JP2000316294A - 直流ブラシレスモータ駆動装置及びこれを用いた空気調和機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 直流ブラシレスモータの始動時や軽負荷時で
のインバータの転流タイミングを確実に検出できるよう
にする。 【解決手段】 マイコン１はインバータの駆動信号Ｕ
＋，……，Ｗ−を発生し、インバータ１１のスイッチ素
子６ａ〜６ｆを所定の順序で１通電区間ずつこれら駆動
信号のＰＷＭ信号で駆動し、直流ブラシレスモータ１２
に駆動電流を供給して回転させるが、このＰＷＭ信号を
もとに磁極位置検出信号のレベルを検出して通電区間の
切換えタイミング（転流タイミング）を検出する。ここ
で、ＰＷＭ信号の最小オン時間をこの磁極位置検出信号
のレベル検出可能な時間に設定するが、直流ブラシレス
モータ１２の始動時や軽負荷時には、ＰＷＭ信号の周波
数を低くして、ＰＷＭ信号のデューティを始動時や軽負
荷時に適合したものとしながら、ＰＷＭ信号の最小オン
時間が確保できるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータを用い
た直流ブラシレスモータ駆動装置に係り、特に、電機子
巻線（ステータ巻線）に誘起される速度起電力によって
磁石回転子（ロータ）とステータ巻線との間の相対位置
（以下、磁極位置という）を検出して回転数制御を行な
うようにした直流ブラシレスモータ駆動装置及びこれを
用いた空気調和機に関する。

【０００２】

【従来の技術】本出願人は、先に、直流ブラシレスモー
タの電機子巻線に誘起される速度起電力によってこの直
流ブラシレスモータの磁石回転子と電機子巻線との間の
相対的位置を検出することにより、この直流ブラシレス
モータの始動と回転速度制御を行なうようにした直流ブ
ラシレスモータ駆動装置を提案した（特願平１０−１８
０９７５号。これを、以下、先願発明という）。

【０００３】かかる先願発明は、直流ブラシレスモータ
の星形結線された３相の電機子巻線に生じる３相の速度
起電力毎に、ブリッジ接続された６個半導体スイッチン
グ素子からなるインバータの電源電圧の１／２倍の値の
電圧を基準電圧、あるいはこれら電機子巻線の中性点電
圧を基準電圧とし、かかる基準電圧との大小を比較判定
する比較器と、かかる比較器の出力を用いてインバータ
を駆動するＰＷＭ信号を生成する駆動部としてのマイク
ロコンピュータ（以下、マイコンという）とを備え、こ
れら電機子巻線のいずれか２相に通電した期間に比較器
から得られるパルス信号を参照してインバータの各半導
体スイッチング素子の転流タイミングを得ることによ
り、この直流ブラシレスモータの磁石回転子を回転させ
る構成とするものである。

【０００４】そして、かかる先願発明では、上記のマイ
コンが、これら電機子巻線のうちの通電しない１相に接
続された比較器から得られるパルス信号を参照すること
により、インバータの各半導体スイッチング素子の転流
タイミングを得て磁石回転子を回転させ、さらに、かか
る半導体スイッチング素子に逆並列接続された還流ダイ
オードに還流電流が流れている期間では、かかる半導体
スイッチング素子の転流タイミングを得るために比較器
から得られるパルス信号を参照せずに磁石回転子を回転
させ、さらに、電機子巻線のいずれか２相に通電する期
間では、かかる電機子巻線のうちの通電しない１相に接
続された比較器から得られるパルス信号を参照して、直
流ブラシレスモータが転流した時点から比較器から得ら
れるパルス信号が変化するまでの期間を計測し、この期
間の直流ブラシレスモータの１回転期間に占める割合が
所望の値となるように、かかる半導体スイッチング素子
の転流タイミングを制御して磁石回転子を回転させるよ
うに、制御動作するものである。

【０００５】以上の構成により、先願発明は、直流ブラ
シレスモータを広範囲の回転数で運転する場合でも、或
いは広範囲の負荷条件で運転する場合でも、安定した効
率の良い状態で直流ブラシレスモータを駆動することが
できるものである。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上記の先願発明は、電
機子巻線の通電したいずれか２相ではない１相に接続さ
れた比較器から得られるパルス信号を参照し、３相のパ
ターンの変化により、インバータを構成する半導体スイ
ッチング素子群の転流タイミングを得ている。このパタ
ーンの変化を検出する基となる比較器からのパルス信号
は、インバータを駆動するＰＷＭ信号がオンしている期
間のみ検出可能である。

【０００７】しかし、上記の駆動部としてのマイコン
は、インバータを駆動するＰＷＭ信号を出力してから比
較器の出力パルス信号を検出してこれを処理するのにあ
る程度の時間を要する。かかる時間は、例えば、１３μ
ｓｅｃ程度である。また、マイコンからＰＷＭ信号が出
力されてから比較器からパルス信号が出力されるまでに
信号伝達遅れがあり、かかるＰＷＭ信号とパルス信号と
の間に時間差が生じる。このような時間差は、例えば、
０〜３μｓｅｃ程度である。このために、マイコンは、
ＰＷＭ信号を出力してから１３μｓｅｃ遅れた時点で比
較器からのパルス信号を検出することになる。

【０００８】ＰＷＭ信号のオン期間とこれに対応する比
較器からのパルス信号のパルス幅はほぼ等しい。そこ
で、確実にインバータの半導体スイッチング素子群の転
流タイミングを得るためには、マイコンから出力される
ＰＷＭ信号のオン時間の最小値、即ち、上記の例では、
１３μｓｅｃと制約されることになるが、始動時や軽負
荷時などのＰＷＭ信号のデューティ比が小さく、そのオ
ン時間が短い場合には、比較器からのパルス信号のパル
ス幅もこれに応じて短くなるから、マイコンがこのパル
ス信号を読み取ることができない場合も発生し、インバ
ータの半導体スイッチング素子群の転流タイミングを得
ることができないという事態も発生するおそれがあっ
た。

【０００９】また、高い商用交流電源を用いるなどし
て、インバータの電源電圧が高い場合には、低い商用交
流電源を用いてインバータの電源電圧が低い場合と同じ
デューティ比のＰＷＭ信号でインバータを駆動した場合
には、直流ブラシレスモータの電機子巻線に流れる電流
も大きくなる。このため、インバータの半導体スイッチ
ング素子として電流容量が大きい高価な半導体スイッチ
素子を用いる必要があり、装置のコストアップを招くこ
とになるし、また、通常、かかる直流ブラシレスモータ
駆動装置を用いた空気調和機は、例えば、１００Ｖ，２
００Ｖといったことなる交流電圧の商用交流電源で使用
できるように構成されるものであるから、かかる直流ブ
ラシレスモータ駆動装置を２００Ｖの高い商用交流電源
に対しても使用可能に、インバータの半導体スイッチ素
子として高価な大電流容量の半導体スイッチ素子が用い
られるが、これを１００Ｖの低い商用交流電源で使用す
る場合、高価な半導体スイッチ素子を用いることが全く
無駄なものとなる。

【００１０】しかも、インバータの電源電圧が高くなる
と、インバータで生成される直流ブラシレスモータの駆
動電流も大きくなり、始動時には、トルク過大となって
同期始動から位置検出運転への切り替えに失敗したり、
発生する音，振動が増大化する。このために、インバー
タの電源電圧が低い場合よりもＰＷＭ信号のデューティ
比を小さくしてそのオン時間を短くする必要があるが、
このようにすると、ますますマイコンによる比較器の出
力パルス信号の正確な検出ができなくなる。

【００１１】本発明は、かかる問題を解消し、直流電圧
Ｖｄが高い場合も含めて、直流ブラシレスモータの始動
や軽負荷条件でのインバータの半導体スイッチング素子
群の転流タイミングを確実に検出でき、安定した運転制
御を可能とした直流ブラシレスモータ駆動装置及びこれ
を用いた空気調和機を提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、インバータ駆動信号のＰＷＭ信号の周波
数を可変する手段を設け、始動時や軽負荷運転時と通常
の安定な運転時とでＰＷＭ信号の周波数を異ならせるこ
とができるように構成したものとする。

【００１３】また、本発明は、かかる手段として、該Ｐ
ＷＭ信号のオン時間が予め設定された所定時間になった
とき、該ＰＷＭ信号の周波数を切り換える構成としても
のである。

【００１４】さらに、本発明は、上記の手段として、イ
ンバータの直流電源電圧を検出し、その検出結果に応じ
て、該ＰＷＭ信号の周波数を切り換えるように構成した
ものである。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。

【００１６】図１は本発明による直流ブラシレスモータ
駆動装置の第１の実施形態を示す回路構成図であって、
１は駆動部を構成するマイコン、２はロータ磁極位置検
出回路、３はロータ、４ａ，４ｂは基準電圧の検出抵
抗、５ａ〜５ｆは還流ダイオード、６ａ〜６ｆは半導体
スイッチング素子、７ａ〜７ｃはステータ巻線、８ａ〜
８ｃは比較器、９ａ〜９ｃはプルアップ抵抗、１０ａ〜
１０ｆはモータ端子電圧の検出抵抗、１１はインバー
タ、１２は直流ブラシレスモータ、１３は直流電圧検出
器である。

【００１７】同図において、ブリッジ接続された半導体
スイッチング素子６ａ〜６ｆと夫々の半導体スイッチン
グ素子６ａ〜６ｆに並列接続された還流ダイオード５ａ
〜５ｆとでインバータが構成されており、このインバー
タ１１に直流電源電圧Ｖｄが印加されている。また、ロ
ータ３とステータ巻線７ａ〜７ｃとは直流ブラシレスモ
ータ１２を構成しており、マイコン１からの駆動信号Ｕ
＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−によって駆動される
インバータ１１から直流ブラシレスモータ１２の各相の
ステータ巻線７ａ〜７ｃに所定のタイミングで駆動電流
が供給される。ここで、駆動信号Ｕ＋は半導体スイッチ
ング素子６ａをオン／オフ駆動し、以下、駆動信号Ｕ−
は半導体スイッチング素子６ｄを、駆動信号Ｖ＋は半導
体スイッチング素子６ｂを、駆動信号Ｖ−は半導体スイ
ッチング素子６ｅを、駆動信号Ｗ＋は半導体スイッチン
グ素子６ｃを、駆動信号Ｗ−は半導体スイッチング素子
６ｆを夫々オン／オフ駆動するものとする。

【００１８】ロータ磁極位置検出回路２は比較器８ａ〜
８ｃ，プルアップ抵抗９ａ〜９ｃ及びモータ端子電圧Ｖ
ｕ，Ｖｖ，Ｖｗの検出抵抗１０ａ〜１０ｆとから構成さ
れており、直流ブラシレスモータ１２の各端子の電圧Ｖ
ｕ，Ｖｖ，Ｖｗを検出し、夫々に応じた位置検出信号
Ｕ，Ｖ，Ｗを生成してマイコン１に供給する。このロー
タ磁極位置検出回路２において、ステータ巻線７ａの端
子に生ずるモータ端子電圧Ｖｕは検出抵抗１０ａ，１０
ｂによって検出されて比較器８ａに供給され、ステータ
巻線７ｂの端子に生ずるモータ端子電圧Ｖｖは検出抵抗
１０ｃ，１０ｄによって検出されて比較器８ｂに供給さ
れ、ステータ巻線７ｃの端子に生ずるモータ端子電圧Ｖ
ｗは検出抵抗１０ｅ，１０ｆによって検出されて比較器
８ｃに供給される。また、これら比較器８ａ〜８ｃには
検出抵抗４ａ，４ｂによって検出される直流電源電圧Ｖ
ｄの１／２の値の基準電圧Ｖｄ／２が供給されており、
検出されたモータ端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと夫々比較
される。夫々の比較結果は、比較器８ａ〜８ｃの出力端
子に夫々接続されるプルアップ抵抗９ａ，９ｂ，９ｃに
より、ハイ，ローレベルの２値の位置検出信号Ｕ，Ｖ，
Ｗとして得られ、夫々マイコン１に供給される。

【００１９】なお、空気調和機では、直流ブラシレスモ
ータ１２が図示しない冷凍サイクルでの圧縮機の駆動モ
ータとなる。

【００２０】マイコン１は、これら位置検出信号Ｕ，
Ｖ，Ｗからインバータ１１の駆動信号Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ
＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−を生成するが、これらの信号波形
を図２（ａ）に示す。図２では、直流ブラシレスモータ
１２の通電区間を（１），（２），（３），（４），
（５），（６），……として示しており、また、インバ
ータ１１における＋電源端子側の半導体スイッチング素
子６ａ〜６ｃを上アーム、−電源端子側の半導体スイッ
チング素子６ｄ〜６ｆを下アームというが、ここでは、
上下いずれのアームの半導体スイッチング素子もチョッ
ピングが行なわれるものとし、このチョッピングは半導
体スイッチング素子６ｅ，６ａ，６ｆ，６ｂ，６ｄ，６
ｃの順に行なわれて、この順序が繰り返すものとする。
また、チョッピングが行なわれたスイッチング素子は、
次の通電区間でオン状態が保持され、さらに、４通電区
間オフの状態が保持された後、再びチョッピング駆動さ
れるものとする。従って、駆動信号Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，
Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−は、通電区間が経過するとともに、図
２（ａ）に示すように変化する。

【００２１】なお、このチョッピングのデューティ比
（従って、駆動信号Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ
−のチョッピングの各周期でのオン期間）は可変であっ
て、このデューティ比を制御することにより、直流ブラ
シレスモータ１２の回転数が制御される。

【００２２】このようにインバータ１１が駆動されるこ
とにより、直流ブラシレスモータ１２の通電相が順次切
り替わっていく。ここで、ステータ巻線７ａがＵ相、ス
テータ巻線７ｂがＶ相、ステータ巻線７ｃがＷ相であ
る。図２（ａ）で示す例では、例えば、通電区間（１）
では、半導体スイッチング素子６ｃ，６ｅが駆動信号Ｗ
＋，Ｖ−によって駆動されることにより、ステータ巻線
７ｃ，７ｂを介して駆動電流が流れ、直流ブラシレスモ
ータ１２の通電相はＶ，Ｗ相である。同様にして、通電
区間（２）では、駆動信号Ｕ＋，Ｖ−によって半導体ス
イッチング素子６ａ，６ｅが駆動されるから、直流ブラ
シレスモータ１２の通電相はＵ，Ｖ相であり、……、通
電区間（６）では、駆動信号Ｗ＋，Ｕ−によって半導体
スイッチング素子６ｃ，６ｄが駆動されるから、直流ブ
ラシレスモータ１２の通電相はＷ，Ｕ相である。この通
電区間（６）が終わると、再び通電区間（１）に戻り、
これ以降、これを繰り返す。

【００２３】以上のように半導体スイッチング素子６
ａ，６ｄ，６ｂ，６ｅ，６ｃ，６ｆに各々駆動信号Ｕ
＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−が供給されたときの
モータ各相Ｕ，Ｖ，Ｗの端子電圧は、図２（ｂ）に示さ
れる電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとして表わされる。

【００２４】即ち、通電区間（１）では、通電相がＶ，
Ｗ層であって、半導体スイッチング素子６ｅが駆動信号
Ｖ−によってチョッピングし、半導体スイッチング素子
６ｃが一定レベルの駆動信号Ｗ＋でオン状態に保持され
ているため、半導体スイッチング素子６ｃからステータ
巻線７ｃ，７ｂを介して半導体スイッチング素子６ｅに
駆動電流が流れるが、半導体スイッチング素子６ａ，６
ｆがオフ状態に保持されてステータ巻線７ａに駆動電流
が供給されない。これにより、Ｕ相が無通電相をなり、
この無通電相Ｕのモータ端子電圧Ｖｕは、図２（ｂ）に
示すように、回転するロータ３がステータ巻線７ａに近
づくにつれて順次増加する誘起電圧にステータ巻線７
ｃ，７ｂに流れる断続波形の駆動電流による電圧が重畳
されたものとなる。

【００２５】これに対し、駆動信号Ｗ＋によって半導体
スイツチング素子６ｃがオン状態に保持されているか
ら、通電相Ｗのモータ端子電圧Ｖｗは、図２(ｂ)に示す
ように、直流電源電圧Ｖｄに等しい値の電圧となり、ま
た、駆動信号Ｖ−によって半導体スイッチング素子６ｅ
がチョッピングしているので、通電相Ｖのモータ端子電
圧Ｖｖは、図２(ｂ)に示すように、半導体スイッチング
素子６ｅがオンのとき０、また、半導体スイッチング素
子６ｅがオフのときＶｄとなり、駆動信号Ｖ−とは逆位
相で振幅がＶｄのパルス状の電圧となる。

【００２６】また、モータ端子電圧Ｖｕは、ステータ巻
線７ａの誘起電圧にステータ巻線７ａ〜７ｃが互いに接
続された点（ステータ巻線の中性点）Ｎの電圧、即ち、
Ｖｄ／２の値の電圧を重畳したものであるから、このモ
ータ端子電圧Ｖｕの断続波形はモータ端子電圧Ｖｖと同
相となり、従って、駆動信号Ｖ−と逆相となる。

【００２７】これらモータ端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは
夫々検出抵抗１０ａ，１０ｂ、検出抵抗１０ｃ，１０
ｄ、検出抵抗１０ｅ，１０ｆで検出され、比較器８ａ，
８ｂ，８ｃでＶｄ／２の基準電圧と比較される。比較器
８ｂからは、図２（ｃ）に示すように、モータ端子電圧
Ｖｖと同相で断続するロータ３の磁極位置検出信号Ｖが
得られ、比較器８ｃからは、図２（ｃ）に示すように、
モータ端子電圧Ｖｗと同様に一定振幅の磁極位置検出信
号Ｗが得られる。また、図２(ｂ)に示すモータ端子電圧
Ｖｕの誘起電圧は、通電区間(１)において、０からＶｄ
に値がほぼ直線状に上昇する。このため、比較器８ａで
このモータ端子電圧ＶｕをＶｄ／２の基準電圧と比較す
ると、この通電区間(１)の前半の期間Ｔ１では、モータ
端子電圧Ｖｕと同位相で断続し、その後半の期間Ｔ２で
は、この断続波と同じ一定の振幅に保持された磁極位置
検出信号Ｕが得られる。

【００２８】以上のようにして、通電区間（１）での磁
極位置検出信号Ｕ，Ｖ，Ｗが得られるが、マイコン１で
は、これらとこのとき発生している駆動信号Ｕ＋，Ｕ
−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−のうちのチョッピングを行
なうものとからロータ３の磁極位置を検出し、次の通電
区間（２）での駆動信号Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ
＋，Ｗ−への切替えタイミングを検出するものである
が、これを図３により説明する。ここで、図３では、通
電区間（１），（２）について、駆動信号Ｕ＋，Ｕ−，
Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−と磁極位置検出信号Ｕ，Ｖ，Ｗ
とのタイミング関係を拡張して示している。

【００２９】同図において、いま、通電区間（１）につ
いてみると、期間Ｔｂと期間Ｔｃとの境が通電区間
（１）の中点であり、従って、Ｔ１＝Ｔａ＋Ｔｂ、Ｔ２
＝Ｔｃである。また、期間Ｔａは期間Ｔ１での駆動信号
Ｖ−の最初の１周期であり、後述するスパイク電圧の発
生期間である。

【００３０】上記のように、駆動信号Ｖ−と磁極位置検
出信号Ｕとの関係は、期間Ｔｂでは、互いに逆相となっ
ており、期間Ｔｃでは、磁極位置検出信号Ｕがハイレベ
ルに保持されている。そこで、いま、ハイレベルを
“１”，ローレベルを“０”として表わすと、駆動信号
Ｖ−の“１”のタイミングでの磁極位置検出信号Ｕのレ
ベルは、期間Ｔｂで“０”、期間Ｔｃで“１”となる。
従って、駆動信号Ｖ−の“１”のタイミングで磁極位置
検出信号Ｕのレベルを順次検出すると、この検出レベル
が“０”から“１”に反転した時点が期間Ｔｂから期間
Ｔｃに移った時点とみることができ、これにより、通電
区間（１）の中点、即ち、ロータ３の磁極が、例えば、
ステータ巻線７ａに対して特定な位置に達したことが判
明する。このようにして、ロータとステータ巻線との間
の相対的位置関係を検出することができる。

【００３１】そして、例えば、通電区間（１）の開始時
点から駆動信号Ｖ−のパルス数をプリセット値（例え
ば、０）からカウントアップし、磁極位置検出信号Ｕの
検出レベルが“０”から“１”に反転したときにそれま
でのカウント数からカウントダウンを開始し、元のプリ
セット値までカウントダウンしたとき、期間Ｔｃが経過
したことになるので、その時点を次の通電区間（２）の
開始時点とする。

【００３２】以上のようにして、通電区間（１）から通
電区間（２）の切替え時点を検出することができ、駆動
信号Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−を図２（ａ）
に示すように切り換える。

【００３３】以上は通電区間（１）でのロータ３の磁極
位置検出についてであったが、次に、通電区間（２）で
のロータ３の磁極位置検出について説明する。

【００３４】通電区間（２）では、図１において、上記
のように、通電相がＵ，Ｖ相となって、図２（ａ）に示
すように、半導体スイッチング素子６ａが駆動信号Ｕ＋
によってチョッピングを行ない、半導体スイッチング素
子６ｅが駆動信号Ｖ−によってオン状態に保持され、半
導体スイッチング素子６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｆがオフ状
態に保持される。このために、直流ブラシレスモータ１
２では、半導体スイッチ素子６ａからステータ巻線７
ａ，７ｂを介して半導体スイッチング素子６ｅにチョッ
ピングされる駆動電流が流れ、ステータ巻線７ｃに誘起
電圧が生ずる。

【００３５】この場合、直流ブラシレスモータ１２のＵ
相のモータ端子電圧Ｖｕは、図２ｂ）に示すように、駆
動信号Ｕ＋と同相で振幅がＶｄのパルス電圧であり、直
流ブラシレスモータ１２のＶ相のモータ端子電圧Ｖｖ
は、半導体スイッチング素子６ｅがオン状態に保持され
ているから、図２（ｂ）に示すように、０に保持され
る。これに対し、ステータ巻線７ｃに対してロータ３の
磁極が遠ざかるように移動しているから、ステータ巻線
７ｃに生ずる誘起電圧はほぼＶｄ／２の値からほぼ直線
状に低下するものとなり、モータ端子電圧Ｖｗは、図２
（ｂ）に示すように、これにステータ巻線７ａ，７ｂの
中性点Ｎの電圧、即ち、振幅がＶｄ／２のモータ端子電
圧Ｖｕに位相同期したパルス電圧が重畳されたものとな
る。

【００３６】そこで、これらモータ端子電圧Ｖｕ，Ｖ
ｖ，Ｖｗを夫々ロータ磁極位置検出回路２に供給する
と、これらが夫々比較器８ａ，８ｂ，８ｃでＶｄ／２の
値の基準電圧と比較されることにより、図２（ｃ）に示
すように、駆動信号Ｕ＋に位相同期したパルス状の磁極
位置検出信号Ｕと、“０”のレベルの磁極位置検出信号
Ｖと、通電区間（２）の前半の期間Ｔ１で駆動信号Ｕ＋
に位相同期したパルス状の波形となり、その後半の期間
Ｔ２でレベルが“０”の磁極位置検出信号Ｗとが得られ
る。これらマイコン１に供給される。

【００３７】次に、図３により、通電期間（２）でのこ
れら磁極位置検出信号Ｕ，Ｖ，Ｗからのロータ３の磁極
位置検出について説明する。

【００３８】同図において、通電区間（２）において
も、その前半の期間Ｔ１が期間Ｔａと期間Ｔｂとからな
り、後半の期間Ｔ２は期間Ｔｃで表わしている。この期
間Ｔａは、先の通電区間（１）の場合と同様、スパイク
電圧が発生する通電区間（２）での駆動信号Ｕ＋の最初
の１周期の期間である。

【００３９】ここで、駆動信号Ｕ＋と磁極位置検出信号
Ｗとの関係をみると、期間Ｔｂでは、駆動信号Ｕ＋が
“１”のとき、磁極位置検出信号Ｗも“１”であり、期
間Ｔｃでは、駆動信号Ｕ＋が“１”のとき、磁極位置検
出信号Ｗは“０”である。従って、駆動信号Ｕ＋の
“１”の時点毎に磁極位置検出信号Ｗのレベルを検出
し、このレベルが“１”から“０”に反転するとき、通
電区間（２）の中点、即ち、ロータ３の磁極が、例え
ば、ステータ巻線７ａに対して特定な位置に達したこと
が判明する。このようにして、ロータとステータ巻線と
の間の相対的位置関係を検出することができる。

【００４０】そこで、例えば、通電区間（２）の開始時
点から駆動信号Ｕ＋のパルス数をアップカウントし、上
記の検出レベルが“１”から“０”に反転すると、ダウ
ンカウントに変更し、そのカウント値が元にプリセット
値となった時点を通電区間（２）から通電区間（３）へ
の切替え時点とすることができる。

【００４１】以下同様にして、通電区間（３），
（４），（５），（６）と無通電相のステース巻線での
誘起電圧を利用することにより、ロータ３の磁極の位置
を検出することができて、通電区間の切替え時点を検出
することができる。そして、通電区間（１）〜（６）が
繰り返する。

【００４２】この場合、図２（ａ），（ｃ）から明らか
なように、通電区間の中点は、通電区間（３）では、磁
極位置検出信号Ｖの検出レベルが“０”から“１”に反
転することにより、通電区間（４）では、磁極位置検出
信号Ｕの検出レベルが“１”から“０”に反転すること
により、通電区間（５）では、磁極位置検出信号Ｗの検
出レベルが“０”から“１”に反転することにより、通
電区間（６）では、磁極位置検出信号Ｖの検出レベルが
“１”から“０”に反転することにより、……夫々検出
することができる。

【００４３】以上の磁極検出方法では、１つおきの通電
区間(１),(３),(５)で誘起電圧を含む磁極位置検出信号
Ｕ，Ｖ，Ｗとチョッピングする駆動信号Ｖ−，Ｗ−，Ｕ
−との波形の関係が等しく、次の通電区間への切替え時
点を決めるかかる駆動信号による磁極位置検出信号の検
出レベルの変化がいずれも“０”から“１”に変化した
時点とするものであり（即ち、同じ“０”→“１”のパ
ターン変化であり）、また、他の１つ置きの通電区間
(２),(４),(６)で誘起電圧を含む磁極位置検出信号Ｗ，
Ｕ，Ｖとチョッピングする駆動信号Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋と
の波形の関係が等しく、次の通電区間への切替え時点を
決めるかかる駆動信号による磁極位置検出信号の検出レ
ベルの変化がいずれも“１”から“０”に変化した時点
とするもの(即ち、同じ“１”→“０”のパターン変化)
であった。

【００４４】これに対し、磁極位置検出信号Ｕ，Ｖ，Ｗ
の全てを用いることにより、６個の通電区間（１）〜
（６）毎に異なるパターンとなるようにし、これによ
り、次の通電区間が通電区間（１）〜（６）のうちのい
ずれであるかを一意的に決まるようにすることもでき
る。

【００４５】即ち、図３において、いま、通電区間
（１）をみると、期間Ｔｂでは、駆動信号Ｖ−の“１”
の時点で磁極位置検出信号Ｕは“０”、磁極検出信号Ｖ
は“０”、磁極位置検出信号Ｗは“１”である。ここ
で、駆動信号Ｖ−の“１”の時点での磁極位置検出信号
Ｕ，Ｖ，Ｗのレベルからなるパターンを（Ｕ，Ｖ，Ｗ）
とすると、このときのパターンは（０，０，１）とな
る。通電区間（１）の期間Ｔｃのパターンは、同様にし
て、図３から（１，０，１）となる。従って、（０，
０，１）→（１，０，１）のパターン変化を検出するこ
とにより、次の通電区間への切替え時点を検出すること
ができる。

【００４６】以下同様にして、通電区間（１）〜（６）
でのパターン変化は、次の表１のようになる。

【００４７】

【表１】

【００４８】図１において、マイコン１は、通電区間
（１）〜（６）毎に、夫々に固有の上記パターンとその
変化順序を示す情報が格納されており、ロータ磁極位置
検出回路２から供給される磁極位置検出信号Ｕ，Ｖ，Ｗ
のレベルを上記のようにして検出し、それら検出レベル
のパターン（Ｕ，Ｖ，Ｗ）から現在の通電区間が（１）
〜（６）のいずれであるかを確認するとともに、次の通
電区間がいずれであるかを決定し、上記のパターン変化
を検出すると、この時点から計測した上記の時点で決定
した次の通電区間に切り替える。

【００４９】このように、夫々の通電区間で３相の磁極
位置検出信号Ｕ，Ｖ，Ｗの検出レベルのパターン（Ｕ，
Ｖ，Ｗ）を用いると、先に説明した各通電区間で磁極位
置検出信号Ｕ，Ｖ，Ｗのうちの１相の検出レベルを用い
る場合に比べ、耐ノイズ性に優れる。

【００５０】なお、上記の例では、図２及び図３におい
て、各通電区間とも、Ｔ１＝Ｔ２としてが、これに限る
ものではなく、Ｔ２＝α・Ｔ１（但し、０＜α＜１）と
してもよい。即ち、Ｔ２＜Ｔ１とすることにより、上記
説明の場合よりも次の通電区間への切替えタイミングを
早めるものであり、このようにすると、モータ効率が向
上する場合もある。

【００５１】ところで、上記のように磁極位置の正確な
検出を行なうためには、図１において、インバータ１１
に流れる還流電流の影響を考慮する必要がある。次の通
電区間に移るときの通電相を切替え直後の一定期間で
は、インバータ１１を構成する還流ダイオード５ａ〜５
ｆのいずれかに還流電流が流れ、この還流電流が流れる
還流ダイオードは導通状態になる。

【００５２】そして、上アームの還流ダイオード５ａ，
５ｂ，５ｃに還流電流が流れる場合には、その還流電流
が流れる経路でのモータ端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに直
流電源電圧Ｖｄにほぼ等しい振幅のスパイク電圧が現れ
る。図２（ｂ）において、モータ端子電圧Ｖｕでの通電
区間（１）の開始部のハッチングして示す電圧Ｖｄの部
分、モータ端子電圧Ｖｖでの通電区間（３）の開始部の
ハッチングして示す電圧Ｖｄの部分、モータ端子電圧Ｖ
ｗでの通電区間（５）の開始部のハッチングして示す電
圧Ｖｄの部分が夫々このスパイク電圧である。また、下
アームの還流ダイオード５ｄ，５ｅ，５ｆに還流電流が
流れる場合には、その還流電流が流れる経路でのモータ
端子電圧Ｖｕ．Ｖｖ，Ｖｗに０にほぼ等しい振幅のスパ
イク電圧が現れる。図２（ｂ）において、モータ端子電
圧Ｖｗでの通電区間（２）の開始部のハッチングして示
す電圧０の部分、モータ端子電圧Ｖｕでの通電区間
（４）の開始部のハッチングして示す電圧０の部分、モ
ータ端子電圧Ｖｖでの通電区間（６）の開始部のハッチ
ングして示す電圧０の部分が夫々このスパイク電圧であ
る。

【００５３】なお、図３では、通電区間（１）におい
て、磁極位置検出信号Ｕでの期間Ｔａにおける前半部分
が“１”であるのは、図２（ｂ）における通電区間
（１）でのモータ端子電圧Ｖｕに生じたスパイク電圧に
よるものであり、また、通電区間（２）において、磁極
位置検出信号Ｗでの期間Ｔａにおける前半部分が“０”
であるのは、図２（ｂ）における通電区間（２）でのモ
ータ端子電圧Ｖｗに生じたスパイク電圧によるものであ
る。

【００５４】このようなスパイク電圧は、磁極位置検出
信号Ｕ，Ｖ，Ｗにおいて、図３から明らかなように、通
電区間の最初の期間Ｔａでのレベルを同じ通電区間での
後半の期間Ｔｃと同じレベルにする。このために、各通
電区間において、期間Ｔｃでの磁極位置検出信号のレベ
ルを検出して次の通電区間への切替えタイミングを決定
しようとすると、スパイク電圧によって通電区間の最初
にこのレベルが現われることになるので、この切り替わ
った通電区間の開始時点が磁極の検出位置と誤判定し、
この結果、この時点から次の通電区間の切替え時点を決
めてしまうことになり、磁極の位置検出精度が低下して
しまう。このことは、上記のように、３個の磁極位置検
出信号Ｕ，Ｖ，Ｗの検出レベルによるパターン（Ｕ，
Ｖ，Ｗ）を用いて同様の磁極位置を検出する方法につい
ても同様であり、例えば、図３に示すように、各通電区
間において、期間Ｔａでのパターンと期間Ｔｃでのパタ
ーンは等しくなる。従って、この場合でも、期間Ｔｃで
のパターンに変化する時点を検出しようとすると、通電
区間の開始時点をこの時点と誤判定してしまうことにな
る。

【００５５】このために、スパイク電圧に影響されない
で磁極位置検出信号のレベルが検出できるように、駆動
信号の最初の１周期では、磁極位置検出信号のレベルを
検出しないようにしている。

【００５６】以上が、この第１の実施形態での基本的な
動作であり、これは上記の特願平１０ー１８０９７５号
に記載の先願発明と同様である。

【００５７】ところで、マイコン１は、インバータ１１
の駆動信号を出力してからロータ磁極位置検出回路の比
較器の出力パルス信号のレベルが検出できるようになる
までに、所定の時間を要する。例えば、図３の通電区間
（１）を例に説明すると、図４（ａ）に示すように、マ
イコン１は、駆動信号Ｖ−の１つのパルスを出力する
と、このパルスの立上りエッジを基準として、比較器８
ａから出力される磁極位置検出信号Ｕのレベルを検出す
るのであるが、このレベルの検出タイミングｔ_Dは駆動
信号Ｖ−のパルスの立上りエッジから所定の時間Ｔだけ
遅れることになる。かかる時間Ｔは、例えば、１３μｓ
ｅｃ程度である（以下では、Ｔ＝１３μｓｅｃとす
る）。なお、Δｔは磁極位置検出信号Ｕの伝送遅れであ
る。

【００５８】ところで、駆動信号Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ
−，Ｗ＋，Ｗ−のチョッピング時のデューティ比（従っ
て、このチョッピング時のオン時間）は可変であって
（従って、これら駆動信号Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ
＋，Ｗ−のチョッピング時は、ＰＷＭ（パルス幅変調）
信号であり、これらのチョッピング時の信号を、以下、
ＰＷＭ信号という）、これを変化させることにより、直
流ブラシレスモータ１２の回転数制御を行なうことがで
き、回転数が小さいほどデューティ比が小さく、チョッ
ピング時の（即ち、ＰＷＭ信号の）オン時間が短くな
る。そして、駆動信号Ｖ−のＰＷＭ信号のパルス幅が上
記のその立上りエッジからレベル検出のタイミングｔ_D
までの時間Ｔよりも短くなると、このＰＷＭ信号による
磁極位置検出信号Ｕのパルス幅もこのＰＷＭ信号のパル
ス幅にほぼ等しく、短かいものとなるから、図４（ｂ）
に示すように、この磁極位置検出信号Ｕのレベルを正し
く検出できなくなる。

【００５９】これを防止するためには、駆動信号Ｕ＋，
Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−のＰＷＭ信号のパルス幅
をＴ＝１３μｓｅｃ以上とすればよい。

【００６０】しかしながら、このように、ＰＷＭ信号の
オン時間に下限を設定すると、直流ブラシレスモータ１
２の始動時や軽負荷時での低回転数で回転させる場合に
は、これに見合ったＰＷＭ信号のデューティ比を設定す
ることができなくなる。

【００６１】本発明の第１の実施形態は、かかる問題を
解消するものであって、ＰＷＭ信号のオン時間の下限を
上記のように設定しながら、直流ブラシレスモータ１２
の始動時や軽負荷時に低回転数で回転させる場合でも、
これに見合ったＰＷＭ信号のデューティ比を設定するこ
とができるように、ＰＷＭ信号の周波数の切換えを行な
うものである。

【００６２】以下、この第１の実施形態でのＰＷＭ信号
の周波数切換えについて説明するが、マイコン１の処理
時間などを考慮して、上記のように、このマイコン１か
ら出力される駆動信号Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，
Ｗ−のＰＷＭ信号の最小オン時間を１３μｓｅｃとな
る。

【００６３】まず、図５により、直流ブラシレスモータ
１２が始動して通常の安定運転状態になるまでの動作に
ついて説明する。

【００６４】いま、直流ブラシレスモータ１２の通常の
安定運転時の駆動信号Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，
Ｗ−のＰＷＭ信号の周波数を３．３ｋＨｚとすると、始
動時には、マイコン１は、図５（ａ）に示すように、Ｐ
ＷＭ信号の周波数を３．３ｋＨｚの１／２倍の１．６５
ｋＨｚとし、ＰＷＭ信号のオン時間をほぼ１３μｓｅｃ
とする。このときのデューティ比は、通常の安定運転時
のＰＷＭ信号の周波数が３．３ｋＨｚでオン時間が１３
μｓｅｃであるときよりも小さい。これにより、ＰＷＭ
信号の周波数が３．３ｋＨｚでオン時間が１３μｓｅｃ
であるときよりも円滑に直流ブラシレスモータ１２が始
動する。

【００６５】この始動後、マイコン１はこの生成するＰ
ＷＭ信号のオン時間を常時監視しており、直流ブラシレ
スモータ１２の回転数が上昇するとともに、ＰＷＭ信号
のデューティ比が増大し、そのオン時間が次第に長くな
っていく。そして、マイコン１は、図５（ｂ）に示すよ
うに、このＰＷＭ信号のオン時間が始動時のオン時間の
２倍、即ち、１３×２＝２６μｓｅｃ程度となったこと
を検出すると、このときのＰＷＭ信号のデューティ比を
維持しつつ、ＰＷＭ信号の周波数を２倍の３．３ｋＨｚ
に切り換える。これにより、図５（ｃ）に示すように、
このときのＰＷＭ信号のオン時間はほぼ１３μｓｅｃと
なる。その後、３．３ｋＨｚのこのＰＷＭ信号は、直流
ブラシレスモータの回転数が上昇するとともに、デュー
ティ比が大きくなっていってオン時間が長くなる。

【００６６】このようにして、直流ブラシレスモータ１
２の始動時には、ＰＷＭ信号のオン時間として、磁極位
置検出信号のレベルを正しく検出可能な最小のオン時間
を維持できて、そのデューティ比を充分低く設定するこ
とができ、また、通常の安定運転時でも、同様であっ
て、かつＰＷＭ信号の周波数を高めるものであるから、
直流ブラシレスモータ１２の始動から常に磁極位置検出
信号のレベルを正しく検出できて、転流タイミングの検
出が確実となって安定した回転数制御が可能となるし、
また、通常の安定運転時には、ＰＷＭ信号の周波数を高
めることにより、直流ブラシレスモータ１２の負荷に応
じた円滑な回転が可能となる。

【００６７】また、図５（ｂ）の状態から図５（ｃ）の
状態にＰＷＭ信号の周波数が切り換わるときには、ＰＷ
Ｍ信号のデューティの変化がないので、インバータ１１
の半導体スイッチ素子６ａ〜６ｆから直流ブラシレスモ
ータ１２に供給される駆動電流の平均値が変化せず、従
って、ＰＷＭ信号の周波数の切り換え時の直流ブラシレ
スモータ１２の異常回転が生ずることがない。

【００６８】なお、運転状態で軽負荷状態になると、直
流ブラシレスモータ１２の回転数も低下し、これに伴
い、ＰＷＭ信号のデューティ比が小さくなっていってオ
ン時間が短くなっていく。そして、図５（ｃ）に示すよ
うに、ＰＷＭ信号のオン時間が１３μｓｅｃ程度となっ
てさらに回転数が低下すると、そのときのデューテイ比
を維持しつつ、ＰＷＭ信号の周波数が３．３ｋＨｚから
１．６５ｋＨｚに低減される。従って、ＰＷＭ信号のオ
ン時間が２６μｓｅｃとなり、これにより、さらに、こ
のオン時間が１３μｓｅｃとなるまで直流ブラシレスモ
ータ１２の回転数を低減できる。この場合も、上記と同
様の効果が得られる。

【００６９】次に、本発明の第２の実施形態について説
明する。図６は本発明による直流ブラシレスモータ駆動
装置およびこれを用いた空気調和機の第２の実施形態を
示す回路構成図であって、１３は直流電圧検出器であ
り、図１に対応する部分には同一符号を付けて重複する
説明を省略する。

【００７０】空気調和機では、一般に、商用交流電源と
して１００Ｖや２００Ｖという異なる商用交流電源を使
用できるものである。そこで、この第２の実施形態は、
図６において、図１に示した第１の実施形態の構成に直
流電圧検出器１３が追加された構成をなしており、この
直流電圧検出器１３によってインバータ１１の直流電源
電圧Ｖｄを検出し、その検出出力に基づいてマイコン１
が使用される図示しない商用交流電源の種類（例えば、
１００Ｖの商用交流電源と２００Ｖの商用交流電源）を
判別し、この判定結果に応じて、直流ブラシレスモータ
１２の始動時や軽負荷運転時でのＰＷＭ信号の周波数を
異ならせるようにしたものである。これ以外の構成，動
作については、図１に示した第１の実施形態と同様であ
る。

【００７１】ところで、商用交流電源として、２００Ｖ
と高い商用交流電源を用いた場合には、直流電源電圧Ｖ
ｄがこの商用交流電源の交流電圧を全波整流・平滑して
形成されるものであるから、この直流電源電圧は約２０
０×√２＝２８３Ｖとなり、１００Ｖの商用交流電源を
用いた場合の約１００×√２＝１４１Ｖのほぼ２倍とな
り、１００Ｖの商用交流電源を用いた場合よりも、イン
バータ１１の各半導体スイッチ素子６ａ〜６ｆに大きな
電流が流れることになる。そこで、２００Ｖの商用交流
電源を用いた場合でも、駆動信号Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ
−，Ｗ＋，Ｗ−のＰＷＭ信号のオン時間の下限を１３μ
ｓｅｃとすると、直流ブラシレスモータ１２の始動時や
軽負荷運転時には、１００Ｖの商用交流電源を用いた場
合よりも、大きな電流が流れることになる。勿論、この
下限を除くと、ＰＷＭ信号のオン時間を小さくできる
が、かかるＰＷＭ信号から磁極位置検出信号Ｕ，Ｖ，Ｗ
のレベルを正しく検出できなくなる場合も生ずる。

【００７２】この第２の実施形態は、かかる問題を解消
するものであって、ＰＷＭ信号のオン時間の下限を上記
のように設定しながら、直流ブラシレスモータ１２の始
動時や軽負荷時での駆動電流を低減できるようにするも
のであり、ＰＷＭ信号の周波数によってこれを達成でき
るようにしたものである。ここでは、一例として、商用
交流電源として、１００Ｖ，２００Ｖのいずれかのもの
が使用されるものとする。

【００７３】そこで、図６において、図示しない電源ス
イッチがオンされると、直流電圧検出器１３がインバー
タ１１の直流電源電圧Ｖｄを検出し、その検出出力から
マイコン１は使用されている図示しない商用交流電源が
１００Ｖのものであるか、あるいは２００Ｖのものであ
るかを判別する。ここで、上記のように、１００Ｖの商
用交流電源が使用されている場合には、直流電源電圧Ｖ
ｄは約１４０Ｖであり、２００Ｖの商用交流電源が使用
されている場合には、直流電源電圧Ｖｄは約２８０Ｖで
あるから、判別レベルを、例えば、２００Ｖとすること
により、直流電圧検出器１３の検出出力から使用されて
いる商用交流電源の種類を判別することができる。

【００７４】そして、マイコン１は、直流電圧検出器１
３の検出出力から使用されている商用交流電源が１００
Ｖのものと判定したときには、生成するインバータ１１
の駆動信号＋Ｕ，−Ｕ，＋Ｖ，−Ｖ，＋Ｗ，−ＷのＰＷ
Ｍ信号の周波数を規定の周波数（ここでは、上記のよう
に、３．３ｋＨｚとする）に設定し、直流ブラシレスモ
ータ１２を始動させる。なお、この場合も、上記のよう
に、これらＰＷＭ信号の最小オン時間は、駆動信号＋
Ｕ，−Ｕ，＋Ｖ，−Ｖ，＋Ｗ，−Ｗをもとに位置検出信
号Ｕ，Ｖ，Ｗのレベルを確実に検出できる長さ（ここで
は、上記のように、１３μｓｅｃとする）に設定され
る。

【００７５】また、マイコン１は、直流電圧検出器１３
の検出出力から使用されている商用交流電源が２００Ｖ
のものと判定したときには、生成するインバータ１１の
駆動信号＋Ｕ，−Ｕ，＋Ｖ，−Ｖ，＋Ｗ，−ＷのＰＷＭ
信号の周波数を規定の周波数（即ち、３．３ｋＨｚ）の
１／２倍の１．６５ｋＨｚとし、直流ブラシレスモータ
１２を始動させる。この場合も、これらＰＷＭ信号の最
小オン時間は、１３μｓｅｃに設定される。

【００７６】このように、直流ブラシレスモータ１２の
始動時のＰＷＭ信号の周波数を上記規定の周波数（＝
３．３ｋＨｚ）の１／２倍とすることにより、始動時の
この直流ブラシレスモータ１２に供給される駆動電流
を、構成の規定の周波数とする場合に比べ、１／２倍と
低減することができ、始動トルクの過大による同期始動
から位置検出運転への切換えの失敗や音，振動の増大化
を防止することができる。

【００７７】その後、直流ブラシレスモータ１２の回転
数が増加し、これとともに、ＰＷＭ信号のオン時間が増
大化していくが、このオン時間が所定の値（例えば、２
６μｓｅｃとするが、これ以上であればよい）となる
と、このときのデューティ比を維持したまま、ＰＷＭ信
号の周波数を上記規定の周波数（＝３．３ｋＨｚ）に切
り換える。これにより、直流ブラシレスモータ１２の円
滑な回転での運転が可能となる。

【００７８】２００Ｖの商用交流電源を用いた場合のか
かる周波数の設定動作は、先の第１の実施形態での図５
に示したものと同等である。また、２００Ｖの商用交流
電源を用いた場合の軽負荷運転時でも、同様に、ＰＷＭ
信号の周波数を規定の周波数の１／２倍とする。

【００７９】以上のように、この実施形態では、電圧が
高い商用交流電源を使用した場合の直流ブラシレスモー
タ１２の始動時の駆動電流を低減することができ、ま
た、通常の安定した運転時での直流ブラシレスモータ１
２の回転を円滑に行なうこともできる。

【００８０】なお、かかる第２の実施形態において、使
用する商用交流電源を１００Ｖのものと２００Ｖのもの
としたが、本発明はこれのみに限るものでなく、また、
３以上の異なる種類の商用交流電源を使用するようにし
た場合についても同様であり、これら商用交流電源間の
出力電圧の関係に応じて、夫々に対するＰＷＭ信号の始
動時の周波数を設定すればよい。さらに、駆動信号＋
Ｕ，−Ｕ，＋Ｖ，−Ｖ，＋Ｗ，−Ｗをもとに位置検出信
号Ｕ，Ｖ，Ｗのレベルを確実に検出できるようにするた
めに設定するＰＷＭ信号の最小オン時間は、上記の１３
μｓｅｃに限られるものではなく、マイコン１の処理時
間等によって任意に設定されるものである。

【００８１】また、以上の各実施形態では、ＰＷＭ信号
の周波数を２段階に切り換えるようにしたが、３段階以
上に切り換えるようにしてもよい。例えば、２段階の切
換えを行なう場合、直流ブラシレスモータ１２の始動時
の周波数を１．６５ｋＨｚとして、通常の安定運転時で
の周波数を３．３ｋＨｚとした場合、ＰＷＭ信号の最小
オン時間を１３μｓｅｃとして、始動してからＰＷＭ信
号のオン時間が２０μｓｅｃとなったとき、構成のとき
のデューティ比を維持したまま周波数を約２．５６ｋＨ
ｚとする。これにより、ＰＷＭ信号のオン時間は最小の
１３μｓｅｃとなる。その後、ＰＷＭ信号の周波数を構
成の２．５６ｋＨｚとして直流ブラシレスモータ１２の
回転数を増加させていき、ＰＷＭ信号のオン時間がほぼ
１６．８μｓｅｃとなると、そのときのデューティ比を
維持しつつＰＷＭ信号の周波数を３．３ｋＨｚとする。
これにより、ＰＷＭ信号のオン時間はほぼ１３μｓｅｃ
となる。

【００８２】さらに、上記各実施形態では、ロータ磁極
位置検出回路２の基準電圧Ｖｄ／２を、検出抵抗４ａ，
４ｂから得るようにしたが、直流ブラシレスモータ１２
のステータ巻線７ａ〜７ｃの中性点Ｎから所定の検出抵
抗を用いて得るようにしてもよい。

【００８３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
直流ブラシレスモータの始動時や軽負荷条件で運転する
場合にも、インバータを駆動するＰＷＭ信号の周波数を
低下させることにより、ＰＷＭ信号のオン時間を該ＰＷ
Ｍ信号をもとに該ブラシレスモータの磁極位置を確実に
検出可能な時間に確保することができ、インバータの転
流タイミングを確実に検出できて該直流ブラシレスモー
ダの安定な制御が可能となる。

【００８４】また、本発明によると、インバータの直流
電源電圧が異なっても、該直流電源電圧が高い場合に
は、インバータを駆動するＰＷＭ信号の周波数を低下さ
せるという簡単な方法で直流ブラシレスモータの始動時
や軽負荷時での駆動電流を低減することができ、始動ト
ルクの過大による同期始動から位置検出運転への切り替
え失敗や、始動トルク過大による音、振動の増大を防止
することができ、かつインバータの転流タイミングを確
実に検出でき、直流ブラシレスモータの安定な制御が可
能となり、広範囲の入力電源電圧と広範囲の負荷に対応
して安定した運転が可能となる。

【００８５】さらに、本発明による空気調和機によれ
ば、始動時のＰＷＭ信号の周波数を低下させることによ
り、始動時の電源電流と漏洩電流を低減することができ
るし、広範囲の入力電源電圧と広範囲の負荷に対応して
安定した運転が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による直流ブラシレスモータ駆動装置及
びこれを用いた空気調和機の第１の実施形態を示す回路
構成図である。

【図２】各通電区間での図１の各部の信号，電圧を示す
タイミング図である。

【図３】図２の通電区間（１），（２）でのインバータ
の駆動信号と磁極位置検出信号とのタイミング関係を示
す図である。

【図４】図１のマイコンで生成されるインバータの駆動
信号のＰＷＭ信号の最小オン時間の説明図である。

【図５】図１に示した第１の実施形態でのインバータの
インバータの駆動信号のＰＷＭ信号の周波数切換えを示
す図である。

【図６】本発明による直流ブラシレスモータ駆動装置及
びこれを用いた空気調和機の第２の実施形態を示す回路
構成図である。

【符号の説明】

１ マイコン ２ ロータ磁極位置検出回路 ３ ロータ ４ａ，４ｂ 直流電圧検出抵抗 ５ａ〜５ｆ 還流ダイオード ６ａ〜６ｆ 半導体スイッチング素子 ７ａ〜７ｃ ステータ巻線 ８ａ〜８ｃ 比較器 ９ａ〜９ｃ プルアップ抵抗 １０ａ〜１０ｆ モータ端子電圧検出抵抗 １１ インバータ １２ 直流ブラシレスモータ １３ 直流電圧検出器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 奥山 敦 栃木県下都賀郡大平町大字富田800番地 株式会社日立製作所冷熱事業部内 (72)発明者 寺内 英樹 栃木県下都賀郡大平町大字富田709番地の ２ 株式会社日立栃木エレクトロニクス内 (72)発明者 牧田 稔 栃木県下都賀郡大平町大字富田709番地の ２ 株式会社日立栃木エレクトロニクス内 (72)発明者 金子 喜作 栃木県下都賀郡大平町大字富田709番地の ２ 株式会社日立栃木エレクトロニクス内 (72)発明者 岩崎 真之 栃木県下都賀郡大平町大字富田709番地の ２ 株式会社日立栃木エレクトロニクス内 (72)発明者 田村 建司 栃木県下都賀郡大平町大字富田709番地の ２ 株式会社日立栃木エレクトロニクス内 Ｆターム(参考） 5H560 AA02 BB04 BB07 BB12 DA13 EB01 TT07 UA02 XA05 XA12

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 インバータ駆動信号を生成する駆動部
   と、６個の半導体スイッチ素子が３相ブリッジ接続され
   てなり、該半導体スイッチング素子が該インバータ駆動
   信号によって駆動されて直流ブラシレスモータのステー
   タ巻線に供給するモータ駆動信号を生成するインバータ
   と、該直流ブラシレスモータの各相のステータ巻線のモ
   ータ端子電圧を該インバータの直流電源電圧の１／２倍
   の基準電圧を比較する複数の比較器とを有し、該インバ
   ータ駆動信号は、該直流ブラシレスモータの通電区間毎
   に該インバータのいずれか１つの該半導体スイッチング
   素子をチョッピングされるＰＷＭ信号を含み、かつ該駆
   動部は、該インバータ駆動信号のタイミングをもとに該
   比較器から出力される位置検出信号のレベルを検出し、
   その検出結果に応じて該直流ブラシレスモータの通電区
   間を切り換える転流タイミングを設定するようにした直
   流ブラシレスモータ駆動装置において、 該ＰＷＭ信号の周波数を可変する手段を設けたことを特
   徴とする直流ブラシレスモータ駆動装置。
2. 【請求項２】 請求項１において、 前記手段は、前記インバータ駆動信号の前記ＰＷＭ信号
   のオン時間が予め設定された所定時間になったとき、前
   記ＰＷＭ信号の周波数を切り換えることを特徴とする直
   流ブラシレスモータ駆動装置。
3. 【請求項３】 請求項１において、 前記手段は、 前記インバータの直流電源電圧を検出する第１の手段
   と、 該第１の手段の検出結果に応じて、前記インバータ駆動
   信号の前記ＰＷＭ信号の周波数を切り換える第２の手段
   とを有することを特徴とする直流ブラシレスモータ駆動
   装置。
4. 【請求項４】 請求項１，２または３に記載の前記直流
   ブラシレスモータを圧縮機モータとすることを特徴とす
   る空気調和機。