CN1182651C - 直流无刷电动机驱动设备和使用该设备的空气调节器 - Google Patents

Abstract

为了当在其起动或轻负载条件下操作DC无刷电动机时，确实地检测逆变器的换向定时，微型电子计算机1产生驱动信号U+，…，W-，以便以每个接通间隔的预定顺序，由这些驱动信号的PWM信号驱动逆变器1的开关元件6a至6f，从而对DC无刷电动机12供给驱动电流，其中根据PWM信号，通过检测磁极位置检测信号的电平，来检测接通间隔之间交换的定时(即换向定时)。

Description

直流无刷电动机驱动设备和 使用该设备的空气调节器

技术领域

本发明涉及一种其中使用逆变器的DC无刷电动机驱动设备，特别是，本发明涉及一种DC无刷电动机驱动设备，和一种使用该设备的空气调节器，其中利用在定子绕组两端之间感应的速度正比电动势，探测电枢绕组(转子绕组)与定子绕组之间的相对位置(在下文，称为“磁极位置”)，以便控制其转数。

背景技术

例如，在Japanese Patent Publication No.Sho 59-36519(1984)中，叙述了一种DC无刷电动机驱动设备的常规例子，其中通过探测转子的磁极位置，即由于在DC无刷电动机的定子绕组两端之间感应的速度正比电动势(感应电压)所引起的磁性转子(在下文，仅称为“转子”)与定子绕组之间的相对位置，来执行对其转数的控制。

在这个例子中，把定子绕组两端之间产生的三相感应电压转换成三个三角形信号，各信号相对各感应电压具有约90°的位置关系，这三个三角形信号被引入星形连接的电阻器，以便由比较器对星形连接的中性点的电压与这三个三角形信号的电压之间进行比较。并且，与从这些比较器获得的脉冲信号相对应，控制一组以此减缩逆变器的半导体开关元件，从而旋转DC无刷电动机。

在根据这种常规技术的DC无刷电动机中，三角形信号是由定子绕组的端电压通过主滤波器而得到的，各三角形信号相对各定子绕组两端之间的各端电压具有约90°的相位差，然而在这种情况下，必须这样设置主滤波器的转移函数，以便在感应电压的基本频率的预定范围之内(与电动机的转数有关)，能保持约90°的相位差。而且，当用主滤波器不能由此充足地消除比感应电压的基本频率具有较高频率的噪声或其他类似信号时，并且于是如果不可能由此获得具有平滑波形的三角形信号，则另外增加低通滤波器，以便由此消除高频信号，例如噪声或其他类似信号。

根据这样获得的上述脉冲信号，假定或获得转子与定子绕组之间的相对位置，从而有可能根据这种假定的结果，执行DC无刷电动机的转速的控制。

另外，在根据上述常规技术的DC无刷电动机驱动设备中，主滤波器用于获得三角形信号，各三角形信号相对各感应电压具有约90°的相位关系。然而，这些滤波器各具有这样的频率特性，当作为输入信号的感应电压的基本频率变低时，由该滤波器获得的三角形信号的相位差变大。为了在稳定条件下以良好效率驱动DC无刷电动机，必须设置频率特性，以便在感应电压的基本频率的预定范围之内，保持约90°的相位差，然而，例如，在希望展延或扩展感应电压的基本频率的范围的情况下(即希望展延或扩展DC无刷电动机的转数的可变范围)，有一个问题，即不可能根据滤波器的频率特性，使感应电压与三角形信号之间的相位差保持在约90°。

而且，如图2所示，对于Japanese Patent Publication No.Sho59-36519(1984)，DC无刷电动机的端电压变成这样，即在梯形波形之上叠加一个尖峰波形。并且，用主滤波器不能充足地消除噪声或其他类似信号，它们比这些尖峰波形和感应电压的基本频率具有较高的频率，而且如果三角形信号其波形不平滑，则不可能精确地假定或获得转子与定子绕组之间的相对位置，于是在上述比较三角形信号和参考信号的比较器的输出级，另外增加低通滤波器，从而消除高频信号，例如噪声或其他类似信号。

然而，为了使三角形信号的波形平滑，足够可以使滤波器的时间常数大，但是这样引起信号的时间延迟，因此滤波器的时间常数设置具有上限。另外，在DC无刷电动机中，尖峰电压的波形根据电动机的负载改变，但是滤波器的时间常数设置具有上限，于是有一个问题，由于三角形信号的波形变化所引起，使三角形信号的相位表现波动，所以不可能使感应电压与三角形信号之间的相位差保持在90°。

这样，当用滤波器来假定或获得转子与定子绕组之间的相对位置时，由于频率特性和滤波器时间常数设置的限制，特别当在宽范围转数下驱动DC无刷电动机时，或当在宽范围负载条件下操作DC无刷电动机时，引起假定转子与定子绕组之间的相对关系的精度降低，因此难以在稳定条件下以良好效率驱动DC无刷电动机。

发明内容

为了解决上述这样的问题，本发明的一个目的是提供一种DC无刷电动机驱动设备和一种使用这种设备的空气调节器，即使在宽范围转数下驱动DC无刷电动机的情况下，或在宽范围负载条件下驱动DC无刷电动机的情况下，也能够在稳定条件下以良好效率驱动DC无刷电动机。

为了解决上述这样的问题，本发明的另一个目的是提供一种DC无刷电动机驱动设备和一种使用这种设备的空气调节器，当起动DC无刷电动机或在轻负载条件下操作DC无刷电动机时，能够确实地探测逆变器的一组半导体开关元件的换向定时，从而能够实现其稳定操作控制。

为了实现上述目的，根据本发明，提供一种DC无刷电动机驱动设备，包括：一个驱动器部分，用于产生逆变器驱动信号；一个逆变器，与六个三相桥形半导体开关元件连接，并且通过用所述逆变器驱动信号来驱动所述半导体开关元件，以产生供给DC无刷电动机的定子绕组的电动机驱动信号；和多个比较器，每个比较器用于把所述DC无刷电动机的定子绕组的各相两端之间的电动机端电压与所述逆变器的DC电源电压的参考电压相比较，其中在所述DC无刷电动机的各接通间隔内，所述逆变器驱动信号包括一个用于控制由所述逆变器的所述半导体开关元件中任何一个斩波电动机驱动信号的PWM信号，并且所述驱动器部分根据所述逆变器驱动信号的定时，检测从所述比较器输出的位置检测信号的电平，从而设置换向定时，以根据其检测结果，交换所述DC无刷电动机的接通间隔，其中，还设有：使所述PWM信号的频率可变的装置。

而且，根据本发明，当所述逆变器驱动信号的所述PWM信号的接通时间变为等于预先确定的预定时间时，所述使所述PWM信号的频率可变的装置交换所述PWM信号的频率。

此外，根据本发明所述使所述PWM信号的频率可变的装置包括：一个第一装置，用于检测所述逆变器的DC电源电压；和一个第二装置，根据所述第一装置的检测结果，用于交换所述逆变器驱动信号的所述PWM信号的频率。

此外，根据本发明，为了实现上述目的，还提供一种空气调节器，其中应用DC无刷电动机作为用于驱动压缩机的电动机，所述DC无刷电动机备有本发明上述的DC无刷电动机驱动设备。

而且，根据本发明，上述装置这样来构成，以便当PWM信号的接通变为等于预先设置的预定时间时，交换PWM信号的频率。

此外，根据本发明，上述装置这样构成，以便检测逆变器的DC电源电压，根据检测结果来交换PWM信号的频率。

附图说明

图1是电路结构图，表示根据本发明的DC无刷电动机驱动设备和使用该设备的空气调节器的第一实施例；

图2(a)至图2(c)是时间图，表示在各接通间隔期间，图1所示各部分的信号或电压；

图3表示在图2(a)至图2(c)所示的接通间隔(1)和(2)期间，逆变器的驱动信号与磁极位置检测信号之间的定时；

图4(a)和图4(b)是说明逆变器的驱动信号的PWM信号的最小接通时间的视图，该信号在微型电子计算机中产生；

图5(a)至图5(c)是表示在图1所示的第一实施例中，逆变器的驱动信号的PWM信号的频率交换的视图；以及

图6是电路结构图，表示根据本发明的DC无刷电动机驱动设备和使用该设备的空气调节器的第二实施例。

具体实施方式

在下文，将参考附图完全地说明根据本发明的实施例。

图1表示根据本发明的直流(DC)无刷电动机驱动设备的第一实施例的电路图，其中标号1表示微型电子计算机，标号2表示转子磁极的位置检测电路，标号3表示转子，标号4a和4b表示参考电压的检测电阻器，标号5a-5f表示续流或回流二极管，标号6a-6f表示半导体开关元件，标号7a-7c表示定子绕组，标号8a-8c表示比较器，标号9a-9c表示负载电阻器，标号10a-10f表示电动机端电压的检测电阻器，标号11表示逆变器，以及标号12表示DC无刷电动机。

在该图中，逆变器11用桥形连接的半导体开关元件6a-6f和与其并联连接的续流二极管5a-5f构成，并且对该逆变器11施加DC电源电压Vd。而且，转子3和定子绕组7a-7c构成DC无刷电动机12，并且对DC无刷电动机12的各个相中的各定子绕组7a-7c，从逆变器11按预定定时供给驱动电流，逆变器11由微型电子计算机1输出的驱动信号U+、U-、V+、V-和W+、W-驱动。这里，驱动信号U+驱动半导体开关元件6a接通/断开，并且在下文，分别地，驱动信号U-驱动半导体开关元件6d接通/断开，驱动信号V+驱动半导体开关元件6b接通/断开，驱动信号V-驱动半导体开关元件6e接通/断开，驱动信号W+驱动半导体开关元件6c接通/断开，以及驱动信号W-驱动半导体开关元件6f接通/断开。

转子磁极的位置检测电路2用比较器8a-8c、负载电阻器9a-9c和电动机端电压Vu、Vv、Vw的检测电阻器10a-10f构成，并且它检测DC无刷电动机12各个端的电压Vu、Vv和Vw，从而分别产生与这些端电压相对应的位置检测信号U、V和W，以供给微型电子计算机1。在本转子磁极位置检测电路2中，在定子绕组7a端产生的电动机端电压Vu由检测电阻器10a和10b检测，并且供给比较器8a，在定子绕组7b端产生的电动机端电压Vv由检测电阻器10c和10d检测，并且供给比较器8b，以及在定子绕组7c端产生的电动机端电压Vw由检测电阻器10e和10f检测，并且供给比较器8c。而且，对这些比较器8a-8c供给参考电压Vd/2，它是DC电源电压Vd的一半(1/2)，DC电源电压Vd由检测电阻器4a和4b检测，从而使参考电压Vd/2分别与检测的电动机端电压Vu、Vv和Vw比较。各个比较结果以位置检测信号U、V和W获得，通过与比较器8a-8c的输出端连接的负载电阻器9a、9b和9c，这些位置检测信号各具有高电平或低电平，从而供给微型电子计算机1。

然而，在空气调节器中，DC无刷电动机12在其制冷循环期间，起一台压缩机的驱动电动机作用，虽然在图中未示出。

微型电子计算机1根据这些位置检测信号U、V和W，对逆变器11产生驱动信号U+、U-、V+、V-和W+、W-，并且这些驱动信号的波形在图2(a)中表示。在图2中，DC无刷电动机12的接通或激励时限或间隔用(1)、(2)、(3)、(4)、(5)、(6)...来表示。在逆变器11中正电源端侧的半导体元件6a-6c共同地称为上臂，而在负电源端侧的半导体元件6d-6f称为下臂，并且这里假定能由上臂和下臂两者的半导体元件执行斩波，并且斩波按时间顺序，即半导体开关6e、6a、6f、6b、6d和6c来执行，而且重复这个顺序。先前用来执行斩波的开关元件在下一个接通时限期间保持接通状态，并且，在保持其断开状态四(4)个接通时限之后，使其驱动执行斩波。因此，如图2(a)所示，随接通时限推进，驱动信号U+、U-、V+、V-和W+、W-改变。

然而，这个斩波的负载比(因此，驱动信号U+、U-、V+、V-和W+、W-的斩波的各循环中的接通时限)可变，并且通过控制这个负载比，控制DC无刷电动机12的转数。

当逆变器11这样驱动的时候，DC无刷电动机12的接通相一个一个地改变。这里，定子绕组7a为U相，定子绕组7b为V相，以及定子绕组7c为W相。在图2(a)所示的例子中，例如在接通时限(1)期间，半导体开关元件6c和6e受驱动信号W+和V-驱动，于是驱动电流流过定子绕组7c和7b，因此DC无刷电动机12的接通相是V和W。同样，在接通时限(2)期间，由于半导体开关元件6a和6e受驱动信号U+和V-驱动，于是DC无刷电动机12的接通相是U和V，...，以及在接通时限(6)期间，由于半导体开关元件6a和6e受W+和U-驱动，于是DC无刷电动机12的接通相是W和U。在完成接通时限(6)中的这个驱动之后，再次返回到接通时限(1)，并且其后重复这个过程。

如上所述，当分别把驱动信号U+、U-、V+、V-和W+、W-供给半导体开关元件6a、6d、6b、6e、6c和6f时，电动机各个相的端电压由电压Vu、Vv和Vw表示，如图2(b)所示。

也就是，在接通时限(1)期间，接通相是V和W相，于是半导体开关元件6e由驱动信号V-执行斩波，同时半导体元件6c由恒定电平的驱动信号W+保持在接通状态，因此驱动电流从半导体开关元件6c通过定子绕组7c和7b流入半导体开关元件6e，然而半导体开关元件6a和6f保持在断开状态，于是无驱动电流供入定子绕组7a。从而，U相为非接通(或非激励)状态，并且如图2(b)所示，这个非接通相U的电动机端电压变成这样形式，即在随旋转转子3靠近定子绕组7a而逐渐增加的感应电压上，叠加由于流过定子绕组7c和7b的驱动电流所引起的间歇波形的电压。

相反，由于半导体开关元件6c由驱动信号W+保持在接通状态，所以如图2(b)所示，接通状态的相W的电动机端电压Vw变为和DC电源电压Vd相等的电压，同时由于半导体开关元件6e由驱动信号V-执行斩波，所以如图2(b)所示，接通状态的相V的电动机端电压Vv在半导体开关元件6e为接通状态时变为零(0)，而在半导体开关元件6e为断开状态时变为Vd，从而得到脉冲形电压，它与驱动信号V-反相，并且具有幅值Vd。

而且，电动机端电压Vu是对定子绕组7a的感应电压加定子绕组7a-7c相互连接点(即定子绕组的中性点)的电压，即其上叠加Vd/2值的电压，因此，这个电动机端电压Vu的间歇波形变为与电动机端电压Vv同相，因此它与驱动信号V-反相。

这些电动机端电压Vu、Vv和Vw分别由检测电阻器10a和10b、检测电阻器10c和10d及检测电阻器10e和10f检测，并且由比较器8a、8b和8c使它们与参考电压Vd/2比较。如图2(c)所示，由比较器8b，能获得转子3的磁极位置检测信号V，它是和转子端电压Vv同相的间歇信号，同时如图2(c)所示，由比较器8c，能获得磁极位置检测信号W，它和电动机端电压Vw具有相同的恒定幅值。而且，在接通时限(1)期间，图2(b)所示的电动机端电压Vu的感应电压从零(0)到Vd几乎线性地增加值。由于这个原因，如果用比较器8a把这个电动机端电压Vu与参考电压Vd/2比较，则能获得磁极位置检测信号U，它在这个接通间隔(1)内的第一半时限T1期间，是和电动机端电压Vu同相的间歇信号，而在第二或后半时限T2期间，保持和这个间歇波相同的恒定幅值。

这样，获得接通间隔(1)内的磁极位置检测信号U、V和W，并且在微型电子计算机1内部，由这些信号和当时产生的并被斩波的驱动信号U+、U-、V+、V-和W+、W-中的一个，检测转子3的磁极位置，从而检测变为下一个接通间隔(2)内的驱动信号U+、U-、V+、V-和W+、W-的定时，然而这些信号将参考图3说明。这里，在图3中，用扩展的时间，表示了在接通间隔(1)和(2)之内，驱动信号U+、U-、V+、V-和W+、W-与磁极位置检测信号U、V和W之间的定时关系。

在该图中，当考虑接通间隔(1)时，时限Tb与时限Tc之间的分界是接通间隔(1)的中点，因此T1＝Ta+Tb及T2＝Tc。而且，时限Ta是时限T1中驱动信号V-的第一个循环，并且是产生后文将要叙述的尖峰电压的时限。

如上所述，在时限Tb内，驱动信号V-与磁极位置检测信号U之间的关系相互相反，并且在时限Tc内，磁极位置检测信号U保持高电平。于是，现在假定高电平用“1”表示，低电平用“0”表示，则在驱动信号V-的“1”的定时期间，磁极位置检测信号U的电平如下：

在时限Tb内为“0”，在时限Tc内为“1”

因此，当在驱动信号V-的“1”的定时期间，一个一个地检测磁极位置检测信号U的电平，有可能把这个检测电平从“0”转为“1”的时点认为是从时限Tb转到时限Tc的时点。由此，显然接通间隔(1)的中点，即转子的磁极例如相对定子绕组7a达到一个特定位置。这样，有可能检测转子与定子绕组之间的相对位置关系。

并且，例如，从接通间隔(1)的开始时间位置起，从预定值(例如，零(0))开始，对驱动信号V-的脉冲数累加计数，并且当磁极位置检测信号U的电平从“0”反转到“1”时，从累加计数到该时点的数开始，起动递减计数，则当计数递减到初始的预定值时，可以说通过了时限Tc，因此把时点设置为下一个接通间隔的初始时点。

按上述方式，有可能检测接通间隔(1)变为接通间隔(2)的时点，并且驱动信号U+、U-、V+、V-和W+、W-如图2(a)所示变化。

以上说明了在接通间隔(1)期间，转子3的磁极位置的检测，然而在下文，将说明在接通间隔(2)期间，转子3的磁极位置的检测。

如上所述，在图1中，在接通间隔(2)期间，接通相是U和V，并且如图2(a)所示，半导体开关元件6a由驱动信号U+执行斩波，同时半导体开关元件6e由驱动信号V-保持在接通状态，而且剩余半导体开关元件6b、6c、6d和6f保持在断开状态。因此，在DC无刷电动机12中，被斩波的驱动电流从半导体开关元件6a通过定子绕组7a和7b流到半导体开关元件6e，从而在定子绕组7c两端之间产生感应电压。

在这种情况下，如图2(b)所示，DC无刷电动机12的U相的电动机端电压Vu是脉冲电压，它和驱动信号U+同相，并且具有Vd的幅值，同时如图2(b)所示，由于半导体开关元件6e保持在接通状态，所以DC无刷电动机12的V相的电动机端电压保持为零(0)。相反，转子3的磁极相对定子绕组7c偏移越远，定子绕组7c两端之间产生的感应电压从约Vd/2的值线性降低，因此如图2(b)所示，电动机端电压Vw变为把这个电压叠加在定子绕组7a和7b的中性点N上的电压，即具有幅值Vd/2，并且其相位与电动机端电压Vu同步的脉冲电压。

于是，当把电动机端电压Vu、Vv和Vw供给转子磁极位置检测电路2时，由比较器8a、8b和8c分别把这些电压与参考电压Vd/2比较，从而如图2(c)所示，获得相位与驱动信号U+同步的脉冲形磁极位置检测信号U，电平为“0”的磁极位置检测信号V，和脉冲形波形的磁极位置检测信号W，它在接通间隔(2)的第一半时限T1期间，相位和驱动信号U+同步，并且在第二半时限T2期间，为电平“0”。这些信号供给微型电子计算机1。

其次，参考图3，将由接通间隔(2)期间的磁极位置检测信号U、V和W，说明转子3的磁极位置检测。

在该图中，同样在接通间隔(2)之内，有具有时限Ta和时限Tb的第一半时限T1，并且第二半时限T2由时限Tc表示。这个时限Ta和先前接通间隔(1)的情况相同，它表示接通间隔(2)期间产生尖峰电压的驱动信号U+的第一个循环的时限。

这里，在时限Tb内，考虑驱动信号U+与磁极位置检测信号W之间的关系，当驱动信号U+为“1”时，磁极位置检测信号W也为“1”，并且在时限Tc内，当驱动信号U+为“1”时，磁极位置检测信号W为“0”。因此，在驱动信号U+为“1”的每个时点，检测磁极位置检测信号W的电平，显然当这个电平从“1”变为“0”时，到达接通间隔的中点，即转子3的磁极例如相对定子绕组7a到达特定位置，这样，有可能检测转子与定子绕组之间的相对位置关系。

于是，例如，从接通间隔(2)的开始时点开始，对驱动信号U+的脉冲数累加计数，当上述检测电平从“1”变为“0”时，变为递减计数，于是有可能把计数值回到初始预定值的时点设置为接通间隔(2)变为接通间隔(3)的时点。

在下文，同样利用接通间隔(3)、(4)、(5)和(6)，以及非接通相的非激励定子绕组两端之间的感应电压，有可能检测转子3的磁极的位置，从而检测接通间隔转换的时点。并且重复接通间隔(1)-(8)。

在这种情况下，如图2(a)和图2(c)显而易见，有可能检测接通间隔的中点，特别是，在接通间隔(3)内，磁极位置检测信号V的检测电平从“0”反转为“1”，在接通间隔(4)内，磁极位置检测信号U的检测电平从“1”反转为“0”，在接通间隔(5)内，磁极位置检测信号W的检测电平从“0”反转为“1”，以及在接通间隔(6)内，磁极位置检测信号V的检测电平从“1”反转为“0”，等等。

在上述磁极检测法中，在每隔一个接通间隔(1)、(3)和(5)内，包括感应电压的磁极位置检测信号U、V和W，和用于斩波的驱动信号V-、W-和U-，就其波形关系来说相同，并且在每种情况下，把由于这样驱动信号所引起的磁极位置检测信号的检测电平从“0”变为“1”的时点(即在相同图形下从“0”变为“1”)，确定为变为下一个接通间隔的时点，同时在另外的每隔一个接通间隔(2)、(4)和(6)内，包括感应电压的磁极位置检测信号U、V和W，和用于斩波的驱动信号U+、V+和W+，就其波形关系来说相同，并且在每种情况下，把由于这样驱动信号所引起的磁极位置检测信号的检测电平从“1”变为“0”的时点(即在相同图形下从“1”变为“0”)，确定为变为下一个接通间隔的时点。

与此相反，通过利用所有磁极位置检测信号U、V和W，使得图形对于六(6)个接通间隔(1)至(6)中的每个不同，从而有可能在接通间隔(1)-(6)中唯一地确定哪一个是下一个接通间隔。

也就是，在图3中，假定现在在接通间隔(1)内，在时限Tb期间，在驱动信号V-为“1”的时点，磁极位置检测信号U为“0”，同时磁极位置检测信号V为“0”，以及磁极位置检测信号W为“1”。这里，假定在驱动信号V-为“1”的时点，由磁极位置检测信号U、V和W的电平所组成的图形是(U，V，W)，于是在这种情况下，这个图形是(0，0，1)。同样，根据图3，在接通间隔(1)的时限Tc期间，该图形是(1，0，1)。因此，通过检测从(0，0，1)到(1，0，1)的改变，有可能检测变为下一个接通间隔的时点。

在下文，而且同样，在接通间隔(1)-(6)内的图形变化如下表1所示。

表1

接通间隔	图形变化
		(1)	(0，0，1)→(1，0，1)
(2)	(1，0，1)→(1，0，0)
		(3)	(1，0，0)→(1，1，0)
(4)	(1，1，0)→(0，1，0)
		(5)	(0，1，0)→(0，1，1)
(6)	(0，1，1)→(0，0，1)

在图1中，在微型电子计算机1内部，分别存储接通间隔(1)-(6)所固有的表示上述图形和变化顺序的信息，并且按上述方式检测从转子磁极位置检测电路2供给的磁极位置检测信号U、V和W的电平，从而保证得到它们中的哪一个处在当前接通间隔，以及确定哪一个是下一个接通间隔。当检测到上述图形变化时，间隔变为下一个接通间隔，这种改变确定在上述时点，从这个时点开始测量。

这样，在各接通间隔内，通过利用三相的磁极位置检测信号U、V和W的检测电平的图形(U，V，W)，与先前说明的在各接通间隔内，利用磁极位置检测信号U、V和W中一相的检测电平的情况比较，就其耐噪声性来说优越。

然而，在上述例子中，在图2和图3中，接通间隔能使得T1＝T2，然而不仅限于此，还有可能使得T2＝α·T1(然而，0＜α＜1)。也就是，通过使T2＜T1，与以上说明的情况比较，变为下一个接通间隔的定时提前，并且这样做，可能情况是能提高电动机的效率。

另外，为了执行如上所述这样的磁极位置的精确检测，在图1中，必须考虑续流或回流电流流过逆变器11的作用。在紧接变化之后的预定时限期间，当变为下一个接通间隔时，续流电流流入续流二极管5a-5f中任何一个，并且流过续流电流的二极管转为导电状态。

并且，当续流电流流过上臂的续流二极管5a、5b和5c时的情况下，在续流电流的流通路径中，幅值几乎等于DC电源电压Vd的尖峰电压作为电动机端电压Vu、Vv和Vw出现。在图2(b)中，这些尖峰电压分别在接通间隔(1)的开始部分，表示为电动机端电压Vu上电压Vd的部分，其上处理为阴影线，在接通间隔(3)的开始部分，表示为电动机端电压Vv上电压Vd的部分，其上处理为阴影线，以及在接通间隔(5)的开始部分，表示为电动机端电压Vw上电压Vd的部分，其上处理为阴影线。而且，在续流电流流过下臂的续流二极管5d、5e和5f时的情况下，在续流电流的流通通路中，幅值几乎等于零(0)的尖峰电压作为电动机端电压Vu、Vv和Vw出现。在图2(b)中，这些尖峰电压分别在接通间隔(2)的开始部分，表示为电动机端电压Vu上电压0的部分，其上处理为阴影线，在接通间隔(4)的开始部分，表示为电动机端电压Vv上电压0的部分，其上处理为阴影线，以及在接通间隔(6)的开始部分，表示为电动机端电压Vw上电压Vd的部分，其上处理为阴影线。

然而，在图3中，在接通间隔(1)内，磁极位置检测信号U在时限Ta的第一半部分为“1”，是由于在图2(b)所示的接通间隔(1)内，在电动机端电压Vu上出现了尖峰电压，并且在接通间隔(2)，磁极位置检测信号W在时限Ta的第二或后半部分为“0”，是由于在图2(b)所示的接通间隔(2)内，在电动机端电压Vw上出现了尖峰电压。

如图3显而易见，在磁极位置检测信号U、V和W上具有这样的尖峰电压，使得接通间隔之内第一半时限Ta内的电平和相同接通间隔内第二半时限Tc内的电平相同。因此，在各接通间隔内，当通过检测时限Tc内磁极位置检测信号的电平，试图确定变为下一个接通间隔的定时时，这个电平首先由于该尖峰电压而出现在接通间隔内，因此这个接通间隔改变的开始时点被错误地确定为磁极的检测位置。由于这个原因，由这个时点确定变为下一个接通间隔的时点，因此降低了磁极位置检测的精确性。如上所述，在用三(3)个磁极位置检测信号U、V和W的检测电平的图形(U，V，W)来检测相同磁极位置的方法中，这种情况也为真，并且例如，如图3所示，在各接通间隔内，时限Ta内的图形变为等于时限Tc内的图形。因此，同样在这种情况下，当试图检测图形在时限Tc内改变的时点时，错误地把接通间隔的开始时点确定为这个时点。

因此，为了能够不受尖峰电压的不良影响来检测磁极位置检测信号的电平，这样安排为在驱动信号的第一循环内，不能检测磁极位置检测信号的电平。

以上是第一实施例的基本操作。

然而，从对逆变器11输出驱动信号的时间开始，直到能够对转子磁极位置检测电路的比较器的输出脉冲信号的电平进行检测的时间为止，微型电子计算机1需要预定时限。例如，以图3所示接通间隔(1)为例说明，如图4(a)所示，微型电子计算机1在输出驱动信号V-的一个脉冲时，根据这个脉冲的上升沿，检测从比较器8a输出的磁极位置检测信号U的电平，然而，这个电平的检测定时t_D从驱动信号V-的脉冲的上升沿被延迟预定时间T。这样的时间例如约为13μsec(在下文，T＝13μsec)。此外，ΔT意指磁极位置检测信号U的传输延迟。

另外，由驱动信号U+、U-、V+、V-和W+、W-斩波时的负载比(因此，斩波时的接通时间)可变(因此，它们是用驱动信号U+、U-、V+、V-和W+、W-斩波时的PWM(脉冲宽度调制)信号，因此，在下文，这些信号在斩波时称为PWM信号)，并且通过改变负载比，有可能对DC无刷电动机12的转数执行控制，其中转数越小，负载比越小，即斩波时的接通时间(也就是PWM信号的接通时间)变短。并且，当驱动信号V-的PWM信号的脉冲宽度比从上述上升沿直到电平检测定时t_D的时间T短时，磁极位置检测信号U的脉冲宽度也变为等于这个PWM信号的脉冲宽度，即短宽度，因此，如图4(b)所示，不可能精确地检测磁极位置检测信号U的电平。

为了防止这种情况，驱动信号U+、U-、V+、V-和W+、W-的PWM信号的脉冲宽度应该大于T＝13μsec。

然而，如果对PWM信号的接通时间设置下限，那么在DC无刷电动机12以低转数旋转的情况下，例如在其起动操作或在轻负载下操作时，不可能与此相应地设置PWM信号的负载比。

根据本发明的第一实施例，为了解决这样的问题，同时对PWM信号的接通时间设置下限，这样来交换PWM信号的频率，即使当DC无刷电动机12在低转数下旋转时，例如，在其起动操作或在轻负载下操作时，也使PWM信号的负载比与此相应地设置。

在下文，将说明本第一实施例中PWM信号的频率的交换，然而，如上所述，通过考虑微型电子计算机1的处理时间，微型电子计算机1输出的驱动信号U+、U-、V+、V-和W+、W-的最小接通时间变为13μsec。

首先，参考图5，将说明从DC无刷电动机12开始旋转的时间，直到其在正常稳定操作条件下的时间的操作。

现在，假定在DC无刷电动机12正常稳定操作时，驱动信号U+、U-、V+、V-和W+、W-的PWM信号的频率是3.3kHz，微型电子计算机1把PWM信号的频率设置为3.3kHz的一半(1/2)，即1.65kHz，如图5(a)所示，从而把PWM信号的接通时间设置为约13μsec。与在正常稳定操作下驱动时，PWM信号的频率为3.3kHz，并且接通时间为13μsec的情况比较，在这种情况下负载比较小。从而，与PWM信号的频率为3.3kHz，并且接通时间为13μsec时比较，DC无刷电动机12更平滑地起动。

在这个起动操作之后，微型电子计算机1一直监视所产生的PWM信号的这个接通时间，并且伴随DC无刷电动机12的转数的增加，PWM信号的负载比增加，同时其接通时间逐渐变长。并且，如图5(b)所示，当检测到这个PWM信号的接通时间变为起动时的接通时间的两倍(2)时，也就是，当检测到它约为13×2＝26μsec时，微型电子计算机1把PWM信号的频率换成3.3kHz，它是1.65kHz的两倍，同时保持此时的PWM信号的负载比。从而，如图5(c)所示，在这种情况下接通时间约为13μsec。之后，这个3.3kHz的PWM信号其负载比随DC无刷电动机12的转数增加而变大，因此接通时间变长。

这样，当起动DC无刷电动机12时，为了能够正确地检测磁极位置检测信号的电平，有可能把最小接通时间保持为PWM信号的接通时间，并且还可能把负载比设置得充足低。而且，即使在正常稳定操作下也与上述相同，并且还增加PWM信号的频率，因此总可能使DC无刷电动机12从其起动开始一直正确地检测磁极位置检测信号的电平。于是，对换向定时的检测变得确定，从而能够稳定控制其转数，并且在正常稳定操作下，增加PWM信号的频率，从而能够根据DC无刷电动机12的负载实现平滑旋转。

而且，当PWM信号的频率从图5(b)所示的情况变为图5(c)所示的情况时，其负载比无变化，因此从逆变器11的半导体开关元件6a-6f供给DC无刷电动机12的驱动电流的平均值不变，因此，当交换PWM信号的频率时，DC无刷电动机12中无异常旋转出现。

此外，当操作进入轻负载条件下时，同样使DC无刷电动机的转数降低，并且与此相伴，PWM信号的负载比变小，从而使PWM信号的接通时间缩短。并且，如图5(c)所示，当PWM信号的接通时间变为约13μsec，并且转数进一步减小时，PWM信号的频率从3.3kHz减小到1.65kHz，同时保持当时的负载比。因此，PWM信号的接通时间变为26μsec，从而能够进一步减小DC无刷电动机12的转数，直到这个接通时间变为13μsec。这样，能获得与上述相同的效果。

其次，将说明根据本发明的第二实施例。

图6是表示根据本发明的DC无刷电动机驱动设备和使用该设备的空气调节器的第二实施例的电路图，其中标号13表示DC电压检测器，并且与图1所示那些元件相同的元件附有同样标号，以便省略对其重复说明。

在该空气调节器中，一般使用不同的工业AC电源，例如100V和200V，作为其工业AC电源。于是，如图6所示，在本第二实施例中，使其这样构成，即在图1所示结构中增加DC电压检测器13，其中逆变器11的DC电源电压Vd由这个DC电压检测器13检测，从而确定图中未示出的工业AC电源的种类(例如，100V的工业AC电源或200V的工业AC电源)，在这个电源下，根据其输出的检测，微型电子计算机1操作，并且根据这个确定结果，当DC无刷电动机12起动时，以及当它在轻负载条件下操作时，使PWM信号的频率不同。除上述外的结构和操作和图1所示的第一实施例的结构和操作相同。

另外，在用高压例如200V的工业AC电源作为其工业AC电源的情况下，DC电源电压Vd由对该工业AC电源的AC电压的全波整流和平滑产生，因此DC电源电压变为约等于 $200\×\sqrt{2}=283V,$ 它是使用100V工业AC电源的约两(2)倍，因此，电流流过逆变器11的各个半导体开关元件6a-6f，它比使用或施加100V工业AC电源时流过的电流大。于是，即使当使用200V的工业AC电源时，如果驱动信号U+、U-、V+、V-和W+、W-的PWM信号的接通时间的下限设置为13μsec，则当起动DC无刷电动机12时，和/或当在轻负载条件下操作它时，流过比使用100V工业AC电源时流过的电流要大的电流。当然，如果消除这个下限，能使PWM信号的接通时间小，然而如果这样做，会出现一种情况，其中不能由这样的PWM信号检测磁极位置检测信号U、V和W的电平。

根据本第二实施例，为了解决这样的问题，同时如上述设置PWM信号的接通时间的下限，目的是减小起动DC无刷电动机12时，和/或在轻负载下操作它时的电流，并且由PWM信号的频率来实现。这里，作为它的一个例子，假定工业AC电源是100V和200V中的任何一个。

于是，在图6中，当图中未示出的电源开关接通时，DC电压检测器13检测逆变器11的DC电源电压Vd，并且根据检测输出，微型电子计算机1判定图中未示出的工业AC电源是100V还是200V。这里，如上所述，在使用或施加100V的工业AC电源的情况下，DC电源电压Vd约为140V，而在工业AC电源是200V的情况下，它约为280V，因此，例如把判定电平设置为200V，根据DC电压检测器13的输出的检测，有可能检测使用或施加了哪种类型的工业AC电源。

并且，当根据DC电压检测器13的检测输出，判定使用的工业AC电源是100V的电源时，微型电子计算机1把为逆变器11产生的驱动信号U+、U-、V+、V-和W+、W-的PWM信号的频率设置为预定频率(这里，如上所述，设置为3.3kHz)，从而起动DC无刷电动机12。然而，同样在这种情况下，这些PWM信号的最小接通时间设置为这样长度，在这个长度下，根据驱动信号U+、U-、V+、V-和W+、W-，能确实地检测位置检测信号U、V和W的电平(这里，如上所述，设置为13μsec)。

而且，当根据DC电压检测器13的检测输出，判定使用或施加的工业AC电源是200V的电源时，微型电子计算机1把产生的驱动信号U+、U-、V+、V-和W+、W-的PWM信号的频率设置为1.65kHz，它是预定频率(3.3kHz)的一半(1/2)，从而由此起动DC无刷电动机12。而且，在这种情况下，这些PWM信号的最小接通时间设置为13μsec。

这样，在起动DC无刷电动机12时，通过把PWM信号的频率设置为上述预定频率(3.3kHz)的一半(1/2)，则与该结构中的预定频率比较，有可能使其起动时供给DC无刷电动机12的驱动电流减小到一半(1/2)，从而能够防止从同步起动到检测其位置的操作的转变的失败，并且防止由于起动转矩过大所引起的声音，以及防止其振动的增加。

其后，增加DC无刷电动机12的转数，并且与此相伴随，还增加PWM信号的接通时间，然而当这个接通时间达到预定值时(例如26μsec，但是它可以比这个值大)，把PWM信号的频率换成上述预定频率(＝3.3kHz)，同时保持当时的负载比。从而，有可能在其平滑旋转下获得对DC无刷电动机12的驱动。

在使用或施加200V工业AC电源的情况下，设置这样频率的操作和图5所示的先前第一实施例的操作相同。而且，在使用200V工业AC电压源的情况下，在轻负载条件下操作时，同样使PWM信号的频率为预定频率的一半(1/2)。

如上所述，在本实施例中，在使用或施加高压工业AC电源的条件下，有可能减小起动DC无刷电动机12时的驱动电流，并且还有可能在其正常稳定操作下，平滑地获得DC无刷电动机12的旋转。

在这样的第二实施例中，假定使用或施加的工业AC电源是100V和200V中的任何一种，然而根据本发明，不仅限于此，当使用大于三(3)种的不同电压的工业AC电源时，情况相同，并且根据这些工业AC电源的关系，可以对它们的各自设置起动时PWM信号的频率。此外，为了根据驱动信号U+、U-、V+、V-和W+、W-，确实地检测位置检测信号U、V和W的电平，PWM信号的最小接通时间不应仅限于上述13μsec，而是可以根据微型电子计算机1的处理时间，任意地设置为任何值。

而且，在上述各个实施例中，PWM信号的频率分两步可变，然而，有可能分三步或更多步可变。例如，在分两步改变的情况下，如果起动DC无刷电动机12的频率设置为1.65kHz，并且在其正常操作条件下设置为3.3kHz，则PWM信号的最小接通时间设置为13μsec，并且在其起动之后，当PWM信号的接通时间变为20μsec时，频率变为约2.56kHz。同时通过结构保持负载比。从而，PWM信号的接通时间变为最小时间，即13μsec。其后，增加DC无刷电动机的转数，同时通过结构使PWM信号的频率设置为2.56kHz，并且当PWM信号的接通时间变为约16.8μsec时，使PWM信号的频率设置为3.3kHz，同时保持当时的负载比。从而，PWM信号的接通时间变为约13μsec。

此外，在上述实施例中，使其这样构造，即从检测电阻器4a和4b获得转子磁极位置检测电路2的参考电压Vd/2，然而，与此代替，有可能通过使用预定检测电阻器，从DC无刷电动机12的定子绕组7a-7b的中性点N获得参考电压。

如上所述，根据本发明，即使在DC无刷电动机的起动和轻负载条件下操作时，通过减小驱动逆变器的PWM信号的频率，有可能使PWM信号的接通时间确保时间长度，以根据所述PWM信号，确实地检测无刷电动机的磁极位置，从而能够确实地检测换向时间，以便获得DC无刷电动机的稳定控制。

而且，根据本发明，即使逆变器的DC电源电压不同，由于有可能利用简单方法，例如降低驱动逆变器的PWM信号的频率，来减小起动DC无刷电动机和/或在轻负载条件下操作它时的驱动电流，因此有可能防止由于起动转矩过大所引起的从同步起动到检测位置操作的转换的失败，防止由于起动转矩过大所引起的声音，以及防止其振动的增加，并且还有可能确实地检测逆变器的换向定时，从而能够实现DC无刷电动机的稳定控制，以及能够响应宽范围输入电源电压和其宽范围负载，实现稳定驱动。

而且，根据本发明的空气调节器，通过降低起动时的PWM信号的频率，有可能减小其起动操作时的电源电流和漏泄电流，以及能够响应宽范围输入电源电压和其宽范围负载，实现稳定驱动。

Claims (4)

1.一种DC无刷电动机驱动设备，包括：一个驱动器部分，用于产生逆变器驱动信号；一个逆变器，与六个三相桥形半导体开关元件连接，并且通过用所述逆变器驱动信号来驱动所述半导体开关元件，以产生供给DC无刷电动机的定子绕组的电动机驱动信号；和多个比较器，每个比较器用于把所述DC无刷电动机的定子绕组的各相两端之间的电动机端电压与所述逆变器的DC电源电压的参考电压相比较，其中在所述DC无刷电动机的各接通间隔内，所述逆变器驱动信号包括一个用于控制由所述逆变器的所述半导体开关元件中任何一个斩波电动机驱动信号的PWM信号，并且所述驱动器部分根据所述逆变器驱动信号的定时，检测从所述比较器输出的位置检测信号的电平，从而设置换向定时，以根据其检测结果，交换所述DC无刷电动机的接通间隔，其中，还设有：

使所述PWM信号的频率可变的装置。

2.如权利要求1限定的DC无刷电动机驱动设备，当所述逆变器驱动信号的所述PWM信号的接通时间变为等于预先确定的预定时间时，所述使所述PWM信号的频率可变的装置交换所述PWM信号的频率。

3.如权利要求2限定的DC无刷电动机驱动设备，所述使所述PWM信号的频率可变的装置包括：

一个第一装置，用于检测所述逆变器的DC电源电压；和

一个第二装置，根据所述第一装置的检测结果，用于交换所述逆变器驱动信号的所述PWM信号的频率。

4.一种空气调节器，其中应用DC无刷电动机作为用于驱动压缩机的电动机，所述DC无刷电动机备有如权利要求1至3中任何一项限定的DC无刷电动机驱动设备。

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