JP4311045B2 - モータ駆動装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、センサレスDCブラシレスモータを駆動するインバータ回路を備えたモータ駆動装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
駆動源をセンサレスDCブラシレスモータとした従来の電動圧縮機を搭載した車両用空調装置について説明する。
【0003】
図24において、101は送風ダクトであり、室内送風ファン102の作用により空気導入口103から空気を吸い込み、室内熱交換器104で熱交換した空気を空気吹き出し口105から車室内に吹き出す。
【0004】
室内熱交換器104は、センサレスDCブラシレスモータを駆動源とする電動圧縮機106、冷媒の流れを切替えて冷房と暖房を選択するための四方切替弁107、絞り装置108および室外ファン109の作用で車室外空気と熱交換する室外熱交換器110とともに冷凍サイクルを構成している。
【0005】
111は電動圧縮機106の駆動源であるセンサレスDCブラシレスモータを運転するモータ駆動装置であり、室内送風ファン102、四方切替弁107、および室外送風ファン109とともに、エアコンコントローラ112により動作を制御されている。
【0006】
エアコンコントローラ112は、室内送風のON/OFF・強弱を設定する室内送風ファンスイッチ113、冷房・暖房・OFFを選択するエアコンスイッチ114、温度調節スイッチ115および車両コントローラとの通信を行うための通信装置116と接続されている。
【0007】
例えば、室内送風ファンスイッチ113で送風ON・弱とされ、エアコンスイッチ114により冷房が指示されると、エアコンコントローラ112は、四方切替弁107を図の実線に設定し、室内熱交換器104を蒸発器、室外熱交換器110を凝縮器として作用させ、室外送風ファン109をONし、室内送風ファン102を弱に設定する。
【0008】
また、温度調節スイッチ115に従い、室内熱交換器104の温度を、モータ駆動装置111を用いて電動圧縮機106の回転数を可変することにより調節する。エアコンスイッチ114により冷暖房OFFとされると、電動圧縮機106・室外送風ファン109はOFFとなる。
【0009】
また、室内送風ファンスイッチ113がOFFとされると、室内送風ファン102はOFFとされ、電動圧縮機106・室外送風ファン109も冷凍サイクル保護のためOFFとされる。
【0010】
一方、車両コントローラ(図示せず)から、電力節減・バッテリ保護等の理由により冷暖房OFFの指令が、通信装置116経由で受信されると、エアコンコントローラ112はエアコンスイッチ113による冷暖房OFFと同様の処置をする。
【0011】
このような電動圧縮機を搭載した車両用空調装置においては、低騒音低振動であることが重要になる。特に、電気自動車はエンジンが無いため静粛性が高く(ハイブリッド電気自動車においては、エンジンを起動せずモータで走行している場合)、更に停車中においては、バッテリー電源により電動圧縮機を駆動することが可能で、この場合は、走行による騒音振動も無いので、電動圧縮機の騒音振動が目立つこととなる。
【0012】
モータ駆動装置111が、従来の120度通電方式の場合、磁界変化が60度間隔(通電が60度間隔)のため、電動圧縮機106の駆動源であるセンサレスDCブラシレスモータにトルク変動があり、もって騒音振動の原因となっている。(例えば特許文献1参照)
図25に回路例を示す。図において121はバッテリであり、122はバッテリー121に接続されたインバータ動作用スイッチング素子であり、123はインバータ動作用ダイオードである。また、124はモータの固定子巻線を示し、125はそのモータの磁石回転子を示す。
【0013】
さらに、126は電源電流を検出し消費電力算出・スイッチング素子保護等を行うための電流センサであり、127は固定子巻線の電圧から磁石回転子5の位置検出を行うための位相シフト回路であり、128は同じく比較回路である。
【0014】
そして129は電流センサ126、比較回路128等からの信号に基づいてスイッチング素子を制御する制御回路である。
【0015】
一方、正弦波駆動の場合、連続した回転磁界により永久磁石回転子を駆動しているのでトルク変動が小さくなる。従って、正弦波電流を出力する正弦波駆動モータ駆動装置を用いることが望ましい。ただし、永久磁石回転子の位置検出には、固定子巻線の電流を検出するために、2個の電流センサが用いられている(例えば特許文献2参照)。
【0016】
図26に回路例を示す。図25に比べ、比較回路128・位相シフト回路127が無く、固定子巻線の電流から磁石回転子125の位置検出を行うためのU相電流検出用電流センサ130、W相電流検出用電流センサ131がある。制御回路129は、上記2個の電流センサからの2相分の電流値により他の1相の電流を演算し(電流センサは2個必要であるが、U相・V相・W相のうちどの2相でも良い)、磁石回転子125の位置検出を行い、電流センサ126等からの信号に基づいてスイッチング素子を制御する。117は、120度通電方式のモータ駆動装置111に代わる正弦波駆動のモータ駆動装置である。
【0017】
また、上記低騒音低振動のほかに、搭載性・走行性能確保の面から、モータ駆動装置は小型軽量が要望されている。
【0018】
【特許文献1】
特開平8−163891号公報(第8頁、第4図)
【特許文献2】
特開2000−333465号公報(第9頁、第2図)
【0019】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、正弦波電流を出力する正弦波駆動モータ駆動装置を用いることは、トルク変動が小さくなるという利点を有するが、図26に示す従来の構成では、磁石回転子の位置検出を行うために、2個の電流センサが必要であり、モータ駆動装置として小型軽量化を進める上での阻害要因になるという課題を有していた。
【0020】
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、低騒音低振動であるとともに小型軽量なモータ駆動装置を提供することを目的とする。
【0021】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明は、電源電流を検出する電流センサを、固定子巻線の電流検出にも用いて磁石回転子の位置検出を行うものである。この電流検出において、各相のキャリア周期内通電期間に同一の通電時間を加算もしくは減算し、前記加算もしくは減算は、キャリア周期内の前半もしくは後半もしくは前半と後半に分配のいずれかが各相毎に選択される。
【0022】
上記構成によって、2個の相電流検出用電流センサを追加することなく正弦波駆動が可能となり、また、従来の120度通電における位相シフト回路・比較回路も不要となり構成部品が減少するので、低騒音低振動であるとともに小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られる。
【0023】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【0024】
(実施の形態1)
図1において、本実施の形態の電気回路図を示す。図において、1はバッテリであり、2はバッテリー1に接続されたインバータ動作用スイッチング素子であり、3はインバータ動作用ダイオードである。また、4はモータの固定子巻線を示し、5はそのモータの磁石回転子を示す。
【0025】
さらに、7は電流センサ6からの信号に基づいてスイッチング素子を制御する制御回路である。20は従来のモータ駆動装置111に代わる本発明のモータ駆動装置である。
【0026】
図1の電気回路図と図25の120度通電駆動用の電気回路図に比較すると、比較回路128、位相シフト回路127が削除されている。
【0027】
また、図1の電気回路図と図26の相電流検出用電流センサを備えた正弦波駆動用の電気回路図に比較すると、U相電流検出用電流センサ130、W相電流検出用電流センサ131が削除されている。
【0028】
電流センサ6の検出電流値は、制御回路7へ送られ、消費電力算出・スイッチング素子2等保護のための判断に用いられ、更に磁石回転子5の位置検出に用いられる。
【0029】
よって、制御回路7は、図25の比較回路128、図26のU相電流検出用電流センサ130、W相電流検出用電流センサ131用の信号入力回路(ハード)を削減でき、プログラムソフト変更のみを行えば良い。
【0030】
そして、回転数指令信号(図示せず)等にも基づいてスイッチング素子2を制御する。電流センサ6としては、ホール素子を用いたセンサ、シャント抵抗等、スイッチング素子2によるスイッチング電流のピークが検出できるものであれば良い。
【0031】
従来、電流センサ6はスイッチング素子2等を保護するために、スイッチング電流のピークが検出できるようになっているので、そのまま使用できる。
【0032】
図1においては、電流センサ6は電源ラインのマイナス側に挿入されているが、電流は同じなのでプラス側でも良い。このような構成とすることにより、従来に比べて構成部品が減少するため、小型計量化が図れるとともに、耐振などの信頼性を向上することができる(電流センサ等はプリント基板上に搭載されるため耐振の懸念点となる)。
【0033】
次に、図2により磁石回転子5の位置検出方法について述べる。
【0034】
図では、U相における相電流と誘起電圧との関連を示す。誘起電圧は、図1に示す磁石回転子5の回転により固定子巻線4に誘起する電圧であるので、磁石回転子5の位置検出に使用することができる。
【0035】
図1における固定子巻線4には、インダクタンスLとともに抵抗Rも存在している。誘起電圧、インダクタンスLの電圧、抵抗Rの電圧の和がモータ駆動装置20からの印加電圧に等しい。誘起電圧をEU、相電流をiU、印加電圧をVUとすると、VU=EU+R・iU+Ld・iU/dtであるので(図3に、センサレスDCブラシレスモータの電圧電流の1相分の一例を示す)、誘起電圧EUは、EU=VU−R・iU−Ld・iU/dtで表される。
【0036】
図1における制御回路7は、スイッチング素子2を制御しているので、印加電圧VUは既知である。よって、制御回路7のプログラムソフトにインダクタンスLと抵抗Rの値を入力しておけば、相電流iUを検出することで誘起電圧EUを算出できる。
【0037】
次に、電流センサ6にて、磁石回転子5の位置を検出する方法について述べる。
【0038】
まず、3相変調の波形を示す。図4に最大変調100%の3相変調を、図5に最大変調50%の3相変調を、図6に最大変調10%の3相変調を示す。
【0039】
41はU相端子電圧を、42はV相端子電圧を、43はW相端子電圧を、29は中性点電圧をそれぞれ表している。3相変調は、変調度が上がるにつれ50%を中心に0%と100%の両方向に伸びている。
【0040】
次に、図により例を示して説明する。図7に、1キャリア内(キャリア周期)での上アームスイッチング素子U、V、W、下アームスイッチング素子X、Y、Zの通電の一例を示している。この場合、図5の最大変調50%の3相変調において、位相がおおよそ130度での通電である。通電パターンとして、(a)、(b)、(c)、(d)の4パターンがある。
【0041】
通電パターン(a)においては、上アームスイッチング素子U、V、W全てがOFF、下アームスイッチング素子X、Y、Z全てがONである。図8に、このときの電流の流れを示す。
【0042】
U相電流、V相電流がそれぞれ、下アームスイッチング素子X、Yと並列のダイオードから固定子巻線4へ流れ、W相電流は固定子巻線4から下アームスイッチング素子Zへ流れ出ている。よって、電流センサ6に電流は流れず検出されない。
【0043】
通電パターン(b)においては、上アームスイッチング素子UがON、下アームスイッチング素子Y、ZがONである。図9に、このときの電流の流れを示す。
【0044】
U相電流は、上アームスイッチング素子Uから固定子巻線4へ流れ、V相電流は下アームスイッチング素子Yと並列のダイオードから固定子巻線4へ流れ、W相電流は固定子巻線4から下アームスイッチング素子Zへ流れ出ている。よって、電流センサ6には、U相電流が流れ検出される。
【0045】
通電パターン(c)においては、上アームスイッチング素子U、VがON、下アームスイッチング素子ZがONである。図10に、このときの電流の流れを示す。
【0046】
U相電流、V相電流は、それぞれ、上アームスイッチング素子U、Vから固定子巻線4へ流れ、W相電流は固定子巻線4から下アームスイッチング素子Zへ流れ出ている。よって、電流センサ6には、W相電流が流れ検出される。
【0047】
通電パターン(d)においては、上アームスイッチング素子U、V、W全てがON、下アームスイッチング素子X、Y、Z全てがOFFである。図11に、このときの電流の流れを示す。
【0048】
U相電流、V相電流は、それぞれ、上アームスイッチング素子U、Vから固定子巻線4へ流れ、W相電流は固定子巻線4から上アームスイッチング素子Wから流れ込んでいる。よって、電流センサ6に電流は流れず検出されない。
【0049】
上記により、U相電流とW相電流が検出されるので、残りのV相電流は固定子巻線4の中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用することにより求められる。
【0050】
この場合、U相電流は固定子巻線4の中性点へ流れ込む電流であり、W相電流は固定子巻線4の中性点から流れ出る電流なので、V相電流はU相電流とW相電流の差をとれば求められる。
【0051】
3相変調においては、上記の如く、キャリア周期内の通電パターン(d)の期間において電源電流が流れない(電流センサ6に電流は流れない)。そのため、キャリア周期内で前半と後半の2回に分けて通電されていることになる。これは、キャリア周波数が2倍と同じことになり(キャリア周期が半分)、キャリア騒音が低減される。もって、更に低騒音低振動が図れる。
【0052】
以上の電流検出は、キャリアごとに行えるので、キャリア毎に位置検出し、固定子巻線4への出力を調整する事ができる。よって、120度通電に比較しトルク変動が小さく、低騒音低振動を実現出来る。また、起動性が向上する。
【0053】
上アームスイッチング素子U、V、WのON、OFF状態で電流センサ6により検出できる相電流が決定されることが分かる。1相のみON時はその相の電流、2相ON時は残りの相の電流が検出可能であり、3相ON時及びONの相が無い時は検出不可となる。従って、1キャリア内の上アームスイッチング素子U、V、WのONを確認することで、検出可能な相電流を知る事ができる。図7において上アーム各相のON状態を確認すれば良い。
【0054】
図12において、このことを用い検出できる電流を検討することができる。図4の最大変調100%の3相変調における位相30度、45度、60度、75度、90度においての1キャリア内(キャリア周期)での上アームスイッチング素子U、V、WのON(通電)状態を中央から均等に振り分け表示している。
【0055】
なお、U相の通電期間を細実線で表わし、W相の通電期間を太実線で表わし、V相の通電期間を中実線で表わしている。さらに、各通電期間の下に矢印で示したU,VはそれぞれU相の電流検出可能期間とV相の電流検出可能期間を示している。
【0056】
30度においては、図4より、U相変調は75%、W相変調も75%であるので、1キャリア(キャリア周期)を100%として、U相(細線)の変調(通電時間)、W相(太線)の変調(通電時間)ともに75%を中央から均等に振り分け表示している。他の位相も同様である。
【0057】
30度〜90度としたのは、通電する相は異なるが、この通電時間パターンの繰り返しになっているからである。
【0058】
同様に、図13に最大変調50%の場合、図14に最大変調10%の場合、図14に最大変調5%の場合を示す。
【0059】
ここで、図12、図13、図14の位相30度、90度においては、2相の通電時間が一致しているために、電流センサ6による検出時間が確保できず、1相分の電流しか検出できない状況になっている。この場合前回検出された値を再度使用する、推定する、通電時間を意図的に変更する等の対処が必要となるが、位置検出が不正確になる、電流波形が歪む等の問題が発生する(低騒音低振動、起動性の効果が薄れる)。
【0060】
この対応方法を次に示す。3相変調においては、各相同じ値で通電をプラス、マイナスしても相電圧は変わらない。例として、図5において、各相に20%プラスすると、中性点電圧(各相の端子電圧の和を3で割る)が20%増加する。相電圧は、端子電圧から中性点電圧を引いた値であるので、20%は帳消しになり、プラスする前の相電圧と変わらない。マイナスしても同様となる。
【0061】
よって、次の様に対応することができる。
【0062】
図16に一例を示す。以下に述べる方式をP方式1とする。3相の通電時間うち、最大通電時間をA、中間の通電時間をB、最小通電時間をCとする。最大通電時間Aと中間の通電時間Bとの差の半分〔(A−B)/2〕をαとする。中間の通電時間Bと最小通電時間Cとの差の半分〔(B−C)/2〕をβとする。また、電流センサ6が電流検出するために必要な最小時間をδとする。
【0063】
図16(a)は、最大変調100%における位相30度の場合を示している。この場合、α<δ(α=0)、β≧δ(δ=A/2=B/2)となる。
【0064】
図16(b)において、最大通電時間(W相)に2δを通電期間後半に追加する。これにより、2δの電流検出時間が確保され、W相の電流を検出可能となる。通電期間前半に追加しても同じである。
【0065】
図16(c)において、中間の通電時間(U相)、最小通電時間(V相)に2δを通電期間前半及び後半に均等に追加する。これにより、通電期間後半において、図16(b)におけるW相の電流検出時間2δはδに減少するが、電流検出所要最小時間δを確保できるので、W相の電流検出は可能である。通電期間前半において、δの電流検出時間が確保され、U相の電流を検出可能となる。
【0066】
よって、1相分の検出しかできない場合においても、V相に加えW相、U相の電流も検出可能となる。もって、永久磁石回転子の位置を判定可能となる。また、3相ともに同じ通電時間を加えているので、3相変調に変化はなく、電流波形が歪むこともない。もって、低騒音低振動であるとともに起動性が高く小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られる
上記において、通電時間が一致する位相30度に特定したが、通電時間が近似する30度前後においても同様である。δとしては、電流検出所要最小時間以上であれば良い。
【0067】
(実施の形態2)
図17に、通電時間が一致する場合への対応の別の方式を示す。これをM方式1とする。
【0068】
図17(a)は、最大変調100%における位相90度の場合を示している。この場合、α≧δ、β<δ(δ=0)となる。
【0069】
図17(b)において、最小通電時間(W相)から2δを通電期間後半で削減する。これにより、2δの電流検出時間が確保され、W相の電流を検出可能となる。通電期間前半で削減しても同じである。
【0070】
図17(c)において、最大通電時間(U相)、中間の通電時間(V相)から2δを通電期間前半及び後半で均等に削減する。これにより、通電期間後半において、図17(b)におけるW相の電流検出時間2δはδに減少するが、電流検出所要最小時間δを確保できるので、W相の電流検出は可能である。通電期間前半において、δの電流検出時間が確保され、V相の電流を検出可能となる。
【0071】
よって、1相分の検出しかできない場合においても、U相に加えW相、V相の電流も検出可能となる。100%変調があり、通電時間を追加できない場合にも対応できる。もって、永久磁石回転子の位置を判定可能となる。また、3相ともに同じ通電時間を削減しているので、3相変調に変化はなく、電流波形が歪むこともない。もって、低騒音低振動であるとともに起動性が高く小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られる
上記において、通電時間が一致する位相90度に特定したが、通電時間が近似する90度前後においても同様である。δとしては、電流検出所要最小時間以上であれば良い。
【0072】
尚、P方式1とM方式1の使い分けについて述べる。位相30度にては1相(V相)の通電時間が0%のためM方式1は適用できない。また、位相90度にては1相(U相)の通電時間が100%のためP方式1は適用できない。従って、α<δ、β≧δの場合はP方式1、α≧δ、β<δの場合はM方式1と使い分ければ良い。
【0073】
(実施の形態3)
図18に、P方式1の他の適用例を示す。
【0074】
図18(a)は、最大変調10%における位相75度の場合を示している。この場合、α<δ、β<δであり1相分の電流検出も不可である。
【0075】
図18(b)において、最大通電時間(U相)に2δを通電期間後半に追加する。これにより、2δ+αの電流検出時間が確保され、U相の電流を検出可能となる。通電期間前半に追加しても同じである。
【0076】
図18(c)において、中間の通電時間(W相)、最小通電時間(V相)に2δを通電期間前半及び後半に均等に追加する。これにより、通電期間後半において、図18(b)におけるU相の電流検出時間2δ+αはδ+αに減少するが、電流検出所要最小時間δを確保できるので、U相の電流検出は可能である。しかしながら、通電期間前半においては、δの時間が確保できない。
【0077】
よって、α<δ、β<δの条件下では、P方式1は機能しない。M方式1も、同様である。
【0078】
この場合の対応方法を図19に示す。これを、P方式2とする。
【0079】
図19(a)は、最大変調10%における位相75度の場合を示している。この場合、α<δ、β<δであるがα+β≧δ、α≧βの場合である。
【0080】
図19(b)において、中間の通電時間(W相)に2αを通電期間前半及び後半に均等に追加する。これにより、通電期間前半、通電期間後半の双方に電流検出時間α+β≧δが確保され、V相の電流を検出可能となる。
【0081】
図19(c)において、最大通電時間(U相)、最小通電時間(V相)に2αを通電期間後半に追加する。これにより、通電期間後半において、図19(b)におけるV相の電流検出時間α+β≧δは、U相の電流検出時間α+β≧δとなり、U相の電流検出が可能となる。通電期間前半においては、V相の電流検出時間α+β≧δが維持され、V相の電流が検出可能である。通電期間前半に追加しても同じである。
【0082】
よって、1相分の検出も不可の場合においても、2相分(この例ではU相とV相)の電流が検出可能となる。もって、永久磁石回転子の位置を判定可能となる。また、3相ともに同じ通電時間を加えているので、3相変調に変化はなく、電流波形が歪むこともない。もって、低騒音低振動であるとともに起動性が高く小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られる
尚、追加する通電時間は2α以上であれば良い。2δでも良い。また、最大通電時間(U相)、最小通電時間(V相)に2αを追加する場合、それぞれ通電期間前半、通電期間後半に追加しても良い。この方式は複雑で演算処理時間が長くなるので、キャリア周波数を下げてキャリア周期を長くし、演算処理時間を確保しても良い(この方式は変調が低い場合に必要となるので、キャリア周波数を下げてもキャリアによる分解能は確保される)。また、この方式はP方式1の適用条件下においても適用可能である。
【0083】
(実施の形態4)
前記実施の形態3におけるα<δ、β<δの場合における、他の対応方法を図20に示す。これを、M方式2とする。
【0084】
図20(a)は、最大変調10%における位相45度の場合を示している。この場合、α<δ、β<δであるがα+β≧δ、α<βの場合である。
【0085】
図20(b)において、中間の通電時間(W相)から2βを通電期間前半及び後半で均等に削減する。これにより、通電期間前半、通電期間後半の双方に電流検出時間α+β≧δが確保され、U相の電流を検出可能となる。
【0086】
図20(c)において、最大通電時間(U相)、最小通電時間(V相)から2βを通電期間後半で削減する。これにより、通電期間後半において、図20(b)におけるU相の電流検出時間α+β≧δは、V相の電流検出時間α+β≧δとなり、V相の電流検出が可能となる。通電期間前半においては、U相の電流検出時間α+β≧δが維持され、U相の電流が検出可能である。通電期間前半に追加しても同じである。
【0087】
よって、1相分の検出も不可の場合においても、2相分(この例ではU相とV相)の電流が検出可能となる。もって、永久磁石回転子の位置を判定可能となる。また、3相ともに同じ通電時間を加えているので、3相変調に変化はなく、電流波形が歪むこともない。もって、低騒音低振動であるとともに起動性が高く小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られる
尚、削減する通電時間は2β以上であれば良い。2δでも良い。また、最大通電時間(U相)、最小通電時間(V相)で2βを削減する場合、それぞれ通電期間前半、通電期間後半で削減しても良い。この方式は複雑で演算処理時間が長くなるので、キャリア周波数を下げてキャリア周期を長くし、演算処理時間を確保しても良い(この方式は変調が低い場合に必要となるので、キャリア周波数を下げてもキャリアによる分解能は確保される)。また、この方式はM方式1の適用条件下においても適用可能である。
【0088】
(実施の形態5)
図15に(5%変調)おいては、αとβの和もδより小さい。この場合は、上記P方式1、P方式2、M方式1、M方式2では対応できない。
【0089】
この場合の対応方法を図21に示す。この方式をP方式3とする。
【0090】
図21(a)は、最大変調10%における位相75度の場合を示している。本来、最大変調5%における位相75度の場合を示すべきであるが、α、βが小さく図に示すのが困難であるため代用する。但し、α+β<δとする。
【0091】
図21(b)において、最大通電時間(U相)に2δを通電期間後半に追加する。また、中間の通電時間(W相)に2δを通電期間前半に追加する。これにより、通電期間後半に電流検出時間2δ+α≧δが確保され、U相の電流を検出可能となる。通電期間前半に電流検出時間2δ-α≧δが確保され、W相の電流を検出可能となる。通電期間前半に追加と、通電期間後半に追加とが逆でも同じである。
【0092】
図21(c)において、最小通電時間(V相)に2δを通電期間前半及び後半に均等に追加する。これにより、通電期間後半において、図21(b)におけるU相の電流検出時間2δ+α≧2δは、δ+α+βとなるがδ以上であり、U相の電流検出が可能である。通電期間前半においては、図21(b)におけるW相の電流検出時間2δ-α≧δはδ+βとなるがδ以上であり、W相の電流検出が可能である。
【0093】
よって、α+β<δの場合においても、2相分(この例ではU相とW相)の電流が検出可能となる。もって、永久磁石回転子の位置を判定可能となる。また、3相ともに同じ通電時間を加えているので、3相変調に変化はなく、電流波形が歪むこともない。もって、低騒音低振動であるとともに起動性が高く小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られる
尚、追加する通電時間は2δ以上であれば良い。この方式は複雑で演算処理時間が長くなるので、キャリア周波数を下げてキャリア周期を長くし、演算処理時間を確保しても良い(この方式は変調が低い場合に必要となるので、キャリア周波数を下げてもキャリアによる分解能は確保される)。また、この方式はP方式1、P方式2の適用条件下においても適用可能である。
【0094】
(実施の形態6)
前記実施の形態5におけるα+β<δの場合における、他の対応方法を図22に示す。これを、M方式3とする。
【0095】
図22(a)は、最大変調10%における位相45度の場合を示している。本来、最大変調5%における位相45度の場合を示すべきであるが、α、βが小さく図に示すのが困難であるため代用する。但し、α+β<δとする。
【0096】
図22(b)において、最小通電時間(V相)から2δを通電期間後半で削減する。また、中間の通電時間(W相)から2δを通電期間前半で削減する。これにより、通電期間後半に電流検出時間2δ+β≧δが確保され、V相の電流を検出可能となる。通電期間前半に電流検出時間2δ-β≧δが確保され、W相の電流を検出可能となる。通電期間前半に削減と、通電期間後半に削減とが逆でも同じである。
【0097】
図22(c)において、最大通電時間(U相)から2δを通電期間前半及び後半で均等に削減する。これにより、通電期間後半において、図22(b)におけるV相の電流検出時間2δ+β≧δは、δ+α+βとなるがδ以上であり、V相の電流検出が可能である。通電期間前半においては、図22(b)におけるW相の電流検出時間2δ-β≧δはδ+αとなるがδ以上であり、W相の電流検出が可能である。
【0098】
よって、α+β<δの場合においても、2相分(この例ではV相とW相)の電流が検出可能となる。もって、永久磁石回転子の位置を判定可能となる。また、3相ともに同じ通電時間を加えているので、3相変調に変化はなく、電流波形が歪むこともない。もって、低騒音低振動であるとともに起動性が高く小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られる
尚、削減する通電時間は2δ以上であれば良い。この方式は複雑で演算処理時間が長くなるので、キャリア周波数を下げてキャリア周期を長くし、演算処理時間を確保しても良い(この方式は変調が低い場合に必要となるので、キャリア周波数を下げてもキャリアによる分解能は確保される)。また、この方式はM方式1、M方式2の適用条件下においても適用可能である。
【0099】
(実施の形態7)
図23に、電動圧縮機40の左側にモータ駆動装置20を密着させて取り付けた図を示す。金属製筐体32の中に圧縮機構部28、モータ31等が設置されている。冷媒は、吸入口33から吸入され、圧縮機構部28(この例ではスクロール)がモータ31で駆動されることにより、圧縮される。
【0100】
この圧縮された冷媒は、モータ31を通過し(冷却し)吐出口34より吐出される。内部でモータ31の巻き線に接続されているターミナル39は、、モータ駆動装置20に接続される。
【0101】
モータ駆動装置20は電動圧縮機40に取り付けられるように、ケース30を使用している。発熱源となるインバータ回路部37は、ケース30を介して電動圧縮機40の金属製筐体32に熱を放散するようにしている(金属製筐体32を介して電動圧縮機40内部の冷媒で冷却される)。
【0102】
ターミナル39は、インバータ回路部37の出力部に接続される。接続線36は、、バッテリー1への電源線とエアコンコントローラへの制御用信号線がある。モータ31の巻き線に集中巻を採用することにより、分布巻に比べ横方向の長さを短くできる。集中巻はインダクタンスが大きいため、120度通電ではダイオードへの還流時間が長くなり位置検出が困難で制御が難しいが、正弦波駆動では電流により位置検出するので制御可能である。
【0103】
このようなモータ駆動装置一体型電動圧縮機では、モータ駆動装置20が小さいこと、振動に強いことが必要になる。本発明の実施の形態として好適である。
【0104】
振動を低減するために、3相変調を用いるのが好ましい。正弦波電流が滑らかになり、もって振動が小さくなる。
【0105】
【発明の効果】
上記から明らかなように、本発明は、電源電流を検出する電流センサを、固定子巻線の電流検出にも用いて磁石回転子の位置検出を行うもので、この構成によれば、2個の相電流検出用電流センサを追加することなく正弦波駆動が可能となり、また、従来の120度通電における位相シフト回路・比較回路も不要となり構成部品が減少するので、低騒音低振動であるとともに起動性が高く小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られるという効果を奏する。
【0106】
また、本発明は、各相のキャリア周期内通電期間に同一の通電時間を加算もしくは減算し、当該加算もしくは減算は、キャリア周期内の前半もしくは後半もしくは前半と後半に分配のいずれかが各相毎に選択されて、電流センサによって固定子巻線に流れる電流を検出するもので、この構成によれば、前回検出された値を再度使用する、推定する、通電時間を意図的に変更する等の対処は不要で、位置検出が不正確になることなく、電流波形が歪む等の問題が発生することもない、という効果を奏する。
【0107】
また、本発明は、小型で耐振に強く、またモータ巻線に集中巻を採用可能であり、モータ駆動装置一体型電動圧縮機の横方向長さを短くできるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施形態を示す電気回路図
【図2】正弦波駆動における誘起電圧検出方法説明図
【図3】センサレスDCブラシレスモータの電圧電流を示す波形図
【図4】3相変調の最大変調100%における各相の変調を示す波形図
【図5】3相変調の最大変調50%における各相の変調を示す波形図
【図6】3相変調の最大変調10%における各相の変調を示す波形図
【図7】本発明の第1の実施形態に係る相電流検出方法を示す通電タイミングチャート
【図8】同通電タイミング(a)における電流経路を示す電気回路図
【図9】同通電タイミング(b)における電流経路を示す電気回路図
【図10】同通電タイミング(c)における電流経路を示す電気回路図
【図11】同通電タイミング(d)における電流経路を示す電気回路図
【図12】3相変調の最大変調100%の位相毎における上アームの通電を示す説明図
【図13】3相変調の最大変調50%の位相毎における上アームの通電を示す説明図
【図14】3相変調の最大変調10%の位相毎における上アームの通電を示す説明図
【図15】3相変調の最大変調5%の位相毎における上アームの通電を示す説明図
【図16】本発明の第1の実施形態に係る3相変調の相電流検出を示す説明図
【図17】本発明の第2の実施形態に係る3相変調の相電流検出を示す説明図
【図18】本発明の第3の実施形態に係る相電流検出の問題点を示す説明図
【図19】本発明の第3の実施形態に係る3相変調の相電流検出を示す説明図
【図20】本発明の第4の実施形態に係る3相変調の相電流検出を示す説明図
【図21】本発明の第5の実施形態に係る3相変調の相電流検出を示す説明図
【図22】本発明の第6の実施形態に係る3相変調の相電流検出を示す説明図
【図23】本発明の第7の実施形態を示すモータ駆動装置一体型電動圧縮機の断面図
【図24】従来からある電動圧縮機を搭載した車両用空調装置の構成図
【図25】同120度通電駆動用の電気回路図
【図26】同相電流検出用電流センサを備えた正弦波駆動用の電気回路図
【符号の説明】
1 バッテリ
2 スイッチング素子
3 ダイオード
4 固定子巻線
5 磁石回転子
6 電流センサ
7 制御回路
20 モータ駆動装置
30 モータ駆動装置の一体型ケース
31 モータ部
40 電動圧縮機
Claims (9)
- 直流電源の直流電圧をスイッチングすることにより正弦波状の交流電流をセンサレスDCブラシレスモータへ出力するインバータ回路と、前記直流電源と前記インバータ回路間の電流を検出する電流センサとを備え、前記スイッチングにおいて、各相のキャリア周期内通電期間に同一の通電時間を加算し、前記加算は、キャリア周期内の前半もしくは後半もしくは前半と後半に分配のいずれかが各相毎に選択され、または、各相のキャリア周期内通電期間に同一の通電時間を減算し、前記減算は、キャリア周期内の前半もしくは後半もしくは前半と後半に分配のいずれかが各相毎に選択されて、前記電流センサによって前記固定子巻線に流れる電流を検出することにより、前記永久磁石回転子の位置を判定し、前記インバータ回路のスイッチングを制御するモータ駆動装置。
- キャリア周期内通電期間が最大の相は、キャリア周期内の前半もしくは後半に加算し、他の相は、キャリア周期内の前半と後半に等分して加算する請求項1記載のモータ駆動装置。
- キャリア周期内通電期間が最小の相は、キャリア周期内の前半もしくは後半で減算し、他の相は、キャリア周期内の前半と後半で等分して減算する請求項1記載のモータ駆動装置。
- キャリア周期内通電期間が最大及び最小の相は、キャリア周期内の前半もしくは後半に加算し、中間の相は、キャリア周期内の前半と後半に等分して加算する請求項1記載のモータ駆動装置。
- キャリア周期内通電期間が最大及び最小の相は、キャリア周期内の前半もしくは後半で減算し、中間の相は、キャリア周期内の前半と後半で等分して減算する請求項1記載のモータ駆動装置。
- キャリア周期内通電期間が最大の相は、キャリア周期内の前半もしくは後半に加算し、中間の相は、最大の相とは異なる半期間に加算し、最小の相は、キャリア周期内の前半と後半に等分して加算する請求項1記載のモータ駆動装置。
- キャリア周期内通電期間が中間の相は、キャリア周期内の前半もしくは後半で減算し、最小の相は、中間の相とは異なる半期間で減算し、最大の相は、キャリア周期内の前半と後半で等分して減算する請求項1記載のモータ駆動装置。
- センサレスDCブラシレスモータを備えた電動圧縮機に搭載される請求項1〜7のいずれかに記載のモータ駆動装置。
- 車両用空調装置に搭載される請求項1〜8のいずれかに記載のモータ駆動装置。
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