KR100359595B1

KR100359595B1 - 직류 브러시레스 모터 구동 장치

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Publication number: KR100359595B1
Application number: KR1020000022421A
Authority: KR
Inventors: 와꾸이도요미쯔; 가또우고우지; 오꾸야마아쯔시; 데라우찌히데끼; 마끼다미노루; 가네꼬기사꾸; 이와사끼마사유끼; 다무라겐지
Original assignee: 가부시키가이샤 히타치세이사쿠쇼
Priority date: 1999-04-27
Filing date: 2000-04-27
Publication date: 2002-11-07
Also published as: KR20000077096A; TW468309B; JP2000316294A; CN1271992A; CN1182651C; US6396225B1; MY122777A

Abstract

직류 브러시레스 모터의 시동시나 경부하시의 인버터의 전류 타이밍을 확실하게 검출할 수 있도록 한다.

마이크로컴퓨터(1)는 인버터의 구동 신호 U+, ······, W- 를 발생시키고, 인버터(11)의 스위치 소자(6a∼6f)를 소정의 순서로 1 통전 구간씩 이들 구동 신호의 펄스폭 변조(Pulse Width Modulation; PWM) 신호로 구동시키고, 직류 브러시레스 모터(12)에 구동 전류를 공급하여 회전시키지만, 이 PWM 신호를 바탕으로 자극 위치 검출 신호의 레벨을 검출하여 통전 구간의 전환 타이밍(전류 타이밍)을 검출한다. 여기서, PWM 신호의 최소 온 시간을 이 자극 위치 검출 신호의 레벨 검출 가능한 시간으로 설정하지만, 직류 브러시레스 모터(12)의 시동시나 경부하시에는, PWM 신호의 주파수를 낮추어, PWM 신호의 듀티를, 시동시나 경부하시에 적합한 것으로 하면서, PWM 신호의 최소 온 시간을 확보할 수 있도록 한다.

Description

직류 브러시레스 모터 구동 장치{DC BRUSHLESS MOTOR DRIVER}

본 발명은, 인버터를 이용한 직류 브러시레스 모터 구동 장치에 관한 것으로, 특히, 전기자 권선(스테이터 권선)에 유기되는 속도 기전력에 의해 자석 회전자(로터)와 스테이터 권선사이의 상대 위치(이하, 자극 위치라고 함)를 검출하여 회전수 제어를 행하도록 한 직류 브러시레스 모터 구동 장치 및 이것을 이용한 공기 조화기에 관한 것이다.

본 출원인은, 먼저 직류 브러시레스 모터의 전기자 권선에 유기되는 속도 기전력에 의해 이 직류 브러시레스 모터의 자석 회전자와 전기자 권선사이의 상대적 위치를 검출함으로써, 이 직류 브러시레스 모터의 시동과 회전 속도 제어를 행하도록 한 직류 브러시레스 모터 구동 장치를 제안했다(특원평10-180975호, 이하 선원 발명이라고 함).

이러한 선원 발명은, 직류 브러시레스 모터의 성형결선(星形結線)된 3상의 전기자 권선에 생기는 3상의 속도 기전력마다, 브릿지 접속된 6개 반도체 스위칭 소자로 이루어지는 인버터의 전원 전압의 1/2배의 값의 전압을 기준 전압, 혹은 이들 전기자 권선의 중성점 전압을 기준 전압으로 하고, 이러한 기준 전압과의 대소를 비교 판정하는 비교기와, 이러한 비교기의 출력을 이용하여 인버터를 구동하는 펄스폭 변조(Pulse Width Modulation; PWM) 신호를 생성하는 구동부로서의 마이크로 컴퓨터(이하, 마이크로컴퓨터라고 함)를 구비하고, 이들 전기자 권선중 어느 2상에 통전한 기간에 비교기로부터 얻을 수 있는 펄스 신호를 참조하여 인버터의 각 반도체 스위칭 소자의 전류 타이밍을 얻음으로써, 이 직류 브러시레스 모터의 자석 회전자를 회전시키는 구성으로 하는 것이다.

그리고, 이러한 선원 발명에서는, 상기된 마이크로컴퓨터가, 이들 전기자 권선 중의 통전하지 않은 1상에 접속된 비교기로부터 얻어지는 펄스 신호를 참조하게되고, 인버터의 각 반도체 스위칭 소자의 전류 타이밍을 얻어 자석 회전자를 회전시키고, 또한 이러한 반도체 스위칭 소자에 역병렬 접속된 환류 다이오드에 환류 전류가 흐르는 기간에는, 이러한 반도체 스위칭 소자의 전류 타이밍을 얻기 때문에 비교기로부터 얻어지는 펄스 신호를 참조하지 않고 자석 회전자를 회전시키고, 또한 전기자 권선 중 어느 2상에 통전하는 기간에는, 이러한 전기자 권선 중의 통전하지 않은 1상에 접속된 비교기로부터 얻어지는 펄스 신호를 참조하여, 직류 브러시레스 모터가 전류한 시점으로부터 비교기로부터 얻어지는 펄스 신호가 변화하기까지의 기간을 계측하고, 이 기간의 직류 브러시레스 모터의 1회전 기간에 차지하는 비율이 원하는 값이 되도록, 이러한 반도체 스위칭 소자의 전류 타이밍을 제어하여 자석 회전자를 회전시키도록, 제어 동작하는 것이다.

이상의 구성에 의해, 선원 발명은, 직류 브러시레스 모터를 광범위한 회전수로 운전하는 경우라도, 혹은 광범위한 부하 조건으로 운전하는 경우라도, 안정된 효율 이 좋은 상태에서 직류 브러시레스 모터를 구동할 수 있는 것이다.

상기된 선원 발명은, 전기자 권선이 통전한 어느 한 2상이 아닌 1상에 접속된 비교기로부터 얻을 수 있는 펄스 신호를 참조하여, 3상의 패턴의 변화에 따라, 인버터를 구성하는 반도체 스위칭 소자군의 전류 타이밍을 얻고 있다. 이 패턴의 변화를 검출하는 기반이 되는 비교기로부터의 펄스 신호는, 인버터를 구동하는 PWM 신호가 온되는 기간에만 검출 가능하다.

그러나, 상기한 구동부로서의 마이크로컴퓨터는, 인버터를 구동하는 PWM 신호를 출력하고 나서 비교기의 출력 펄스 신호를 검출하여 이것을 처리하는데 어느 정도의 시간을 필요로 한다. 걸리는 시간은, 예를 들면 13μsec 정도이다. 또한, 마이크로컴퓨터로부터 PWM 신호가 출력되고 나서 비교기로부터 펄스 신호가 출력될 때까지 신호 전달 지연이 있고, 이러한 PWM 신호와 펄스 신호사이에 시간차가 생긴다. 이러한 시간 차는, 예를 들면, 0∼3μsec 정도이다. 이 때문에, 마이크로컴퓨터는, PWM 신호를 출력하고나서 13μsec 지연된 시점에서 비교기로부터의 펄스 신호를 검출하게 된다.

PWM 신호의 온 기간과 이것에 대응하는 비교기로부터의 펄스 신호의 펄스 폭은 거의 동일하다. 그래서, 확실하게 인버터의 반도체 스위칭 소자군의 전류 타이밍을 얻기 위해서는, 마이크로컴퓨터로부터 출력되는 PWM 신호의 온시간의 최소치, 즉 상기된 예에서는, 13μsec로 제약되지만, 시동시나 경부하시 등의 PWM 신호의 듀티비가 작고, 그 온 시간이 짧은 경우에는, 비교기로부터의 펄스 신호의 펄스 폭도 이에 따라 짧아지므로, 마이크로컴퓨터가 이 펄스 신호를 판독할 수 없는 경우도 발생하고, 인버터의 반도체 스위칭 소자군의 전류 타이밍을 얻을 수 없다고 하는 사태도 발생할 우려가 있었다.

또한, 높은 상용 교류 전원을 이용하는 등으로 인해, 인버터의 전원 전압이 높은 경우에는, 낮은 상용 교류 전원을 이용하여 인버터의 전원 전압이 낮은 경우와 동일한 듀티비의 PWM 신호로 인버터를 구동한 경우에는, 직류 브러시레스 모터의 전기자 권선에 흐르는 전류도 커진다. 이 때문에, 인버터의 반도체 스위칭 소자로서 전류 용량이 큰 고가의 반도체 스위치 소자를 이용할 필요가 있고, 장치의 비용 상승을 초래하게 되고, 또한 통상 이러한 직류 브러시레스 모터 구동 장치를 이용한 공기 조화기는, 예를 들면 100V, 200V라고 하는 교류 전압의 상용 교류 전원으로 사용할 수 있도록 구성되는 것이기 때문에, 이러한 직류 브러시레스 모터 구동 장치를 200V의 높은 상용 교류 전원에 대해서도 사용 가능하도록, 인버터의 반도체 스위치 소자로서 고가의 대전류 용량의 반도체 스위치 소자가 이용되지만, 이것을 100V의 낮은 상용 교류 전원으로 사용하는 경우, 고가의 반도체 스위치 소자를 이용하는 것이 전혀 쓸데 없는 것이 된다.

또한, 인버터의 전원 전압이 높아지면, 인버터로 생성되는 직류 브러시레스 모터의 구동 전류도 커지고, 시동시에는, 토크가 과대해져 동기 시동으로부터 위치 검출 운전으로의 전환에 실패하거나, 발생하는 음 및 진동이 증대화된다. 이 때문에, 인버터의 전원 전압이 낮은 경우보다도 PWM 신호의 듀티비를 작게 하여 그 온 시간을 짧게 할 필요가 있지만, 이와 같이 하면, 점점 더 마이크로컴퓨터에 의한 비교기의 출력 펄스 신호의 정확한 검출을 할 수 없게 된다.

본 발명은, 이러한 문제를 해소하고, 직류 전압 Vd가 높은 경우도 포함시켜, 직류 브러시레스 모터의 시동이나 경부하 조건에서의 인버터의 반도체 스위칭 소자군의 전류 타이밍을 확실하게 검출할 수 있고, 안정된 운전 제어를 가능하게 한 직류 브러시레스 모터 구동 장치 및 이것을 이용하는 공기 조화기를 제공하는 것에 있다.

상기 목적을 달성하기 위해, 본 발명은, 인버터 구동 신호의 PWM 신호의 주파수를 가변하는 수단을 설치하고, 시동시나 경부하 운전시와 통상의 안정된 운전시에 PWM 신호의 주파수를 다르게 할 수 있도록 구성한 것으로 한다.

또한, 본 발명은, 이러한 수단으로서, 상기 PWM 신호의 온 시간이 미리 설정된 소정 시간이 되었을 때, 상기 PWM 신호의 주파수를 전환하는 구성으로 한 것이다.

또한, 본 발명은, 상기한 수단으로서, 인버터의 직류 전원 전압을 검출하고, 그 검출 결과에 따라, 상기 PWM 신호의 주파수를 전환하도록 구성한 것이다.

도 1은 본 발명에 따른 직류 브러시레스 모터 구동 장치 및 이것을 이용한 공기 조화기의 제1 실시예를 나타내는 회로 구성도.

도 2는 각 통전 구간에서의 도 1의 각 부의 신호 및 전압을 나타내는 타이밍도.

도 3은 도 2의 통신 구간 (1) 및 (2)에서의 인버터의 구동 신호와 자극 위치 검출 신호와의 타이밍 관계를 나타낸 도면.

도 4는 도 l의 마이크로컴퓨터로 생성되는 인버터의 구동 신호의 PWM 신호의 최소 온 시간의 설명도.

도 5는 도 1에 도시된 제1 실시예에서의 인버터의 구동 신호의 PWM 신호의 주파수 전환을 나타내는 도면.

도 6은 본 발명에 따른 직류 브러시레스 모터 구동 장치 및 이것을 이용한 공기 조화기의 제2 실시예를 나타내는 회로 구성도.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

1 : 마이크로컴퓨터

2 : 로터 자극 위치 검출 회로

3 : 로터

4a, 4b : 직류 전압 검출 저항

5a∼5f : 환류 다이오드

6a∼6f : 반도체 스위칭 소자

7a∼7c : 스테이터 권선

8a∼8c : 비교기

9a∼9c : 풀-업 저항

10a∼10f : 모터 단자 전압 검출 저항

11 : 인버터

12 : 직류 브러시레스 모터

13 : 직류 전압 검출기

이하, 본 발명의 실시예를 도면을 이용하여 설명한다.

도 1은 본 발명에 따른 직류 브러시레스 모터 구동 장치의 제1 실시예를 나타내는 회로 구성도로서, 참조 번호(1)는 구동부를 구성하는 마이크로컴퓨터, 참조 번호(2)는 로터 자극 위치 검출 회로, 참조 번호(3)는 로터, 참조 번호(4a, 4b)는 기준 전압의 검출 저항, 참조 번호(5a∼5f)는 환류 다이오드, 참조 번호(6a∼6f)는 반도체 스위칭 소자, 참조 번호(7a∼7c)는 스테이터 권선, 참조 번호(8a∼8c)는 비교기, 참조 번호(9a∼9c)는 풀-업 저항, 참조 번호(10a∼10f)는 모터 단자 전압의 검출 저항, 참조 번호(11)는 인버터, 참조 번호(12)는 직류 브러시레스 모터이다.

동일 도면에서, 브릿지 접속된 반도체 스위칭 소자(6a∼6f)와 각각의 반도체 스위칭 소자(6a∼6f)에 병렬 접속된 환류 다이오드(5a∼5f)로 인버터가 구성되어 있고, 이 인버터(11)에 직류 전원 전압 Vd가 인가되어 있다. 또한, 로터(3)와 스테이터 권선(7a∼7c)은 직류 브러시레스 모터(12)를 구성하고 있어, 마이크로컴퓨터(1)로부터의 구동 신호 U+, U-, V+, V-, W+, W- 에 의해 구동되는 인버터(11)로부터 직류 브러시레스 모터(12)의 각 상의 스테이터 권선(7a∼7c)에 소정의 타이밍으로 구동 전류가 공급된다. 여기서, 구동 신호 U+는 반도체 스위칭 소자(6a)를 온/오프 구동하고, 이하 구동 신호 U-는 반도체 스위칭 소자(6d)를, 구동 신호 V+는 반도체 스위칭 소자(6b)를, 구동 신호 V-는 반도체 스위칭 소자(6e)를, 구동 신호 W+는 반도체 스위칭 소자(6c)를, 구동 신호 W-는 반도체 스위칭 소자(6f)를 각각 온/오프 구동하는 것으로 한다.

로터 자극 위치 검출 회로(2)는 비교기(8a∼8c), 풀-업 저항(9a∼9c) 및 모터 단자 전압 Vu, Vv, Vw의 검출 저항(10a∼10f)으로 구성되어 있고, 직류 브러시레스 모터(12)의 각 단자의 전압 Vu, Vv, Vw를 검출하고, 각각에 따른 위치 검출 신호 U, V, W를 생성하여 마이크로컴퓨터(1)로 공급한다. 이 로터 자극 위치 검출 회로(2)에 있어서, 스테이터 권선(7a)의 단자에 생기는 모터 단자 전압 Vu는 검출 저항(10a, 10b)에 의해 검출되어 비교기(8a)로 공급되고, 스테이터 권선(7b)의 단자에 생기는 모터 단자 전압 Vv는 검출 저항(10c, 10d)에 의해 검출되어 비교기(8b)로 공급되고, 스테이터 권선(7c)의 단자에 생기는 모터 단자 전압 Vw는 검출 저항(10e, 10f)에 의해 검출되어 비교기(8c)로 공급된다. 또한, 이들 비교기(8a∼8c)에는 검출 저항(4a, 4b)에 의해 검출되는 직류 전원 전압 Vd의 1/2의 값의 기준 전압 Vd/2가 공급되고, 검출된 모터 단자 전압 Vu, Vv, Vw와 각각 비교된다. 각각의 비교 결과는, 비교기(8a∼8c)의 출력 단자에 각각 접속되는 풀-업 저항(9a, 9b, 9c)에 의해, 하이 및 로우 레벨의 2치의 위치 검출 신호 U, V, W로서 얻을 수 있어, 각각 마이크로컴퓨터(1)로 공급된다.

또, 공기 조화기에서는, 직류 브러시레스 모터(12)가, 도시되지 않은 냉동 사이클에서의 압축기의 구동 모터가 된다.

마이크로컴퓨터(1)는, 이들 위치 검출 신호 U, V, W로부터 인버터(11)의 구동 신호 U+, U-, V+, V-, W+, W- 를 생성하지만, 이들 신호 파형을 도 2의 (a)에 도시한다. 도 2에서는, 직류 브러시레스 모터(12)의 통전 구간을 (1), (2), (3), (4), (5), (6) , ······로서 나타내고 있고, 또한 인버터(11)에서의 +전원 단자측의 반도체 스위칭 소자(6a∼6c)를 상측 아암, -전원 단자측의 반도체 스위칭 소자(6d∼6f)를 하측 아암이라고 하지만, 여기서는 상하 모든 아암의 반도체 스위칭 소자도 쵸핑(chopping)이 행해지는 것으로 하고, 이 쵸핑은 반도체 스위칭 소자(6e, 6a, 6f, 6b, 6d, 6c)의 순서로 행해져, 이 순서가 반복하는 것으로 한다. 또한, 쵸핑이 행해진 스위칭 소자는, 다음의 통전 구간에서 온 상태가 유지되고, 또한 4 통전 구간 오프의 상태가 유지된 후, 다시 쵸핑 구동되는 것으로 한다. 따라서, 구동 신호 U+, U-, V+, V-, W+, W-는, 통전 구간이 경과함과 함께, 도 2의 (a)에 도시된 바와 같이 변화한다.

또, 이 쵸핑의 듀티비(따라서, 구동 신호 U+, U-, V+, V-, W+, W-의 쵸핑의 각 주기에서의 온 기간)는 가변으로서, 이 듀티비를 제어함으로써, 직류 브러시레스 모터(12)의 회전수가 제어된다.

이와 같이 인버터(11)가 구동됨으로써, 직류 브러시레스 모터(12)의 통전상이 순차 전환된다. 여기서, 스테이터 권선(7a)이 U상, 스테이터 권선(7b)이 V상, 스테이터 권선(7c)이 W 상이다. 도 2의 (a)에서 나타낸 예에서는, 예를 들면 통전 구간(1)에서는, 반도체 스위칭 소자(6c, 6e)가 구동 신호 W+, V-에 의해 구동됨으로써, 스테이터 권선(7c, 7b)을 통해 구동 전류가 흐르고, 직류 브러시레스 모터(12)의 통전상은 V, W상이다. 마찬가지로 함으로써, 통전 구간(2)에서는, 구동 신호 U+, V-에 의해 반도체 스위칭 소자(6a, 6e)가 구동되기 때문에, 직류 브러시레스 모터(12)의 통전상은 U, V상이고, ······, 통전 구간(6)에서는, 구동 신호 W+, U-에 의해 반도체 스위칭 소자(6c, 6d)가 구동되기 때문에, 직류 브러시레스 모터(12)의 통전상은 W, U상이다. 이 통전 구간(6)이 끝나면, 다시 통전 구간(1)으로 복귀하고, 이후, 이것을 반복한다.

이상과 같이 반도체 스위칭 소자(6a, 6d, 6b, 6e, 6c, 6f)에 각각 구동 신호 U+, U-, V+, V-, W+, W-가 공급되었을 때의 모터의 각 상 U, V, W의 단자 전압은, 도 2의 (b)에 도시된 전압 Vu, Vv, Vw로서 나타내여진다.

즉, 통전 구간(1)에서는, 통전상이 V, W 층으로서, 반도체 스위칭 소자(6e)가 구동 신호 V-에 의해 쵸핑하고, 반도체 스위칭 소자(6c)가 일정 레벨의 구동 신호 W+에서 온 상태로 유지되기 때문에, 반도체 스위칭 소자(6c)로부터 스테이터 권선(7c, 7b)을 통해 반도체 스위칭 소자(6e)에 구동 전류가 흐르지만, 반도체 스위칭 소자(6a, 6f)가 오프 상태로 유지되어 스테이터 권선(7a)에 구동 전류가 공급되지 않는다. 이에 따라, U상이 무통전상을 이루고, 이 무통전상 U의 모터 단자 전압 Vu는, 도 2의 (b)에 도시된 바와 같이 회전하는 로터(3)가 스테이터 권선(7a)에 근접함에 따라 순차 증가하는 유기 전압에 스테이터 권선(7c, 7b)에 흐르는 단속 파형의 구동 전류에 의한 전압이 중첩되는 것으로 된다.

이에 대해, 구동 신호 W+에 의해 반도체 스위칭 소자(6c)가 온 상태로 유지되어 있기 때문에, 통전상 W의 모터 단자 전압 Vw는, 도 2의 (b)에 도시된 바와 같이, 직류 전원 전압 Vd와 동일한 값의 전압이 되고, 또한 구동 신호 V-에 의해 반도체 스위칭 소자(6e)가 쵸핑하고 있으므로, 통전상 V의 모터 단자 전압 Vv는, 도 2의 (b)에 도시된 바와 같이, 반도체 스위칭 소자(6e)가 온일 때 0, 또한 반도체 스위칭 소자(6e)가 오프일 때 Vd가 되고, 구동 신호 V-와는 역위상으로 진폭이 Vd의 펄스형의 전압이 된다.

또한, 모터 단자 전압 Vu는, 스테이터 권선(7a)의 유기 전압에 스테이터 권선(7a∼7c)이 상호 접속된 점(스테이터 권선의 중성점) N의 전압, 즉 Vd/2의 값의 전압을 중첩한 것이기 때문에, 이 모터 단자 전압 Vu의 단속 파형은 모터 단자 전압 Vv와 동상이 되고, 따라서 구동 신호 V-와 역상이 된다.

이들 모터 단자 전압 Vu, Vv, Vw는 각각 검출 저항(10a, 10b), 검출 저항(10c, 10d), 검출 저항(10e, 10f)으로 검출되고, 비교기(8a, 8b, 8c)에서 Vd/2의 기준 전압과 비교된다. 비교기(8b)로부터는, 도 2의 (c)에 도시된 바와 같이 모터 단자 전압 Vv와 동상으로 단속하는 로터(3)의 자극 위치 검출 신호 V를 얻을 수 있고, 비교기(8c)로부터는, 도 2의 (c)에 도시된 바와 같이 모터 단자 전압 Vw와 마찬가지로 일정 진폭의 자극 위치 검출 신호 W를 얻을 수 있다. 또한, 도 2의 (b)에 도시된 모터 단자 전압 Vu의 유기 전압은, 통전 구간(1)에서, 0으로부터 Vd로 값이 거의 직선형으로 상승한다. 이 때문에, 비교기(8a)로 이 모터 단자 전압 Vu를 Vd/2의 기준 전압과 비교하면, 이 통전 구간(1)의 전반의 기간 T1에서는, 모터 단자 전압 Vu와 동위상으로 단속하고, 그 후반의 기간 T2에서는, 이 단속파와 동일한 일정 진폭으로 유지된 자극 위치 검출 신호 U를 얻을 수 있다.

이상과 같이 함으로써, 통전 구간(1)에서의 자극 위치 검출 신호 U, V, W를얻을 수 있지만, 마이크로컴퓨터(1)에서는, 이들과 이 때 발생하는 구동 신호 U+, U -, V+, V-, W+, W- 중 쵸핑을 행하는 것으로부터 로터(3)의 자극 위치를 검출하고, 다음의 통전 구간(2)에서의 구동 신호 U+, U-, V+, V-, W+, W-으로의 전환 타이밍을 검출하는 것이지만, 이것을 도 3에 의해 설명한다. 여기서, 도 3에서는, 통전 구간(1), (2)에 대해, 구동 신호 U+, U-, V+, V-, W+, W-와 자극 위치 검출 신호 U, V, W와의 타이밍 관계를 확장하여 나타내고 있다.

동일 도면에서, 지금, 통전 구간(1)에 대해 보면, 기간 Tb와 기간 Tc의 경계가 통전 구간(1)의 중점이고, 따라서 T1=Ta+Tb, T2=Tc이다. 또한, 기간 Ta는 기간 T1에서의 구동 신호 V-의 최초의 1 주기이고, 후술된 스파이크 전압의 발생 기간이다.

상기된 바와 같이, 구동 신호 V-와 자극 위치 검출 신호 U와의 관계는, 기간 Tb에서는, 상호 역상이 되고, 기간 Tc에서는, 자극 위치 검출 신호 U가 하이 레벨로 유지되어 있다. 그래서, 지금, 하이 레벨을 "1", 로우 레벨을 "0"으로 하여 나타내면, 구동 신호 V-의 "1"의 타이밍으로의 자극 위치 검출 신호 U의 레벨은, 기간 Tb에서 "0", 기간 Tc에서 "1"이 된다. 따라서, 구동 신호 V-의 "1" 타이밍으로 자극 위치 검출 신호 U의 레벨을 순차 검출하면, 이 검출 레벨이 "0"으로부터 "1"로 반전한 시점이 기간 Tb로부터 기간 Tc로 옮긴 시점이라고 볼 수 있고, 이에 따라 통전 구간 (1)의 중점, 즉 로터(3)의 자극이, 예를 들면 스테이터 권선(7a)에 대해 특정한 위치에 달하는 것이라고 판명된다. 이와 같이 함으로써, 로터와 스테이터 권선사이의 상대적 위치 관계를 검출할 수 있다.

그리고, 예를 들면 통전 구간(1)의 개시 시점으로부터 구동 신호 V-의 펄스수를 프리 셋트치(예를 들면, 0)로부터 카운트 업하고, 자극 위치 검출 신호 U의 검출 레벨이 "0"으로부터 "1"로 반전했을 때에 그 때까지의 카운트수로부터 카운트 다운을 개시하고, 원래의 프리셋트치까지 카운트 다운했을 때, 기간 Tc가 경과하게 되므로, 그 시점을 다음의 통전 구간(2) 의 개시 시점으로 한다.

이상과 같이 함으로써, 통전 구간(1)으로부터 통전 구간(2)의 전환 시점을 검출할 수 있고, 구동 신호 U+, U-, V+, V-, W+, W-를 도 2의 (a)에 도시된 바와 같이 전환한다.

이상은 통전 구간(1)에서의 로터(3)의 자극 위치 검출에 대해서였지만, 이어서 통전 구간(2)에서의 로터(3)의 자극 위치 검출에 대해 설명한다.

통전 구간(2)에서는, 도 1에서 상기된 바와 같이 통전상이 U, V상이 되어, 도 2의 (a)에 도시된 바와 같이, 반도체 스위칭 소자(6a)가 구동 신호 U+에 의해 쵸핑을 행하고, 반도체 스위칭 소자(6e)가 구동 신호 V-에 의해 온 상태로 유지되고, 반도체 스위칭 소자(6b, 6c, 6d, 6f)가 오프 상태로 유지된다. 이 때문에, 직류 브러시레스 모터(12)에서는, 반도체 스위치 소자(6a)로부터 스테이터 권선(7a, 7b)을 통해 반도체 스위칭 소자(6e)에 쵸핑되는 구동 전류가 흘러, 스테이터 권선(7c)으로 유기 전압이 생긴다.

이 경우, 직류 브러시레스 모터(12)의 U상의 모터 단자 전압 Vu는, 도 2의 (b) 에 도시된 바와 같이 구동 신호 U+와 동상으로 진폭이 Vd의 펄스 전압이고, 직류 브러시레스 모터(12)의 V 상의 모터 단자 전압 Vv는, 반도체 스위칭 소자(6e)가 온 상태로 유지되어 있기 때문에, 도 2의 (b)에 도시된 바와 같이, 0으로 유지된다. 이에 대해, 스테이터 권선(7c)에 대해 로터(3)의 자극이 멀어지도록 이동하고 있기 때문에, 스테이터 권선(7c)에 생기는 유기 전압은 거의 Vd/2의 값으로부터 거의 직선형으로 저하하게 되고, 모터 단자 전압 Vw는, 도 2의 (b)에 도시된 바와 같이, 이것에 스테이터 권선(7a, 7b)의 중성점 N의 전압, 즉 진폭이 Vd/2의 모터 단자 전압 Vu에 위상 동기한 펄스 전압이 중첩된 것이 된다.

그래서, 이들 모터 단자 전압 Vu, Vv, Vw를 각각 로터 자극 위치 검출 회로(2)로 공급하면, 이들이 각각 비교기(8a, 8b, 8c)로 Vd/2의 값의 기준 전압과 비교됨으로써, 도 2의 (c)에 도시된 바와 같이, 구동 신호 U+에 위상 동기한 펄스형의 자극 위치 검출 신호 U와, "0"의 레벨의 자극 위치 검출 신호 V와, 통전 구간(2)의 전반의 기간 T1에서 구동 신호 U+에 위상 동기하는 펄스형의 파형이 되고, 그 후반의 기간 T2에서 레벨이 "0"의 자극 위치 검출 신호 W를 얻을 수 있다. 이들 마이크로컴퓨터(1)로 공급된다.

이어서, 도 3에 의해 통전 기간(2)에서의 이들 자극 위치 검출 신호 U, V, W로부터의 로터(3)의 자극 위치 검출에 대해 설명한다.

동일 도면에서, 통전 구간(2)에서도, 그 전반의 기간 T1이 기간 Ta와 기간 Tb로 이루어지고, 후반의 기간 T2는 기간 Tc로 나타내고 있다. 이 기간 Ta는, 앞의 통전 구간(1)의 경우와 마찬가지로, 스파이크 전압이 발생하는 통전 구간(2)에서의 구동 신호 U+의 최초의 1주기의 기간이다.

여기서, 구동 신호 U+와 자극 위치 검출 신호 W와의 관계를 보면, 기간 Tb에서는, 구동 신호 U+가 "1"일 때, 자극 위치 검출 신호 W도 "1"이고, 기간 Tc에서는, 구동 신호 U+가 "1"일 때, 자극 위치 검출 신호 W는 "0"이다. 따라서, 구동 신호 U+의 "1"의 시점마다 자극 위치 검출 신호 W의 레벨을 검출하고, 이 레벨이 "1"로부터 "0"으로 반전할 때, 통전 구간(2)의 중점, 즉 로터(3)의 자극이, 예를 들면 스테이터 권선(7a)에 대해 특정한 위치에 달한 것이 판명된다. 이와 같이 함으로써, 로터와 스테이터 권선사이의 상대적 위치 관계를 검출할 수 있다.

그래서, 예를 들면 통전 구간(2)의 개시 시점으로부터 구동 신호 U+의 펄스수를 업카운트하고, 상기된 검출 레벨이 "1"로부터 "0"으로 반전하면, 다운카운트로 변경하고, 그 카운트치가 프리 셋트치가 된 시점을 통전 구간(2)으로부터 통전 구간(3)으로의 전환 시점으로 할 수 있다.

이하 마찬가지로 함으로써, 통전 구간(3), (4), (5), (6)과 무통전상의 스테이스 권선에서의 유기 전압을 이용함으로써, 로터(3)의 자극의 위치를 검출할 수 있어, 통전 구간의 전환 시점을 검출할 수 있다. 그리고, 통전 구간(1)∼(6)이 반복된다.

이 경우, 도 2의 (a), (c)로부터 분명히 알 수 있듯이, 통전 구간의 중점은, 통전 구간(3)에서는, 자극 위치 검출 신호 V의 검출 레벨이 "0"으로부터 "1"로 반전함으로써, 통전 구간(4)에서는, 자극 위치 검출 신호 U의 검출 레벨이 "1"로부터 "0"으로 반전함으로써, 통전 구간(5)에서는, 자극 위치 검출 신호 W의 검출 레벨이 "0"으로부터 "1"로 반전함으로써, 통전 구간(6)에서는, 자극 위치 검출 신호 V의 검출 레벨이 "1"로부터 "0"으로 반전함으로써, ······각각 검출할 수 있다.

이상의 자극 검출 방법에서는, 1개 간격의 통전 구간(1), (3), (5)에서 유기 전압을 포함하는 자극 위치 검출 신호 U, V, W와 쵸핑하는 구동 신호 V-, W-, U-와의 파형의 관계가 동일하여, 다음의 통전 구간으로의 전환 시점을 결정하는 이러한 구동 신호에 의한 자극 위치 검출 신호의 검출 레벨의 변화가 모두 "0"으로부터 "1"로 변화한 시점으로 하는 것이고(즉, 동일 "0" →"1"의 패턴 변화임), 또한 다른 1개 간격의 통전 구간 (2), (4), (6)에서 유기 전압을 포함하는 자극 위치 검출 신호 W, U, V와 쵸핑하는 구동 신호 U+, V+, W+와의 파형의 관계가 동일하여, 다음의 통전 구간으로의 전환 시점을 결정하는 이러한 구동 신호에 의한 자극 위치 검출 신호의 검출 레벨의 변화가 모두 "1"로부터 "0"으로 변화한 시점으로 하는 것(즉, 동일 "1"→"0"의 패턴 변화)이었다.

이에 대해, 자극 위치 검출 신호 U, V, W의 모두를 이용함으로써, 6개의 통전 구간(1)∼(6)마다 다른 패턴이 되도록 하고, 이에 따라 다음의 통전 구간이 통전 구간(1)∼(6) 중 어느 하나인지를 일의적으로 결정되도록 할 수도 있다.

즉, 도 3에서, 지금 통전 구간(1)을 보면, 기간 Tb에서는, 구동 신호 V-의 "1"의 시점에서 자극 위치 검출 신호 U는 "0", 자극 검출 신호 V는 "0", 자극 위치 검출 신호 W는 "1"이다. 여기서, 구동 신호 V-의 "1"의 시점에서의 자극 위치 검출 신호 U, V, W의 레벨로 이루어지는 패턴을 (U, V, W)로 하면, 이 때의 패턴은(0, 0, 1)이 된다. 통전 구간(1)의 기간 Tc의 패턴은, 마찬가지로 함으로써, 도 3으로부터 (l, 0, 1)이 된다. 따라서, (0, 0, 1)→(1, 0, 1)의 패턴 변화를 검출함에 따라, 다음의 통전 구간으로의 전환 시점을 검출할 수 있다.

이하 마찬가지로 함으로써, 통전 구간(1)∼(6)에서의 패턴 변화는, 다음의 표 1과 같다.

통전 구간	패턴 변화
(1)	(0, 0, 1)→(1, 0, 1)
(2)	(1, 0, 1)→(1, 0, 0)
(3)	(1, 0, 0)→(1, 1, 0)
(4)	(1, 1, 0)→(0, 1, 0)
(5)	(0, 1, 0)→(0, 1, 1)
(6)	(0, 1, 1)→(0, 0, 1)

도 1에서, 마이크로컴퓨터(1)는, 통전 구간(1)∼(6)마다 각각에 고유의 상기 패턴과 그 변화 순서를 나타내는 정보가 저장되고, 로터 자극 위치 검출 회로(2)로부터 공급되는 자극 위치 검출 신호 U, V, W의 레벨을 상기된 바와 같이 함으로써 검출하고, 이들 검출 레벨의 패턴 (U, V, W)으로부터 현재의 통전 구간이 (1)∼(6)의 어느 하나를 확인함과 함께, 다음의 통전 구간이 어느 하나를 결정하고, 상기된 패턴 변화를 검출하면, 이 시점으로부터 계측한 상기된 시점에서 결정한 다음의 통전 구간으로 전환한다.

이와 같이, 각각의 통전 구간에서 3상의 자극 위치 검출 신호 U, V, W의 검출 레벨의 패턴(U, V, W)을 이용하면, 먼저 설명된 각 통전 구간에서 자극 위치 검출 신호 U, V, W 내의 1상의 검출 레벨을 이용하는 경우에 비해, 내 노이즈성에 우수하다.

또, 상기된 예에서는, 도 2 및 도 3에서, 각 통전 구간 모두, T1=T2로 했지만, 이것에 한하는 것이 아니라, T2=α·Tl(단, 0<α<1)로 해도 좋다. 즉, T2<T1로 함으로써, 상기 설명의 경우보다도 다음의 통전 구간으로의 전환 타이밍을 빠르게 함으로써, 이와 같이 하면 모터 효율이 향상하는 경우도 있다.

그런데, 상기된 바와 같이 자극 위치의 정확한 검출을 행하기 위해서는, 도 1에서, 인버터(11)에 흐르는 환류 전류의 영향을 고려할 필요가 있다. 다음의 통전 구간으로 이동할 때의 통전상을 전환 직후의 일정 기간에서는, 인버터(11)를 구성하는 환류 다이오드(5a∼5f) 중 어느 하나에 환류 전류가 흐르고, 이 환류 전류가 흐르는 환류 다이오드는 도통 상태가 된다.

그리고, 상측 아암의 환류 다이오드(5a, 5b, 5c)에 환류 전류가 흐르는 경우에는, 그 환류 전류가 흐르는 경로에서의 모터 단자 전압 Vu, Vv, Vw에 직류 전원 전압 Vd에 거의 같은 진폭의 스파이크 전압이 나타난다. 도 2의 (b)에서, 모터 단자 전압 Vu에서의 통전 구간(1)의 개시부의 해칭하여 나타내는 전압 Vd의 부분, 모터 단자 전압 Vv에서의 통전 구간(3)의 개시부의 해칭하여 나타내는 전압 Vd의 부분, 모터 단자 전압 Vw에서의 통전 구간(5)의 개시부의 해칭하여 나타내는 전압 Vd의 부분이 각각 이 스파이크 전압이다. 또한, 하측 아암의 환류 다이오드(5d, 5e, 5f)에 환류 전류가 흐르는 경우에는, 그 환류 전류가 흐르는 경로에서의 모터 단자 전압 Vu, Vv, Vw에 0에 거의 동일한 진폭의 스파이크 전압이 나타난다. 도 2의 (b)에서, 모터 단자 전압 Vw에서의 통전 구간(2)의 개시부의 해칭하여 나타내는 전압 0의 부분, 모터 단자 전압 Vu에서의 통전 구간(4)의 개시부의 해칭하여 나타내는 전압 0의 부분, 모터 단자 전압 Vv 에서의 통전 구간(6)의 개시부의 해칭하여 나타내는 전압 0의 부분이 각각 이 스파이크 전압이다.

또, 도 3에서는, 통전 구간(1)에서, 자극 위치 검출 신호 U에서의 기간 Ta에서의 전반 부분이 "1"인 것은, 도 2의 (b)에서의 통전 구간(1)에서의 모터 단자 전압 Vu에 생긴 스파이크 전압에 의한 것으로, 또한 통전 구간(2)에서, 자극 위치 검출 신호 W에서의 기간 Ta 에서의 전반 부분이 "0"인 것은, 도 2의 (b)에서의 통전 구간(2)에서의 모터 단자 전압 Vw에 생긴 스파이크 전압에 의한 것이다.

이러한 스파이크 전압은, 자극 위치 검출 신호 U, V, W에서, 도 3으로부터 분명히 알 수 있듯이, 통전 구간의 최초의 기간 Ta에서의 레벨을 동일 통전 구간에서의 후반의 기간 Tc와 동일 레벨로 한다. 이 때문에, 각 통전 구간에서, 기간 Tc 에서의 자극 위치 검출 신호의 레벨을 검출하여 다음의 통전 구간으로의 전환 타이밍을 결정하려고 하면, 스파이크 전압에 의해 통전 구간의 최초로 이 레벨이 나타나는 것이므로, 이 전환된 통전 구간의 개시 시점이 자극의 검출 위치라고 오판정하고, 이 결과, 이 시점으로부터 다음의 통전 구간의 전환 시점을 결정하게 되고, 자극의 위치 검출 정밀도가 저하한다. 이것은, 상기된 바와 같이, 3개의 자극 위치 검출 신호 U, V, W의 검출 레벨에 따른 패턴(U, V, W)을 이용하여 동일한 자극 위치를 검출하는 방법에 대해서도 마찬가지고, 예를 들면 도 3에 도시된 바와 같이 각 통전 구간에서, 기간 Ta에서의 패턴과 기간 Tc에서의 패턴은 동일해진다. 따라서, 이 경우라도, 기간 Tc에서의 패턴으로 변화하는 시점을 검출하려고 하면, 통전 구간의 개시 시점을 이 시점이라고 오판정하게 된다.

이 때문에, 스파이크 전압에 영향받지 않고 자극 위치 검출 신호의 레벨을 검출할 수 있도록, 구동 신호의 최초의 1주기에서는, 자극 위치 검출 신호의 레벨을 검출하지 않도록 하고 있다.

이상이, 이 제1 실시예에서의 기본적인 동작이고, 이것은 상기된 특원평10-180975호에 기재된 선원 발명과 동일하다.

그런데, 마이크로컴퓨터(1)는, 인버터(11)의 구동 신호를 출력하고나서 로터 자극 위치 검출 회로의 비교기의 출력 펄스 신호의 레벨을 검출할 수 있게 되기까지, 소정의 시간을 필요로 한다. 예를 들면, 도 3의 통전 구간(1)을 예로 설명하면, 도 4의 (a)에 도시된 바와 같이, 마이크로컴퓨터(1)는, 구동 신호 V-의 1개의 펄스를 출력하면, 이 펄스의 상승 엣지를 기준으로 하여, 비교기(8a)로부터 출력되는 자극 위치 검출 신호 U의 레벨을 검출하는 것이지만, 이 레벨의 검출 타이밍 t_D는 구동 신호 V-의 펄스의 상승 엣지로부터 소정의 시간 T만큼 지연되게 된다. 이러한 시간 T는, 예를 들면 13μsec 정도이다(이하에서는, T=13μsec로 함). 또, Δt는 자극 위치 검출 신호 U의 전송 지연이다.

그런데, 구동 신호 U+, U-, V+, V-, W+, W-의 쵸핑시의 듀티비(따라서, 이 쵸핑 시의 온 시간)는 가변으로서(따라서, 이들 구동 신호 U+, U-, V+, V-, W+, W-의 쵸핑 시에는, PWM(펄스 폭 변조) 신호이고, 이들 쵸핑 시의 신호를, 이하 PWM 신호라고 함), 이것을 변화시킴에 따라, 직류 브러시레스 모터(12)의 회전수 제어를 행할 수 있고, 회전수가 작을수록 듀티비가 작고, 쵸핑시의 (즉, PWM 신호의) 온 시간이 짧아진다. 그리고, 구동 신호 V-의 PWM 신호의 펄스 폭이 상기된 그 상승 엣지로부터 레벨 검출의 타이밍 t_D까지의 시간 T보다도 짧아지면, 이 PWM 신호에 의한 자극 위치 검출 신호 U의 펄스 폭도 이 PWM 신호의 펄스 폭과 거의 동일하게, 짧아지므로, 도 4의 (b)에 도시된 바와 같이 이 자극 위치 검출 신호 U의 레벨을 정확하게 검출할 수 없게 된다.

이것을 방지하기 위해서는, 구동 신호 U+, U-, V+, V-, W+, W-의 PWM 신호의 펄스 폭을 T=13μsec 이상으로 하면 된다.

그러나, 이와 같이 PWM 신호의 온 시간에 하한을 설정하면, 직류 브러시레스 모터(12)의 시동시나 경부하시의 저회전수로 회전시키는 경우에는, 이것에 적당한 PWM 신호의 듀티비를 설정할 수 없게 된다.

본 발명의 제1 실시예는, 이러한 문제를 해소하는 것으로, PWM 신호의 온 시간의 하한을 상기한 바와 같이 설정하면서, 직류 브러시레스 모터(12)의 시동시나 경부하시에 저회전수로 회전시키는 경우라도, 이것에 적당한 PWM 신호의 듀티비를 설정할 수 있도록, PWM 신호의 주파수의 전환을 행하는 것이다.

이하, 이 제1 실시예에서의 PWM 신호의 주파수 전환에 대해 설명하지만, 마이크로컴퓨터(1)의 처리 시간 등을 고려하여, 상기된 바와 같이 이 마이크로컴퓨터(1)로부터 출력되는 구동 신호 U+, U-, V+, V-, W+, W-의 PWM 신호의 최소 온 시간을 13μsec가 된다.

우선, 도 5에 의해, 직류 브러시레스 모터(12)가 시동하여 통상의 안정 운전 상태가 되기까지의 동작에 대해 설명한다.

지금, 직류 브러시레스 모터(12)의 통상의 안정 운전 시의 구동 신호 U+, U-, V+, V-, W+, W-의 PWM 신호의 주파수를 3.3㎑로 하면, 시동시에는, 마이크로컴퓨터(1)는, 도 5의 (a)에 도시된 바와 같이, PWM 신호의 주파수를 3.3㎑의 1/2배의 1.65㎑로 하고, PWM 신호의 온 시간을 거의 13μsec로 한다. 이 때의 듀티화는, 통상의 안정 운전시의 PWM 신호의 주파수가 3.3㎑에서 온 시간이 13μsec 일 때보다도 작다. 이에 따라, PWM 신호의 주파수가 3.3㎑에서 온 시간이 13μsec 일 때보다도 원활하게 직류 브러시레스 모터(12)가 시동된다.

이 시동 후, 마이크로컴퓨터(1)는 이 생성하는 PWM 신호의 온 시간을 항상 감시하고 있어, 직류 브러시레스 모터(12)의 회전수가 상승함과 함께, PWM 신호의 듀티비가 증대하고, 그 온 시간이 점차로 길어진다. 그리고, 마이크로컴퓨터(1)는, 도 5의 (b)에 도시된 바와 같이, 이 PWM 신호의 온 시간이 시동 시의 온 시간의 2배, 즉 13×2=26μsec 정도가 된 것을 검출하면, 이 때의 PWM 신호의 듀티비를 유지하면서, PWM 신호의 주파수를 2배의 3.3㎑로 전환한다. 이에 따라, 도 5의 (c)에 도시된 바와 같이, 이 때의 PWM 신호의 온 시간은 거의 13μsec가 된다. 그 후, 3.3㎑의 이 PWM 신호는, 직류 브러시레스 모터의 회전수가 상승함과 함께, 듀티비가 커져 온 시간이 길어진다.

이와 같이 함으로써, 직류 브러시레스 모터(12)의 시동시에는, PWM 신호의 온 시간으로 하여, 자극 위치 검출 신호의 레벨을 정확하게 검출 가능한 최소의 온 시간을 유지할 수 있어, 그 듀티비를 충분히 낮게 설정할 수 있고, 또한 통상의 안정 운전시라도, 마찬가지로 또한 PWM 신호의 주파수를 높이는 것이기 때문에, 직류 브러시레스 모터(12)의 시동으로부터 항상 자극 위치 검출 신호의 레벨을 정확하게 검출할 수 있어, 전류 타이밍의 검출이 확실해져 안정된 회전수 제어가 가능해지고, 또한 통상의 안정 운전시에는, PWM 신호의 주파수를 높임으로써, 직류 브러시레스 모터(12)의 부하에 따른 원활한 회전이 가능해진다.

또한, 도 5의 (b)의 상태로부터 도 5의 (c)의 상태로 PWM 신호의 주파수가 전환될 때에는, PWM 신호의 듀티의 변화가 없으므로, 인버터(11)의 반도체 스위치 소자(6a∼6f)로부터 직류 브러시레스 모터(12)로 공급되는 구동 전류의 평균치가 변화하지 않고, 따라서 PWM 신호의 주파수의 전환시의 직류 브러시레스 모터(12)의 이상 회전이 생기는 일이 없다.

또, 운전 상태에서 경부하 상태가 되면, 직류 브러시레스 모터(12)의 회전수도 저하하고, 이에 따라 PWM 신호의 듀티비가 작아져 온 시간이 짧아진다. 그리고, 도 5의 (c)에 도시된 바와 같이 PWM 신호의 온 시간이 13μsec 정도가 되어 더욱 회전수가 저하하면, 그 때의 듀티비를 유지하면서, PWM 신호의 주파수가 3.3㎑로부터 1.65㎑로 저감된다. 따라서, PWM 신호의 온 시간이 26μsec가 되고, 이에 따라 또한 이 온 시간이 13μsec가 될 때까지 직류 브러시레스 모터(12)의 회전수를 저감시킬 수 있다. 이 경우도, 상기된 바와 동일한 효과를 얻을 수 있다.

이어서, 본 발명의 제2 실시예에 대해 설명한다.

도 6은 본 발명에 따른 직류 브러시레스 모터 구동 장치 및 이것을 이용한 공기 조화기의 제2 실시예를 나타내는 회로 구성도로서, 참조 번호(13)는 직류 전압 검출기이고, 도 1에 대응하는 부분에는 동일 부호를 붙여 중복하는 설명을 생략한다.

공기 조화기에서는, 일반적으로, 상용 교류 전원으로서 100V나 200V라는 다른 상용 교류 전원을 사용할 수 있는 것이다. 그래서, 이 제2 실시예는, 도 6에서 도 1에 도시된 제1 실시예의 구성에 직류 전압 검출기(13)가 추가된 구성을 이루고 있고, 이 직류 전압 검출기(13)에 의해 인버터(11)의 직류 전원 전압 Vd를 검출하고, 그 검출 출력에 기초하여 마이크로컴퓨터(1)가 사용되는 도시하지 않은 상용 교류 전원의 종류(예를 들면, 100V의 상용 교류 전원과 200V의 상용 교류 전원)를 판별하고, 이 판정 결과에 따라 직류 브러시레스 모터(12)의 시동시나 경부하 운전시의 PWM 신호의 주파수를 다르게 하도록 한 것이다. 이 외의 구성, 동작에 대해서는, 도 1에 도시된 제1 실시예와 마찬가지이다.

그런데, 상용 교류 전원으로서, 200V로 높은 상용 교류 전원을 이용한 경우에는, 직류 전원 전압 Vd가 이 상용 교류 전원의 교류 전압을 전파 정류·평활하게 형성되는 것이기 때문에, 이 직류 전원 전압은 약 200×√2=283V가 되고, 100V의 상용 교류 전원을 이용한 경우의 약 100×√2=141V의 거의 2배가 되고, 100V의 상용 교류 전원을 이용한 경우보다도, 인버터(11)의 각 반도체 스위치 소자(6a∼6f)에 큰 전류가 흐르게 된다. 그래서, 200V의 상용 교류 전원을 이용한 경우라도, 구동 신호 U+, U-, V+, V-, W+, W-의 PWM 신호의 온 시간의 하한을 13μsec로 하면, 직류 브러시레스 모터(12)의 시동시나 경부하 운전시에는, 100V의 상용 교류 전원을 이용한 경우보다도, 큰 전류가 흐르게 된다. 물론, 이 하한을 제외하면, PWM 신호의 온 시간을 작게 할 수 있지만, 이러한 PWM 신호로부터 자극 위치 검출 신호 U, V, W의 레벨을 정확하게 검출할 수 없게 되는 경우도 생긴다.

이 제2 실시예는, 이러한 문제를 해소하는 것으로, PWM 신호의 온 시간의 하한을 상기된 바와 같이 설정하면서, 직류 브러시레스 모터(12)의 시동시나 경부하시의 구동 전류를 저감시킬 수 있도록 함으로써, PWM 신호의 주파수에 의해 이것을 달성할 수 있도록 한 것이다. 여기서는, 일례로서, 상용 교류 전원으로서, 100V, 200V 중 어느 하나가 사용되는 것으로 한다.

그래서, 도 6에서, 도시하지 않은 전원 스위치가 온되면, 직류 전압 검출기(13)가 인버터(11)의 직류 전원 전압 Vd를 검출하고, 그 검출 출력으로부터 마이크로컴퓨터(1)는 사용되어 있는 도시하지 않은 상용 교류 전원이 100V의 것인지, 혹은 200V의 것인지를 판별한다. 여기서, 상기된 바와 같이, 100V의 상용 교류 전원이 사용되는 경우에는, 직류 전원 전압 Vd는 약 140V이고, 200V의 상용 교류 전원이 사용되는 경우에는, 직류 전원 전압 Vd는 약 280V이기 때문에, 판별 레벨을, 예를 들면 200V로 함으로써, 직류 전압 검출기(13)의 검출 출력으로부터 사용되는 상용 교류 전원의 종류를 판별할 수 있다.

그리고, 마이크로컴퓨터(1)는, 직류 전압 검출기(13)의 검출 출력으로부터 사용되는 상용 교류 전원이 100V의 것이라고 판정했을 때에는, 생성하는 인버터(11)의 구동 신호 +U, -U, +V, -V, +W, -W의 PWM 신호의 주파수를 규정된 주파수(여기서는, 상기된 바와 같이, 3.3㎑로 함)로 설정하고, 직류 브러시레스 모터(12)를 시동시킨다. 또, 이 경우도, 상기된 바와 같이 이들 PWM 신호의 최소 온 시간은, 구동 신호 +U, -U, +V, -V, +W, -W를 바탕으로 위치 검출 신호 U, V, W의 레벨을 확실하게 검출할 수 있는 길이(여기서는, 상기된 바와 같이, 13μsec로 함)로 설정된다.

또한, 마이크로컴퓨터(1)는, 직류 전압 검출기(13)의 검출 출력으로부터 사용되고 있는 상용 교류 전원이 200V의 것이라고 판정했을 때에는, 생성하는 인버터(11)의 구동 신호 +U, -U, +V, -V, +W, -W의 PWM 신호의 주파수를 규정된 주파수(즉, 3.3㎑)의 1/2배의 1.65㎑로 하고, 직류 브러시레스 모터(12)를 시동시킨다. 이 경우도, 이들 PWM 신호의 최소 온 시간은, 13μsec로 설정된다.

이와 같이, 직류 브러시레스 모터(12)의 시동시의 PWM 신호의 주파수를 상기 규정된 주파수(=3.3㎑)의 1/2배로 함으로써, 시동시의 이 직류 브러시레스 모터(12)로 공급되는 구동 전류를, 구성의 규정된 주파수로 하는 경우에 비해, 1/2배로 저감할 수 있어, 시동 토크의 과대에 따른 동기 시동으로부터 위치 검출 운전으로의 전환의 실패나 음, 진동의 증대화를 방지할 수 있다.

그 후, 직류 브러시레스 모터(12)의 회전수가 증가하고, 이와 함께 PWM 신호의 온 시간이 증대화해 가지만, 이 온 시간이 소정의 값(예를 들면, 26μsec로 하지만, 이 이상이면 됨)으로 하면, 이 때의 듀티비를 유지한 상태에서, PWM 신호의 주파수를 상기 규정된 주파수(=3.3㎑)로 전환한다. 이에 따라, 직류 브러시레스 모터(12)의 원활한 회전에서의 운전이 가능해진다.

200V의 상용 교류 전원을 이용한 경우의 이러한 주파수의 설정 동작은, 앞의 제1 실시예에서의 도 5에 도시된 것과 동등하다. 또한, 200V의 상용 교류 전원을 이용한 경우의 경부하 운전시라도, 마찬가지로 PWM 신호의 주파수를 규정된 주파수의 1/2배로 한다.

이상과 같이, 이 실시예에서는, 전압이 높은 상용 교류 전원을 사용한 경우의 직류 브러시레스 모터(12)의 시동시의 구동 전류를 저감시킬 수 있고, 또한 통상의 안정된 운전시의 직류 브러시레스 모터(12)의 회전을 원활하게 행할 수도 있다.

또, 이러한 제2 실시예에서, 사용하는 상용 교류 전원을 100V의 것과 200V의 것으로 했지만, 본 발명은 이것에만 한하는 것이 아니고, 또한 3이상의 다른 종류의 상용 교류 전원을 사용하도록 한 경우에 대해서도 마찬가지이고, 이들 상용 교류 전원사이의 출력 전압의 관계에 따라, 각각에 대한 PWM 신호의 시동시의 주파수를 설정하면 된다. 또한, 구동 신호 +U, -U, +V, -V, +W, -W를 바탕으로 위치 검출 신호 U, V, W의 레벨을 확실하게 검출할 수 있도록 하기 위해 설정하는 PWM 신호의 최소 온 시간은, 상기된 13μsec에 한정되는 것이 아니고, 마이크로컴퓨터(1)의 처리 시간 등에 따라 임의로 설정되는 것이다

또한, 이상의 각 실시예에서는, PWM 신호의 주파수를 2단계로 전환하도록 했지만, 3 단계 이상으로 전환하도록 해도 좋다. 예를 들면, 2단계의 전환을 행하는 경우, 직류 브러시레스 모터(12)의 시동시의 주파수를 1.65㎑로 하여, 통상의 안정 운전시의 주파수를 3.3㎑로 한 경우, PWM 신호의 최소 온 시간을 13μsec로 하여, 시동하고나서 PWM 신호의 온 시간이 20μsec가 되었을 때, 구성일 때의 듀티비를 유지한 상태에서 주파수를 약 2.56㎑로 한다. 이에 따라, PWM신호의 온 시간은 최소의 13μsec가 된다. 그 후, PWM 신호의 주파수를 구성의 2.56㎑로 하여 직류 브러시레스 모터(12)의 회전수를 증가시켜가고, PWM 신호의 온 시간이 거의 16.8μsec가 되면, 그 때의 듀티비를 유지하면서 PWM 신호의 주파수를 3.3㎑로 한다. 이에 따라, PWM 신호의 온 시간은 거의 13μsec가 된다.

또한, 상기 각 실시예에서는, 로터 자극 위치 검출 회로(2)의 기준 전압 Vd/2를, 검출 저항(4a, 4b)으로부터 얻도록 했지만, 직류 브러시레스 모터(12)의 스테이터 권선(7a∼7c)의 중성점 N으로부터 소정의 검출 저항을 이용하여 얻도록 해도 좋다.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 따르면, 직류 브러시레스 모터의 시동시나 경부하 조건으로 운전하는 경우에도, 인버터를 구동하는 PWM 신호의 주파수를 저하시킴에 따라, PWM 신호의 온 시간을 상기 PWM 신호를 바탕으로 상기 브러시레스 모터의 자극 위치를 확실하게 검출 가능한 시간에 확보할 수 있고, 인버터의 전류 타이밍을 확실하게 검출할 수 있어 상기 직류 브러시레스 모터의 안정된 제어가 가능해진다.

또한, 본 발명에 따르면, 인버터의 직류 전원 전압이 달라도, 상기 직류 전원 전압이 높은 경우에는, 인버터를 구동하는 PWM 신호의 주파수를 저하시킨다고 하는 간단한 방법으로 직류 브러시레스 모터의 시동시나 경부하시의 구동 전류를 저감시킬 수 있고, 시동 토크의 과대에 따른 동기 시동으로부터 위치 검출 운전으로의 전환 실패나, 시동 토크 과대에 의한 음, 진동의 증대를 방지할 수 있고, 또한 인버터의 전류 타이밍을 확실하게 검출할 수 있어, 직류 브러시레스 모터의 안정된 제어가 가능해지고, 광범위한 입력 전원 전압과 광범위한 부하에 대응하여 안정된 운전이 가능해진다.

또한, 본 발명에 따른 공기 조화기에 의하면, 시동 시의 PWM 신호의 주파수를 저하시킴에 따라, 시동 시의 전원 전류와 누설 전류를 저감시킬 수 있고, 광범위한 입력 전원 전압과 광범위한 부하에 대응하여 안정된 운전이 가능해진다.

Claims

직류 브러시레스 구동 장치에 있어서,

인버터 구동 신호를 생성하는 구동부와,

6개의 반도체 스위치 소자가 3상 브릿지 접속되어 이루어지고, 상기 반도체 스위칭 소자가 인버터 구동 신호에 의해 구동되어 직류 브러시레스 모터의 스테이터 권선에 공급하는 모터 구동 신호를 생성하는 인버터와,

상기 직류 브러시레스 모터의 각 상의 스테이터 권선의 모터 단자 전압을 상기 인버터의 직류 전원 전압의 1/2배의 기준 전압과 비교하는 복수의 비교기

를 포함하며,

상기 인버터 구동 신호는 상기 직류 브러시레스 모터의 통전 구간마다 상기 인버터 중 어느 1개의 상기 반도체 스위칭 소자를 쵸핑하는 펄스폭 변조(Pulse Width Modulation; PWM) 신호를 포함하며,

상기 구동부는 상기 인버터 구동 신호의 타이밍을 바탕으로 상기 비교기로부터 출력되는 위치 검출 신호의 레벨을 검출하고, 그 검출 결과에 따라 상기 직류 브러시레스 모터의 통전 구간을 전환하는 전류 타이밍을 설정하며,

상기 PWM 신호의 주파수를 가변하는 수단을 더 구비한 것을 특징으로 하는 직류 브러시레스 모터 구동 장치.
제1항에 있어서,

상기 PWM 신호의 주파수를 가변하는 수단은 상기 인버터 구동 신호의 상기 PWM 신호의 온 시간이 미리 설정된 소정 시간이 되었을 때, 상기 PWM 신호의 주파수를 전환하는 것을 특징으로 하는 직류 브러시레스 모터 구동 장치.
제1항에 있어서, 상기 PWM 신호의 주파수를 가변하는 수단은,

상기 인버터의 직류 전원 전압을 검출하는 제1 수단과,

상기 제1 수단의 검출 결과에 따라, 상기 인버터 구동 신호의 상기 PWM 신호의 주파수를 전환하는 제2 수단

을 포함하는 것을 특징으로 하는 직류 브러시레스 모터 구동 장치.
제1항, 제2항 또는 제3항에 있어서, 상기 직류 브러시레스 모터는 공기 조화기용 압축기 모터인 것을 특징으로 하는 직류 브러시레스 모터 구동 장치.