CN101461127B - 运行电子换向电机的方法和实施该方法的电机 - Google Patents

Abstract

电子换向电机(20)具有用于与直流电源(63)连接的端子(56、62)。该电机具有永磁转子(22)，还具有第一和第二串联电路(40、50)，其中，定子绕组相分别与第一或第二可控半导体开关串联连接，这两个串联电路并联成并联电路(52)。在至所述并联电路(52)的引线中，第三可控半导体开关(60)控制从所述直流电源(63)向电机(20)的能量输送。控制装置被设计用于在工作中实施如下步骤：受所述转子(22)的旋转位置影响，以交替的方式，在潜在的电流馈电阶段激活从所述直流电源(63)向一个绕组相的能量输送的可能性和在所述潜在的电流馈电阶段去活向另一绕组相的能量输送的可能性。在此所述一个绕组相的潜在的电流馈电阶段分别通过换向过程在时间上分离于所述另一绕组相的潜在的电流馈电阶段。在潜在的电流馈电阶段期间，在切换时间点(图4：t64)为了引入换向过程，所述第三可控半导体开关(60)被截止。在所述切换时间点(t64)导通的第一或第二半导体开关(34、44)保持导通状态，从而在工作中在所述第三半导体开关(60)截止之后在所述并联电路(50)中流有回路电流(i31；i31′)，所述回路电流在所述电机中产生驱动转矩，和监视所述回路电流。在达到所述回路电流的预先给定的低的绝对值时，当前导通的第一和/或第二半导体开关被截止。取决于所述转子(22)的旋转位置，作为所述换向过程的一部分，所述一个相的潜在的电流馈电阶段被去活，而所述另一相的潜在的电流馈电阶段被激活，且所述第三半导体开关被再次接通。

Description

运行电子换向电机的方法和实施该方法的电机

技术领域

本发明涉及一种用于运行电子换向电机的方法和一种用于实施该方法的电机。

背景技术

有各种不同结构类型的电子换向电机。一种已知的分类系统基于电流脉冲的数量，所述电流脉冲每360°el.的转子旋转被输送给这种电机的定子。因此可以分为：单脉冲电机，其中在360°el.的一个转子旋转期间，只输送唯一的驱动电流脉冲；双脉冲电机，其中在360°el.的一个转子旋转期间，输送两个通常相互间具有时间间隔的定子电流脉冲；此外三脉冲电机；六脉冲电机等。

另外根据这种电机的定子绕组相的数量来给这种电机分类，即单相的、双相的、三相的电机等。

因此为了完整地定义结构类型，必须说明定子绕组相的数量和每360°el.的脉冲数量，例如双脉冲的、双相的电机。仿照以交变电流或三相电流运行的电机的术语，双脉冲电机也称为单相电机，其中单相电机可以具有或者一个或者两个绕组相。

就双相电机而言，具有由第一绕组相和第一可控半导体开关构成的第一串联电路以及由第二绕组相和第二可控半导体开关构成的第二串联电路。电流被交替地输送给这两个绕组相，以便产生对于永磁转子的旋转必需的磁场。(通常，这种电机也被构造用于在旋转位置区域产生所谓的磁阻矩，其中电产生的转矩具有间隙，例如参见DE 2346 380 C2)。

这种电机通常借助直流电源来工作，例如借助电池、电源，或者借助整流器，该整流器对变流电网或三相电网的电压进行整流(gleichrichten)并输送给直流中间电路(直流环(dc link))，电机从该直流中间电路被供应以直流。多数情况下，称为中间电路电容器的电容器与该中间电路连接。

如果电流流经绕组相，则能量以磁场的形式存储在该绕组相中。如果用L表示这种相的电感，用I表示电流，则所述能量根据如下公式来计算：

W＝0.5*L*12                            ...(1)。

如果为了产生环绕的磁场而应从第一绕组相切换至第二绕组相，这称为换向，则必须首先消除所述所存储的能量。

如果流有电流的绕组相被切断，则由于所谓自感应的作用而在该绕组相处产生电压上升，该电压上升由所存储的磁能引起。由此可以产生很高的电压。因此必须使用耐压强度高的半导体开关。

通过使用中间电路电容器可以实现一定的改善，该中间电路电容器用于以电能的形式吸收以磁性的方式存储在绕组相中的能量，并由此限制在电机的直流中间电路上出现的电压。该电容器因此在工作中吸收能量，并接下来又立即将其释放，也就是说，在该电容器的引线上持续地流有称为“波纹电流”的电流。所需要的电容器越大，波纹电流就越大。

这种电容器(涉及材料成本)提供了对所述问题的廉价的解决方案，但需要较大的电容器、通常所谓的电解电容器，其寿命有限且还附加地因在焊接过程中通过波纹电流不可避免地产生的强烈的发热而缩短。电容器的如此缩短的寿命因此对电机的寿命产生影响。

用于限制在切断绕组相时出现的电压尖峰的另一种可能性是，使用齐纳二极管，或者在使用FET输出级时利用所谓的雪崩能量。在这种情况下，在切断时存储在待切断的绕组相中的能量在所述半导体元件中被转化成热。从所使用的半导体元件的角度看是损耗功率，因此必须相应地使用功率高的组件。

转化成热的能量也“丢失”，且无法再用于运行转子，也就是说，这种电机的效率较低。

发明内容

因此，本发明的目的在于，提供一种用于运行电子换向电机的方法以及一种用于实施这种方法的新电机。

根据本发明的第一方面，所述目的通过根据本发明的方法得以实现。因此就本发明而言，使用附加的可控半导体开关，该半导体开关设置在从直流中间电路至所述的并联电路的引线中。这提供了如下可能性：在有益的时间点切断从外部的直流电源至电机的能量输送，并将在切断时间点存储在相关的绕组相中的能量通过特定的自振荡电路转换成电机的转矩。因此，在换向之前存储在相关的绕组相中的能量不被变成热或者暂时存储在电容器中，而是直接被用于形成转矩。存储在待切断的相中的磁能直接被转化成机械能的过程是换向过程的一部分，可以说是用于将电流从一个绕组相切换至另一绕组相的实际行动的前奏。

在此特别有益的是，只有当存储在相关的定子绕组中的能量被消除且由此该定子绕组几乎或者完全没有电流时，待切断的绕组相的电流所流经的自振荡电路才被中断。因此，可以通过对设置在至并联电路的引线中的半导体开关的控制来实现无电流的损耗低的换向，且这种换向可以实现较高的效率，但也可以使用较小的组件和较高的功率密度。

根据本发明，提供一种用于借助直流电网运行电子换向电机的方法，所述电机具有：

永磁转子；

第一串联电路，其中第一定子绕组相与第一可控半导体开关串联连接；

第二串联电路，其中第二定子绕组相与第二可控半导体开关串联连接；

这两个串联电路并联成并联电路；

设置在至所述并联电路的引线中的第三可控半导体开关，用于控制从所述直流电网向电机的能量输送；

具有如下步骤：

受所述转子的旋转位置影响，以交替地方式，在潜在的电流馈电阶段期间激活从所述直流电网向一个绕组相的能量输送的可能性和在所述潜在的电流馈电阶段期间去活去激活从所述直流电网向另一绕组相的能量输送的可能性，其中所述一个绕组相的潜在的电流馈电阶段分别通过换向过程在时间上与所述另一绕组相的潜在的电流馈电阶段分离；

在潜在的电流馈电阶段期间，在切换时间点为了引入换向过程将所述第三可控半导体开关从导通的状态切换至不导通的状态，以便中断从所述直流电网的能量输送；

在所述切换时间点导通的第一和/或第二可控半导体开关保持导通状态，从而在所述第三可控半导体开关截止之后在所述并联电路中流有回路电流，该回路电流在所述电机中产生驱动转矩；

监视所述回路电流；

在达到所述回路电流的预先给定的低的绝对值达到值零时，当前导通的第一和/或第二可控半导体开关被截止；

视所述转子的旋转位置而定，作为所述换向过程的一部分，所述一个相的潜在的电流馈电阶段被去活去激活，而所述另一相的潜在的电流馈电阶段被激活，且所述第三可控半导体开关被再次接通，以便再次激活从所述直流电网向电机的能量输送的可能性。

所述目的的另一解决方案可由根据本发明的电子换向电机得到。这种解决方案可以实现这种电机的紧凑的构造方式和好的效率。

根据本发明，提供一种用于借助直流电源运行的电子换向电机，所述电机具有：

用于与直流电源连接的端子；

永磁转子；

第一串联电路，其中第一定子绕组相与第一可控半导体开关串联连接；

第二串联电路，其中第二定子绕组相与第二可控半导体开关串联连接；

这两个串联电路并联成并联电路)；

设置在至所述并联电路的引线中的第三可控半导体开关，用于控制从所述直流电源向电机的能量输送；

且具有控制装置，该控制装置被设计用于在工作中实施如下步骤：

受转子的旋转位置影响，以交替的方式，在潜在的电流馈电阶段期间激活从所述直流电源向一个绕组相的能量输送的可能性和在所述潜在的电流馈电阶段期间去激活从所述直流电源向另一绕组相的能量输送的可能性，

其中所述一个绕组相的潜在的电流馈电阶段分别通过换向过程在时间上与所述另一绕组相的潜在的电流馈电阶段分离；

在潜在的电流馈电阶段期间，在切换时间点为了引入换向过程，所述第三可控半导体开关被截止；

在所述切换时间点导通的第一和/或第二可控半导体开关保持导通状态，从而在工作中在所述第三可控半导体开关截止之后在所述并联电路中流有回路电流，所述回路电流在所述电机中产生驱动转矩；

监视所述回路电流；

在所述回路电流达到值零时，当前导通的第一和/或第二可控半导体开关被截止；

视所述转子的旋转位置而定，作为所述换向过程的一部分，所述一个相的潜在的电流馈电阶段被去激活，所述另一相的潜在的电流馈电阶段被激活，所述第三可控半导体开关被再次接通。

附图说明

本发明的其它细节和有益的改进可由下面所述的且在附图中所示的实施例以及由从属权利要求得到，这些实施例无论如何都不应理解成对本发明的限制。图中示出：

图1为根据本发明的电机的优选实施形式的总览电路图；

图2为类似图1的图示，其中为便于理解本发明，清楚地示出了半导体开关和左侧绕组相30的电流；

图3为类似图2的图示，其中为便于理解本发明，清楚地示出了右侧绕组相32的电流；

图4为在工作时在定子相30、32中流动的电流的图示；

图5为类似图2的图示，该图示用于更好地理解在定子绕组中流动的电流的突变；

图6为如在根据图1至5的电机中在工作时出现的不同的电压和电流的图示；

图7为类似图5的图示，其示出信号66、68，其中如果相中的电流(在换向之前)已达到值零，则所述信号可在根据图2的电机中测得；

图8示出两个定子绕组相的等效电路图，转子未示出；

图9和10为如特别是在应使用低廉的μC 26时有用的电路变型图；

图11示出如用于调整变量Tv的例行程序；

图12为电路图，所述电路图根据类别示出在本发明的范围内可单独使用或组合使用的不同的电路变型；

图13为说明为什么在上级的晶体管60(图2)的漏极D处可能出现电压尖峰的原理电路图；

图14为可用于减小上级的晶体管60处的电压尖峰的电路措施；

图15为示出用于损失少地限制电机电流的可能性的电路图；

图16本发明的优选的变型方案的状态图；和

图17为用于说明优选的变型方案的图16的简化图。

具体实施方式

图1示出根据本发明的优选实施形式的电机20的原理图。该电机具有仅仅示意性示出的永磁转子22，该转子的旋转方向用21示出，以便能够以图形方式示出霍尔传感器24相对于旋转方向的位移。转子22为两极的，但它也可以具有四个极、六个极等，它例如可以是内转子、外转子或者具有平的或锥形的气隙的电机的转子。

该转子22控制霍尔传感器24，所述霍尔传感器24同样在图1中在左侧示出且在工作时产生信号“霍尔(Hall)”，该信号“霍尔”在图1中示意性地示出并被输送给微控制器μC 26，微控制器μC 26配属于电机20且通常内置到电机20中。μC 26的具有经调节的例如为5V的电压的电源未示出，因为对于本领域技术人员而言是已知的。这种μC大量地用在电子换向电机(ECM)中，以便控制其功能，例如换向、转速调节、电机电流限制等。在根据图16的变型方案中，必要时也可以代替μC而使用用于部件26的ASIC。

电机20具有两个定子绕组相30、32，所述两个电子绕组相被磁耦合，如用符号34示出。通常，绕组相30、32缠绕有两个平行的导线，这称为“双股绕组”。在这种情况下，两个导线(其中的每一个都形成绕组相)在工作时在相反的方向上流有电流，从而它们产生具有相反极性的磁极。在这种绕制方式中，绕组方向通常用在相应的绕组始端处的点来表示。相30、32的端子如下表示：

绕组相30

具有点：a30

没有点：e30

绕组相32

具有点：a32

没有点：e32

第一可控半导体开关34与第一绕组相30串联，该第一可控半导体开关34在图1中仅仅示意性地示出且由μC 26通过控制线路36控制。自振荡二极管38与半导体开关34反并联。第一绕组相30与第一半导体开关34和二极管38一起形成第一串联电路40，该第一串联电路40当然可以含有其它元件。

第二可控半导体开关44与第二绕组相32串联，该第二可控半导体开关44同样仅仅示意性地示出且由μC 26通过控制线路46控制。自振荡二极管48与半导体开关44反并联。第二绕组相32与第二半导体开关44和二极管48一起形成第二串联电路50，该第二串联电路50当然可以含有其它元件。

如图1所示，两个串联电路40、50并联连接成并联电路52，所述并联电路52的基点54必要时通过二极管55与地56连接，且该并联电路52在图1中的上端与直流中间电路(直流环)58连接。如所示，在该中间电路上连接着两个绕组相30、32的端子a30和e32，也就是说，当半导体开关34导通时，电流i30从端子a30经由第一相30流至端子e30，而当半导体开关44导通时，电流i32从端子e32流至相32的端子a32。但所述说明对于换向前不久的时间段必须如下所述进行修正。

直流中间电路58通过第三半导体开关60与电机端子62连接，在工作中给该电机端子62施加正的电压Ub，例如相对于地56的12、24、48或60V。任意类型的直流电源63被示意性地示出，以便于理解。第三半导体开关60通过控制线路64同样受μC 26控制。

从端子e30通过传感器线路66向μC 26输送电位，且从端子a32通过传感器线路68向μC 26输送电位。当相关的相30或32无电流时，在这些端子处出现以下电压，这些电压可以由永磁转子22在这些相中感应且在μC 26中被处理，以便将换向过程的开始确定为电机20有益地工作的时间点。这意味着：

a)电机将得到很好的利用，也就是说，电流脉冲i30、i32不变短；

b)电机20在具有高效率的范围内工作，也就是说，在端子62处输送给电机20的电能被转化成高百分比的机械能和尽可能低百分比的热能；和

c)由电机20产生的无功功率小，使得对于直流中间电路来说只需小的或者根本不需要电容器。这种中间电路电容器110在图12中示例性地示出。

下面说明工作方式。该工作方式需要对三个半导体开关34、44和60的控制的有技巧的相互协调。二极管61反并联地与MOSFET 60连接。

在图2中，半导体开关34、44被表示成n沟道MOSFET，而开关60被表示成p沟道MOSFET。这里使用与图1中相同的附图标记。

两个MOSFET 34和44的源极S与节点54连接。晶体管34的漏极D与端子e30连接，晶体管44的漏极D与端子a32连接。

晶体管60的漏极D与直流中间电路58连接，其源极S与端子62连接。栅极G以所示的方式受μC 26控制。

图2的工作方式

为此参见图2至5。在图4的时间点tK1前不久，在图2中所有的三个晶体管34、44和60都截止，电机20因此不从端子62得到能量，也就是说，来自外部的能量输送被截止。

在时间点tK1，晶体管34和60通过μC 26被接通，从而电流i30从端子62经由晶体管60、中间电路58、绕组相30、晶体管34和必要时二极管55(如果存在)流向地56。该电流i30的形状可由图4得到，其大致与所谓的感应电压互补地伸展，所述感应电压是转子22在其旋转时在相30和32中被感应产生的。该电压也称为反电动势(BACK EMF)，因为该电压与在端子62处所施加的电压Ub相反地作用。

在换向时间点tK1之后是其它换向时间点tK2、tK3等，如图4中所示。

由转子22的瞬时转速可以相当精确地预先计算出随后的换向时间点tK2。时间点t64处于tK2之前的预先给定的时间间隔Tv内，对时间点t64的计算求得在随后予以说明，在该时间点t64，晶体管60截止，从而来自端子62的电流i30的输送被中断，也就是说，在时段Tv期间，没有能量从直流电源63被输送给电机20。

在时间点t64前不久，电流ia在绕组相30中流动(参见图4)，从而在相30中存储能量，只要相30的电感L已知，该能量可以根据公式(1)来计算。

所述被存储的能量引起回路电流i31现在流经第一相30，因为晶体管34继续导通。该回路电流i31因此从端子e30经由晶体管34、节点54、自振荡二极管48流至端子a32，通过第二相32、中间电路58流至端子a30，并通过第一相30流回至端子e30。

电流i31因此流经两个相30和32，但在图2中从上向下流经相30，而从下向上流经相32。

这在图5中更直观地示出。图5示出在晶体管60切断的时间点t64时的电流ia/2。现在，电流ia/2流经两个相30、32中的每一个，该电流的作用叠加至与在时间点t64前不久只流经第一相30的全电流ia曾有的作用相同的作用。效率得到改善，因为在该状态下铜线截面加倍。

该作用即为：在时间点t64，相30中的电流变小约50％，且为了补偿，相32中的电流i31从零跳至值ia/2。

因此，驱动电流可以在定子绕组30和32中在晶体管60打开之后继续流动，从而存储在相30中的磁能被转化成动能，并继续驱动转子22。

在这种情况下，电流i31相对迅速地下降，并在时间点t70(图4)达到值零。从t70起，晶体管34由此可以被截止，因为电流i31已变为零。

时间点t70在时间上位于随后的换向时间点tK2前不久，参见图4，从而在时间点tK2可以且进行正常换向。

图3示出如下状态：晶体管34截止，晶体管44接通并随后被截止。

图3的工作方式

为此参见图3和4。在图4的时间点tK2前不久，图3中所有三个晶体管34、44和60都截止，电机20因此不从端子62得到能量，也就是说，来自外部的能量输送被截止。

在时间点tK2，晶体管44和60通过μC 26被接通，从而电流i32从端子62经由晶体管60、中间电路58、绕组相32、晶体管44和必要时二极管55流向地56。该电流i32的形状可由图4得到。

在换向时间点tK2之后是换向时间点tK3。时间点t64′处于tK3之前的预先给定的时间间隔Tv′内，对时间点t64′的计算求得在随后说明，在该时间点t64′，晶体管60截止，从而来自端子62的电流i32的输送被中断，也就是说，在时段Tv′期间，没有能量从端子62被输送给电机20。

在时间点t64′前不久，电流i32＝ia(参见图4和5)在绕组相32中流动，从而在相32中存储能量，只要相32的电感L已知，该能量可以根据公式(1)来计算。(该电感在正常情况下与相30的电感大小相同)。

所述被存储的能量引起回路电流i31′现在流经两个相30和32，因为晶体管44继续导通。该回路电流i31′相应于图2的回路电流i31，但在相反的方向上流动，即从端子a32经由晶体管44、节点54、自振荡二极管38流至端子e30，通过第一相30、中间电路58流至端子e32，并通过第二相32流回至端子a32。

电流i31′因此流经两个相30和32，但在图3中从上向下流经相32，而从下向上流动经相30。

如此前就图5所述，该作用即为：在时间点t64′，相32中的电流变小50％，且代替地，相30中的电流i31′从零上升至该同样的小50％的值，其中电阻性损耗得以减小，因为铜线截面加倍。

因此，驱动电流可以在定子绕组30和32中在晶体管60截止之后继续流动，从而存储在相32中的磁能被转化成动能，并继续驱动转子22。

在此情况下，电流i31′的高度相对迅速地下降，并在时间点t70′(图4)达到值0。从t70′起，晶体管44由此可以无损耗地被截止，因为电流i31′已变为零。这能够实现对廉价的功率弱的部件的使用。

时间点t70′在时间上位于随后的换向时间点tK3前不久，参见图4，从而在时间点tK3可以且进行正常换向。

因此通过本发明可以实现，在工作中、即在电机20加速至其工作转速之后，待切断的相的在两相、两脉冲的电机20中所存储的磁能通过“电流回路”(图2中的电流i31或者图3中的电流i31′)被转化成用于转子22的驱动能量。因此不同于根据现有技术的两相、两脉冲的电机，所述能量的大部分并未转化成热或者作为电能被暂时存储在中间电路电容器中，从而效率得以改善，且只需要相对小的中间电路电容器，该电容器大多数情况下小于根据现有技术的电机。

如果磁能转化成机械能，则就图3而言，相32不再有电流。在图4中在时间点t70′即为此种情况。如果现在转子20达到图4的时间点t70′，则晶体管44可以无损耗地被切断，接下来在时间点tK3，晶体管34无损耗地被接通，上级的晶体管60可以再次被接通，以便从外部、例如从电压源63给电机20输送能量。

根据图2和图3的过程因此在工作中持续地交替。

晶体管34和44之间的真正的切换(换向)或反之亦然通过霍尔传感器24的信号Hall引起，如在图6中示出。在此，霍尔传感器34有益地向早(früh)移动若干几度，例如约4°el.，以便实现所谓的“提前点火”。替代地，这也可以通过如下方式得以实现，即信号Hall在其相位方面电子地被移动，如本领域技术人员所公知的那样。

图6a)示出信号Hall，由该信号可以通过简单的方式得到用于转速的数字值，例如转子22对于半转或者更进一步对于整转所需要的时间。

图6b)示出在至晶体管34的控制线路36上的信号，图6c)示出在至晶体管44的控制线路46上的信号。

图6d)示出在至上级的晶体管60的控制线路64上的信号。可以看到，该晶体管已经截止，而晶体管34或晶体管44仍然导通。

图6e)示出在相30或32处的感应电压。

图6f)示出在相30和32中的电流i30、i31和i32。这些电流在图4中详细地予以了说明。

为了确保存储在相30或32中的能量直至时间点tK1、tK2等、即直至信号Hall改变及时地被消除，在相关的晶体管34或44的漏极端子D处在断开的绕组相中借助于μC 26探测由旋转的转子22所感应的电压。在回路电流在相30、32中流动的时间期间，漏极电位也即近似于处于地。

如果回路电流已变为零，则可以测得感应电压，并确定用于消除在相关的相中的磁能所需要的持续时间Tv。因此可以实现，上级的晶体管60始终仅仅如此早地被截止，使得在待切断的相中的能量通过电流回路最晚在时间点tK1、tK2等被消除。如果上级的开关60太晚截止，则μC 26也可以检测到。因此如果在时间点tK1、tK2等电流仍在相30、32中流动，则不能检测到感应电压。在这种情况下，无电流的换向是不可能的，因此上级的开关60在下一换向过程中相应地提早被打开，以避免晶体管34、44的连续过载。相应的例行程序下面在图11中说明。

如上所述，在当前截止的晶体管34或44的漏极端子处检测通过转子22的转动所产生的感应电压Uind，该感应电压在图6e)中示例性地示出。越靠近换向时间点tK1、tK2等，感应电压就越小。这使得对该感应电压的检测变得困难，特别是当为了尽可能好地充分利用绕组而应尽可能在换向时间点的方向上推迟所存储的磁能的消除时。如前所述，这可以通过如下方式得以改善，即霍尔传感器24以机械的方式向提早的方向上移动，从而获得提前点火，且所产生的感应电压在其被探测时变大。

感应电压Uind也可在转速低时被很好地探测到。这可由图8得到，图8示出电机的等效电路图。在那里，两个绕组相30、32的电压源Uind30和Uind32串联，从而在适当的布线的情况下可以探测到两倍的电压。

图7在7a)的情况下示出线路64上的信号，上级的晶体管60通过该信号被控制。该信号可以为了限制电流而获得PWM信号的形式，如在图15中所示。

图7b)示出感应电压，该感应电压由永磁转子22在相30、32之一中被感应产生。

图7c)示出已在图4中详细说明的电流i30、i31、i31′、i32。

图7d)示出在无电流的相32处的感应电压部分，其通过线路68被输送给μC 26并被该μC 26分析。这些脉冲的出现表明：在相30和32中的回路电流i31(或i31′)衰减至零，从而在时间点tK1、tK2等时的无电流换向是可能的，如就图4所述。

图7e)以类似的方式示出在无电流的相30处的感应电压部分，其通过线路66被输送给μC 26并被该μC 26分析。就图7d)所述的类似情况适用于此。

图8示出相30和32的等效电路图。每一相都具有电感L30或L32、欧姆电阻Rw30或Rw32，最后(在工作中)还有感应电压Uind30或Uind32。因为这些电压串联，所以必要时可以探测到双倍的电压Uind。为了更好地检测感应电压有用的是，例如在以机械方式大致向提前点火的方向上、即与旋转方向相反地移动霍尔传感器24，因为于是电压脉冲66、68具有较高的幅度。

如果在μC 26上存在对于信号输入来说足够的I/O输入端，则两个晶体管34、44的漏极端子D可以单独地连接在μC 26的所分配的I/O端子70或72上，参见图1和2。

如果仅仅少数的I/O端子可供使用，则根据图9和图10的漏极端子D可以通过两个二极管74、76解耦，并通过线路78连接在μC 26的唯一的I/O端子80上。

另一优选的可能性在图10中示出。该电路是对根据图9的电路的改进，在两个图中对于相同的元件使用相同的附图标记。

两个二极管74、76的阴极处的端子78通过电阻88与μC 26的I/O端子80连接，该I/O端子80在其侧通过电阻90与节点54连接。可以与电阻90并联地设有电容器92，以便抑制振荡。

优选的值

μC 26...PIC12F629(微芯片)

R88   ...100kOhm

R90   ...300kOhm

C92   ...100pF

在图2中，如果晶体管60被截止，则回路电流i31逆时针方向流动，而在图3中回路电流i31′顺时针方向流动。必须可以确定所述回路电流i31或i31′何时达到值0，因为此时可以进行无功率换向。

因为晶体管60截止、即没有电流从电流源63(图1)被提供，所以电流i31或i31′循环流动。只要情况如此，两个MOSFET 34和44的漏极D就为低(LOW)。

电流回路的方向视如下情况而定，即相30或相32是否有电流。如果相30有电流(图2)，则电流逆时针流通。在此，晶体管34、44的漏极处的电位变为零，这可以在μC 26的输入端80处被检测到。

如果回路电流已为零，则在这种情况下晶体管44的漏极(即在右边)由于电压而为正，该电压由旋转的永磁转子22在定子绕组中被感应产生。

这通过二极管76和电阻88被传递至μC 26的I/O输入端80。如果右边的漏极上的感应电压太高，电阻88防止该输入端被过激励。这也适用于输入端80处的状态HIGH(高)。

相反，只要流有回路电流，则电阻90用于产生可靠的LOW(低)。

如果应出现振动，电容器92是可选的。

如果晶体管44已导通，则在晶体管34的漏极处的感应电压被测量。

对于电压测量来说，为此具有A/D输入端的μC 26是最有利的，但这种μC比较昂贵。

相比之下比较便宜的是使用带有比较器的输入端。

最后在图10中所示，具有通常的I/O输入端80这种设计方案是最便宜的。

这种输入端在使用TTL逻辑的情况下例如具有如下值：

LOW：＜0.8V；

HIGH：＞＝2.4V。

这种I/O输入端通过(未示出的)内部保护二极管被箝位(Klemmen)，以保护它免受过压影响。该二极管不允许过载，因此使用高欧姆的电阻88，其限制流经该箝位二极管的电流。

电阻90具有如下功能：在LOW的情况下、即只要流有回路电流，则输入端80处的电位就继续下拉，因此产生可靠的信号LOW。

如果：

a)回路电流i31或i31′下降至零；和

b)MOSFET在相关侧不导通，而在对侧导通，因为如果MOSFET

在那里导通，则该MOSFET将其漏极处的电位下拉至地电位，则在输入端80处检测到HIGH。

通过这种方式可以精确地确定回路电流i31或i31′何时停止流通，从而可以换向和正确地接通MOSFET 60。

时间Tv(图4)在电机起动时被置于默认值，且在其开始时在时间点t64分别开始用于换向的“前奏(Vorspiel)”，所述时间Tv可以通过μC 26来优化。相应的例行程序在图11中示出。

用于优化时间Tv的例行程序开始于步骤S90，并在每次霍尔变换之后被调用。

在S92中检查，在霍尔变换之前是否已识别出电流回路结束(t₇₀)。如果情况如此，则Tv在S94中被减少步距ΔTv1。如果情况并非如此，则Tv在S96中被增加步距ΔTv2，步距ΔTv2大于在步骤S94中的步距ΔTv1。优化在步骤S98中结束。

通过这种方式，即使在例如电机转速因外部影响而改变时，在少数旋转内也可以出现Tv的最佳值。

上级的晶体管60上的问题。

图13示出在上级的晶体管60截止时出现的问题。在电机20起动或负荷变换时会出现上级的晶体管60太晚地被截止，因此在换向时间点tK1、tK2等仍有回路电流流经相30、32。在这种情况下，不能无电流地换向，而必须为此采取保护措施。这些保护措施在图12中示出，并且可以单独或者以组合的方式被使用。

用于限制晶体管34和44处的漏极电压的可能性

可能性1

使用中间电路电容器110，所述中间电路电容器吸收待切断的绕组相的余下的磁能，并由此限制中间电路58处的电压。就本发明而言，该电容器110的典型值约处于0.3μF。

可能性2

通过Z二极管112来限制中间电路58处的电压。

可能性3

通过Z二极管114、116来限制晶体管34、44的漏极电压。

可能性4

利用电容器118和电阻120的串联电路通过缓慢地切换(即通过限制di/dt)来限制晶体管34、44的漏极电压，所述串联电路连接在漏极D和栅极G之间。这仅仅针对晶体管34被示出，但出于对称原因以同样的方式在晶体管44中被使用。

可能性5

利用Z二极管124和电阻126的串联电路通过缓慢地切换相关的晶体管(即限制di/dt)来限制晶体管34、44的漏极电压。这种串联电路在这种情况下就晶体管34、44而言连接在D和G之间。

可能性6

通过基点(Fuβpunkt)二极管55来限制晶体管34、44的漏极电压。，当基点54相比于地56变为更负时，这防止电流从地56流向基点54。这在回路电流、例如i31在电机20中流动时可能发生。

上级晶体管60处的漏极电压

如果上级的晶体管60被切断，则产生回路电流i31(图2)或i31′(图3)。在此，(就图2的例子而言)电流在绕组相30中跳至半值，而在另一绕组相32中相应地增加，如已就图1和2所述。所述电流改变由于自感应而产生相应的电压。所述电压在图13中示出，且方向相反。

但因为两个相30、32并非无漏磁地耦合，所以两个电压Uind1和Uind2不完全抵消。因此在切断MOSFET 60时在其漏极D处产生负的电压尖峰。该电压尖峰可以通过使用Z二极管130(图14)来限制。这种电压尖峰也可以借助于二极管132(图14)通过提供自振荡电路来克服。

电流限制

在通风机电机20起动时，在电机静止状态下不存在感应电压。这导致流经相30、32的电流i30、i32只受其欧姆电阻Rw(图8)限制。这会导致很高的起动电流。

公知的是，这些电流通过用于限制电流的装置加以限制。为此在电机电流iR的路径中放置电流测量电阻R，参见图15，从达到该电流的预先给定的最大值起，向上级的晶体管60输送PWM信号，该PWM信号的占空比pwm随着电流iR的增加而越来越小。

就根据现有技术的电机而言，为了限制电流，两个晶体管34、44截止，但由此产生损耗功率的所述问题。如果在限制电流时使用上级的晶体管60，以便中断至电机20的能量输送，则该问题可以避免。在这种情况下同样会产生就图2所述的流通的电流流i31(或i31′)，该电流流产生转矩。因此电流限制可以高效率地实现，因为不同于在已知的电路的情况下，在晶体管60每次截止时，在流有电流的相30或32中的能量不被转化成热。更确切地说，所述能量继续被转化成机械能并驱动转子22。

在电机起动时产生大电流，因此根据公式(1)，存储在相中的磁能在起动期间最大，因此这里根据图15的电流限制得到巨大优点。

图1结合图16示出本发明的另一优选的实施形式。图16中的附图标记的含义与图1至4、6和7中附图标记意义相同。因此将参考这些附图和文本。

而就根据图1至7的变型而言，通过信号Hall引起换向，所述信号Hall根据图6a)和6f)在时间点tK1接通相30中的电流i30，在时间点tK2接通相32中的电流i32，在时间点tK3再次接通相30中的电流i30，等等。这些时间点相应于信号Hall(图6a)从“0”向“1”或者相反的变化，其中霍尔传感器24(图1)例如设置在电机的所谓中性区(neutrale Zone)中，或者与旋转方向21(图1)相反从中性区只偏移几度，例如4°el.。

就根据图16的变型而言，霍尔传感器24与旋转方向21相反地偏移较大的角度θv(图1、16和17)。就根据图16a)和16b)例子而言，偏移例如约为20°el.。当然，该角度的大小取决于不同的因素，在具体情况下必须通过试验来优化。该角度必须足够大，以便能够在下一绕组相中的电流被接通之前将在开始换向时存储在绕组相中的磁能消除。

如在图16中所示，在这种情况下，信号Hall并不控制换向，而是控制上级的晶体管60的截止，即控制电流回路的开始、即图4的时间点t64、t64′、t64″。

因此如果在图16a)的时间点t64信号Hall从“1”向“0”变化，则晶体管60被截止，而当前导通的晶体管34继续保持导通，从而根据图2回路电流i31逆时针方向流动，直至该电流i31变为零。

当在图16a)的时间点t64′信号Hall从“0”向“1”变化，同样如此。这里晶体管60被截止，而当前导通的晶体管44继续保持导通，从而根据图3回路电流i31′顺时针方向流动，直至该电流i31′变为零。

如果该回路电流i31或i31′已达到值零，则在截止的晶体管(即在图2中的晶体管44和图3中的晶体管34)的漏极D处得到引起换向的信号。

在图2的情况下，从截止的晶体管44的漏极D得到信号68，该信号68在图16g)中示出，在图3的情况下，从截止的晶体管34的漏极D得到信号66，该信号66在图16h)中示出。这些信号68或66引起换向，即在相关相中的电流接通。信号68引起电流i32的接通、即晶体管44的接通，信号66引起电流i30的接通、即晶体管34的接通。这可由图16的图示得到。

在该变型的情况下非常有益的是，不一定需要功率大的μC 26，而是在大多数情况下ASIC或较便宜的μC就足够了，这使得根据图16的解决方案更成本低廉。

图17再一次以简化的视图示出根据图16的变型。

在时间点t64，信号Hall从“1”变向“0”，并在位置j引起第三晶体管60截止，从而回路电流i31流动。该回路电流i31在时间点t70变为零，从而晶体管44可以无损耗地被截止，且它在位置k在未导通的晶体管44的漏极D处引起信号68。该信号68在位置1、即在时间点tK2引起换向，即(到那时为止截止的)晶体管44和60的接通，如在图3中所示，从而电流i32流经相32。

在时间点t64′，信号Hall从“0”变向“1”。由此在位置m，第三晶体管60被截止，并且根据图3，回路电流i31′流动，该回路电流i31′在时间点t70′变为零，从而于是晶体管64可以无损耗地被截止。

由此在位置n在未导通的晶体管34的漏极D处产生信号69，该信号69在位置o处引起换向、即(到那时为止截止的)晶体管34和60的接通。

这些过程于是持续地以所述方式重复。有益的是，通过利用用于引入换向过程的信号Hall，可以省去特殊的计算过程，所述计算过程否则必须借助不同的数据来计算时间点t64。

通过本发明以不同的变型特别是可得到如下优点：

·输出级晶体管34、44中的损耗以及发热得到减少，因为在换向开始时存在于绕组相30或32中的磁能在很大程度上被转化成机械能，且并不使相关的输出级晶体管变热。

·因此，通过本发明可以使用小功率的电子组件，这会导致空间和成本节省。例如，可以使用功率较小并从而结构大小较小的晶体管。

·因为中间电路电容器110(图12)可以小于在公知的解决方案的情况，或者有时完全可以省去，所以电机较小，且电机寿命较高，如前所述。

·电机效率得到提高。

·在例如用于紧凑型通风机的驱动系统的情况下，功率密度得到提高，由此提高了确定的结构大小的通风机功率。

·可以设置电流限制，这特别是减小了在这种电机起动时的电流尖峰。

当然，可以在本发明的范围内进行各种变动和修改。

Claims (36)

1.用于借助直流电网运行电子换向电机(20)的方法，所述电机具有：

永磁转子(22)；

第一串联电路(40)，其中第一定子绕组相(30)与第一可控半导体开关(34)串联连接；

第二串联电路(50)，其中第二定子绕组相(32)与第二可控半导体开关(44)串联连接；

这两个串联电路(40、50)并联成并联电路(52)；

设置在至所述并联电路(52)的引线中的第三可控半导体开关(60)，用于控制从所述直流电网向电机(20)的能量输送；

具有如下步骤：

受所述转子的旋转位置影响，以交替地方式，在潜在的电流馈电阶段期间激活从所述直流电网向一个绕组相的能量输送的可能性和在所述潜在的电流馈电阶段期间去激活从所述直流电网向另一绕组相的能量输送的可能性，其中所述一个绕组相的潜在的电流馈电阶段分别通过换向过程在时间上与所述另一绕组相的潜在的电流馈电阶段分离；

在潜在的电流馈电阶段期间，在切换时间点(图4：t64)为了引入换向过程将所述第三可控半导体开关(60)从导通的状态切换至不导通的状态，以便中断从所述直流电网的能量输送；

在所述切换时间点(t64)导通的第一和/或第二可控半导体开关(34、44)保持导通状态，从而在所述第三可控半导体开关(60)截止之后在所述并联电路(50)中流有回路电流(i31)，该回路电流在所述电机中产生驱动转矩；

监视所述回路电流(图2：i31；图3：i31′)；

在所述回路电流达到值零时，当前导通的第一和/或第二可控半导体开关(34、44)被截止；

视所述转子(22)的旋转位置而定，作为所述换向过程的一部分，所述一个相的潜在的电流馈电阶段被去激活，而所述另一相的潜在的电流馈电阶段被激活，且所述第三可控半导体开关(60)被再次接通，以便再次激活从所述直流电网向电机(20)的能量输送的可能性。

2.如权利要求1所述的方法，其中自振荡二极管(38、48)分别与第一和第二可控半导体开关(34、44)反并联连接。

3.如权利要求1或2所述的方法，其中所述可控半导体开关(34、44、60)中的至少一个被构造为场效应晶体管。

4.如权利要求1或2所述的方法，其中一个绕组相(30)与配属于它的可控半导体开关(34)的一个端子(D)连接，

而该可控半导体开关(34)的另一端子(S)与同所述另一绕组相(32)连接的可控半导体开关(44)的相应另一端子(S)通过电连接(54)连接，以及

在至所述电连接(54)的引线中设有截止元件(55)，该截止元件只能实现单向电流。

5.如权利要求1或2所述的方法，其中所述绕组相(30、32)通过磁耦合(34)相耦合。

6.如权利要求5所述的方法，其中为了产生磁耦合，设有定子叠片铁心(图3：34)，该定子叠片铁心如下设置，使得该定子叠片铁心使所述绕组相(30、32)磁耦合。

7.如权利要求1或2所述的方法，其中二极管(61；130)与设置在至所述并联电路(52)的引线中的第三可控半导体开关(60)反并联连接。

8.如权利要求7所述的方法，其中所述反并联的二极管被构造为Z二极管(130)。

9.如权利要求1或2所述的方法，其中可控半导体开关(34、44)与绕组相(30、32)串联连接，其中在一方面所述可控半导体开关(34、44)与所配属的绕组相(30、32)的连接(D)和另一方面相关的可控半导体开关(34、44)的控制电极(G)之间设有RC环节(118、120)。

10.如权利要求1或2所述的方法，其中设置在至所述并联电路(52)的引线中的第三可控半导体开关(60)在与所述绕组相(30、32)连接的其输出端(58)处与二极管(112；132)的一个电极连接，该二极管的另一电极与所述电机(20)的另一端子(56)连接，以便在所述设置在至所述并联电路(52)的引线中的第三可控半导体开关(60)的切换过程中限制在与所述并联电路(52)连接的其输出端(58)处出现的电压尖峰。

11.如权利要求1或2所述的方法，其中为了检测所述回路电流(i31)的为零的值，监视并分析在第一和/或第二可控半导体开关(34、44)的至少一个端子(D)处的电位(图6：66、68)。

12.如权利要求11所述的方法，其中相关的端子(D)在如下方面受到监视，即由旋转的转子(22)在所配属的定子绕组相(30、32)中感应产生的电压在那里是否可被测量。

13.如权利要求12所述的方法，其中所述感应产生的电压的幅度被检测。

14.如权利要求12所述的方法，其中如果所述感应产生的电压(图6：66、68)不能被测量时，则所述第三可控半导体开关(60)从导通的状态切换至不导通的状态的时间点(图4：t64)向早的方向被移动(图9：S94)。

15.如权利要求13所述的方法，其中如果所述感应产生的电压(图6：66、68)的幅度超过预先给定的值(A)，则所述第三可控半导体开关(60)从导通的状态切换至不导通的状态的时间点(图4：t64)向迟的方向被移动(图9：S98)。

16.用于借助直流电源运行的电子换向电机(20)，所述电机具有：

用于与直流电源(63)连接的端子(56、62)；

永磁转子(22)；

第一串联电路(40)，其中第一定子绕组相(30)与第一可控半导体开关(34)串联连接；

第二串联电路(50)，其中第二定子绕组相(32)与第二可控半导体开关(44)串联连接；

这两个串联电路(40、50)并联成并联电路(52)；

设置在至所述并联电路(52)的引线中的第三可控半导体开关(60)，用于控制从所述直流电源(63)向电机(20)的能量输送；

且具有控制装置，该控制装置被设计用于在工作中实施如下步骤：

受转子(22)的旋转位置影响，以交替的方式，在潜在的电流馈电阶段期间激活从所述直流电源(63)向一个绕组相的能量输送的可能性和在所述潜在的电流馈电阶段期间去激活从所述直流电源(63)向另一绕组相的能量输送的可能性，

其中所述一个绕组相的潜在的电流馈电阶段分别通过换向过程在时间上与所述另一绕组相的潜在的电流馈电阶段分离；

在潜在的电流馈电阶段期间，在切换时间点(图4：t64)为了引入换向过程，所述第三可控半导体开关(60)被截止；

在所述切换时间点(t64)导通的第一和/或第二可控半导体开关(34、44)保持导通状态，从而在工作中在所述第三可控半导体开关(60)截止之后在所述并联电路(50)中流有回路电流(i31；i31′)，所述回路电流在所述电机中产生驱动转矩；

监视所述回路电流(图2：i31；图3：i31′)；

在所述回路电流达到值零时，当前导通的第一和/或第二可控半导体开关(34、44)被截止；

视所述转子(22)的旋转位置而定，作为所述换向过程的一部分，所述一个相的潜在的电流馈电阶段被去激活，所述另一相的潜在的电流馈电阶段被激活，所述第三可控半导体开关(60)被再次接通。

17.如权利要求16所述的电机，其中自振荡二极管(38、48)分别与第一和第二可控半导体开关(34、44)反并联连接。

18.如权利要求16或17所述的电机，其中所述可控半导体开关(34、44、60)中的至少一个被构造为场效应晶体管。

19.如权利要求16或17所述的电机，其中一个绕组相(30)与配属于它的可控半导体开关(34)的一个端子(D)连接，

而该可控半导体开关(34)的另一端子(S)与同所述另一绕组相(32)连接的可控半导体开关(44)的相应另一端子(S)通过电连接(54)连接，

在至所述电连接(54)的引线中设有截止元件(55)，该截止元件只能实现单向电流。

20.如权利要求16或17所述的电机，其中所述绕组相(30、32)具有磁耦合(56)。

21.如权利要求16或17所述的电机，其中所述绕组相(30、32)具有通过所述绕组相(30、32)的双股绕组的磁耦合。

22.如权利要求20所述的电机，所述电机具有定子叠片铁心(图3：34)，该定子叠片铁心如下设置，即它使所述绕组相(30、32)相互磁耦合。

23.如权利要求16或17所述的电机，其中二极管(61；130)与设置在至所述并联电路(52)的引线中的第三可控半导体开关(60)反并联连接。

24.如权利要求23所述的电机，其中所述反并联的二极管被构造为Z二极管(130)。

25.如权利要求16或17所述的电机，其中可控半导体开关(34、44)与绕组相(30、32)串联连接，其中在一方面可控半导体开关(34、44)与配属的绕组相(30、32)的连接(D)和另一方面相关的可控半导体开关(34、44)的控制电极(D)之间设有RC环节(118、120)，以便放慢在该相关的可控半导体开关(34、44)中的切换过程。

26.如权利要求16或17所述的电机，其中设置在至所述并联电路(52)的引线中的第三可控半导体开关(60)在与所述绕组相(30、32)连接的其输出端(58)处与二极管(112；132)的一个电极连接，该二极管的另一电极与所述电极(20)的另一端子(56)连接，以便在所述设置在至所述并联电路(52)的引线中的第三可控半导体开关(60)的切换过程中限制在工作中在与所述并联电路(52)连接的其输出端(58)处出现的电压尖峰。

27.如权利要求16或17所述的电机，所述电机设置在紧凑式通风机中，并用于驱动该紧凑式通风机。

28.如权利要求16或17所述的电机，其中为了检测所述回路电流(i31)的为零的值，设有用于监视在第一和/或第二可控半导体开关(34、44)的至少一个端子(D)处的电位(图6：66、68)的装置(26)。

29.如权利要求28所述的电机，其中所述装置(26)被设计用于至少在所述转子(22)的预先给定的旋转位置范围内，检测由旋转的转子(22)在所配属的定子绕组相(30、32)中感应产生的电压(图6：66、68)的出现。

30.如权利要求29所述的电机，其中所述装置(26)被设计用于检测感应产生的电压的幅度的大小。

31.如权利要求29所述的电机，其中所述装置(26)被设计用于，如果所述感应产生的电压不能被测量，则将所述第三可控半导体开关的切断的时间点(图4：t64)向早的方向移动(图9：S94)。

32.如权利要求30所述的电机，其中所述装置(26)被设计用于，如果所述感应产生的电压的幅度的大小超过预先给定的值(A)，则所述第三可控半导体开关的切断的时间点(图4：t64)向迟的方向移动(图9：S98)。

33.如权利要求16或17所述的电机，其中设有转子位置传感器(24、24′)，其输出信号(Hall)可输送给所述控制装置(26)。

34.如权利要求33所述的电机，其中所述转子位置传感器(24)如下设置，即其输出信号能够实现对在待接通的定子绕组相(30、32)中的电流(i30、i32)的开始的控制。

35.如权利要求33所述的电机，其中所述转子位置传感器(24′)如下设置，即其信号能够实现对切换时间点(图4：t64)的控制，在该切换时间点，为了引入换向过程，所述第三可控半导体开关(60)被截止。

36.如权利要求35所述的电机，其中所述转子位置传感器(24′)从中性区与旋转方向(12)相反地偏移整圈电旋转的约1/8。

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