−３の間の場合と同様にモータには大きな電流が流れている。
図１３は、モータに通電される電流値の変化を示す図である。図１３では、ＦＥＴ−Ｕ下、ＦＥＴ−Ｖ下及びＦＥＴ−Ｗ下が、電気角１２０度毎に入れ替わりでＰＷＭ制御を行っている。
図１３に示したように、モータに通電される電流は、ラップ通電期間１４１、１４２、１４３及び１４４の終了直後に最小になり、その後、増加して次のラップ通電期間の終了直前で最大になる脈動を繰り返している。
電流値は、ラップ通電期間の終了直前で最大になるが、ラップ通電期間の終了直前は、脈動している電流値が安定し難く、検出の誤差が大きくなるという問題がある。従って、ラップ通電期間の開始直後、図１２ではインバータ出力の矩形部分１３２、１３４及び１３６の終了直後でモータ電流値を検出するためのタイミング信号を出力することが望ましい。
本実施の形態に係るタイミング信号の生成は、基本的には、図３で示した第１の実施の形態と同様に、ＰＷＭ生成部６８によってモータ１６の各コイル３０に流れるモータ電流値を安定して検出することができる検出期間を特定しており、特定した検出期間を示すタイミング信号を生成し、生成したタイミング信号をサンプルホールド回路７３へ出力する。
しかしながら、本実施の形態では、図１２に示したインバータ出力の矩形部分１３２、１３４及び１３６の終了直後でモータ電流値を検出するためのタイミング信号を出力することが望ましいので、矩形部分１３２、１３４及び１３６の終了直後以外のタイミングではタイミング信号を生成しない。
図１４は、図１２で示したインバータ出力の矩形部分１３２及びスロープ区間１２２と、下段ＰＷＭ信号の波形と、第１の実施の形態のサンプルタイミングと、本実施の形態のサンプルタイミングとを比較した図である。本実施の形態では、第１の実施の形態と異なり、矩形部分１３２からスロープ区間１２２に切り替わった後、最初に生成されるタイミング信号のみを採用し、それ以外のタイミング信号の生成を無効としている。
従って、本実施の形態では、インバータ出力の矩形部分１３２、１３４及び１３６の終了直後のタイミングで生成されたタイミング信号を制御値として採用することができ、モータ電流値が最大となるラップ通電期間でモータ電流値を検出することができる。
図１５に、本実施の形態における、ＰＷＭ生成部６８による検出期間を特定する検出期間特定処理の一例のフローチャートを示す。本実施の形態では、駆動タイミング生成部６２から入力される信号に基づいてＦＥＴ７６Ｕ、７６Ｖ、７６Ｗに対する通電期間になると図６に示したフローチャートが開始される。
ステップＳ３０では、ＰＷＭ信号の生成で用いる駆動デューティ値Ｄから１加算した値をサンプルホールド用の比較値Ｅとして設定する。
次のステップＳ３２では、ＰＷＭタイマによりカウント値がカウントダウンされる期間であるか否かを判定し、肯定判定となった場合はステップＳ３４へ移行し、否定判定となった場合はステップＳ４４へ移行する。
ステップＳ３４では、ＰＷＭタイマによりカウント値が比較値Ｅ以下であるか否かを判定し、肯定判定となった場合はステップＳ３６へ移行し、否定判定となった場合は、ステップＳ４４へ移行する。
ステップＳ３６では、ＰＷＭタイマによりカウント値が駆動デューティ値Ｄ以上であるか否かを判定し、肯定判定となった場合はステップＳ３８へ移行し、否定判定となった場合は、ステップＳ４４へ移行する。
ステップＳ３８では、駆動タイミング生成部６２から入力される信号に基づいて、カウントダウン期間においてカウント値が駆動デューティ値Ｄ以上かつ比較値Ｅ以下となった場合が、通電期間である矩形部分の終了後、最初に生じたものであるか否かを判定し、肯定判定となった場合はステップＳ４２へ移行し、否定判定となった場合は、ステップＳ４４へ移行する。
ステップＳ４２では、モータ１６の各コイル３０に流れるモータ電流値を安定して検出することができる検出期間であるとして、ハイレベルのタイミング信号を生成して出力する。
一方、ステップＳ４４では、ローレベルのタイミング信号を生成して出力する。
ステップＳ４６では、スロープ期間が終了したか否かを判定し、肯定判定となった場合は処理終了となり、否定判定となった場合は、ステップＳ３２へ移行する。
これにより、ＰＷＭタイマによりカウント値が駆動デューティ値Ｄ以下でかつカウント値が比較値Ｆ以上の期間をハイレベルとし、その他の期間をローレベルとしたタイミング信号を生成する。
以上説明したように、本実施の形態によれば、下段ＰＷＭ制御方式のブラシレスモータ制御装置おいて、下段のＦＥＴからのインバータ出力が重複するラップ通電期間でモータに通電される電流値を検出するためのタイミング信号が出力されるので、モータに通電される電流値の最大値を検出することができる。
なお、本実施の形態では、ＰＷＭ生成部６８が、ＰＷＭタイマにより生成されるカウント値と駆動デューティ値Ｄとを比較し、ＰＷＭタイマによりカウントされるカウント値が駆動デューティ値Ｄ以上の期間をハイレベル（Ｈ）とし、カウント値が駆動デューティ値Ｄよりも小さい期間をローレベル（Ｌ）としたＰＷＭ信号を生成し、サンプルホールド用の比較値Ｅを駆動デューティ値Ｄよりも大きい値に定めた。
しかしながら、これに限定されるものではない。例えば、ＰＷＭタイマにより生成されるカウント値と駆動デューティ値Ｄとを比較し、ＰＷＭタイマによりカウントされるカウント値が駆動デューティ値Ｄ以下の期間をハイレベル（Ｈ）とし、カウント値が駆動デューティ値Ｄよりも大きい期間をローレベル（Ｌ）としたＰＷＭ信号を生成するものとしてもよい。
この場合、サンプルホールド用の比較値Ｅを駆動デューティ値Ｄよりも小さい値に定め、ＰＷＭタイマによりカウント値がカウントアップされる期間において、カウント値が比較値Ｅ以上でかつカウント値が駆動デューティ値Ｄ以下の期間をハイレベルとし、その他の期間をローレベルとしたタイミング信号を生成するものとしてもよい。
また、本実施の形態では、ＰＷＭ生成部６８はＰＷＭタイマを用いて生成したＰＷＭ信号をＦＥＴ７６にのみ出力している。すなわち、本実施の形態では、一般的に用いられている相補ＰＷＭ制御方式ではなく、下段のＦＥＴ７６にＰＷＭ制御を行う下段ＰＷＭ制御方式を行っているがこれに限らず、相補ＰＷＭ制御方式としてもよい。
また、本実施の形態では、保護回路７０はサンプルホールド回路７３に保持された電流値が基準値を超えた場合、コイル３０への通電を遮断するがこれに限定されるものではない。例えば、保護回路７０は検出期間に検出される電流値が所定回連続して基準値を超えた場合に、コイル３０への通電を遮断するようにしてもよい。
検出期間に検出される電流値が所定回連続して基準値を超えた場合に、コイル３０への通電を遮断することで、ノイズ等によってコイル３０を流れる電流が一時的に基準値を超えた場合でも、コイル３０への通電を遮断されることを防止できる。
なお、本実施の形態では、スロープカウンタ６５のカウント時間をモータ１６の回転速度に係らず一定の時間にし、スロープを任意値に固定しているがこれに限らず、例えば、ダウンカウントに要する電気角度を一定にする等、回転速度に応じて時間あたりのカウント量を変化させることによりスロープを調整してもよい。
１０…ブラシレスモータ制御装置、１２…モータアクチュエータ、１６…ブラシレスモータ、２２…ロータ（磁石回転子）、２８…ステータ、３０（３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗ）…コイル（巻線）、５０…電圧供給部（電圧供給手段）、５２…ホール素子（通電期間導出手段）、６２…駆動タイミング生成部（通電期間導出手段）、６８…ＰＷＭ生成部（ＰＷＭ信号生成手段、検出期間特定手段）、７４…ＦＥＴ、７６…ＦＥＴ、１２１〜１２６…スロープ期間、１３１〜１３７…矩形部分、１４１〜１４４…ラップ通電期間

Claims (10)

  1. 複数相の巻線、及び永久磁石を含んで構成されると共に、前記複数相の巻線に順に電圧が印加されて各巻線に順に電流が流れることによって発生する回転磁界により回転する磁石回転子を有するブラシレスモータの各巻線にそれぞれ一対のスイッチング素子が接続され、当該スイッチング素子の各対からブラシレスモータの対応する巻線に電圧を各々供給する電圧供給手段と、
    前記磁石回転子の回転を検出し、回転磁界を発生させるための前記各巻線への通電期間を導出する通電期間導出手段と、
    前記通電期間導出手段により導出される各巻線への通電期間の間、入力される制御信号により調整されるデューティ比とされ、当該通電期間後の予め定められた時間を要してデューティ比が徐々に低下し、前記電圧供給手段の前記スイッチング素子をオン、オフさせるために、予め定められた範囲内でカウントアップ及びカウントダウンが繰り返されるカウント値と前記制御信号に応じて定めた第１閾値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子のオン、オフを切り替えるＰＷＭ信号を生成して出力するＰＷＭ信号生成手段と、
    各巻線への通電期間の間の、それぞれの巻線への通電を制御する前記スイッチング素子をオンからオフに切り換えるべく前記ＰＷＭ信号が異なるレベルに変化する際のエッジの所定時間前から当該エッジまでの時間を、当該オンからオフに切り換える前記スイッチング素子に接続された巻線に流れる電流の検出期間と特定するために、前記ＰＷＭ信号生成手段が前記第１閾値よりも前記カウント値が大きい期間を前記スイッチング素子をオンする期間とした前記ＰＷＭ信号を生成する場合は、前記予め定められた範囲をカウントダウンされるカウント値が前記第１閾値と前記第１閾値より大きい第２閾値の間となる期間を電流の検出期間と特定し、前記ＰＷＭ信号生成手段が前記第１閾値よりも前記カウント値が小さい期間を前記スイッチング素子をオンする期間とした前記ＰＷＭ信号を生成する場合は、前記予め定められた範囲をカウントアップされるカウント値が前記第１閾値と前記第１閾値より小さい第３閾値の間となる期間を電流の検出期間と特定する検出期間特定手段と、
    を備えたブラシレスモータ制御装置。
  2. 複数相の巻線、及び永久磁石を含んで構成されると共に、前記複数相の巻線に順に電圧が印加されて各巻線に順に電流が流れることによって発生する回転磁界により回転する磁石回転子を有するブラシレスモータの各巻線にそれぞれ一対のスイッチング素子が接続され、当該スイッチング素子の各対からブラシレスモータの対応する巻線に電圧を各々供給する電圧供給手段と、
    前記磁石回転子の回転を検出し、回転磁界を発生させるための前記各巻線への通電期間を導出する通電期間導出手段と、
    前記通電期間導出手段により導出される各巻線への通電期間の間、入力される制御信号により調整されるデューティ比とされ、当該通電期間後の予め定められた時間を要してデューティ比が徐々に低下し、前記電圧供給手段の前記スイッチング素子をオン、オフさせるＰＷＭ信号を生成して出力するＰＷＭ信号生成手段と、
    各巻線への通電期間の間において、それぞれの巻線への通電を制御する前記スイッチング素子を最後にオンするオン期間で、前記スイッチング素子をオンからオフに切り換えるべく前記ＰＷＭ信号が異なるレベルに変化する際のエッジの所定時間前から当該エッジまでの時間を、当該オンからオフに切り換える前記スイッチング素子に接続された巻線に流れる電流の検出期間と特定する検出期間特定手段と、
    を備えたブラシレスモータ制御装置。
  3. 前記検出期間特定手段により特定された検出期間に、前記オンからオフに切り換える前記スイッチング素子に接続された巻線を流れる電流を検出し、検出される電流値が所定の基準値を超えた場合に、前記電圧供給手段から各巻線への通電を遮断する保護手段をさらに備えた請求項１又は請求項２記載のブラシレスモータ制御装置。
  4. 前記保護手段は、前記検出期間に検出される電流値が所定回連続して所定の基準値を超えた場合に、前記電圧供給手段から各巻線への通電を遮断する
    請求項３記載のブラシレスモータ制御装置。
  5. 請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のブラシレスモータ制御装置と一体的に形成されたブラシレスモータ。
  6. 複数相の巻線、及び永久磁石を含んで構成されると共に、前記複数相の巻線に順に電圧が印加されて各巻線に順に電流が流れることによって発生する回転磁界により回転する磁石回転子を有するブラシレスモータの各巻線にそれぞれ一対のスイッチング素子が接続され、当該スイッチング素子の各対からブラシレスモータの対応する巻線に電圧を各々供給する電圧供給手段と、
    前記磁石回転子の回転を検出し、回転磁界を発生させるための前記各巻線への通電期間を導出する通電期間導出手段と、
    前記通電期間導出手段により導出される各巻線への通電期間の間、入力される制御信号により調整されるデューティ比とされ、当該通電期間後の予め定められた時間を要してデューティ比が徐々に低下し、前記電圧供給手段の前記スイッチング素子をオン、オフさせるＰＷＭ信号を生成して出力するＰＷＭ信号生成手段と、
    それぞれの巻線への通電を制御する前記スイッチング素子をオンからオフに切り換えるべく前記ＰＷＭ信号が異なるレベルに変化する際のエッジの所定時間前から当該エッジまでの時間のうち、各巻線への通電期間の終了後で最初に生じた時間を、当該オンからオフに切り換える前記スイッチング素子に接続された巻線に流れる電流の検出期間と特定する検出期間特定手段と、
    を備えたブラシレスモータ制御装置。
  7. 前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記通電期間の間、予め定められた範囲内でカウントアップ及びカウントダウンが繰り返されるカウント値と前記制御信号に応じて定めた第１閾値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子のオン、オフを切り替える前記ＰＷＭ信号を生成し、
    前記検出期間特定手段は、前記ＰＷＭ信号生成手段が前記第１閾値よりも前記カウント値が大きい期間を前記スイッチング素子をオンする期間とした前記ＰＷＭ信号を生成する場合は、前記予め定められた範囲をカウントダウンされるカウント値が前記第１閾値と前記第１閾値より大きい第２閾値の間となる期間のうち、前記通電期間の終了後で最初に生じた期間を電流の検出期間と特定し、前記ＰＷＭ信号生成手段が前記第１閾値よりも前記カウント値が小さい期間を前記スイッチング素子をオンする期間とした前記ＰＷＭ信号を生成する場合は、前記予め定められた範囲をカウントアップされるカウント値が前記第１閾値と前記第１閾値より小さい第３閾値の間となる期間のうち前記通電期間の終了後で最初に生じた期間を電流の検出期間と特定する
    請求項６記載のブラシレスモータ制御装置。
  8. 前記検出期間特定手段により特定された検出期間に、前記オンからオフに切り換える前記スイッチング素子に接続された巻線を流れる電流を検出し、検出される電流値が所定の基準値を超えた場合に、前記電圧供給手段から各巻線への通電を遮断する保護手段をさらに備えた請求項６又は請求項７記載のブラシレスモータ制御装置。
  9. 前記保護手段は、前記検出期間に検出される電流値が所定回連続して所定の基準値を超えた場合に、前記電圧供給手段から各巻線への通電を遮断する
    請求項８記載のブラシレスモータ制御装置。
  10. 請求項６から請求項９のいずれか１項に記載のブラシレスモータ制御装置と一体的に形成されたブラシレスモータ。
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