WO2006009145A1

WO2006009145A1 - インバータ装置

Info

Publication number: WO2006009145A1
Application number: PCT/JP2005/013253
Authority: WO
Inventors: Naomi Goto
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2004-07-20
Filing date: 2005-07-19
Publication date: 2006-01-26
Also published as: US20070189048A1; US7583523B2

Abstract

　複雑な制御ソフト開発を必要とせず、電流歪を生ずることなく、小型で耐振性高く相電流の検出ができるインバータ装置を提供する。３相のうち２相の下アームスイッチング素子（Ｕ,Ｖ,Ｗ）と直流電源のマイナス側との間に電流検出器の１種であるシャント抵抗（１５），（１６）をそれぞれ設ける。キャリア周期内における上アームスイッチング素子（Ｕ,Ｖ,Ｗ）のＯＮ期間から、同一のＯＮ期間だけ、３相全ての相において削減する。これにより、シャント抵抗（１５），（１６）の設けられた相における２相分の相電流を検出する。制御回路（１４）に内蔵された制御ソフトにより接続線（１８）を介してインバータ回路（１０）を制御することで、制御ソフトが複雑になることを解消し、電流歪を生ずることなく相電流の検出ができるインバータ装置を提供する。

Description

明細書

インバータ装置

技術分野

[0001] 本発明は、相電流検出手段を備えた PWM3相変調インバータ装置に関するものである。

背景技術

[0002] 従来、この種の相電流検出方法としては、 PWM変調による正弦波駆動方式によりセンサレス DCブラシレスモータを駆動するインバータ装置にお、て、インバータ装置の出力ライン 3本の中から 2本の電流を直接検出する方法が知られている（例えば、特開 2000— 333465号公報、第 9頁、第 2図）。

[0003] この回路について以下説明する。図 11にインバータ装置とその周辺の電気回路を示す。インバータ装置 20の制御回路 7には、電流センサ 8から U相の電流力電流センサ 9からは W相の電流がそれぞれ入力される。その 2つの電流値から V相の電流を、固定子卷線 4の中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用して求める。これらの U相， V相及び W相の電流値に基づき、センサレス DCブラシレスモータ 11 ( 以降モータと称す)を構成する磁石回転子 5の誘起電圧を演算し、その位置検出を行う。そして、回転数指令信号（図示せず)等に基づき、インバータ回路 10を構成し、たとえば IGBTで構成されたスイッチング素子 2を制御し、ノッテリー 1からの直流電圧を PWM変調でスイッチングすることにより、正弦波状の交流電流をモータ 11を構成する固定子卷線 4に出力する。インバータ回路 10を構成するダイオード 3は、固定子卷線 4に流れる電流の還流ルートとなる。スイッチング素子 2の上アームスィッチング素子を U, V及び W、下アームスイッチング素子を X, Y及び Zとしてそれぞれ定義する。また、各スイッチング素子 U, V, W, X, Y及び Zに対応するダイオードを、それぞれ 3U, 3V, 3W, 3X, 3Y及び 3Zと定義する。

[0004] 電流センサ 8, 9は、電位がバッテリー 1のプラス側、マイナス側に変化するため、シヤント抵抗で構成するのに困難が伴うので、ホール素子を用いて構成される。

[0005] 相電流検出の別の方法として、シャント抵抗で相電流を検出する方法が示されている（例えば、特開 2003— 189670号公報、第 2頁、請求項 2、第 14頁、第 1図、第 15 頁、第 9図）

この方式について以下説明する。図 12にインバータ装置とその周辺の回路を示す。インバータ装置 21の制御回路 12は、シャント抵抗 6に生じた電圧により電流を演算する。

[0006] 図 13は 50%変調、図 14は 100%変調におけるそれぞれ 3相変調の波形特性図である。 U相端子電圧 41, V相端子電圧 42, W相端子電圧 43及び中性点電圧 29を示している。これらの端子電圧は PWM変調にて縦軸に示す Duty (%)で実現される。中性点電圧 29は、各相の端子電圧の和を求め 3で除した値である。また、相電圧は、端子電圧力も中性点電圧を引いた値であり正弦波になる。

[0007] 図 15は 3相変調の 1キャリア内（キャリア周期）でのタイミングチャートである。 1キヤリァ内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子 U, V及び W、下アームスィッチング素子 X, Y及び Zの ONZOFFの一例を示している。この場合、図 13の 50%変調において、位相がおおよそ 120度でのタイミングチャートである。これは、一般的に、マイコンのタイマ機能により具現ィ匕される。同一相の上アームスイッチング素子が ON ならば下アームスイッチング素子は OFF、逆に上アームスイッチング素子が OFFならば下アームスイッチング素子は ONの関係にある。但し、表示を簡明にするために、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との短絡防止用デッドタイムは割愛している。

[0008] 各スイッチング素子のスイッチングには、期間（a) , (b) , (c)及び (d)の 4つの状態があり、それぞれ図 16〜図 19に示す。

[0009] 期間（a)にお!/、ては、上アームスイッチング素子 U, V及び Wの全てが OFF、下ァ一ムスイッチング素子 X, Y及び Zの全てが ONである。 U相電流， V相電流がそれぞれ、下アームスイッチング素子 X, Yと並列のダイオード 3X, 3Yから固定子卷線 4へ流れ、 W相電流は固定子卷線 4から下アームスイッチング素子 Zへ流れ出ている。下アームとモータ 11間で電流が循環している（以降、下循環期間と称す)。よって、バッテリー 1からインバータ回路 10 (モータ 11)へは電力供給されな!/、非通電の状態に置かれる。 [0010] 期間（b)においては、上アームスイッチング素子 Uが ON状態で、下アームスィッチング素子 Y及び Zも ON状態に置かれている。 U相電流は、上アームスイッチング素子 Uから固定子卷線 4へ流れ、 V相電流は下アームスイッチング素子 Yと並列のダイオード 3Yから固定子卷線 4へ流れる。 W相電流は固定子卷線 4から下アームスイツチング素子 Zへ流れ出ている。よって、ノッテリー 1からインバータ回路 10 (モータ 11 )へ電力供給される通電状態にある。このとき、電源ライン (シャント抵抗 6)には、 U相の相電流が流れる。

[0011] 期間（c)においては、上アームスイッチング素子 U, Vが ON、下アームスイッチング素子 Zが ONである。 U相電流， V相電流は、それぞれ、上アームスイッチング素子 U 、 Vから固定子卷線 4へ流れ、 W相電流は固定子卷線 4から下アームスイッチング素子 Zへ流れ出ている。よって、ノッテリー 1からインバータ回路 10 (モータ 11)へ電力供給される通電状態にある。そして、電源ライン (シャント抵抗 6)には、 W相の相電流が流れる。

[0012] 期間（d)においては、上アームスイッチング素子 U, V及び Wの全てが ON、下ァームスイッチング素子 X, Y及び Zの全てが OFFである。 U相電流， V相電流は、それぞれ、上アームスイッチング素子 U, Vから固定子卷線 4へ流れ、 W相電流は固定子卷線 4から上アームスイッチング素子 Wと並列のダイオード 3Wへ流れ込んで!/、る。上ァームとモータ 11間で電流が循環している（以降上循環期間と称す)。よって、バッテリ一 1からインバータ回路 10 (モータ 11)へは電力供給されない非通電の状態にある。

[0013] 以上のように、上アームスイッチング素子 U, V及び Wの ON, OFF状態で電源ライン (シャント抵抗 6)に流れる電流の有無及びその相電流を知ることができる。上ァームスイッチング素子の ONする相が無い時は流れず (非通電、下循環期間）、 1相が O N時はその相の電流が流れ (通電）、 2相 ON時は残りの相の電流が流れ (通電）、 3 相全てが ON時には流れない (非通電、上循環)。

[0014] 図 20【こ、図 13の 50⁰/₀3ネ目変調での位ネ目 30度、 45度、 60度、 75度、 90度【こお!ヽての 1キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子 U, V及び Wの ON期間（Duty)を図 15に基き表示して!/、る。

[0015] U相の上アームスイッチング素子 Uの ON期間を細実線で表わし、 V相の上アームスイッチング素子 Vの ON期間を中実線で表わし、 W相の上アームスイッチング素子 Wの ON期間を太実線で表わしている。バッテリー 1から固定子卷線 4へ電力が供給される通電期間を実線矢印で、このとき電源ライン (シャント抵抗 6)に流れる相電流を U, V及び Wで示している。また、非通電期間（下循環期間、上循環期間)を破線矢印で示している。

[0016] 同様に、図 21に、図 14の 100%3相変調について示す。図 20、図 21に示されるように、シャント抵抗 6により、 1相分もしくは 2相分の相電流が検出できる。 1相分しか検出できない場合に、一部の相（上アームスイッチング素子）の ON期間を増力！]もしくは減少させる方法が示されている（例えば、特開 2003— 189670号公報、第 2頁、請求項 2、第 14頁、第 1図、第 15頁、第 9図)。

[0017] 図 20、図 21に示されるように、 3相変調においては、キャリア周期内中央の期間（d )は非通電期間となる。なお、 2相変調においては、 1相が固定されるため、期間（d) が存在しない。また、キャリア周期内の前端、後端にもそれぞれ非通電期間がある。そのため、キャリア周期内の前半と後半にそれぞれ通電期間がある。これは、 2相変調が 1回であるのに比べると、キャリア周期が半分、すなわち、キャリア周波数が 2倍と同等になり（以降キャリア周期短縮効果と称す)、 PWM変調がきめ細力べなる。これにより、 3相変調は 2相変調に比べ、電流リップル、トルクリップルが小さくなり、低振動低騒音となる。

[0018] 図 21の 100%変調において位相 30度では、キャリア周期内の通電期間が 1回のみであり、キャリア周期短縮効果が得られない。また、位相 90度では、キャリア周期内の前端、後端に非通電期間がないため、前後のキャリア周期における通電期間と連続してしまう。そのため、キャリア周期内の通電期間は 2回である力結果として、 1キャリア周期当たり通電期間は 1回となり、キャリア周期短縮効果が得られない。

[0019] なお、相電流を検出する方法としては上記方法とは別のシャント抵抗で相電流を検出する方法も提案されている（例えば、特開 2003— 284374号公報、第 7頁、第 1図

) o

[0020] この方式について以下説明する。図 22にインバータ装置とその周辺の回路を示す。インバータ装置 22の制御回路 13は、 U相下アームとアース間に設けられたシャント抵抗 15、 V相下アームとアース間に設けられたシャント抵抗 16及び W相下アームとアース間に設けられたシャント抵抗 17に生じたそれぞれの電圧の大きさにより電流を演算する。

[0021] 図 23に、図 20に対応する下アームスイッチング素子 X, Y及び Zの ON期間（Duty )を表示している。但し、表示を簡明にするために、上アームスイッチング素子と下ァ一ムスイッチング素子との短絡防止用デッドタイムは割愛している。

[0022] U相の下アームスイッチング素子 Xの ON期間を細実線で表わし、 V相の下アームスイッチング素子 Yの ON期間を中実線で表わし、 W相の下アームスイッチング素子 Zの ON期間を太実線で表わしている。また、下循環期間を太線の破線矢印で、上循環期間を細線の破線矢印で示して、る。

[0023] 同様に、図 24に、図 21に対応する下アームスイッチング素子 X, Y及び Zの ON期間（Duty)を表示している。シャント抵抗 15に電流が流れるのは、すなわち、電流を検出することができるのは、下アームスイッチング素子 Xの ON期間、シャント抵抗 16 に電流が流れるのは、すなわち、電流を検出することができるのは、下アームスィッチング素子 Yの ON期間である。シャント抵抗 17に電流が流れるのは、すなわち、電流を検出することができるのは、下アームスイッチング素子 Zの ON期間である。

[0024] よって、図 23においては、 3相ともに電流を検出できる力図 24においては、位相 9 0度において 2相分 (V相、 W相）し力検出できない。よって、位相 210度においては、 W相， U相の電流を、位相 330度においては、 U相， V相の電流を検出するように制御する必要がある。

[0025] 上記のように、 PWM3相変調を行うインバータ装置において、特定の位相では、キャリア周期内の通電期間が 1回である。また、キャリア周期内の前端、後端に非通電期間がないため、前後のキャリア周期における通電期間と連続してしまう。そのため、特定の位相にお、て、キャリア周期短縮効果が得られな、場合がある。

[0026] そして、従来のインバータ装置の相電流検出方法には、それぞれに課題がある。

[0027] インバータ装置力の出力ラインの電流を直接検出する方法においては、電流センサが、ホール素子，磁束発生用のコイル，素子周辺回路等で構成されるため、小型ィ匕，耐振強化が課題となる。また、サイズが大きいため、プリント基板上などでの配置の自由度が求められる。

[0028] 電源ラインに流れる相電流をシャント抵抗により検出する方法においては、シャント抵抗により 1相分し力検出できない場合、一部の相（上アームスイッチング素子）のみの ON期間を増カロもしくは減少させる必要があり、制御ソフトが複雑になる。また、この一部の相（上アームスイッチング素子）のみの ON期間を増カロもしくは減少させることにより、電流波形が歪み、騒音振動悪ィ匕の要因となっている。

[0029] 空調装置に用いられる電動圧縮機をインバータ装置で駆動する場合、その騒音を防止するためルームエアコンなどでは防音箱などの防音装置を用いる事も可能である。しかし、車両用の空調装置に用いられる電動圧縮機においては、搭載スペース、重量などの制約により防音装置を用いる事は困難である。また、車室内への振動伝達防止のため、振動を小さく抑制しなければならないが、同様に防振装置を用いる事は困難である。ルームエアコンにお、ても環境を考慮し極力低振動低騒音であることが求められる。

[0030] 各相の下アームとアース間に設けられたシャント抵抗により相電流を検出する方法においては、キャリア周期内における下アームスイッチング素子の ON期間が 0%または 0%に近い相がある場合、特定の 2相分し力検出できない。よって、位相により検出する 2相を変更する必要があり、制御ソフトが複雑になる。また、そのため、 3相ともにシャント抵抗が必要となり、部品点数が増え、小型化の障害となる。シャント抵抗による消費電力 '発熱に対しての考慮も必要になる。

[0031] 本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、複雑な制御ソフト開発を必要とせず、電流歪を生ずることなぐ小型で耐振性高い構成で、相電流の検出ができるインバータ装置の提供を目的とする。

発明の開示

[0032] 上記課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、直流電源のプラス (第 1 電源端子)側に接続される上アームスイッチング素子と、直流電源のマイナス (第 2電源端子)側に接続される下アームスイッチング素子を 3相備え、直流電源の直流電圧を PWM3相変調にてスイッチングすることにより正弦波状の 3相交流電流を出力する。下アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側との間に電流検出器を 3相のうち 2相にそれぞれ設け、キャリア周期内における上アームスイッチング素子の ON期間から、同一の ON期間を、 3相全ての相において削減することにより、電流検出器の設けられた相における 2相分の相電流を検出する制御回路を備える。

[0033] 上記構成により、複雑な制御ソフト開発を必要とせず、下アームスイッチング素子の ON期間を長くすることができる。これにより、 1キャリア内で下アームスイッチング素子の 3相全てに電流が流れる期間ができる。従って、電流検出器 2個のみにより 3相分電流検出（他の 1相は演算で求められる）できる。また、 3相全ての相において同一の ON期間を削減するものであり、一部の相（上アームスイッチング素子）のみの ON期間を増加もしくは減少させるものではないので、 3相変調の通電時間はそのままであり、電流歪を生ずることはない。また、キャリア周期短縮効果が得られない領域においても、キャリア周期短縮効果が得られるようになり、更に電流を滑らかにできる。

[0034] そして、特定された 2相の電流検出値を用いる方法であるので、従来の特定された 2相の電流検出値を用いる方法、すなわち、インバータ装置からの出力ラインの電流を直接検出する方法力もの変更を容易に行うことができる。即ち、プリント基板上などでの電流検出器の配置自由度が高まる。

[0035] また、電流検出器をシャント抵抗にすることにより、小型化、耐振耐熱性強化を図ることができる。

[0036] 本発明のインバータ装置は、複雑な制御ソフトを必要とせず、電流歪を生ずることなぐ更に電流を滑らかにし、小型で耐振性の高い構成で、相電流の検出ができる。

[0037] 第 1の発明は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子と、直流電源のマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を 3相備える。直流電源の直流電圧を PWM3相変調にてスイッチングすることにより正弦波状の 3相交流電流を出力する。そして、 3相のうち 2相の下アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側との間に電流検出器をそれぞれ設ける。キャリア周期内における上アームスィツチング素子の ON期間から、同一の ON期間を、 3相全ての相において削減することにより、電流検出器の設けられた相における 2相分の相電流を検出する。

[0038] 上記構成により、複雑な制御ソフトを必要とせずに、下アームスイッチング素子の O N期間を長くできる。これにより、 1キャリア内で下アームスイッチング素子の 3相全てに電流が流れる期間ができる。従って、電流検出器 2個のみにより 3相分電流検出（他の 1相は演算で求められる）できる。また、 3相全ての相において同一の ON期間を削減するものであり、一部の相（上アームスイッチング素子）のみの ON期間を増加もしくは減少させるものではないので、 3相変調の通電時間はそのままであり、電流歪を生ずることはない。また、キャリア周期短縮効果が得られない領域においても、キヤリア周期短縮効果が得られるようになり、更に電流を滑らかにすることができる。

[0039] そして、特定された 2相の電流検出値を用いる方法であるので、従来の特定された 2相の電流検出値を用いる方法、すなわち、インバータ装置からの出力ラインの電流を直接検出する方法力もの変更を容易に行うことができる。即ち、プリント基板上などでの電流検出器の配置自由度が高まる。

[0040] これにより、複雑な制御ソフトを必要とせずに、電流歪を生ずることなぐ更に電流を滑らかにし、 3相分の相電流の検出が可能なインバータ装置が得られる。

[0041] 第 2の発明は、第 1の発明のインバータ装置において、 3相全ての相における上ァ一ムスイッチング素子の ON期間の削減は、キャリア周期内における下アームスイツチング素子の ON期間が 0%または 0%に近い相がある場合に行うものである。換言すれば、デッドタイムを割愛して考慮しなければ、キャリア周期内における上アームスイッチング素子の ON期間が 100%または 100%に近い相がある場合に行うもので、変調度の高い限定された場合にのみ行う。これにより、更に制御が簡便なインバータ装置が得られる。

[0042] 第 3の発明は、第 1の発明のインバータ装置において、 3相全ての相における上ァ一ムスイッチング素子の ON期間の削減は、上アームスイッチング素子全てが ONとなる期間が 0%または 0%の近辺を避けて、すなわち 0%に近くならないように行う。これにより、キャリア周期短縮効果を確保できる。これにより、 3相変調の電流が滑らかとなる作用効果を維持しつつ、複雑な制御ソフトを必要とせずに、電流歪を生ずることなぐ更に電流を滑らかにし、 3相分の相電流を検出ができるインバータ装置が得られる。

[0043] 第 4の発明は、第 1の発明のインバータ装置において、 3相全ての相における上ァ一ムスイッチング素子の ON期間削減は、上アームスイッチング素子全てが ONとなる期間と、上アームスイッチング素子全てが OFFとなる期間とが同じ時間となるように行うもので、通電期間同士の間隔が等しくなり、キャリア周期短縮効果が向上し、 3相変調の電流を更に滑らかにすることができる。これにより、 3相変調の低騒音低振動性を更に向上し、複雑な制御ソフトを必要とせずに、電流歪を生ずることなぐ 3相分の相電流を検出ができるインバータ装置が得られる。

[0044] 第 5の発明は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を 3相備え、直流電源の直流電圧を PWM3相変調にてスイッチングする。これにより正弦波状の 3相交流電流を出力するインバータ装置において、 3相のうち 2相の上アームスイッチング素子と直流電源のプラス側との間の電流を検出する電流検出器をそれぞれ設け、キャリア周期内における上アームスイッチング素子の ON期間に、同一の ON期間を、 3相全ての相において追加することにより、電流検出器の設けられた相における 2相分の相電流を検出することができる。

[0045] 上記構成により、複雑な制御ソフトを必要とせずに、上アームスイッチング素子の O N期間を長くできる。これにより、 1キャリア内で上アームスイッチング素子の 3相全てに電流が流れる期間ができる。従って、電流検出器 2個により 3相分の電流を検出することができる。他の 1相は演算で求められる。また、 3相全ての相において同一の O N期間を追加するものであり、一部の相（上アームスイッチング素子）のみの ON期間を増加もしくは減少させるものではないので、 3相変調の通電時間はそのままであり、電流歪を生ずることはない。また、キャリア周期短縮効果が得られない領域においても、キャリア周期短縮効果が得られるようになり、更に電流を滑らかにできる。

[0046] そして、特定された 2相の電流検出値を用いる方法であるので、従来の特定された 2相の電流検出値を用いる方法、すなわち、インバータ装置からの出力ラインの電流を直接検出する方法力もの変更を容易に行うことができる。即ち、プリント基板上などでの電流検出器の配置自由度が高まる。

[0047] これにより、複雑な制御ソフトを必要とせずに、電流歪を生ずることなぐ更に電流を滑らかにし、 3相分の相電流の検出が可能なインバータ装置が得られる。

[0048] 第 6の発明は、第 5の発明のインバータ装置において、 3相全ての相における上ァ一ムスイッチング素子の ON期間追加は、キャリア周期内における上アームスィッチング素子の ON期間が 0%または 0%に近い相がある場合に行うものである。換言すれば、デッドタイムを割愛して考慮しなければ、キャリア周期内における下アームスイツチング素子の ON期間が 100%または 100%に近い相がある場合に行うもので、変調度の高い限定された場合にのみ行う。これにより、更に制御が簡便なインバータ装置が得られる。

[0049] 第 7の発明は、第 5の発明のインバータ装置において、 3相全ての相における上ァ一ムスイッチング素子の ON期間追加は、下アームスイッチング素子全てが ONとなる期間が 0%または 0%の近辺を避けて、すなわち 0%に近くならないように行う。これにより、キャリア周期短縮効果を確保できる。また、 3相変調の電流が滑らかとなる作用効果を維持しつつ、複雑な制御ソフトを必要とせずに、電流歪を生ずることなぐ更に電流を滑らかにし、 3相分の相電流を検出ができるインバータ装置が得られる。

[0050] 第 8の発明は、第 5の発明のインバータ装置において、 3相全ての相における上ァ一ムスイッチング素子の ON期間の追加は、上アームスイッチング素子全てが ONとなる期間と、上アームスイッチング素子全てが OFFとなる期間とが同じ時間となるように行う。通電期間同士の間隔が等しくなり、キャリア周期短縮効果が向上し、 3相変調の電流を更に滑らかにできる。これにより、 3相変調の低騒音低振動性を更に向上し、複雑な制御ソフトを必要とせず、電流歪を生ずることなぐ 3相分の相電流を検出ができるインバータ装置が得られる。

[0051] 第 9の発明は、第 1または第 5の発明のインバータ装置において、電流検出器をシヤント抵抗とするものである。これにより、小型で耐振性強化を図ることができる。

[0052] 第 10の発明は、第 1または第 5の発明のインバータ装置において、正弦波状の 3相交流電流はセンサレス DCブラシレスモータへ出力され、検出される 2相分の相電流に基づいて、センサレス DCブラシレスモータのロータの位置検出を行う。これにより、小型で耐振性が高く且つ複雑な制御ソフトを必要とせずに、電流歪を生ずることなくセンサレス DCブラシレスモータを低騒音低振動で駆動するインバータ装置が得られる。

[0053] 第 11の発明は、第 10の発明のインバータ装置において、センサレス DCブラシレスモータにより駆動される電動圧縮機に搭載されるものである。電動圧縮機に搭載されるインバータ装置は、取り付けスペースに制約があり小型化が必要で、モータからの振動に対して耐振性が必要であるため、小型で耐振性高ぐ電流歪がなく低振動でモータを駆動できる本インバータ装置は有用である。

[0054] 第 12の発明は、第 1または第 5の発明のインバータ装置において、車両に搭載するものである。車両用においては、搭載スペースに制約があり小型化が必要で、重量などの制約により防音装置、防振装置の設置が困難であり、また、走行による振動に対する耐振性も必要なため、小型で耐振性高く低騒音低振動の本インバータ装置は有用である。

[0055] 以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

図面の簡単な説明

[0056] [図 1]図 1は本発明の実施の形態 1に係るインバータ装置とその周辺の電気回路図である。

[図 2]図 2は本発明の実施の形態 1に係る位相 90度における上アームの ON期間，通電期間及び循環期間を示す特性図である。

[図 3]図 3は本発明の実施の形態 1に係る位相 75度における上アームの ON期間，通電期間及び循環期間を示す特性図である。

[図 4]図 4は本発明の実施の形態 1に係る位相 30度〜 90度における上アームの ON 期間，通電期及び循環期間を示す特性図である。

[図 5]図 5は本発明の実施の形態 1に係る位相 30度〜 90度における下アームの ON 期間，上循環期間及び下循環期間を示す特性図である。

[図 6]図 6は本発明の実施の形態 2に係る位相 90度における上アームの ON期間，通電期間及び循環期間を示す特性図である。

[図 7]図 7は本発明の実施の形態 2に係る位相 75度における上アームの ON期間，通電期間及び循環期間を示す特性図である。

[図 8]図 8は本発明の実施の形態 2に係る位相 30度〜 90度における上アームの ON 期間，通電期間及び循環期間を示す特性図である。 [図 9]図 9は本発明の実施の形態 2に係る位相 30度〜 90度における下アームの ON 期間，上循環期間及び下循環期間を示す特性図である。

圆 10]図 10は本発明の実施の形態 3に係るインバータ装置一体型電動圧縮機の断面図である。

圆 11]図 11は相電流を直接検出するインバータ装置とその周辺の電気回路図である。

[図 12]図 12は電源ラインのシャント抵抗で相電流を検出するインバータ装置とその周辺の電気回路図である。

[図 13]図 13は 50%3相変調における各相波形の変調を示す特性図である。

[図 14]図 14は 100%3相変調における各相波形の変調を示す特性図である。

[図 15]図 15は 3相変調のタイミングチャートである。

[図 16]図 16は図 15に示した期間（a)における電流経路を示す電気回路図である。

[図 17]図 17は図 15に示した期間（b)における電流経路を示す電気回路図である。

[図 18]図 18は図 15に示した期間（c)における電流経路を示す電気回路図である。

[図 19]図 19は図 15に示した期間（d)における電流経路を示す電気回路図である。

[図 20]図 20は 50%3相変調の位相 30度〜 90度における上アームの ON期間，通電期間及び循環期間を示す特性図である。

[図 21]図 21は 100%3相変調の位相 30度〜 90度における上アームの ON期間，通電期間及び循環期間を示す特性図である。

[図 22]図 22は下アームとアース間のシャント抵抗 3個により相電流を検出するインバータ装置とその周辺の電気回路図である。

[図 23]図 23は 50%3相変調の位相 30度〜 90度における下アームの ON期間、上循環期間、下循環期間を示す特性図である。

[図 24]図 24は 100%3相変調の位相 30度〜 90度における下アームの ON期間、上循環期間、下循環期間を示す特性図である。

符号の説明

1 バ、、ノアリ ~

2 スイッチング素子 3 ダイオード

4 固定子卷線

5 磁石回転子

10 インバータ回路

11 センサレス DCブラシレスモータ

14 制御回路

15, 16 シャント抵抗

18 接続線

23 インバータ装置

40 電動圧縮機

発明を実施するための最良の形態

[0058] (実施の形態 1)

図 1は、本発明の実施の形態 1に係るインバータ装置 23とその周辺の電気回路である。背景技術における図 22との相違点はシャント抵抗 17が無い点、制御回路 13 が制御回路 14となっている点である。その他の回路部に関しては、図 22と同一であり、記号等はそのまま適用する。

[0059] 制御回路 14は、上アームスイッチング素子 U, V, W、下アームスイッチング素子 X

, Υ, Zと、接続線 18により接続されており、各スイッチング素子を制御している。スィツチング素子力 GBT、パワー MOSFETの場合はゲート電圧を、パワートランジスタの場合はベース電流を制御する。

[0060] 図 24の位相 90度においては、下アームには 2相分 (V相、 W相）しか電流が流れない。同様に、位相 210度においては、 W相， U相、位相 330度においては、 U相， V 相しか電流が流れない。そのため、図 22に示すインバータ装置 22のように、シャント抵抗が 3個必要になる。

[0061] 図 2に、位相 90度において、下アームに 3相分電流が流れるようにする方法を示す。図 2の上側は、図 24の位相 90度の場合をそのまま示している。この状態では、キヤリア周期短縮効果が得られない。上アームの U, V及び Wの各 ON期間から同一の O N期間 2 aを削減したものを下側に示す。 3相ともに同一の ON期間を削減しているので、 U相の電流が電源ラインに流れる通電期間の長さは変わらない。つまり、 PW M3相変調は変化しないので電流歪は発生しない。また、キャリア周期内の前端、後端に長さ αの循環期間が形成されている。これにより、 1キャリア周期当たりの通電期間が 2回となり、キャリア周期短縮効果を得られるようになる。

[0062] ここで、キャリア周期とは、一般に知られているように、 PWM変調する場合の単位時間であり、スイッチングの Dutyが 100%となる時間である。この時間を 1周期とした周波数が、キャリア周波数である。一例として、キャリア周波数が 5kHzの場合、キヤリァ周期は、 200 /z sとなる。

[0063] また、キャリア周期短縮効果とは、前述のように、 3相変調において、キャリア周期内中央の期間、また、キャリア周期内の前端、後端もそれぞれ非通電期間があるため、キャリア周期内の前半と後半に分けて通電される。これにより、通電に関して、キヤリァ周期が半分 (キャリア周波数が 2倍)と同等になり、 PWM変調がきめ細力べなることをいう。上記の例によれば、キャリア周期は 100 s、キャリア周波数は 10kHzと同等になる。

[0064] 図 3に、位相 75度の場合を示す。この場合、上アームの U, V及び Wの各 ON期間から同一の ON期間 2 ( β - y )を削減し、キャリア周期内の前端、後端に長さ βの循環期間を形成している。上記同様、 3相ともに同一の ON期間を削減しているので、 U 相、 V相の電流が電源ラインに流れる通電期間の長さは変わらない。つまり、 PWM3 相変調は変化しな、ので電流歪は発生しな、。

[0065] 図 4に、図 24の位相 90度、位相 75度の場合を、上記図 2、図 3と入れ替えたものを示す。

[0066] 図 5に、図 4に基づいた位相 30度〜 90度における下アームの ON期間，上循環期間及び下循環期間を示す。デッドタイムは割愛しているので、位相 90度では a、位相 75度では |8の下循環期間が確保されている。これにより、 3相ともに下アームに電流が流れるようになる。同様に、位相 210度、位相 330度及びその周辺においても、 U相， V相及び W相ともに下アームに電流が流れるようになる。

[0067] そのため、位相（位相 90度、位相 210度、位相 330度など）によって、電流を検出する相を変更する必要はなぐいずれかの 2相に固定できる。実施の形態 1においては、 U相と V相に固定している。残りの W相の電流は固定子卷線 4の中性点において

、キルヒホッフの電流の法則を適用することにより求められる。

[0068] 上記のように、従来の図 22におけるインバータ装置 22の制御回路 13の制御ソフトを変更して制御回路 14とすれば、シャント抵抗 17を削除することができる。

[0069] これらの検出された電流値に基づき、モータ 11を構成する磁石回転子 5の誘起電圧を演算し、その位置検出を行う。

[0070] 従って、同一の ON期間を削減するという制御ソフトにより、 PWM3相変調に変化を生じさせることなく電流歪を発生させず、電流検出する相を位相により変更する必要もなく、シャント抵抗を 2個に削減することができる。また、キャリア周期短縮効果が得られない領域においても、キャリア周期短縮効果が得られるようになり、更に電流を滑らかにできる。

[0071] また、モータ 11の駆動においては、電流検出 (位置検出）において電流歪が発生しないので、低騒音低振動で駆動することができる。

[0072] a、 βの時間（長さ）は、下アームの ON期間において電流を検出するのに要する最小時間以上に設定すれば良い（電流を検出するのに要する最小時間以上)。電流を検出するのに要する最小時間の一例としては、制御回路の性能にもよる力約 3 sである。すなわち、デッドタイムを割愛して考慮しなければ、 a、 j8の時間（長さ）は約 3 μ sであり、前述したキャリア周期の一例としての 200 μ sに当てはめれば、 a又は βは前端と後端にあるため合計 6 sとなり、キャリア周期の約 3%に相当する。

[0073] なお、デッドタイムを考慮すると、 a、 βの時間（長さ）は、電流を検出するのに要する最小時間にデッドタイムをカ卩えた値になる。

[0074] また、同一の ON期間の削減は、 100%3相変調の位相 90度周辺のように、キヤリァ周期内における下アームスイッチング素子の ON期間が 0%または 0%に近い相がある場合 (下循環期間の時間が短ぐ電流を検出するのに要する最小時間を確保できない場合）にのみ行うだけで良い。従って、多くの場合、同一の ON期間の削減は必要なぐ制御回路の複雑ィ匕を防止することができる。

[0075] 3相全ての相における上アームスイッチング素子の ON期間の削減は、上アームスイッチング素子全てが ONとなる期間（上循環期間）が 0%または 0%の近辺を避けて、すなわち 0%に近くならないように行うことにより、キャリア周期短縮効果を確保し、 3 相変調の電流が滑らかとなる作用効果を維持することができる。実施の形態 1においては、図 5に示す如ぐ位相 90度，位相 75度ともに、上アームスイッチング素子の全てが ONとなる期間（上循環期間）の長さを確保している。

[0076] 図 4、図 5において、位相 30度〜 90度に特定して示したのは、該当する相は異なるとしても、このパターンの繰り返しになって、る力らである。

[0077] シャント抵抗は 2個必要である力シャント抵抗 15 (U相）とシャント抵抗 16 (V相）、シャント抵抗 16 (V相）とシャント抵抗 17 (W相）、シャント抵抗 17 (W相）とシャント抵抗 15 (U相）のどの組合せでも良、。

[0078] 例えば、シャント抵抗 17 (W相）とシャント抵抗 15 (U相）の組合せとすれば、 W相と U相の電流値を検出できるので、図 11に示す従来のインバータ装置からの出力ラインの電流を直接検出する方法であるところの、 W相と U相の電流値を検出するインバータ装置 20からの変更を容易に行うことができる。すなわち、電流センサ 8、電流センサ 9の削除、シャント抵抗 17、シャント抵抗 15の追加を行い、制御回路 7から制御回路 14への変更は上記の同一の ON期間を削減させるという制御ソフトの変更で良い

[0079] なお、実施の形態 1において、図 1にシャント抵抗 17 (W相）も追カ卩し、同様の調整を実行すれば、 3相ともに下アームに電流が流れるので、 1キャリア内で 3相ともに電流検出が可能となる。このため、 2相分の電流値力も残りの相の電流を演算する必要がなくなり、制御ソフトがシンプルになる。また、図 1において、シャント抵抗 15 (U相）、シャント抵抗 16 (V相）は必要不可欠である力シャント抵抗 17 (W相）が設けてあつても、差し支えない。

[0080] シャント抵抗 15とシャント抵抗 16は、電流検出器の一つである。電流検出器としてはこれらの抵抗の他に、ホール素子を用いたもの、ダイオードの順方向電圧を用いたものなどがあり、特に限定するものではない。

[0081] (実施の形態 2)

図 6〜図 9に、本発明の実施の形態 2に係る特性図を示す。インバータ装置とその周辺の電気回路は、本発明の実施の形態 1に係る図 1と同様である。 [0082] 図 6の上側は、図 24の位相 90度の場合をそのまま示している。上アームの U, V及び W各 ON期間から同一の ON期間 2 δを削減し、上循環期間の長さ（2 δ )と下循環期間の長さ（2 δ = δ + δ )とを同じにしたものを下側に示す。

[0083] 同様に、図 7に位相 75度の場合で、上アームの U, V及び Wの各 ON期間から同一の ON期間、 2 ( τ— γ )を削減し、上循環期間の長さ（2 て )と下循環期間の長さ（2 τ = τ + τ )とを同じにしたものを下側に示す。

[0084] これにより、前後のキャリアにおいて、通電期間同士の間隔が等しくなる、そのため

、キャリア周期短縮効果が向上し、 3相変調の電流が更に滑らかになる。

[0085] 図 8に、図 24の位相 90度、位相 75度の場合を、上記図 6、図 7と入れ替えたものを示す。

[0086] 図 9に、図 8に基づいた位相 30度〜 90度における下アームの ON期間、上循環期間、下循環期間を示す。デッドタイムは割愛しているので、位相 90度では δ、位相 7 5度では τの下循環期間が確保されている。

[0087] (実施の形態 3)

図 10に、電動圧縮機 40の右側にインバータ装置 23を密着させて取り付けた図を示す。金属製筐体 32の中に圧縮機構部 28、モータ 11等が設置されている。

[0088] 冷媒は、吸入口 33から吸入され、圧縮機構部 28 (この例ではスクロール）がモータ 11で駆動されることにより、圧縮される。この圧縮された冷媒は、モータ 11を通過する際にモータ 11を冷却し、吐出口 34より吐出される。

[0089] インバータ装置 23は電動圧縮機 40に取り付けられるように、ケース 30を使用している。発熱源となるインバータ回路部 10は、低圧配管 38を介して低圧冷媒で冷却される。この冷却で結露しないように、インバータ装置 23は吸入管 38の下方に配置し、インバータ回路部 10の周囲温度も下げて温度差が小さくなるようにしている。

[0090] 電動圧縮機 40の内部でモータ 11の巻き線に接続されているターミナル 39は、インバータ回路部 10の出力部に接続される。保持部 35でインバータ装置 23に固定される接続線 36には、ノッテリー 1への電源線と回転数信号を送信するエアコンコント口ーラ（図示せず)との信号線がある。

[0091] このようなインバータ装置一体型電動圧縮機では、インバータ装置 23が小さいこと、振動に強いこと、低振動で電動圧縮機のモータを駆動できることが必要になるので、本発明の実施の形態として好適である。

[0092] なお、上記各実施の形態において、直流電源をバッテリーとした力これに限るものではなぐ商用交流電源を整流した直流電源でもよい。モータをセンサレス DCブラシレスモータとしたが、誘導モータ等にも適用できる。また、車両用としては、電気自動車、ノ、イブリツド車、燃料電池車などエンジン騒音のない車両で静粛性の効果が大きい。

[0093] また、 3相の場合を例に挙げた力 3相以上の多相においても同様に適用することができる。

[0094] また、 3相のうち 2相の下アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側との間にシャント抵抗をそれぞれ設ける場合を示した。下アームスイッチング素子とモータとの間の電流は下アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側との間の電流に等しいので、モータとの間の電流が検出できるように、下アームスイッチング素子の上側に配置しても良い。

[0095] さらに、下循環において、電流検出する場合を例に挙げたが、キャリア周期中央付近の上循環において電流検出する場合にも適用できる。この場合、上アームと電源のプラス側との間の電流を検出するシャント抵抗を 2相分設け、 3相 100%変調の位相 30度、位相 45度などにおいて、 3相ともに、同一の ON期間を追加することになる。この場合も同様の作用効果が得られる。

産業上の利用可能性

[0096] 以上のように、本発明に力かるインバータ装置は、複雑な制御ソフト開発を必要とせず、電流歪を生ずることなぐ小型で耐振性高く相電流の検出ができるので、各種民生用製品、各種産業用機器に適用できる。負荷としてモータ以外の交流機器にも適用可能である。

Claims

請求の範囲

[1] 直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子と前記直流電源のマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を 3相備え、前記直流電源の直流電圧を PWM3相変調にてスイッチングすることにより正弦波状の 3相交流電流を出力するインバータ装置にお、て、前記下アームスイッチング素子と前記直流電源のマイナス側との間に流れる電流を検出する電流検出器を 3相のうち 2相にそれぞれ設け、キャリア周期内における上アームスイッチング素子の ON期間から、 3相全ての相において同一の ON期間を削減することにより、前記電流検出器の設けられた相における 2相分の相電流を検出する制御回路を備えたインバータ装置。

[2] 前記 3相全ての相における上アームスイッチング素子の ON期間削減は、キャリア周期内における下アームスイッチング素子の ON期間が 0%または 0%に近い相がある場合に行う請求項 1に記載のインバータ装置。

[3] 前記 3相全ての相における上アームスイッチング素子の ON期間削減は、上アームスイッチング素子全てが ONとなる期間が 0%または 0%の近辺を避けて行う請求項 1に記載のインバータ装置。

[4] 前記 3相全ての相における上アームスイッチング素子の ON期間削減は、上アームスイッチング素子全てが ONとなる期間と、上アームスイッチング素子全てが OFFとなる期間とがほぼ同じ時間となるように行う請求項 1に記載のインバータ装置。

[5] 直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子と前記直流電源のマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を 3相備え、前記直流電源の直流電圧を PWM3相変調にてスイッチングすることにより正弦波状の 3相交流電流を出力するインバータ装置にぉ、て、前記上アームスイッチング素子と前記直流電源のブラス側との間に流れる電流を検出する電流検出器を 3相のうち 2相にそれぞれ設け、キャリア周期内における上アームスイッチング素子の ON期間へ、 3相全ての相にお!/ヽて同一の ON期間を追加することにより、前記電流検出器の設けられた相における 2 相分の相電流を検出する制御回路を備えたインバータ装置。

[6] 前記 3相全ての相における上アームスイッチング素子の ON期間追カ卩は、キャリア周期内における上アームスイッチング素子の ON期間が 0%または 0%に近い相がある場合に行う請求項 5に記載のインバータ装置。

[7] 前記 3相全ての相における上アームスイッチング素子の ON期間追カ卩は、下アームスイッチング素子全てが ONとなる期間が 0%または 0%の近辺を避けて行う請求項 5に記載のインバータ装置。

[8] 前記 3相全ての相における上アームスイッチング素子の ON期間追カ卩は、上アームスイッチング素子全てが ONとなる期間と、上アームスイッチング素子全てが OFFとなる期間とがほぼ同じ時間となるように行う請求項 5に記載のインバータ装置。

[9] 前記電流検出器は、シャント抵抗である請求項 1または 5に記載のインバータ装置。

[10] 前記正弦波状の 3相交流電流はセンサレス DCブラシレスモータへ出力され、前記検出される 2相分の相電流に基づ、て、前記センサレス DCブラシレスモータのロータの位置検出を行う請求項 1または 5に記載のインバータ装置。

[11] 前記センサレス DCブラシレスモータを駆動源とする電動圧縮機に搭載される請求項

10に記載のインバータ装置。

[12] 車両に搭載される請求項 1または 5に記載のインバータ装置。