JP5216449B2

JP5216449B2 - モータ制御装置，電力変換装置及びハイブリッド車両

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Publication number: JP5216449B2
Application number: JP2008176429A
Authority: JP
Inventors: 広行尾花; 広之山井
Original assignee: Hitachi Automotive Systems Ltd
Current assignee: Hitachi Astemo Ltd
Priority date: 2008-07-07
Filing date: 2008-07-07
Publication date: 2013-06-19
Anticipated expiration: 2028-07-07
Also published as: JP2010017044A

Description

本発明は、モータ制御装置，電力変換装置及びハイブリッド車両に関し、特にＰＷＭのチョッピング制御方法に関する。

ブラシレスモータを制御するには、回転子位置（磁極位置）に応じた電流の位相あるいは振幅の制御が必要である。通常、回転子位置（磁極位置）検出にはエンコーダ、あるいはレゾルバ等が使用される。しかし、この回転子位置（磁極位置）センサは、モータの体格の増加，耐環境性の低下，高価格化等の要因となる。また、電流センサ，速度センサの設置も同様の問題を具備し、センサレス制御が望まれている。従来の一般的なブラシレスモータのセンサレス駆動方法は、ブラシレスモータの誘起電圧を検出し、ブラシレスモータの電機子巻線の電流の通電を切り替える。その際、制御に必要となるデータをＡ／Ｄ変換するのに必要となる通電時間を広げるために電源電圧を調整する手法がある（特許文献１）。

しかし、特許文献１に記載の技術であっても、電機子巻線電流，各相誘起電圧の検出可能な期間であるスイッチング素子のオン時間（Ｔ_on）が減少し、Ａ／Ｄ変換に必要な時間より小さくなる条件があり、ブラシレスモータの起動時や低負荷時の駆動が困難となる場合がある。

特開平１１−３２４９８号公報

本発明の課題は、ブラシレスモータの起動時や低負荷時の駆動であっても、センサレス制御による安定したモータ駆動を実現することである。

本発明は、モータの各相の誘起電圧をアナログ信号により検出し、さらに該検出結果をデジタル信号に変換する電圧検出回路部と、前記電圧検出回路部により検出された非通電相の誘起電圧情報に基づき、前記スイッチング素子のスイッチング周期のオン時間である通電率を調整することにより前記モータの可変速制御を実行するＰＷＭ制御回路部と、前記ＰＷＭ制御回路部で調整される通電率と予め定めた通電率との差に基づいて、該ＰＷＭ制御回路部の通電率を変更する通電率変更部と、を備え、前記ＰＷＭ制御回路部は、前記通電率変更部により変更された通電率における前記スイッチング素子のオン期間に、前記電圧検出回路部からの検出結果を読み込むモータ制御装置を提供する。

さらに、好ましくは、前記インバータ回路は、直列に接続された上下アームを構成し、前記通電率変更部は、前記ＰＷＭ制御回路部で調整される通電率と予め定めた通電率との差に基づいて、前記上アームの通電率を増加させ、かつ該上アームの通電率の増加分に応じて前記下アームの通電率を変更するモータ制御装置を提供する。

さらに、好ましくは、前記モータは、車両の変速機に油圧を供給するオイルポンプを駆動して車両駆動用モータと該変速機と機械的に結合するためのモータであるモータ制御装置を提供する。

さらに、好ましくは、前記モータの回転数が該モータの停止状態を含む所定の低回転数以下であるとき、前記モータの回転子位置に対し、無関係に通電相を切り替える同期運転により該モータを制御し、前記モータの回転数が所定の低回転数より大きいとき、前記ＰＷＭ制御回路部によって該モータを制御するモータ制御装置を提供する。

ブラシレスモータの起動時や低負荷時において、安定した駆動を実現する効果が得られる。

以下の説明に示された番号は、各図面に示された番号と対応する。

ブラシレスモータ（モータ１９６）の電機子巻線に印加する直流電圧を順次通電を切り替えるためのスイッチング素子を有するインバータ回路２２２と、そのインバータ回路２２２のスイッチング素子をオン，オフさせ転流を行う転流タイミング演算部２１０と、その転流タイミング演算部２１０によりオンされている前記インバータ回路２２２のスイッチング素子を、オン，オフさせチョッパ制御（ＰＷＭ制御）するチョッパ制御回路（ＰＷＭ制御回路２０４）を備え、そのチョッパ制御回路（ＰＷＭ制御回路２０４）により、スイッチング周期（Ｔ＝Ｔ_on＋Ｔ_off）におけるスイッチング素子のオン時間（Ｔ_on）である通電率（Ｔ_on／Ｔ）を調整することによりブラシレスモータを位置センサを用いることなく可変速運転することが可能なブラシレスモータ駆動回路（マイコン２１４）と、電流検出回路と、ブラシレスモータの非通電相で検出した誘起電圧情報より速度を検出する速度検出回路（回転数演算部２２４）を備え、ブラシレスモータの目標速度（回転数）と前記速度（回転数）検出回路において算出された速度（回転数）に基づいて前記チョッパ回路（ＰＷＭ制御回路２０４）による通電率を変更し、スイッチング素子のオン期間（Ｔ_on）に検出する電機子巻線電流、各相誘起電圧の読み込みのため、通電率を増加させ、Ａ／Ｄ変換に必要な通電時間を確保する。

さらに、スイッチング素子のオン期間（Ｔ_on）に検出する電機子巻線電流、各相誘起電圧の読み込むことができるように、通電率を増加させるために通電相の一デューティサイクル内のオフ期間に通電相の下側スイッチング素子をオフすることにより通電率を増加させる。これにより、誤ったデータの検出を防ぎ、ブラシレスモータの駆動を安定させる。

さらにチョッパ制御回路（ＰＷＭ制御回路２０４）により出力された通電率の値と予め決定した閾値との比較によりチョッピングパターンを切り替える。

さらに、チョッパ制御回路（ＰＷＭ制御回路２０４）により出力された通電率の値により、上記チョッピングパターン時におけるデューティ幅を決定する制御方法。

図１にオイルポンプ駆動用インバータ回路１４６が搭載されるＨＥＶシステム１１０の構成図を示す。

このＨＥＶシステム１１０は、ＨＥＶ駆動用の２つのモータ１９２，１９４（動作モードによりジェネレータ）を有し、車両の速度，運転者のアクセル，ブレーキの踏み込み状態により、動作モードを決定する。動作モードとして、モータ走行，エンジン始動，加速アシスト，バッテリ充電，回生ブレーキ，アイドルストップがある。モータ走行，アイドルストップ時は、エンジン１２０が停止するため、エンジン１２０と機械的に連結された変速機１１８へ油圧を供給するオイルポンプモータ１９８も停止する。

本ＨＥＶシステム１１０は、エンジン１２０停止中でも油圧を供給することを可能にするために、埋込磁石モータであるオイルポンプ用のモータ１９６を搭載しており、オイルポンプ駆動用インバータ回路１４６はそのモータを駆動するインバータである。

本実施形態の埋込磁石モータのトルクは、モータの回転子内にある磁石が持つ磁束とモータに流す電流により、モータ１９６は回転する。なお、モータに内蔵された鉄心に発生するリラクタンストルクによってもモータ１９６は回転する。所定のトルクを連続的に出力し回転を維持するには、回転子位置（磁極位置）に応じて電流方向を切り替える必要がある。制御方法は、モータ１９６の回転子位置（磁極位置）ならびに電流を検出し、フィードバック制御する正弦波電流駆動を用いた場合、高価な回転位置センサや電流センサが必要である。

本実施形態に係るオイルポンプモータは、車両駆動用モータに比べて、トルク高速応答性が不要であり、負荷変動が少なく、回転数範囲も狭いことから、位置センサ，電流センサが不要で、コストならびに、サイズ（搭載スペース）で有利な１２０度通電方式のセンサレス制御を行っている。この方式はモータの誘起電圧のゼロクロスから、回転子位置角を６０度毎に検出し通電制御を行う。ここでゼロクロスとは、正弦波形となる各相の誘起電圧が正から負、又は負から正に切り替わるタイミングのことを指す。

なお、車体のフロント部には前輪車軸１１４が回転可能に軸支されている。前輪車軸１１４の両端には１対の前輪１１２が設けられている。車体のリア部には後輪車軸（図示省略）が回転可能に軸支されている。後輪車軸の両端には１対の後輪が設けられている。本実施形態のＨＥＶでは、動力によって駆動される主輪を前輪１１２とし、連れ回される従輪を後輪とする、いわゆる前輪駆動方式を採用しているが、この逆、すなわち後輪駆動方式を採用しても構わない。

前輪車軸１１４の中央部には前輪側デファレンシャルギア（以下、「前輪側ＤＥＦ」と記述する）１１６が設けられている。前輪車軸１１４は前輪側ＤＥＦ１１６の出力側に機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６の入力側には変速機１１８の出力軸が機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６は、変速機１１８によって変速されて伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸１１４に分配する差動式動力分配機構である。変速機１１８の入力側にはモータジェネレータ１９２の出力側が機械的に接続されている。モータジェネレータ１９２の入力側には動力分配機構１２２を介してエンジン１２０の出力側及びモータジェネレータ１９４の出力側が機械的に接続されている。尚、モータジェネレータ１９２，１９４及び動力分配機構１２２は、変速機１１８の筐体の内部に収納されている。

モータジェネレータ１９２，１９４は、回転子に永久磁石を備えた同期機であり、固定子の電機子巻線に供給される交流電力がインバータ装置１４０，１４２によって制御されることによりモータジェネレータ１９２，１９４の駆動が制御される。インバータ装置１４０，１４２にはバッテリ１３６が電気的に接続されており、バッテリ１３６とインバータ装置１４０，１４２との相互において電力の授受が可能である。コンデンサモジュール５００は、インバータ装置１４０，１４２にそれぞれ並列に接続され、このインバータ装置１４０，１４２に供給する直流電流のリップルを抑制する。

図２に、ＨＥＶ動作モードに対するオイルポンプ駆動用インバータ回路１４６の制御モードを示す。図２の上図の縦軸は車速を示し、下図の縦軸はモータ１９６の回転数を示し、それぞれの横軸は時間を示す。

オイルポンプ駆動用インバータ回路１４６の動作は大きく２つに分類できる。一つは、モータ走行又はアイドルストップ時のエンジン停止時に、オイルポンプを駆動し油圧を変速機へ供給する駆動モードである。もう一つは、エンジン走行時に、エンジンに連結されたオイルポンプモータ１９８が、変速機へ油圧を供給する役割を担い、オイルポンプモータ１９６はエンジンにより連れまわされる待機モードである。

待機モード中は、上位コントローラ１３０からの指令に応じて、回転を停止することなく駆動モードへ移行する必要があるため、常にモータの回転子位置を検出し、回転数を算出する（Δｔ４：モータ１９６待機モード）。

しかしながら、キー・オン直後のモータ走行では、停止状態からオイルポンプモータ１９６を起動する必要があるが、回転子位置検出に、モータの回転数に比例した誘起電圧を用いたため、停止を含む低速時は、誘起電圧が小さく位置検出が困難である。従って、本実施形態においては、起動に際し、特定相に通電し、回転子位置を所定の位置に合わせ（Δｔ１：初期位置合わせ）、回転子位置に対し無関係に通電相を切り替える同期運転によりモータ回転数を徐々に上昇させ（Δｔ２：同期駆動）、誘起電圧が検出できる回転数域に到達した時点で、誘起電圧情報から適切に通電を行う制御（Δｔ３：センサレス制御駆動）に切り替える。

図３は、ブラシレスであるモータ１９６を駆動するためのシステム構成図である。

オイルポンプ駆動用インバータ回路１４６は、ＨＥＶに搭載される強電系であるバッテリ１３６の直流電力を、Pulse Width Modulation（以下ＰＷＭ）でインバータ回路部２２２に内蔵されたスイッチング素子を駆動して、モータ駆動を行う交流電力に変換する回路である。

オイルポンプ駆動用インバータ回路１４６は、モータコントロールを行う制御基板２２８とスイッチング素子のゲートをドライブするゲート基板２３０からなり、それぞれ、図３に示されたＡＡ線を境に絶縁された構成になっている。

ゲート基板２３０上のマイコン２１６は、Ａ／Ｄ変換部２２０及びシリアル通信部２１８を有する。

Ａ／Ｄ変換部２２０は、ＤＣ電流，ＤＣ電圧さらに各相の誘起電圧を取得し、これらのアナログ信号をデジタル信号に変換し、該デジタル信号をシリアル通信部２１８に伝達する。シリアル通信部２１８は、前述のデジタル信号を、制御基板２２８上のシリアル通信部２１２へ出力する。

制御基板２２８上のマイコン２１４は、シリアル通信部２１２，誘起電圧ゼロクロス情報検出部２０６，転流タイミング演算部２１０，回転数演算部２２４，回転数制御部２０８，ＰＷＭ信号生成部２０４、及び切替判定部２０３を有する。

シリアル通信部２１２は、前述のシリアル通信部２１８から出力されたデジタル信号を取得し、該デジタル信号を誘起電圧ゼロクロス情報検出部２０６へ伝達する。誘起電圧ゼロクロス情報検出部２０６は、各相の誘起電圧（Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_w）の変化からゼロクロス点を検出する。

転流タイミング演算部２１０は、誘起電圧ゼロクロス情報検出部２０６に基づき、転流のタイミングを決定し、この決定された転流タイミング情報を回転数演算部２２４及びＰＷＭ信号生成部２０４へ出力する。そして、回転数演算部２２４は、転流タイミング情報に基づきモータ１９６の回転数を演算し、この回転数を回転数制御部２０８に出力する。

回転数制御部２０８は、ＨＥＶシステム１１０の上位コントローラ１３０から、Controller Area Network通信（以下、ＣＡＮ通信２０２）により、オイルポンプ駆動用インバータ回路１４６の駆動モード指令を受信する。さらに回転数制御部２０８は、回転数指令値（Ｎ＊）と誘起電圧のゼロクロス周期の測定結果より求まる回転数（Ｎ）を基に、回転数制御を行う。具体的には、回転数制御部２０８は、インバータ回路２２２のスイッチング素子を駆動するＰＷＭオン時間（デューティ比）、すなわち通電率を演算する。

ＰＷＭ信号生成部２０４は、回転数制御部２０８からの通電率及び転流タイミング演算部２１０からの転流タイミング情報に基づき、インバータ回路２２２の各相の通電タイミングを決定する。

詳細は後述するが、切替判定部２０３は、回転数制御部２０８からの通電率に基づいて、チョッピング方式の切り替えをすべきか否かを判定し、該判定結果をＰＷＭ信号生成部２０４に出力する。

図４は、オイルポンプ駆動用インバータ回路１４６に採用した１２０度通電方式の６パターンの通電モードと、その際の回転磁界と、回転子位置範囲を示す。

モータ１９６の回転子位置に応じた電流により回転磁界を発生させトルクを出力する。すなわち、通電中に回転子が範囲内を維持するように、順次、適切なタイミングで、通電モードを１⇒２⇒３⇒・・・⇒６⇒１と切り替えモータを駆動する。

次に、図３のＰＷＭ信号生成部２０４で実施されるスイッチング方式を説明する。図５は、本実施形態に係る１２０度通電方式のスイッチング素子の通電パターンを示す。図５において、Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋はインバータ回路部２２２の各相の上アームスイッチング素子の通電パターンを示し、Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−はインバータ回路部２２２の各相の下アームスイッチング素子の通電パターンを示す。

この方式は、通電相の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を同一のＰＷＭ信号で制御する。例えば、図４の通電モード１では、Ｕ相上アームスイッチング素子（Ｕ＋）とＶ相下側スイッチング素子（Ｖ−）である。これを、ハードチョッピング方式と呼ぶ。各相通電期間は、１２０度で、上アーム，下アームスイッチング素子をそれぞれ、Ｕ相→Ｖ相→Ｗ相と転流し、モータを回転させる。

一方、上述のハードチョッピング方式に対して、通電相の上アームスイッチング素子のみＰＷＭ制御し、下側スイッチング素子は常時オンというスイッチング方式がある。これをソフトチョッピング方式と呼び、波形を図６に示す。

次にスイッチング方式の違いによるスイッチングオン時間と出力電圧の関係を示す。

図７（Ａ）は、ハードチョッピング方式のＰＷＭ波形を示し、図７（Ｂ）は、ハードチョッピング方式におけるスイッチングオン時間の電流経路を示し、図７（Ｃ）は、ハードチョッピング方式におけるスイッチングオフ時間の電流経路を示す。

ここで、スイッチング周期Ｔ，オン時間Ｔ_on、及び、オフ時間Ｔ_offとする。Ｔ_on期間は、図７（Ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ₁とスイッチング素子Ｑ₄を通して電流はモータ１９６側に流れ、出力電圧ｖ_outはＶ_DCとなる。

逆に、図７（Ｃ）に示すようにＴ_off期間は、ダイオードＤ₃とダイオードＤ₂を通して電流はバッテリ１３６方向に流れ、出力電圧ｖ_outは−Ｖ_DCとなる。周期Ｔ間の平均出力電圧Ｖ_outは式１となる。したがって、ハードチョッピング方式では、Ｔ_on／Ｔ＝０.５の時に、平均出力電圧Ｖ_outが０［Ｖ］となる。

一方、図８（Ａ）は、ソフトチョッピング方式のＰＷＭ波形を示し、図８（Ｂ）は、ソフトチョッピング方式におけるスイッチングオン時間の電流経路を示し、図８（Ｃ）は、ソフトチョッピング方式におけるスイッチングオフ時間の電流経路を示す。

図８（Ｂ）に示すように、Ｔ_on期間に、スイッチング素子Ｑ₁とスイッチング素子Ｑ₄を通して電流はモータ側に流れ、出力電圧ｖ_outはＶ_DCとなる。Ｔ_off期間は、図８（Ｃ）のようにハードチョッピング方式と異なり、ダイオードＤ₃とスイッチング素子Ｑ₄を通して電流は還流し、出力電圧ｖ_outは０［Ｖ］となる。よって、周期Ｔ間の平均出力電圧Ｖ_outは式２となり、Ｔ_on／Ｔ＝０の時に、出力電圧Ｖ_outが０［Ｖ］となる。

次に、誘起電圧ゼロクロス情報検出部２０６行われる、モータ誘起電圧のゼロクロス検出方法を示す。図９は、モータ電流がＵ相からＶ相に流れており、Ｗ相の端子電圧を観測する場合を示す。

本実施形態に係る１２０度通電方式では、同時に通電される相数は２相となり、残りの非通電相（開放相）の端子電圧をモニタすることにより、誘起電圧を計測することができる。この時、Ｗ相端子電圧は式３となる。

本実施形態に係るシステムでは、アナログ回路により、Ｗ相端子電圧から（Ｖ_u＋Ｖ_v＋Ｖ_w）／３を減算し、それをＡ／Ｄ変換することにより、誘起電圧を計測している。また、通電相切り替え後の相電流がゼロになるまでの期間中は、端子が開放せず誘起電圧を検出できない。このため、マイコン２１４のタイマ処理により、誘起電圧を計測する範囲を設けている。

ここで、誘起電圧の計測期間であるスイッチング素子のオン期間（Ｔ_on）が減少し、所望のデータサンプリングが安定せずに、ブラシレスモータの起動時や低負荷時の駆動が困難となるおそれがあった。また、モータ制御性能を向上させるためにインバータのキャリア周波数を高くした際、スイッチング素子のオン期間（Ｔ_on）が相対的に減少するが、それにより、前述と同様に所望のデータサンプリングが安定せずに、ブラシレスモータの起動時や低負荷時の駆動が困難となるおそれがあった。

そこで、起動時や低負荷時に、通電率（Ｔ_on／Ｔ）がＡ／Ｄ変換可能な読み込み時間以下になった時にチョッピングパターンを、通電相の１デューティサイクルのオフ期間に通電相の下アームスイッチング素子をオフする。図１０は、本実施形態に係るスイッチング方式の波形を示す。

すなわち、スイッチング素子のオン期間（Ｔ_on）がＡ／Ｄ変換部２２０によるＡ／Ｄ変換に必要な時間以下の時は、図１０に示すように、下アームスイッチング素子のオフ期間Ｔ_cを設けることで、Ｔ_onを（Ｔ_on＋Ｔ_c）と伸ばす。この時の出力電圧平均値は式（４）式となり、出力電圧は等価となる。

具体的には、図３の回転制御部２０８が、回転数演算部２２４から取得する回転数と、上位コントローラ１３０から取得する回転数指令を取得し、これら回転数及び回転数指令に基づいて、図１０に示される通電率４１０を決定する。

図３の切替判定部２０３は、この通電率４１０をあらかじめ定められた閾値と比較する。通電率が閾値を下回る場合には、通電率４１０を増加させるために、下アームスイッチング素子のオフ期間Ｔ_cを設けるチョッピングパターンを出力するべき判定結果を、ＰＷＮ信号生成部２０４に出力する。ＰＷＮ信号生成部２０４は、この判定結果に応じて、Ａ／Ｄ変換可能な読み込み時間４５０と通電率４１０との差分を、１デューティサイクルのオフ期間における通電相の下側スイッチング素子のオフ駆動信号４２０として出力する。

これにより、電機子巻線電流、各相誘起電圧の検出可能な期間であるスイッチング素子のオン時間（Ｔ_on）が増加し、Ａ／Ｄ変換に必要な時間より小さくなる条件であっても、すなわちモータ１９６の起動時や低負荷時の駆動であっても、安定した駆動を実現することができる。

なお、下アームスイッチング素子のオフ期間Ｔ_cを設けるタイミング４３０は、キャリア周波数とＡ／Ｄ変換に必要な最小時間を考慮して予め設定してもよいが、好ましくはリアルタイムで可変することが望ましい。

図１１は、オイルポンプ駆動用インバータ回路１４６が搭載される電力変換装置２００の外観斜視図である。図１１に示すように、筐体１２の中ほどに冷却水流路１９が設けられ、前記冷却水流路１９の上部には流れの方向に並んで２組の開口４００と４０２が形成されている。

前記２組の開口４００と４０２がそれぞれパワーモジュール３００で塞がれる様に２個のパワーモジュール３００が前記冷却水流路１９の上面に固定されている。各パワーモジュール３００には放熱のためのフィン３０５が設けられており、各パワーモジュール３００のフィン３０５はそれぞれ前記冷却水流路１９の開口４００と４０２から冷却水の流れの中に突出している。

前記冷却水流路１９の下側にはアルミ鋳造を行いやすくするための開口４０４が形成されており、前記開口４０４はカバー４２０で塞がれている。また前記冷却水流路１９の下側には前述したオイルポンプ駆動用インバータ回路１４６が取り付けられている。オイルポンプ駆動用インバータ回路１４６は、内蔵している半導体素子の放熱金属面が前記冷却水流路１９の下面に対向するようにして、前記冷却水流路１９の下面に固定されている。このように、車両駆動用のパワーモジュール３００とオイルポンプ駆動用インバータ回路１４６を同一の筐体１２内に内蔵することで同一機能の集約化し、車両全体の省スペース化や、配線の容易化、さらに車両の組立性向上を図ることができる。

さらに前記冷却水流路１９の下部に放熱作用を為す下部ケース１６が設けられ、前記下部ケース１６には、金属材からなるコンデンサモジュール５００のケースの放熱面が前記下部ケース１６の面に対向するようにして前記下部ケース１６の面に固定されている。この構造により冷却水流路１９の上面と下面とを利用して効率良く冷却することができ、電力変換装置全体の小型化に繋がる。

入出口配管１３，１４からの冷却水が冷却水流路１９を流れることによって、併設されている２個のパワーモジュール３００が有する放熱フィンが冷却され、前記２個のパワーモジュール３００全体が冷却される。冷却水流路１９の下面に設けられたオイルポンプ駆動用インバータ回路１４６も同時に冷却する。

さらに冷却水流路１９が設けられている筐体１２が冷却されることにより、筐体１２の下部に設けられた下部ケース１６が冷却され、この冷却によりコンデンサモジュール５００の熱が下部ケース１６および筐体１２を介して冷却水に熱的伝導され、コンデンサモジュール５００が冷却される。これにより、図１０にて説明したような上アームのスイッチング素子の通電率を大きくした場合であっても、当該スイッチング素子で発生した熱を冷却水流路１９側に逃がすことができるため、スイッチング素子の破壊を防ぐことが出来る。

パワーモジュール３００の上方には制御回路基板２０と駆動回路基板２２とが配置され、駆動回路基板２２には図２に示すドライバ回路１７４が搭載され、制御回路基板２０には図２に示すＣＰＵを有する制御回路１７２が搭載される。また、駆動回路基板２２と制御回路基板２０の間には金属ベース板１１が配置され、金属ベース板１１は両基板２２，２０に搭載される回路群の電磁シールドの機能を奏すると共に駆動回路基板２２と制御回路基板２０とが発生する熱を逃がし、冷却する作用を有している。このように筐体１９の中央部に冷却水流路１９を設け、その一方の側に車両駆動用のパワーモジュール３００を配置し、また他方の側に補機用のパワーモジュール４３を配置することで、少ない空間で効率良く冷却でき、電力変換装置全体の小型化が可能となる。また筐体中央部の冷却水流路１９の主構造を筐体１２と一体にアルミ材の鋳造で作ることにより、冷却水流路１９は冷却効果に加え機械的強度を強くする効果がある。またアルミ鋳造で作ることで筐体１２と冷却水流路１９とが一体構造となり、熱伝導が良くなり冷却効率が向上する。

駆動回路基板２２には、金属ベース板１１を通り抜けて、制御回路基板２０の回路群との接続を行う基板間コネクタ２３が設けられている。また、制御回路基板２０には外部との電気的接続を行うコネクタ２１が設けられている。コネクタ２１により電力変換装置の外の、例えばバッテリ１３６として車に搭載されているリチウム電池モジュールとの信号の伝送が行われ、リチウム電池モジュールから電池の状態を表す信号やリチウム電池の充電状態などの信号が送られてくる。

本実施形態に係るオイルポンプ駆動用インバータ回路１４６が搭載されるＨＥＶシステム１１０の構成図を示す。本実施形態に係るＨＥＶ動作モードに対するオイルポンプ駆動用インバータ回路１４６の制御モードを示す図である。ブラシレスであるモータ１９６を駆動するためのシステム構成図である。オイルポンプ駆動用インバータ回路１４６に採用した１２０度通電方式の６パターンの通電モードと、その際の回転磁界と、回転子位置範囲を示す図である。本実施形態に係る１２０度通電方式のスイッチング素子の通電パターンを示す図である。ソフトチョッピング方式を説明する図である。（Ａ）は、ハードチョッピング方式のＰＷＭ波形を示す図であり、（Ｂ）は、ハードチョッピング方式におけるスイッチングオン時間の電流経路を示す図であり、（Ｃ）は、ハードチョッピング方式におけるスイッチングオフ時間の電流経路を示す図である。（Ａ）は、ソフトチョッピング方式のＰＷＭ波形を示す図であり、（Ｂ）は、ソフトチョッピング方式におけるスイッチングオン時間の電流経路を示す図であり、（Ｃ）は、ソフトチョッピング方式におけるスイッチングオフ時間の電流経路を示す図である。モータ電流がＵ相からＶ相に流れており、Ｗ相の端子電圧を観測する場合を示す図である。本実施形態に係るスイッチング方式の波形を示す図である。本実施形態に係るオイルポンプ駆動用インバータ回路１４６が搭載される電力変換装置２００の外観斜視図である。

符号の説明

１１０ＨＥＶシステム
１１２前輪
１１４前輪車軸
１１６前輪側デファレンシャルギア
１１８変速機
１２０エンジン
１２２動力分配機構
１３６バッテリ
１４０，１４２インバータ装置
１４６オイルポンプ駆動用インバータ回路
１９２，１９４モータ
１９６ブラシレスモータ
１９８オイルポンプモータ
５００コンデンサモジュール

Claims

複数相を有するモータに内蔵された電機子巻線に印加する電圧を切り替えるための複数のスイッチング素子を有するインバータ回路部と、
前記モータの各相の誘起電圧をアナログ信号により検出し、さらに該検出結果をデジタル信号に変換する電圧検出回路部と、
前記電圧検出回路部により検出された非通電相の誘起電圧情報に基づき、前記スイッチング素子のスイッチング周期のオン時間である通電率を調整することにより前記モータの可変速制御を実行するＰＷＭ制御回路部と、
前記ＰＷＭ制御回路部における前記モータの可変速制御のチョッピングパターンを切り替えるか否かを判定する切替判定部と、を備え、
前記インバータ回路は、直列に接続された上下アームを構成し、
前記切替判定部は、前記ＰＷＭ制御回路部により決定された通電率が、前記電圧検出回路部において検出された誘起電圧をデジタル信号に変換するために必要な読み込み時間に相当する通電率を下回る場合に、チョッピングパターンを切り替えるべき判定結果を前記ＰＷＭ制御回路部に出力し、
前記ＰＷＭ制御回路部は、前記チョッピングパターンを切り替えるべき判定結果を受けて、前記ＰＷＭ制御回路部により決定された通電率と前記読み込み時間に相当する通電率の差分に相当するオン時間を、上アーム側スイッチング素子の１デューティサイクル内のオン時間に加算して出力し、かつ当該上アーム側スイッチング素子のオン時間の加算分に応じて下アーム側スイッチング素子の１デューティサイクル内のオフ時間を出力し、
前記ＰＷＭ制御回路部は、前記切替判定部により変更された通電率における前記スイッチング素子のオン期間に、前記電圧検出回路部からの検出結果を読み込むモータ制御装置。
請求項１に記載のモータ制御装置であって、
前記モータは、車両の変速機に油圧を供給するオイルポンプを駆動して車両駆動用モータと該変速機と機械的に結合するためのモータであるモータ制御装置。
請求項２に記載のモータ制御装置であって、
前記モータの回転数が該モータの停止状態を含む所定の低回転数以下であるとき、前記モータの回転子位置に対し、無関係に通電相を切り替える同期運転により該モータを制御し、
前記モータの回転数が所定の低回転数より大きいとき、前記ＰＷＭ制御回路部によって該モータを制御するモータ制御装置。
エンジンと車両駆動用モータとの協調により車両を駆動し、かつ車両駆動用モータと変速機との連結を行うためのオイルポンプ用モータを有するハイブリッド車両に用いられる電力変換装置であって、
前記オイルポンプ用モータに内蔵された電機子巻線に印加する電圧を切り替えるための複数のスイッチング素子を有するインバータ回路部と、
前記オイルポンプ用モータの各相の誘起電圧をアナログ信号により検出し、さらに該検出結果をデジタル信号に変換する電圧検出回路部と、
前記電圧検出回路部により検出された非通電相の誘起電圧情報に基づき、前記スイッチング素子のスイッチング周期のオン時間である通電率を調整することにより前記オイルポンプ用モータの可変速制御を実行するＰＷＭ制御回路部と、
前記ＰＷＭ制御回路部における前記モータの可変速制御のチョッピングパターンを切り替えるか否かを判定する切替判定部と、を備え、
前記インバータ回路は、直列に接続された上下アームを構成し、
前記切替判定部は、前記ＰＷＭ制御回路部により決定された通電率が、前記電圧検出回路部において検出された誘起電圧をデジタル信号に変換するために必要な読み込み時間に相当する通電率を下回る場合に、チョッピングパターンを切り替えるべき判定結果を前記ＰＷＭ制御回路部に出力し、
前記ＰＷＭ制御回路部は、前記チョッピングパターンを切り替えるべき判定結果を受けて、前記ＰＷＭ制御回路部により決定された通電率と前記読み込み時間に相当する通電率の差分に相当するオン時間を、上アーム側スイッチング素子の１デューティサイクル内のオン時間に加算して出力し、かつ当該上アーム側スイッチング素子のオン時間の加算分に応じて下アーム側スイッチング素子の１デューティサイクル内のオフ時間を出力し、
前記ＰＷＭ制御回路部は、前記切替判定部により変更された通電率における前記スイッチング素子のオン期間に、前記電圧検出回路部からの検出結果を読み込む電力変換装置。
請求項４に記載の電力変換装置であって、
前記オイルポンプ用モータの回転数が該モータの停止状態を含む所定の低回転数以下であるとき、前記モータの回転子位置に対し、無関係に通電相を切り替える同期運転により該オイルポンプ用モータを制御し、
前記オイルポンプ用モータの回転数が所定の低回転数より大きいとき、前記ＰＷＭ制御回路部によって前記オイルポンプ用モータを制御する電力変換装置。
エンジンと車両駆動用モータとの協調により車両を駆動し、かつ車両駆動用モータと変速機との連結を行うためのオイルポンプ用モータを有するハイブリッド車両であって、
前記オイルポンプ用モータに内蔵された電機子巻線に印加する電圧を切り替えるための複数のスイッチング素子を有するインバータ回路部と、
前記オイルポンプ用モータの各相の誘起電圧をアナログ信号により検出し、さらに該検出結果をデジタル信号に変換する電圧検出回路部と、
前記電圧検出回路部により検出された非通電相の誘起電圧情報に基づき、前記スイッチング素子のスイッチング周期のオン時間である通電率を調整することにより前記オイルポンプ用モータの可変速制御を実行するＰＷＭ制御回路部と、
前記ＰＷＭ制御回路部における前記モータの可変速制御のチョッピングパターンを切り替えるか否かを判定する切替判定部と、を備え、
前記インバータ回路は、直列に接続された上下アームを構成し、
前記切替判定部は、前記ＰＷＭ制御回路部により決定された通電率が、前記電圧検出回路部において検出された誘起電圧をデジタル信号に変換するために必要な読み込み時間に相当する通電率を下回る場合に、チョッピングパターンを切り替えるべき判定結果を前記ＰＷＭ制御回路部に出力し、
前記ＰＷＭ制御回路部は、前記チョッピングパターンを切り替えるべき判定結果を受けて、前記ＰＷＭ制御回路部により決定された通電率と前記読み込み時間に相当する通電率の差分に相当するオン時間を、上アーム側スイッチング素子の１デューティサイクル内のオン時間に加算して出力し、かつ当該上アーム側スイッチング素子のオン時間の加算分に応じて下アーム側スイッチング素子の１デューティサイクル内のオフ時間を出力し、
前記ＰＷＭ制御回路部は、前記切替判定部により変更された通電率における前記スイッチング素子のオン期間に、前記電圧検出回路部からの検出結果を読み込むハイブリッド車両。
請求項６に記載のハイブリッド車両であって、
前記オイルポンプ用モータの回転数が該モータの停止状態を含む所定の低回転数以下であるとき、前記モータの回転子位置に対し、無関係に通電相を切り替える同期運転により該オイルポンプ用モータを制御し、
前記オイルポンプ用モータの回転数が所定の低回転数より大きいとき、前記ＰＷＭ制御回路部によって前記オイルポンプ用モータを制御するハイブリッド車両。