JP6243320B2 - パワー半導体モジュール - Google Patents

Description

本発明は、インバータ装置等に用いられるパワー半導体モジュールに関する。

パワー半導体モジュールは、インバータ装置に用いられ、車両等における電力変換装置を構成する。そして、パワー半導体モジュールは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）や金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）等のパワー半導体スイッチング素子及びダイオードを内部に実装している。そして、インバータ装置の電力変換効率向上と冷却構造の簡素化の要求に応じて、パワー半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ等のゲート端子とエミッタ端子間の高速化によるスイッチング損失低減が要求されている。ゲート端子とエミッタ端子間の充放電の高速化を実現するためには、ゲート端子とエミッタ端子間の浮遊インダクタンス低減が有効である。例えば、特許文献１には、ゲート端子とエミッタ端子を屈曲させて近接させることで、浮遊インダクタンスを低減する構成が記載されている。

特開２０１０−２４５０９６号公報

上述した、特許文献１に記載の装置では、パワー半導体モジュールのスイッチング損失を低減することは考慮されていなかった。

請求項１に記載のパワー半導体モジュールは、制御電極および一対の被制御電極を有し、制御電極に入力される駆動信号に基づいて一対の被制御電極間の導通状態を切り替えるスイッチング動作を行うことにより、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する半導体素子と、直流電源と一対の被制御電極の一方との間に設けられた主端子と、制御電極に接続された制御端子と、一対の被制御電極の一方または他方に接続された基準端子と、を備え、半導体素子のスイッチング動作により主端子に流れる電流が時間的に変化することで制御端子と基準端子に誘起電圧が発生されるように、主端子、制御端子および基準端子が配置されており、半導体素子がターンオンされるときには、半導体素子のターンオン速度を増加させる方向に誘起電圧が発生され、半導体素子がターンオフされるときには、半導体素子のターンオフ速度を減少させる方向に誘起電圧が発生される。

本発明によれば、パワー半導体モジュールのサージ電圧を大きくして、パワー半導体モジュールのスイッチング損失を低減することができる。

ハイブリッド電気自動車の制御ブロックを示す図である。 電力変換装置の電気回路構成の説明図である。 電力変換装置を各構成要素に分解した斜視図である。 インバータ装置の１相分のＩＧＢＴとダイオードのレイアウトを示す上面図である。 インバータ装置の１相分のＩＧＢＴとダイオードのレイアウトを示す断面図である。 上下アーム直列回路とドライバ回路よりなるゲート駆動回路図である。 第１ＩＧＢＴをターンオンした場合に発生するゲート電流と誘起電圧の極性を示した図である。 第１ＩＧＢＴをターンオフした場合に発生するゲート電流と誘起電圧の極性を示した図である。 第２ＩＧＢＴをターンオンした場合に発生するゲート電流と誘起電圧の極性を示した図である。 第２ＩＧＢＴをターンオフした場合に発生するゲート電流と誘起電圧の極性を示した図である。 ＩＧＢＴターンオン時に対アームに発生するリカバリサージ電圧と電流値の相関の一例を示した図である。 ＩＧＢＴターンオフ時にスイッチングしたアームに発生するターンオフサージ電圧と電流値の相関の一例を示した図である。

以下、図を参照して本発明の一実施形態について説明する。実施形態に係るパワー半導体モジュールはインバータ装置を構成するが、以下の説明では、インバータ装置をハイブリッド自動車に適用した場合について説明する。なお、ハイブリッド自動車に限らず純粋な電気自動車にも適用可能である。

図１は、実施形態に係るインバータ装置を搭載したハイブリッド自動車の制御ブロックを示す図である。図１において、ハイブリッド電気自動車（以下、「ＨＥＶ」と記述する）１１０は、２つの車両駆動用システムを備えている。第１の車両駆動用システムは、内燃機関であるエンジン１２０を動力源としたエンジンシステムであり、主としてＨＥＶの駆動源として用いられる。第２の車両駆動用システムは、モータジェネレータ１９２，１９４を動力源とした車載電機システムであり、主としてＨＥＶの駆動源及びＨＥＶの電力発生源として用いられる。

モータジェネレータ１９２，１９４は例えば同期機あるいは誘導機であり、運転方法によりモータとしても発電機としても動作するので、ここではモータジェネレータと記すこととする。

車体のフロント部には前輪車軸１１４が回転可能に軸支されている。前輪車軸１１４の両端には１対の前輪１１２が設けられている。車体のリア部には後輪車軸（図示省略）が回転可能に軸支されている。後輪車軸の両端には１対の後輪が設けられている。本実施形態のＨＥＶでは、動力によって駆動される主輪を前輪１１２とし、連れ回される従輪を後輪とする、いわゆる前輪駆動方式を採用しているが、この逆、すなわち後輪駆動方式を採用しても構わない。

前輪車軸１１４の中央部には前輪側デファレンシャルギア１１６が設けられている。前輪車軸１１４は前輪側デファレンシャルギア１１６の出力側に機械的に接続されている。前輪側デファレンシャルギア１１６の入力側には変速機１１８の出力軸が機械的に接続されている。前輪側デファレンシャルギア１１６は、変速機１１８によって変速されて伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸１１４に分配する差動式動力分配機構である。

変速機１１８の入力側にはモータジェネレータ１９２の出力側が機械的に接続されている。モータジェネレータ１９２の入力側には動力分配機構１２２を介してエンジン１２０の出力側及びモータジェネレータ１９４の出力側が機械的に接続されている。尚、モータジェネレータ１９２，１９４及び動力分配機構１２２は、変速機１１８の筐体の内部に収納されている。

モータジェネレータ１９２，１９４は、回転子に永久磁石を備えた同期機であり、固定子の電機子巻線に供給される交流電力がインバータ装置１４０，１４２によって制御されることによりモータジェネレータ１９２，１９４の駆動が制御される。インバータ装置１４０，１４２にはバッテリ１３６が電気的に接続されており、バッテリ１３６とインバータ装置１４０，１４２との相互において電力の授受が可能である。本実施形態では、モータジェネレータ１９２及びインバータ装置１４０からなる第１電動発電ユニットと、モータジェネレータ１９４及びインバータ装置１４２からなる第２電動発電ユニットとの２つを備え、運転状態に応じてそれらを使い分けている。

すなわち、エンジン１２０からの動力によって車両を駆動している場合において、車両の駆動トルクをアシストする場合には第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。また、同様の場合において、車両の車速をアシストする場合には第１電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第２電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。

また、本実施形態では、バッテリ１３６の電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させることにより、モータジェネレータ１９２の動力のみによって車両の駆動ができる。さらに、本実施形態では、第１電動発電ユニット又は第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力或いは車輪からの動力によって作動させて発電させることにより、バッテリ１３６の充電ができる。

バッテリ１３６はさらに補機用のモータ１９５を駆動するための電源としても使用される。補機としては例えばエアコンディショナーのコンプレッサを駆動するモータ、あるいは制御用の油圧ポンプを駆動するモータであり、バッテリ１３６からインバータ装置４３に直流電力が供給され、インバータ装置４３で交流の電力に変換されてモータ１９５に供給される。

インバータ装置４３はインバータ装置１４０や１４２と同様の機能を持ち、モータ１９５に供給する交流の位相や周波数、電力を制御する。例えばモータ１９５の回転子の回転に対し進み位相の交流電力を供給することにより、モータ１９５はトルクを発生する。一方、遅れ位相の交流電力を発生することで、モータ１９５は発電機として作用し、モータ１９５は回生制動状態の運転となる。

インバータ装置１４０，１４２およびインバータ装置４３さらにコンデンサモジュール５００は電気的に密接な関係にある。さらに発熱に対する対策が必要な点が共通している。また装置の体積をできるだけ小さく作ることが望まれている。これらの点から、電力変換装置は、インバータ装置１４０，１４２、およびインバータ装置４３、さらにコンデンサモジュール５００を電力変換装置の筐体内に内蔵している。この構成により、配線の簡素化やノイズ対策で効果がある。さらに、コンデンサモジュール５００とインバータ装置１４０，１４２およびインバータ装置４３との接続回路のインダクタンスを低減でき、スパイク電圧を低減できるとともに、発熱の低減や放熱効率の向上を図ることができる。

次に、図２を用いて電力変換装置２００の電気回路構成を説明する。電力変換装置２００内の各インバータ装置１４０，１４２およびインバータ装置４３は同様の構成で同様の作用を為し、同様の機能を有しているので、以下では、代表例としてインバータ装置１４０について説明する。

本実施形態に係る電力変換装置２００は、インバータ装置１４０とコンデンサモジュール５００とを備え、インバータ装置１４０はインバータ回路１４４と制御部１７０とを有している。制御部１７０はインバータ回路１４４を駆動制御するドライバ回路１７４と、ドライバ回路１７４へ信号線１７６を介して制御信号を供給する制御回路１７２と、を有している。

インバータ回路１４４は３相ブリッジ回路により構成されており、３相分の上下アーム直列回路１５０を有している。各上下アーム直列回路１５０は、それぞれ直流正極端子３１４と直流負極端子３１６の間に電気的に並列に接続されている。直流正極端子３１４はバッテリ１３６の正極側と電気的に接続され、直流負極端子３１６は、バッテリ１３６の負極側に電気的に接続されている。

上下アーム直列回路１５０は、上アームとして動作するＩＧＢＴ１０１（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）及びダイオード１５６と、下アームとして動作するＩＧＢＴ１０２及びダイオード１５７とを備えている。それぞれの上下アーム直列回路１５０の中点部分（中間電極１６９）は、交流端子２０５を通してモータジェネレータ１９２への交流電力線（交流バスバー）１８６と接続されている。

上アームと下アームのＩＧＢＴ１０１，１０２は、スイッチング用パワー半導体素子であり、制御部１７０から出力された駆動信号を受けて動作し、バッテリ１３６から供給された直流電力を三相交流電力に変換する。これにより、ＩＧＢＴ１０１，１０２は、インバータ素子としてそれぞれ動作する。この変換された電力はモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される。

ＩＧＢＴ１０１，１０２は、コレクタ電極１５３，１６３、エミッタ電極（信号用エミッタ電極端子２０９，２１１）、ゲート電極（ゲート電極端子２０８Ａ，２０８Ｂ，２１０Ａ，２１０Ｂ）を備えている。ＩＧＢＴ１０１，１０２のコレクタ電極１５３，１６３とエミッタ電極との間にはダイオード１５６，１５７が図示するように電気的に接続されている。ダイオード１５６，１５７は、カソード電極及びアノード電極の２つの電極を備えており、ＩＧＢＴ１０１，１０２のエミッタ電極からコレクタ電極に向かう方向が順方向となるように、カソード電極がＩＧＢＴ１０１，１０２のコレクタ電極に、アノード電極がＩＧＢＴ１０１，１０２のエミッタ電極にそれぞれ電気的に接続されている。

インバータ素子としてはＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ）を用いてもよい。この場合はダイオード１５６やダイオード１５７は不要となる。上述したように、上下アーム直列回路１５０は、モータジェネレータ１９２の電機子巻線の各相巻線に対応して３相分設けられている。３つの上下アーム直列回路１５０は、各アームの中点部分（すなわち、それぞれＩＧＢＴ１０１のエミッタ電極とＩＧＢＴ１０２のコレクタ電極１６３との接続部分）にあたる中間電極１６９が、交流端子２０５および交流コネクタ１８８を介して、モータジェネレータ１９２の電機子巻線の対応する相巻線に電気的に接続されている。

パワー半導体モジュールを構成する上下アーム直列回路１５０同士は電気的に並列接続されている。上アームのＩＧＢＴ１０１のコレクタ電極１５３は、正極端子（Ｐ端子）２０７を介してコンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極に直流バスバーを介して電気的に接続されている。一方、下アームのＩＧＢＴ１０２のエミッタ電極は、負極端子（Ｎ端子）２０６を介してコンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極に直流バスバーを介して電気的に接続されている。

コンデンサモジュール５００は、ＩＧＢＴ１０１，１０２のスイッチング動作によって生じる直流電圧の変動を抑制する平滑回路を構成している。コンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極５０６にはバッテリ１３６の正極側が、コンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極５０４にはバッテリ１３６の負極側が、それぞれ直流コネクタ１３８を介して電気的に接続されている。これにより、コンデンサモジュール５００は、上アームＩＧＢＴ１０１のコレクタ電極１５３とバッテリ１３６の正極側との間と、下アームＩＧＢＴ１０２のエミッタ電極とバッテリ１３６の負極側との間で接続され、バッテリ１３６と上下アーム直列回路１５０に対して電気的に並列接続される。

制御部１７０は、制御回路１７２とドライバ回路１７４とを備えている。制御回路１７２は、他の制御装置やセンサなどからの入力情報に基づいて、ＩＧＢＴ１０１，１０２のスイッチングタイミングを制御するためのタイミング信号を生成する。ドライバ回路１７４は、制御回路１７２から出力されたタイミング信号に基づいて、ＩＧＢＴ１０１，１０２をスイッチング動作させるためのドライブ信号を生成する。

制御回路１７２は、ＩＧＢＴ１０１，１０２のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と記述する）を備えている。マイコンには入力情報として、モータジェネレータ１９２に対して要求される目標トルク値、上下アーム直列回路１５０からモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される電流値、及びモータジェネレータ１９２の回転子の磁極位置が入力される。目標トルク値は、不図示の上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。電流値は、電流センサ１８０から出力された検出信号１８２に基づいて検出されたものである。磁極位置は、モータジェネレータ１９２に設けられた回転磁極センサ（不図示）から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。本実施形態では３相の電流値を検出する場合を例に挙げて説明するが、２相分の電流値を検出するようにしても構わない。

制御回路１７２内のマイコンは、目標トルク値に基づいてモータジェネレータ１９２のｄ，ｑ軸の電流指令値を演算する。そして、この演算されたｄ，ｑ軸の電流指令値と検出されたｄ，ｑ軸の電流値との差分に基づいてｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、さらに、算出されたｄ，ｑ軸の電圧指令値を、検出された磁極位置に基づいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値に変換する。さらに、制御回路１７２内のマイコンは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値に基づく基本波（正弦波）と搬送波（三角波）との比較に基づいてパルス状の変調波を生成し、この生成された変調波をＰＷＭ（パルス幅変調）信号としてドライバ回路１７４に出力する。

一方、ドライバ回路１７４は、下アームを駆動する場合には、ＰＷＭ信号を増幅し、これをドライブ信号として下アームのＩＧＢＴ１０２のゲート電極に出力する。一方、上アームを駆動する場合には、ＰＷＭ信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからＰＷＭ信号を増幅し、これをドライブ信号として上アームのＩＧＢＴ１０１のゲート電極に出力する。これにより、各ＩＧＢＴ１０１，１０２は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。

インバータ回路１４４に設けられた上下アームのＩＧＢＴ１０１，１０２は、それらの導通および遮断動作が一定の順で切り替わる。この切り替わり時におけるモータジェネレータ１９２の固定子巻線の電流は、ダイオード１５６，１５７によって作られる回路を流れる。

パワー半導体モジュールを構成する上下アーム直列回路１５０は、図示するように、Positive端子（Ｐ端子、正極端子）２０７、Negative端子（Ｎ端子、負極端子）２０６、上下アームの中間電極１６９からの交流端子２０５、上アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）２０９、上アームのゲート電極端子２０８Ａ、２０８Ｂ、下アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）２１１、下アームのゲート電極端子２１０Ａ、２１０Ｂ、を備えている。

また、電力変換装置２００は、入力側に直流コネクタ１３８を、出力側に交流コネクタ１８８をそれぞれ有し、各コネクタ１３８，１８８を通してバッテリ１３６とモータジェネレータ１９２にそれぞれ接続されている。なお、電力変換装置２００として、各相に２つの上下アーム直列回路を並列接続する回路構成であってもよい。

図３は、本実施形態に係る電力変換装置２００の全体構成を各構成要素に分解した斜視図を示す。図３に示すように、筐体１２の中ほどに冷却水流路１９が設けられ、冷却水流路１９の上部には流れの方向に並んで２組の開口が形成されている。２組の開口がそれぞれインバータ装置１４０及びインバータ装置１４２で塞がれる様に２個のインバータ装置１４０及びインバータ装置１４２が冷却水流路１９の上面に固定されている。各インバータ装置１４０及びインバータ装置１４２には放熱のためのフィンが設けられており、各インバータ装置１４０及びインバータ装置１４２のフィンはそれぞれ冷却水流路１９の開口から冷却水の流れの中に突出している。

またインバータ装置１４０及びインバータ装置１４２の交流電力線１８６、交流コネクタ１８８が外部に突出し、反対側には、直流正極端子３１４と直流負極端子３１６が設けられている。冷却水流路１９の下側にはアルミ鋳造を行いやすくするための開口が形成されており、開口はカバー４２０で塞がれている。

さらに冷却水流路１９の下部に放熱作用を為す下部ケース１６が設けられ、下部ケース１６にはコンデンサモジュール５００が、コンデンサモジュール５００の金属材からなるケースの放熱面が下部ケース１６の面に対向するようにして下部ケース１６の面に固定されている。コンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極５０６、負極側コンデンサ電極５０４が、インバータ装置１４０及びインバータ装置１４２の直流正極端子３１４と直流負極端子３１６と対応して設けられている。

この構造により冷却水流路１９の上面と下面とを利用して効率良く冷却することができ、電力変換装置全体の小型化に繋がる。

入出口配管１３，１４からの冷却水が冷却水流路１９を流れることによって、併設されている２個のインバータ装置１４０及びインバータ装置１４２が有する放熱フィンが冷却され、２個のインバータ装置１４０及びインバータ装置１４２全体が冷却される。

さらに冷却水流路１９が設けられている筐体１２が冷却されることにより、筐体１２の下部に設けられた下部ケース１６が冷却され、この冷却によりコンデンサモジュール５００の熱が下部ケース１６および筐体１２を介して冷却水に熱的伝導され、コンデンサモジュール５００が冷却される。

インバータ装置１４０及びインバータ装置１４２の上方には制御回路基板２０と駆動回路基板２２とが配置され、駆動回路基板２２にはドライバ回路１７４が搭載され、制御回路基板２０にはＣＰＵを有する制御回路１７２が搭載される。また、駆動回路基板２２と制御回路基板２０の間には金属ベース板１１が配置され、金属ベース板１１は両基板２２，２０に搭載される回路群の電磁シールドの機能を奏するとともに駆動回路基板２２と制御回路基板２０とが発生する熱を逃がし、冷却する作用を有している。このように筐体１２の中央部に冷却水流路１９を設け、その一方の側に車両駆動用のインバータ装置１４２を配置し、また他方の側に補機用のインバータ装置４３を配置することで、少ない空間で効率良く冷却でき、電力変換装置全体の小型化が可能となる。また筐体中央部の冷却水流路１９の主構造を筐体１２と一体にアルミ材の鋳造で作ることにより、冷却水流路１９は冷却効果に加え機械的強度を強くする効果がある。またアルミ鋳造で作ることで筐体１２と冷却水流路１９とが一体構造となり、熱伝導が良くなり冷却効率が向上する。

駆動回路基板２２には、金属ベース板１１を通り抜けて、制御回路基板２０の回路群との接続を行う基板間コネクタ２３が設けられている。また、制御回路基板２０には外部との電気的接続を行うコネクタ２１が設けられている。金属ベース板１１、制御回路基板２０は上部ケース１０によって覆われる。

コネクタ２１により電力変換装置の外の、例えばバッテリ１３６として車に搭載されているリチウム電池モジュールとの信号の伝送が行われ、リチウム電池モジュールから電池の状態を表す信号やリチウム電池の充電状態などの信号が送られてくる。制御回路基板２０に保持されている制御回路１７２との信号の授受を行うために基板間コネクタ２３が設けられている。図示を省略しているが信号線が設けられ、この信号線と基板間コネクタ２３を介して制御回路基板２０からインバータ回路のスイッチングタイミングの信号が駆動回路基板２２に伝達され、駆動回路基板２２で駆動信号であるゲート駆動信号を発生し、インバータ回路のゲート電極にそれぞれ印加される。

図４は、本実施形態に係るインバータ装置１４０の１相分のＩＧＢＴとダイオードのレイアウトを示す上面図であり、パワー半導体モジュールとして構成される。図５は、図４の点線Ａ-Ａで示す断面図である。図４、図５では、代表例としてインバータ装置１４０について説明するが、インバータ装置１４２も同様の構成である。図４、図５では、駆動の対象となる第１ＩＧＢＴ１０１と、第２ＩＧＢＴ１０２と、第１ダイオード１５６と、第２ダイオード１５７のみが図示されている。ＩＧＢＴに接続される負荷や温度を検出するサーミスタやバスバーを封止する樹脂やゲルなどのＩＧＢＴ装置の構成は省略している。

第１ＩＧＢＴ１０１のコレクタ電極及び第１ダイオード１５６のカソード電極は、第１導体部２０１と夫々接続部１６０Ａ及び接続部１６０Ｂを介して半田付けされる（図５参照）。また第２ＩＧＢＴ１０２のコレクタ電極及び第２ダイオード１５７のカソード電極は、第２導体部２０２に同様に夫々半田付けされる。

第１導体部２０１と第２導体部２０２は、絶縁基板２１３の上面に配線パターンがレイアウトされており、絶縁基板２１３の下面は基板全面にベタパターン（不図示）が配線されているため、渦電流発生による浮遊インダクタンス低減効果が得られる。

本実施形態では、第１導体部２０１と第２導体部２０２において絶縁基板２１３の上面に配線パターンをレイアウトした場合について記載しているが、絶縁性能と渦電流発生による浮遊インダクタンス低減効果が得られる構成であれば、他の部材を用いても構わない。

第１ＩＧＢＴ１０１のエミッタ電極及び第１ダイオード１５６のアノード電極は第３導体部２０３と夫々接続部１６０Ｃ及び接続部１６０Ｄを介して半田付けされる（図５参照）。第３導体部２０３は、第３導体部２０３と一体成型された中継導体部２８０を介して第２導体部２０２に半田付けで接続される。第２ＩＧＢＴ１０２のエミッタ電極及び第２ダイオード１５７のアノード電極は、第４導体部２０４に同様に夫々半田付けされる。なお、図４では、第３導体部２０３、第４導体部２０４を透過性の部材として便宜上図示した。

第１ＩＧＢＴ１０１は、インバータ回路の上アーム回路を構成する。第１ダイオード１５６は、インバータ回路の上アーム回路を構成するとともに第１ＩＧＢＴ１０１と電気的に並列に接続される。第２ＩＧＢＴ１０２は、インバータ回路の下アーム回路を構成する。第２ダイオード１５７は、インバータ回路の下アーム回路を構成するとともに第２ＩＧＢＴ１０２と電気的に並列に接続される。

第２導体部２０２は、第２ＩＧＢＴ１０２のコレクタ電極側及び第２ダイオード１５７のカソード電極側と夫々はんだ材を介して接続されるとともに第１導体部２０１の側部に並列して配置される。第２導体部２０２の一部は、交流電流が入出力される交流端子となる導体２０５を形成している。

上アームを構成する第１ＩＧＢＴ１０１のゲート電極は、第１ＩＧＢＴ１０１のスイッチング動作を制御するための駆動信号が入力される制御電極である。導体２０８Ａ、２０８Ｂにワイヤボンディング２０８Ｗで接続される。ゲート電位に対するＧＮＤ電位となるケルビンエミッタ電極は、ゲート電極に入力される駆動信号に基づいてコレクタ電極との間の導通状態が切り替えられる被制御電極である。ケルビンエミッタ電極とコレクタ電極とで一対の被制御電極となる。このケルビンエミッタ電極は、基準電極である導体２０９にワイヤボンディング２０９Ｗで接続される。

下アームを構成する第２ＩＧＢＴ１０２のゲート電極は、第２ＩＧＢＴ１０２のスイッチング動作を制御するための駆動信号が入力される制御電極である。導体２１０Ａ、２１０Ｂにワイヤボンディング２１０Ｗで接続される。ゲート電位に対するＧＮＤ電位となるケルビンエミッタ電極は、ゲート電極に入力される駆動信号に基づいてコレクタ電極との間の導通状態が切り替えられる被制御電極である。ケルビンエミッタ電極とコレクタ電極とで一対の被制御電極となる。このケルビンエミッタ電極は、基準電極である導体２１１にワイヤボンディング２１１Ｗで接続される。

第１ＩＧＢＴ１０１のゲート電極に接続された制御端子は導体２０８Ａ、２０８Ｂの２つの端子で構成され、第１ＩＧＢＴ１０１のエミッタ電極に接続された基準端子である導体２０９は制御端子である導体２０８Ａ、２０８Ｂの間に配置される。導体２０８Ａ、２０８Ｂの２本の配線と導体２０９は、第１ＩＧＢＴ１０１のコレクタ電極と接続された主端子である導体２０７と略同じ方向に配列される。すなわち、導体２０７、２０８Ａ、２０８Ｂ、および２０９は、所定の配列方向に沿ってそれぞれ配置されている。ここで、導体２０８Ａ、２０８Ｂの２本の配線の内、導体２０８Ａは導体２０７から距離が遠い方の配線であり、導体２０８Ｂは導体２０７から距離が近い方の配線である。

同様に、第２ＩＧＢＴ１０２のゲート電極に接続された制御端子は導体２１０Ａ、２１０Ｂの２つの端子で構成され、第２ＩＧＢＴ１０２のエミッタ電極に接続された基準端子である導体２１１は制御端子である導体２１０Ａ、２１０Ｂの間に配置される。導体２１０Ａ、２１０Ｂの２本の配線と導体２１１は、第２ＩＧＢＴ１０２のコレクタ電極と接続された主端子である導体２０６と略同じ方向に配列される。すなわち、導体２０６、２１０Ａ、２１０Ｂ、および２１１は、所定の配列方向に沿ってそれぞれ配置されている。第２導体部２０２の導体２０５は交流端子として、導体２１０Ａ、２１０Ｂ、導体２１１と略同じ方向に配列される。ここで、導体２１０Ａ、２１０Ｂの２本の配線の内、導体２１０Ａは導体２０６から距離が近い方の配線であり、導体２１０Ｂは導体２０６から距離が遠い方の配線である。

図６は、上下アーム直列回路１５０とドライバ回路１７４よりなるゲート駆動回路図を示す。このゲート駆動回路図は３相分のうちの１相分を図示し、他の部分を図示省略する。第１ＩＧＢＴ１０１のゲート電極に接続される導体２０８Ａはゲート駆動電源につながるｐ型ＭＯＳＦＥＴ６０１のドレイン電極に抵抗６１１を介して接続されている。第１ＩＧＢＴ１０１のゲート電極に接続される導体２０８ＢはＧＮＤにつながるｎ型ＭＯＳＦＥＴ６０２のドレイン電極に抵抗６１２を介して接続されている。

第１ＩＧＢＴ１０１をターンオンする場合は、ｐ型ＭＯＳＦＥＴ６０１のゲート端子に制御信号が印加され、ｐ型ＭＯＳＦＥＴ６０１を経由して電源から導体２０８Ａに電流が流れ込む。第１ＩＧＢＴ１０１をターンオフする場合は、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ６０２のゲート端子に制御信号が印加され、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ６０２を経由して導体２０８ＢからＧＮＤに電流が流れる。ｐ型ＭＯＳＦＥＴ６０１のゲート端子、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ６０２のゲート端子へ印加される制御信号は制御回路１７２から出力される（図２参照）。

第２ＩＧＢＴ１０２のゲート電極に接続される導体２１０Ａはゲート駆動電源につながるｐ型ＭＯＳＦＥＴ６０３のドレイン電極に抵抗６１３を介して接続されている。第２ＩＧＢＴ１０２のゲートに接続される導体２１０ＢはＧＮＤにつながるｎ型ＭＯＳＦＥＴ６０４のドレイン電極に抵抗６１４を介して接続されている。

第２ＩＧＢＴ１０２をターンオンする場合は、ｐ型ＭＯＳＦＥＴ６０３のゲート端子に制御信号が印加され、ｐ型ＭＯＳＦＥＴ６０３を経由して電源から導体２１０Ａに電流が流れ込む。第２ＩＧＢＴ１０２をターンオフする場合は、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ６０４のゲート端子に制御信号が印加され、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ６０４を経由して導体２１０ＢからＧＮＤに電流が流れる。ｐ型ＭＯＳＦＥＴ６０３のゲート端子、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ６０４のゲート端子へ印加される制御信号は制御回路１７２から出力される（図２参照）。

図７は、第１ＩＧＢＴ１０１をターンオンした場合の誘起電圧を示す図である。上アームを構成する第１ＩＧＢＴ１０１をターンオンするとき、ゲート電流２０８Ｉ、２０９Ｉ（図中点線矢印）は導体２０８Ａから第１ＩＧＢＴ１０１を経由して導体２０９の方向に流れる。このとき、導体２０７に流れる主電流２０７Ｉ（図中一点鎖線矢印）の増加により発生する電流時間変化ｄI/ｄｔにより、導体２０８Ａから導体２０９へ流れるゲート電流２０８Ｉ、２０９Ｉを増加させる方向に誘起電圧２０８Ｖ（図中実線矢印）が発生する。すなわち、ｄI/ｄｔが大きい高電流領域のターンオンほど、主端子である導体２０７に流れる電流の時間変化による電磁誘導の作用によりゲート電流が増加し、第１ＩＧＢＴ１０１のスイッチング速度が増加する。

図８は、第１ＩＧＢＴ１０１をターンオフする場合の誘起電圧を示す図である。上アームを構成する第１ＩＧＢＴ１０１をターンオフするとき、ゲート電流２０８Ｉ、２０９Ｉ（図中点線矢印）は導体２０９から第１ＩＧＢＴ１０１を経由して導体２０８Ｂの方向に流れる。このとき、導体２０７に流れる主電流２０７Ｉ（図中一点鎖線矢印）の減少により発生する電流時間変化ｄI/ｄｔにより、導体２０９から導体２０８Ｂへ流れるゲート電流２０８Ｉ、２０９Ｉを減少させる方向に誘起電圧２０８Ｖ（図中実線矢印）が発生する。すなわち、ｄI/ｄｔが大きい高電流領域のターンオフほど、主端子である導体２０７に流れる電流の時間変化による電磁誘導の作用によりゲート電流が減少し、第１ＩＧＢＴ１０１のスイッチング速度が低下する。

図９は、第２ＩＧＢＴ１０２をターンオンする場合の誘起電圧を示す図である。下アームを構成する第２ＩＧＢＴ１０２をターンオンするとき、ゲート電流２１０Ｉ、２１１Ｉ（図中点線矢印）は導体２１０Ａから第２ＩＧＢＴ１０２を経由して導体２１１の方向に流れる。このとき、導体２０６に流れる主電流２０６Ｉ（図中一点鎖線矢印）の増加により発生する電流時間変化ｄI/ｄｔにより、導体２１０Ａから導体２１１へ流れるゲート電流２１０Ｉ、２１１Ｉを増加させる方向に誘起電圧２１０Ｖ（図中実線矢印）が発生する。すなわち、ｄI/ｄｔが大きい高電流領域のターンオンほど、主端子である導体２０６に流れる電流の時間変化による電磁誘導の作用によりゲート電流が増加し、第２ＩＧＢＴ１０２のスイッチング速度が増加する。

図１０は、第２ＩＧＢＴ１０２をターンオフする場合の誘起電圧を示す図である。下アームを構成する第２ＩＧＢＴ１０２をターンオフするとき、ゲート電流２１０Ｉ、２１１Ｉ（図中点線矢印）は導体２１１から第２ＩＧＢＴ１０２を経由して導体２１０Ｂの方向に流れる。このとき、導体２０６に流れる主電流２０６Ｉ（図中一点鎖線矢印）の減少により発生する電流時間変化ｄI/ｄｔにより、導体２１１から導体２１０Ｂへ流れるゲート電流２１０Ｉ、２１１Ｉを減少させる方向に誘起電圧２１０Ｖ（図中実線矢印）が発生する。すなわち、ｄI/ｄｔが大きい高電流領域のターンオフほど、主端子である導体２０６に流れる電流の時間変化による電磁誘導の作用によりゲート電流が減少し、第２ＩＧＢＴ１０２のスイッチング速度が低下する。

図１１は、ＩＧＢＴをターンオンした時に対アームに発生するリカバリサージ電圧と電流値の相関を示す図である。図１１の実線V1は、電流値として主電流２０７Ｉの値を変えてリカバリサージ電圧を測定したものである。リカバリサージ電圧は、第１ＩＧＢＴ１０１をターンオンした時には、第２ＩＧＢＴ１０２のエミッタ−コレクタ間に発生する電圧である。また、電流値として主電流２０６Ｉの値を変えてリカバリサージ電圧を測定した場合も図１１と同様である。この場合のリカバリサージ電圧は、第２ＩＧＢＴ１０２をターンオンした時には、第１ＩＧＢＴ１０１のエミッタ−コレクタ間に発生する電圧である。

なお、測定に用いたＩＧＢＴとダイオードはともに定格電流は５００Ａ、定格耐圧は６５０Ｖである。図１１では、電源電圧４７０Ｖでスイッチングした場合のリカバリサージ電圧を縦軸に示し、電流値を横軸に示している。

図１１の実線V1に示すように、リカバリサージ電圧のピークが発生する電流値は、ＩＧＢＴとダイオードの素子特性により多少変化するが、通常は定格電流より下の低電流領域である。図１１の実線V1は、定格電流５００Ａに対し、１５０Ａ付近にリカバリサージ電圧のピークが存在し、定格耐圧６５０Ｖ付近までリカバリサージ電圧が発生している。なお、図１１の点線V０は、本実施形態によらない場合のリカバリサージ電圧と電流値の相関を示すものであり、本実施形態との比較のために記載したものである。

リカバリサージ電圧は、スイッチング速度の影響が大きく、スイッチング速度が大きいほど、リカバリサージ電圧は大きくなる。同時に、スイッチング速度が大きいほど、スイッチング損失は低下する。すなわち、リカバリサージ電圧とターンオン時のスイッチング損失はトレードオフの関係にある。

本実施形態では、図７と図９で示したように、ＩＧＢＴをターンオンする場合に、ｄI/ｄｔが大きい高電流領域のターンオンほど、ゲート電流が増加し、ＩＧＢＴのスイッチング速度が増加する。このため、図１１に示すように、リカバリサージ電圧が定格耐圧に対してマージンがある定格電流付近の高電流領域において、ターンオン時のスイッチング損失を低減することができる。

図１２は、ＩＧＢＴをターンオフした時にスイッチングしたアームに発生するターンオフサージ電圧と電流値の相関を示す図である。図１２の実線V５は電流値として主電流２０７Ｉの値を変えてターンオフサージ電圧を測定したものである。ターンオフサージ電圧は、第１ＩＧＢＴ１０１をターンオフした時には、第１ＩＧＢＴ１０１のエミッタ−コレクタ間に発生する電圧である。また、電流値として主電流２０６Ｉの値を変えてターンオフサージ電圧を測定した場合も図１２と同様である。この場合のターンオフサージ電圧は、第２ＩＧＢＴ１０２をターンオンした時には、第２ＩＧＢＴ１０２のエミッタ−コレクタ間に発生する電圧である。

なお、測定に用いたＩＧＢＴとダイオードはともに定格電流は５００Ａ、定格耐圧は６５０Ｖである。図１２では、電源電圧４７０Ｖでスイッチングした場合のターンオフサージ電圧を縦軸に示し、主電流の値を横軸に示している。

図１２の実線V５に示すように、ターンオフサージ電圧のピークが発生する電流値は、ＩＧＢＴとダイオードの素子特性により多少変化するが、通常は定格電流である。図１２の実線V５の例では、定格電流５００Ａ付近にターンオフサージ電圧のピークが存在し、定格耐圧６５０Ｖ付近までターンオフサージ電圧が発生している。なお、図１２の点線V３は、本実施形態によらない場合のリカバリサージ電圧と電流値の相関を示すものであり、本実施形態との比較のために記載したものである。

ターンオフサージ電圧は、スイッチング速度の影響が大きく、スイッチング速度が大きいほど、ターンオフサージ電圧は大きくなる。同時に、スイッチング速度が大きいほど、スイッチング損失は低下する。すなわち、ターンオフサージ電圧とターンオフ時のスイッチング損失はトレードオフの関係にある。

本実施形態では、図８と図１０で示したように、ＩＧＢＴをターンオフする場合に、ｄI/ｄｔが大きい高電流領域のターンオフほど、ゲート電流が減少し、ＩＧＢＴのスイッチング速度が減少するため、ターンオフサージ電圧の定格耐圧に対するマージンが大きくなる。このため、ターンオフサージ電圧が定格耐圧付近になるように、例えば、図６のｎ型ＭＯＳＦＥＴに接続される抵抗６１２や抵抗６１４の定数を小さくすることにより、ＩＧＢＴのスイッチング速度を増加させる。なお、図１２の一点鎖線V４は、抵抗６１２や抵抗６１４の定数を小さくした場合であって、本実施形態によらない場合のターンオフサージ電圧と電流値の相関を示すものであり、本実施形態との比較のために記載したものである。一方、抵抗６１２や抵抗６１４の定数を小さくして、本実施形態のような端子配列にした場合は、図１２の実線V５に示すように、ターンオフサージ電圧が定格耐圧に対してマージンがある定格電流より下の低電流領域において、ターンオフサージ電圧を大きくし、ターンオフ時のスイッチング損失を低減することができる。

以上のように、本実施形態によれば、リカバリサージ電圧およびターンオフサージ電圧が、ＩＧＢＴとダイオードの定格耐圧に対してマージンがある電流領域において、スイッチング速度を高速化しサージ電圧を大きくすることができるため、サージ電圧とトレードオフの関係にあるスイッチング損失を低減することができる。

以上説明した実施形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）制御電極（ゲート電極）および一対の被制御電極（エミッタ電極、コレクタ電極）を有し、制御電極（ゲート電極）に入力される駆動信号に基づいて一対の被制御電極（エミッタ電極、コレクタ電極）間の導通状態を切り替えるスイッチング動作を行うことにより、バッテリ１３６から供給される直流電力を交流電力に変換する半導体素子と、バッテリ１３６と一対の被制御電極（エミッタ電極、コレクタ電極）の一方との間に設けられた主端子（導体２０６、導体２０７）と、制御電極（ゲート電極）に接続された制御端子（導体２０８Ａ、導体２０８Ｂ、導体２１０Ａ、導体２１０Ｂ）と、一対の被制御電極（エミッタ電極、コレクタ電極）の一方または他方に接続された基準端子（導体２０９、導体２１１）と、を備え、半導体素子のスイッチング動作により主端子（導体２０６、導体２０７）に流れる電流が時間的に変化することで制御端子（導体２０８Ａ、導体２０８Ｂ、導体２１０Ａ、導体２１０Ｂ）と基準端子（導体２０９、導体２１１）に誘起電圧が発生されるように、主端子（導体２０６、導体２０７）、制御端子（導体２０８Ａ、導体２０８Ｂ、導体２１０Ａ、導体２１０Ｂ）および基準端子（導体２０９、導体２１１）が配置されており、半導体素子がターンオンされるときには、半導体素子のターンオン速度を増加させる方向に誘起電圧が発生され、半導体素子がターンオフされるときには、半導体素子のターンオフ速度を減少させる方向に誘起電圧が発生される。このようにしたので、パワー半導体モジュールのサージ電圧を大きくして、パワー半導体モジュールのスイッチング損失を低減することができる。

（２）主端子（導体２０６、導体２０７）、制御端子（導体２０８Ａ、導体２０８Ｂ、導体２１０Ａ、導体２１０Ｂ）および基準端子（導体２０９、導体２１１）は、所定の配列方向に沿ってそれぞれ配置されている。このようにしたので、半導体素子のターンオン、ターンオフにともなう誘起電圧を発生し易くすることができる。

（３）制御端子（導体２０８Ａ、導体２０８Ｂ、導体２１０Ａ、導体２１０Ｂ）は、第１の制御端子（導体２０８Ａ、導体２１０Ａ）と、第２の制御端子（導体２０８Ｂ、導体２１０Ｂ）とを有し、基準端子（導体２０９、導体２１１）は、第１の制御端子（導体２０８Ａ、導体２１０Ａ）と第２の制御端子（導体２０８Ｂ、導体２１０Ｂ）の間に配置される。このようにしたので、主端子に流れる電流の時間変化による電磁誘導により、誘起電圧を効率よく発生させることができる。

（４）半導体素子がターンオンされるときには、第１の制御端子（導体２０８Ａ、導体２１０Ａ）を介して制御電極（ゲート電極）を充電し、半導体素子がターンオフされるときには、第２の制御端子（導体２０８Ｂ、導体２１０Ｂ）を介して制御電極（ゲート電極）を放電する。このようにしたので、半導体素子のターンオン、ターンオフを誘起電圧により制御することができる。

（変形例）
本発明は、以上説明した実施形態を次のように変形して実施することができる。
（１）２つの端子で構成される第１ＩＧＢＴ１０１のゲート端子の導体２０８Ａ、２０８Ｂ、エミッタ端子である導体２０９、及び主端子となるコレクタ端子の導体２０７は、導体２０７に沿って同一方向に突出するように並列して配列された例で説明した。しかし、主端子に流れる電流の時間変化による電磁誘導により、ゲート端子とエミッタ端子に誘起電圧を発生させるように、各導体は略同じ方向に配列されていればよい。すなわち、導体２０７、２０８Ａ、２０８Ｂ、および２０９は、所定の配列方向に沿ってそれぞれ配置されていればよい。２つの端子で構成される第２ＩＧＢＴ１０２のゲート端子の導体２１０Ａ、２１０Ｂ、エミッタ端子である導体２１１、及び主端子となるエミッタ端子の導体２０６の配列も同様である。

（２）実施形態では、半導体素子はＩＧＢＴの例で説明したが、ＭＯＳＦＥＴなどであっても同様に実施することができる。

（３）実施形態では、自動車やトラックなどの搭載環境や動作的環境などが大変厳しい車両駆動用電力変換装置に用いられるパワー半導体モジュールに適用した例で説明した。しかし、これら以外の電力変換装置、例えば電車や船舶，航空機などの電力変換装置、さらに工場の設備を駆動する電動機の制御装置として用いられる産業用電力変換装置、或いは家庭の太陽光発電システムや家庭の電化製品を駆動する電動機の制御装置に用いられたりする家庭用電力変換装置に用いられるパワー半導体モジュールに適用可能である。

本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。また、上述の実施形態と複数の変形例を組み合わせた構成としてもよい。

４３、１４０、１４２ インバータ装置
１０１ 第１ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）
１０２ 第２ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）
１１０ ハイブリッド電気自動車
１１２ 前輪
１１４ 前輪車軸
１１６ 前輪側デファレンシャルギア
１１８ 変速機
１２０ エンジン
１２２ 動力分配機構
１３６ バッテリ
１５６ 上アームダイオード
１５７ 下アームダイオ−ド
１７２ 制御回路
１７４ ドライバ回路
１７６ 信号線
１９２，１９４ モータジェネレータ
２０１ 第１導体部
２０２ 第２導体部
２０３ 第３導体部
２０４ 第４導体部
２０５ 交流端子
２０６ 直流負極端子
２０７ 直流正極端子
２０８ 上アームゲート端子
２０９ 上アームエミッタ端子
２１０ 下アームゲート端子
２１１ 下アームエミッタ端子
２１３ 絶縁基板
２８０ 中継導体部

Claims (5)

1. 制御電極および一対の被制御電極を有し、前記制御電極に入力される駆動信号に基づいて前記一対の被制御電極間の導通状態を切り替えるスイッチング動作を行うことにより、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する半導体素子と、
   前記直流電源と前記一対の被制御電極の一方との間に設けられた主端子と、
   前記制御電極に接続された制御端子と、
   前記一対の被制御電極の一方または他方に接続された基準端子と、を備え、
   前記半導体素子のスイッチング動作により前記主端子に流れる電流が時間的に変化することで前記制御端子と前記基準端子に誘起電圧が発生されるように、前記主端子、前記制御端子および前記基準端子が配置されており、
   前記半導体素子がターンオンされるときには、前記半導体素子のターンオン速度を増加させる方向に前記誘起電圧が発生され、
   前記半導体素子がターンオフされるときには、前記半導体素子のターンオフ速度を減少させる方向に前記誘起電圧が発生されるパワー半導体モジュール。
2. 請求項１に記載のパワー半導体モジュールにおいて、
   前記半導体素子はＩＧＢＴであり、前記制御電極は、ゲート電極であり、前記一対の被制御電極はエミッタ電極及びコレクタ電極であるパワー半導体モジュール。
3. 請求項１または２に記載のパワー半導体モジュールにおいて、
   前記主端子、前記制御端子および前記基準端子は、所定の配列方向に沿ってそれぞれ配置されているパワー半導体モジュール。
4. 請求項１〜３のいずれか一項に記載のパワー半導体モジュールにおいて、
   前記制御端子は、第１の制御端子と、第２の制御端子とを有し、
   前記基準端子は、前記第１の制御端子と前記第２の制御端子の間に配置されるパワー半導体モジュール。
5. 請求項４に記載のパワー半導体モジュールにおいて、
   前記半導体素子がターンオンされるときには、前記第１の制御端子を介して前記制御電極を充電し、
   前記半導体素子がターンオフされるときには、前記第２の制御端子を介して前記制御電極を放電するパワー半導体モジュール。

Images