JP4311045B2 - モータ駆動装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、センサレスＤＣブラシレスモータを駆動するインバータ回路を備えたモータ駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
駆動源をセンサレスＤＣブラシレスモータとした従来の電動圧縮機を搭載した車両用空調装置について説明する。
【０００３】
図２４において、１０１は送風ダクトであり、室内送風ファン１０２の作用により空気導入口１０３から空気を吸い込み、室内熱交換器１０４で熱交換した空気を空気吹き出し口１０５から車室内に吹き出す。
【０００４】
室内熱交換器１０４は、センサレスＤＣブラシレスモータを駆動源とする電動圧縮機１０６、冷媒の流れを切替えて冷房と暖房を選択するための四方切替弁１０７、絞り装置１０８および室外ファン１０９の作用で車室外空気と熱交換する室外熱交換器１１０とともに冷凍サイクルを構成している。
【０００５】
１１１は電動圧縮機１０６の駆動源であるセンサレスＤＣブラシレスモータを運転するモータ駆動装置であり、室内送風ファン１０２、四方切替弁１０７、および室外送風ファン１０９とともに、エアコンコントローラ１１２により動作を制御されている。
【０００６】
エアコンコントローラ１１２は、室内送風のＯＮ／ＯＦＦ・強弱を設定する室内送風ファンスイッチ１１３、冷房・暖房・ＯＦＦを選択するエアコンスイッチ１１４、温度調節スイッチ１１５および車両コントローラとの通信を行うための通信装置１１６と接続されている。
【０００７】
例えば、室内送風ファンスイッチ１１３で送風ＯＮ・弱とされ、エアコンスイッチ１１４により冷房が指示されると、エアコンコントローラ１１２は、四方切替弁１０７を図の実線に設定し、室内熱交換器１０４を蒸発器、室外熱交換器１１０を凝縮器として作用させ、室外送風ファン１０９をＯＮし、室内送風ファン１０２を弱に設定する。
【０００８】
また、温度調節スイッチ１１５に従い、室内熱交換器１０４の温度を、モータ駆動装置１１１を用いて電動圧縮機１０６の回転数を可変することにより調節する。エアコンスイッチ１１４により冷暖房ＯＦＦとされると、電動圧縮機１０６・室外送風ファン１０９はＯＦＦとなる。
【０００９】
また、室内送風ファンスイッチ１１３がＯＦＦとされると、室内送風ファン１０２はＯＦＦとされ、電動圧縮機１０６・室外送風ファン１０９も冷凍サイクル保護のためＯＦＦとされる。
【００１０】
一方、車両コントローラ（図示せず）から、電力節減・バッテリ保護等の理由により冷暖房ＯＦＦの指令が、通信装置１１６経由で受信されると、エアコンコントローラ１１２はエアコンスイッチ１１３による冷暖房ＯＦＦと同様の処置をする。
【００１１】
このような電動圧縮機を搭載した車両用空調装置においては、低騒音低振動であることが重要になる。特に、電気自動車はエンジンが無いため静粛性が高く（ハイブリッド電気自動車においては、エンジンを起動せずモータで走行している場合）、更に停車中においては、バッテリー電源により電動圧縮機を駆動することが可能で、この場合は、走行による騒音振動も無いので、電動圧縮機の騒音振動が目立つこととなる。
【００１２】
モータ駆動装置１１１が、従来の１２０度通電方式の場合、磁界変化が６０度間隔（通電が６０度間隔）のため、電動圧縮機１０６の駆動源であるセンサレスＤＣブラシレスモータにトルク変動があり、もって騒音振動の原因となっている。（例えば特許文献１参照）
図２５に回路例を示す。図において１２１はバッテリであり、１２２はバッテリー１２１に接続されたインバータ動作用スイッチング素子であり、１２３はインバータ動作用ダイオードである。また、１２４はモータの固定子巻線を示し、１２５はそのモータの磁石回転子を示す。
【００１３】
さらに、１２６は電源電流を検出し消費電力算出・スイッチング素子保護等を行うための電流センサであり、１２７は固定子巻線の電圧から磁石回転子５の位置検出を行うための位相シフト回路であり、１２８は同じく比較回路である。
【００１４】
そして１２９は電流センサ１２６、比較回路１２８等からの信号に基づいてスイッチング素子を制御する制御回路である。
【００１５】
一方、正弦波駆動の場合、連続した回転磁界により永久磁石回転子を駆動しているのでトルク変動が小さくなる。従って、正弦波電流を出力する正弦波駆動モータ駆動装置を用いることが望ましい。ただし、永久磁石回転子の位置検出には、固定子巻線の電流を検出するために、２個の電流センサが用いられている（例えば特許文献２参照）。
【００１６】
図２６に回路例を示す。図２５に比べ、比較回路１２８・位相シフト回路１２７が無く、固定子巻線の電流から磁石回転子１２５の位置検出を行うためのＵ相電流検出用電流センサ１３０、Ｗ相電流検出用電流センサ１３１がある。制御回路１２９は、上記２個の電流センサからの２相分の電流値により他の１相の電流を演算し（電流センサは２個必要であるが、Ｕ相・Ｖ相・Ｗ相のうちどの２相でも良い）、磁石回転子１２５の位置検出を行い、電流センサ１２６等からの信号に基づいてスイッチング素子を制御する。１１７は、１２０度通電方式のモータ駆動装置１１１に代わる正弦波駆動のモータ駆動装置である。
【００１７】
また、上記低騒音低振動のほかに、搭載性・走行性能確保の面から、モータ駆動装置は小型軽量が要望されている。
【００１８】
【特許文献１】
特開平８−１６３８９１号公報（第８頁、第４図）
【特許文献２】
特開２０００−３３３４６５号公報（第９頁、第２図）
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、正弦波電流を出力する正弦波駆動モータ駆動装置を用いることは、トルク変動が小さくなるという利点を有するが、図２６に示す従来の構成では、磁石回転子の位置検出を行うために、２個の電流センサが必要であり、モータ駆動装置として小型軽量化を進める上での阻害要因になるという課題を有していた。
【００２０】
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、低騒音低振動であるとともに小型軽量なモータ駆動装置を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明は、電源電流を検出する電流センサを、固定子巻線の電流検出にも用いて磁石回転子の位置検出を行うものである。この電流検出において、各相のキャリア周期内通電期間に同一の通電時間を加算もしくは減算し、前記加算もしくは減算は、キャリア周期内の前半もしくは後半もしくは前半と後半に分配のいずれかが各相毎に選択される。
【００２２】
上記構成によって、２個の相電流検出用電流センサを追加することなく正弦波駆動が可能となり、また、従来の１２０度通電における位相シフト回路・比較回路も不要となり構成部品が減少するので、低騒音低振動であるとともに小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００２４】
（実施の形態１）
図１において、本実施の形態の電気回路図を示す。図において、１はバッテリであり、２はバッテリー１に接続されたインバータ動作用スイッチング素子であり、３はインバータ動作用ダイオードである。また、４はモータの固定子巻線を示し、５はそのモータの磁石回転子を示す。
【００２５】
さらに、７は電流センサ６からの信号に基づいてスイッチング素子を制御する制御回路である。２０は従来のモータ駆動装置１１１に代わる本発明のモータ駆動装置である。
【００２６】
図１の電気回路図と図２５の１２０度通電駆動用の電気回路図に比較すると、比較回路１２８、位相シフト回路１２７が削除されている。
【００２７】
また、図１の電気回路図と図２６の相電流検出用電流センサを備えた正弦波駆動用の電気回路図に比較すると、Ｕ相電流検出用電流センサ１３０、Ｗ相電流検出用電流センサ１３１が削除されている。
【００２８】
電流センサ６の検出電流値は、制御回路７へ送られ、消費電力算出・スイッチング素子２等保護のための判断に用いられ、更に磁石回転子５の位置検出に用いられる。
【００２９】
よって、制御回路７は、図２５の比較回路１２８、図２６のＵ相電流検出用電流センサ１３０、Ｗ相電流検出用電流センサ１３１用の信号入力回路（ハード）を削減でき、プログラムソフト変更のみを行えば良い。
【００３０】
そして、回転数指令信号（図示せず）等にも基づいてスイッチング素子２を制御する。電流センサ６としては、ホール素子を用いたセンサ、シャント抵抗等、スイッチング素子２によるスイッチング電流のピークが検出できるものであれば良い。
【００３１】
従来、電流センサ６はスイッチング素子２等を保護するために、スイッチング電流のピークが検出できるようになっているので、そのまま使用できる。
【００３２】
図１においては、電流センサ６は電源ラインのマイナス側に挿入されているが、電流は同じなのでプラス側でも良い。このような構成とすることにより、従来に比べて構成部品が減少するため、小型計量化が図れるとともに、耐振などの信頼性を向上することができる（電流センサ等はプリント基板上に搭載されるため耐振の懸念点となる）。
【００３３】
次に、図２により磁石回転子５の位置検出方法について述べる。
【００３４】
図では、Ｕ相における相電流と誘起電圧との関連を示す。誘起電圧は、図１に示す磁石回転子５の回転により固定子巻線４に誘起する電圧であるので、磁石回転子５の位置検出に使用することができる。
【００３５】
図１における固定子巻線４には、インダクタンスＬとともに抵抗Ｒも存在している。誘起電圧、インダクタンスＬの電圧、抵抗Ｒの電圧の和がモータ駆動装置２０からの印加電圧に等しい。誘起電圧をＥU、相電流をｉU、印加電圧をＶUとすると、ＶU＝ＥU＋Ｒ・ｉU＋Ｌｄ・ｉU／ｄｔであるので（図３に、センサレスＤＣブラシレスモータの電圧電流の１相分の一例を示す）、誘起電圧ＥUは、ＥU＝ＶU−Ｒ・ｉU−Ｌｄ・ｉU／ｄｔで表される。
【００３６】
図１における制御回路７は、スイッチング素子２を制御しているので、印加電圧ＶUは既知である。よって、制御回路７のプログラムソフトにインダクタンスＬと抵抗Ｒの値を入力しておけば、相電流ｉUを検出することで誘起電圧ＥUを算出できる。
【００３７】
次に、電流センサ６にて、磁石回転子５の位置を検出する方法について述べる。
【００３８】
まず、３相変調の波形を示す。図４に最大変調１００％の３相変調を、図５に最大変調５０％の３相変調を、図６に最大変調１０％の３相変調を示す。
【００３９】
４１はＵ相端子電圧を、４２はＶ相端子電圧を、４３はＷ相端子電圧を、２９は中性点電圧をそれぞれ表している。３相変調は、変調度が上がるにつれ５０％を中心に０％と１００％の両方向に伸びている。
【００４０】
次に、図により例を示して説明する。図７に、１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚの通電の一例を示している。この場合、図５の最大変調５０％の３相変調において、位相がおおよそ１３０度での通電である。通電パターンとして、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の４パターンがある。
【００４１】
通電パターン（ａ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ全てがＯＦＦ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚ全てがＯＮである。図８に、このときの電流の流れを示す。
【００４２】
Ｕ相電流、Ｖ相電流がそれぞれ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙと並列のダイオードから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。よって、電流センサ６に電流は流れず検出されない。
【００４３】
通電パターン（ｂ）においては、上アームスイッチング素子ＵがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｙ、ＺがＯＮである。図９に、このときの電流の流れを示す。
【００４４】
Ｕ相電流は、上アームスイッチング素子Ｕから固定子巻線４へ流れ、Ｖ相電流は下アームスイッチング素子Ｙと並列のダイオードから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。よって、電流センサ６には、Ｕ相電流が流れ検出される。
【００４５】
通電パターン（ｃ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ、ＶがＯＮ、下アームスイッチング素子ＺがＯＮである。図１０に、このときの電流の流れを示す。
【００４６】
Ｕ相電流、Ｖ相電流は、それぞれ、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。よって、電流センサ６には、Ｗ相電流が流れ検出される。
【００４７】
通電パターン（ｄ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ全てがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚ全てがＯＦＦである。図１１に、このときの電流の流れを示す。
【００４８】
Ｕ相電流、Ｖ相電流は、それぞれ、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から上アームスイッチング素子Ｗから流れ込んでいる。よって、電流センサ６に電流は流れず検出されない。
【００４９】
上記により、Ｕ相電流とＷ相電流が検出されるので、残りのＶ相電流は固定子巻線４の中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用することにより求められる。
【００５０】
この場合、Ｕ相電流は固定子巻線４の中性点へ流れ込む電流であり、Ｗ相電流は固定子巻線４の中性点から流れ出る電流なので、Ｖ相電流はＵ相電流とＷ相電流の差をとれば求められる。
【００５１】
３相変調においては、上記の如く、キャリア周期内の通電パターン（ｄ）の期間において電源電流が流れない（電流センサ６に電流は流れない）。そのため、キャリア周期内で前半と後半の２回に分けて通電されていることになる。これは、キャリア周波数が２倍と同じことになり（キャリア周期が半分）、キャリア騒音が低減される。もって、更に低騒音低振動が図れる。
【００５２】
以上の電流検出は、キャリアごとに行えるので、キャリア毎に位置検出し、固定子巻線４への出力を調整する事ができる。よって、１２０度通電に比較しトルク変動が小さく、低騒音低振動を実現出来る。また、起動性が向上する。
【００５３】
上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＯＮ、ＯＦＦ状態で電流センサ６により検出できる相電流が決定されることが分かる。１相のみＯＮ時はその相の電流、２相ＯＮ時は残りの相の電流が検出可能であり、３相ＯＮ時及びＯＮの相が無い時は検出不可となる。従って、１キャリア内の上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＯＮを確認することで、検出可能な相電流を知る事ができる。図７において上アーム各相のＯＮ状態を確認すれば良い。
【００５４】
図１２において、このことを用い検出できる電流を検討することができる。図４の最大変調１００％の３相変調における位相３０度、４５度、６０度、７５度、９０度においての１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＯＮ（通電）状態を中央から均等に振り分け表示している。
【００５５】
なお、Ｕ相の通電期間を細実線で表わし、Ｗ相の通電期間を太実線で表わし、Ｖ相の通電期間を中実線で表わしている。さらに、各通電期間の下に矢印で示したＵ，ＶはそれぞれＵ相の電流検出可能期間とＶ相の電流検出可能期間を示している。
【００５６】
３０度においては、図４より、Ｕ相変調は７５％、Ｗ相変調も７５％であるので、１キャリア（キャリア周期）を１００％として、Ｕ相（細線）の変調（通電時間）、Ｗ相（太線）の変調（通電時間）ともに７５％を中央から均等に振り分け表示している。他の位相も同様である。
【００５７】
３０度〜９０度としたのは、通電する相は異なるが、この通電時間パターンの繰り返しになっているからである。
【００５８】
同様に、図１３に最大変調５０％の場合、図１４に最大変調１０％の場合、図１４に最大変調５％の場合を示す。
【００５９】
ここで、図１２、図１３、図１４の位相３０度、９０度においては、２相の通電時間が一致しているために、電流センサ６による検出時間が確保できず、１相分の電流しか検出できない状況になっている。この場合前回検出された値を再度使用する、推定する、通電時間を意図的に変更する等の対処が必要となるが、位置検出が不正確になる、電流波形が歪む等の問題が発生する（低騒音低振動、起動性の効果が薄れる）。
【００６０】
この対応方法を次に示す。３相変調においては、各相同じ値で通電をプラス、マイナスしても相電圧は変わらない。例として、図５において、各相に２０％プラスすると、中性点電圧（各相の端子電圧の和を３で割る）が２０％増加する。相電圧は、端子電圧から中性点電圧を引いた値であるので、２０％は帳消しになり、プラスする前の相電圧と変わらない。マイナスしても同様となる。
【００６１】
よって、次の様に対応することができる。
【００６２】
図１６に一例を示す。以下に述べる方式をＰ方式１とする。３相の通電時間うち、最大通電時間をＡ、中間の通電時間をＢ、最小通電時間をＣとする。最大通電時間Ａと中間の通電時間Ｂとの差の半分〔（Ａ−Ｂ）/２〕をαとする。中間の通電時間Ｂと最小通電時間Ｃとの差の半分〔（Ｂ−Ｃ）/２〕をβとする。また、電流センサ６が電流検出するために必要な最小時間をδとする。
【００６３】
図１６（ａ）は、最大変調１００％における位相３０度の場合を示している。この場合、α＜δ（α＝０）、β≧δ（δ＝Ａ/２＝Ｂ/２）となる。
【００６４】
図１６（ｂ）において、最大通電時間（Ｗ相）に２δを通電期間後半に追加する。これにより、２δの電流検出時間が確保され、Ｗ相の電流を検出可能となる。通電期間前半に追加しても同じである。
【００６５】
図１６（ｃ）において、中間の通電時間（Ｕ相）、最小通電時間（Ｖ相）に２δを通電期間前半及び後半に均等に追加する。これにより、通電期間後半において、図１６（ｂ）におけるＷ相の電流検出時間２δはδに減少するが、電流検出所要最小時間δを確保できるので、Ｗ相の電流検出は可能である。通電期間前半において、δの電流検出時間が確保され、Ｕ相の電流を検出可能となる。
【００６６】
よって、１相分の検出しかできない場合においても、Ｖ相に加えＷ相、Ｕ相の電流も検出可能となる。もって、永久磁石回転子の位置を判定可能となる。また、３相ともに同じ通電時間を加えているので、３相変調に変化はなく、電流波形が歪むこともない。もって、低騒音低振動であるとともに起動性が高く小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られる
上記において、通電時間が一致する位相３０度に特定したが、通電時間が近似する３０度前後においても同様である。δとしては、電流検出所要最小時間以上であれば良い。
【００６７】
（実施の形態２）
図１７に、通電時間が一致する場合への対応の別の方式を示す。これをＭ方式１とする。
【００６８】
図１７（ａ）は、最大変調１００％における位相９０度の場合を示している。この場合、α≧δ、β＜δ（δ＝０）となる。
【００６９】
図１７（ｂ）において、最小通電時間（Ｗ相）から２δを通電期間後半で削減する。これにより、２δの電流検出時間が確保され、Ｗ相の電流を検出可能となる。通電期間前半で削減しても同じである。
【００７０】
図１７（ｃ）において、最大通電時間（Ｕ相）、中間の通電時間（Ｖ相）から２δを通電期間前半及び後半で均等に削減する。これにより、通電期間後半において、図１７（ｂ）におけるＷ相の電流検出時間２δはδに減少するが、電流検出所要最小時間δを確保できるので、Ｗ相の電流検出は可能である。通電期間前半において、δの電流検出時間が確保され、Ｖ相の電流を検出可能となる。
【００７１】
よって、１相分の検出しかできない場合においても、Ｕ相に加えＷ相、Ｖ相の電流も検出可能となる。１００％変調があり、通電時間を追加できない場合にも対応できる。もって、永久磁石回転子の位置を判定可能となる。また、３相ともに同じ通電時間を削減しているので、３相変調に変化はなく、電流波形が歪むこともない。もって、低騒音低振動であるとともに起動性が高く小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られる
上記において、通電時間が一致する位相９０度に特定したが、通電時間が近似する９０度前後においても同様である。δとしては、電流検出所要最小時間以上であれば良い。
【００７２】
尚、Ｐ方式１とＭ方式１の使い分けについて述べる。位相３０度にては１相（Ｖ相）の通電時間が０％のためＭ方式１は適用できない。また、位相９０度にては１相（Ｕ相）の通電時間が１００％のためＰ方式１は適用できない。従って、α＜δ、β≧δの場合はＰ方式１、α≧δ、β＜δの場合はＭ方式１と使い分ければ良い。
【００７３】
（実施の形態３）
図１８に、Ｐ方式１の他の適用例を示す。
【００７４】
図１８（ａ）は、最大変調１０％における位相７５度の場合を示している。この場合、α＜δ、β＜δであり１相分の電流検出も不可である。
【００７５】
図１８（ｂ）において、最大通電時間（Ｕ相）に２δを通電期間後半に追加する。これにより、２δ＋αの電流検出時間が確保され、Ｕ相の電流を検出可能となる。通電期間前半に追加しても同じである。
【００７６】
図１８（ｃ）において、中間の通電時間（Ｗ相）、最小通電時間（Ｖ相）に２δを通電期間前半及び後半に均等に追加する。これにより、通電期間後半において、図１８（ｂ）におけるＵ相の電流検出時間２δ＋αはδ＋αに減少するが、電流検出所要最小時間δを確保できるので、Ｕ相の電流検出は可能である。しかしながら、通電期間前半においては、δの時間が確保できない。
【００７７】
よって、α＜δ、β＜δの条件下では、Ｐ方式１は機能しない。Ｍ方式１も、同様である。
【００７８】
この場合の対応方法を図１９に示す。これを、Ｐ方式２とする。
【００７９】
図１９（ａ）は、最大変調１０％における位相７５度の場合を示している。この場合、α＜δ、β＜δであるがα+β≧δ、α≧βの場合である。
【００８０】
図１９（ｂ）において、中間の通電時間（Ｗ相）に２αを通電期間前半及び後半に均等に追加する。これにより、通電期間前半、通電期間後半の双方に電流検出時間α+β≧δが確保され、Ｖ相の電流を検出可能となる。
【００８１】
図１９（ｃ）において、最大通電時間（Ｕ相）、最小通電時間（Ｖ相）に２αを通電期間後半に追加する。これにより、通電期間後半において、図１９（ｂ）におけるＶ相の電流検出時間α+β≧δは、Ｕ相の電流検出時間α+β≧δとなり、Ｕ相の電流検出が可能となる。通電期間前半においては、Ｖ相の電流検出時間α+β≧δが維持され、Ｖ相の電流が検出可能である。通電期間前半に追加しても同じである。
【００８２】
よって、１相分の検出も不可の場合においても、２相分（この例ではＵ相とＶ相）の電流が検出可能となる。もって、永久磁石回転子の位置を判定可能となる。また、３相ともに同じ通電時間を加えているので、３相変調に変化はなく、電流波形が歪むこともない。もって、低騒音低振動であるとともに起動性が高く小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られる
尚、追加する通電時間は２α以上であれば良い。２δでも良い。また、最大通電時間（Ｕ相）、最小通電時間（Ｖ相）に２αを追加する場合、それぞれ通電期間前半、通電期間後半に追加しても良い。この方式は複雑で演算処理時間が長くなるので、キャリア周波数を下げてキャリア周期を長くし、演算処理時間を確保しても良い（この方式は変調が低い場合に必要となるので、キャリア周波数を下げてもキャリアによる分解能は確保される）。また、この方式はＰ方式１の適用条件下においても適用可能である。
【００８３】
（実施の形態４）
前記実施の形態３におけるα＜δ、β＜δの場合における、他の対応方法を図２０に示す。これを、Ｍ方式２とする。
【００８４】
図２０（ａ）は、最大変調１０％における位相４５度の場合を示している。この場合、α＜δ、β＜δであるがα+β≧δ、α＜βの場合である。
【００８５】
図２０（ｂ）において、中間の通電時間（Ｗ相）から２βを通電期間前半及び後半で均等に削減する。これにより、通電期間前半、通電期間後半の双方に電流検出時間α+β≧δが確保され、Ｕ相の電流を検出可能となる。
【００８６】
図２０（ｃ）において、最大通電時間（Ｕ相）、最小通電時間（Ｖ相）から２βを通電期間後半で削減する。これにより、通電期間後半において、図２０（ｂ）におけるＵ相の電流検出時間α+β≧δは、Ｖ相の電流検出時間α+β≧δとなり、Ｖ相の電流検出が可能となる。通電期間前半においては、Ｕ相の電流検出時間α+β≧δが維持され、Ｕ相の電流が検出可能である。通電期間前半に追加しても同じである。
【００８７】
よって、１相分の検出も不可の場合においても、２相分（この例ではＵ相とＶ相）の電流が検出可能となる。もって、永久磁石回転子の位置を判定可能となる。また、３相ともに同じ通電時間を加えているので、３相変調に変化はなく、電流波形が歪むこともない。もって、低騒音低振動であるとともに起動性が高く小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られる
尚、削減する通電時間は２β以上であれば良い。２δでも良い。また、最大通電時間（Ｕ相）、最小通電時間（Ｖ相）で２βを削減する場合、それぞれ通電期間前半、通電期間後半で削減しても良い。この方式は複雑で演算処理時間が長くなるので、キャリア周波数を下げてキャリア周期を長くし、演算処理時間を確保しても良い（この方式は変調が低い場合に必要となるので、キャリア周波数を下げてもキャリアによる分解能は確保される）。また、この方式はＭ方式１の適用条件下においても適用可能である。
【００８８】
（実施の形態５）
図１５に（５％変調）おいては、αとβの和もδより小さい。この場合は、上記Ｐ方式１、Ｐ方式２、Ｍ方式１、Ｍ方式２では対応できない。
【００８９】
この場合の対応方法を図２１に示す。この方式をＰ方式３とする。
【００９０】
図２１（ａ）は、最大変調１０％における位相７５度の場合を示している。本来、最大変調５％における位相７５度の場合を示すべきであるが、α、βが小さく図に示すのが困難であるため代用する。但し、α+β＜δとする。
【００９１】
図２１（ｂ）において、最大通電時間（Ｕ相）に２δを通電期間後半に追加する。また、中間の通電時間（Ｗ相）に２δを通電期間前半に追加する。これにより、通電期間後半に電流検出時間２δ+α≧δが確保され、Ｕ相の電流を検出可能となる。通電期間前半に電流検出時間２δ-α≧δが確保され、Ｗ相の電流を検出可能となる。通電期間前半に追加と、通電期間後半に追加とが逆でも同じである。
【００９２】
図２１（ｃ）において、最小通電時間（Ｖ相）に２δを通電期間前半及び後半に均等に追加する。これにより、通電期間後半において、図２１（ｂ）におけるＵ相の電流検出時間２δ+α≧２δは、δ+α+βとなるがδ以上であり、Ｕ相の電流検出が可能である。通電期間前半においては、図２１（ｂ）におけるＷ相の電流検出時間２δ-α≧δはδ+βとなるがδ以上であり、Ｗ相の電流検出が可能である。
【００９３】
よって、α+β＜δの場合においても、２相分（この例ではＵ相とＷ相）の電流が検出可能となる。もって、永久磁石回転子の位置を判定可能となる。また、３相ともに同じ通電時間を加えているので、３相変調に変化はなく、電流波形が歪むこともない。もって、低騒音低振動であるとともに起動性が高く小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られる
尚、追加する通電時間は２δ以上であれば良い。この方式は複雑で演算処理時間が長くなるので、キャリア周波数を下げてキャリア周期を長くし、演算処理時間を確保しても良い（この方式は変調が低い場合に必要となるので、キャリア周波数を下げてもキャリアによる分解能は確保される）。また、この方式はＰ方式１、Ｐ方式２の適用条件下においても適用可能である。
【００９４】
（実施の形態６）
前記実施の形態５におけるα+β＜δの場合における、他の対応方法を図２２に示す。これを、Ｍ方式３とする。
【００９５】
図２２（ａ）は、最大変調１０％における位相４５度の場合を示している。本来、最大変調５％における位相４５度の場合を示すべきであるが、α、βが小さく図に示すのが困難であるため代用する。但し、α+β＜δとする。
【００９６】
図２２（ｂ）において、最小通電時間（Ｖ相）から２δを通電期間後半で削減する。また、中間の通電時間（Ｗ相）から２δを通電期間前半で削減する。これにより、通電期間後半に電流検出時間２δ+β≧δが確保され、Ｖ相の電流を検出可能となる。通電期間前半に電流検出時間２δ-β≧δが確保され、Ｗ相の電流を検出可能となる。通電期間前半に削減と、通電期間後半に削減とが逆でも同じである。
【００９７】
図２２（ｃ）において、最大通電時間（Ｕ相）から２δを通電期間前半及び後半で均等に削減する。これにより、通電期間後半において、図２２（ｂ）におけるＶ相の電流検出時間２δ+β≧δは、δ+α+βとなるがδ以上であり、Ｖ相の電流検出が可能である。通電期間前半においては、図２２（ｂ）におけるＷ相の電流検出時間２δ-β≧δはδ+αとなるがδ以上であり、Ｗ相の電流検出が可能である。
【００９８】
よって、α+β＜δの場合においても、２相分（この例ではＶ相とＷ相）の電流が検出可能となる。もって、永久磁石回転子の位置を判定可能となる。また、３相ともに同じ通電時間を加えているので、３相変調に変化はなく、電流波形が歪むこともない。もって、低騒音低振動であるとともに起動性が高く小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られる
尚、削減する通電時間は２δ以上であれば良い。この方式は複雑で演算処理時間が長くなるので、キャリア周波数を下げてキャリア周期を長くし、演算処理時間を確保しても良い（この方式は変調が低い場合に必要となるので、キャリア周波数を下げてもキャリアによる分解能は確保される）。また、この方式はＭ方式１、Ｍ方式２の適用条件下においても適用可能である。
【００９９】
（実施の形態７）
図２３に、電動圧縮機４０の左側にモータ駆動装置２０を密着させて取り付けた図を示す。金属製筐体３２の中に圧縮機構部２８、モータ３１等が設置されている。冷媒は、吸入口３３から吸入され、圧縮機構部２８（この例ではスクロール）がモータ３１で駆動されることにより、圧縮される。
【０１００】
この圧縮された冷媒は、モータ３１を通過し（冷却し）吐出口３４より吐出される。内部でモータ３１の巻き線に接続されているターミナル３９は、、モータ駆動装置２０に接続される。
【０１０１】
モータ駆動装置２０は電動圧縮機４０に取り付けられるように、ケース３０を使用している。発熱源となるインバータ回路部３７は、ケース３０を介して電動圧縮機４０の金属製筐体３２に熱を放散するようにしている（金属製筐体３２を介して電動圧縮機４０内部の冷媒で冷却される）。
【０１０２】
ターミナル３９は、インバータ回路部３７の出力部に接続される。接続線３６は、、バッテリー１への電源線とエアコンコントローラへの制御用信号線がある。モータ３１の巻き線に集中巻を採用することにより、分布巻に比べ横方向の長さを短くできる。集中巻はインダクタンスが大きいため、１２０度通電ではダイオードへの還流時間が長くなり位置検出が困難で制御が難しいが、正弦波駆動では電流により位置検出するので制御可能である。
【０１０３】
このようなモータ駆動装置一体型電動圧縮機では、モータ駆動装置２０が小さいこと、振動に強いことが必要になる。本発明の実施の形態として好適である。
【０１０４】
振動を低減するために、３相変調を用いるのが好ましい。正弦波電流が滑らかになり、もって振動が小さくなる。
【０１０５】
【発明の効果】
上記から明らかなように、本発明は、電源電流を検出する電流センサを、固定子巻線の電流検出にも用いて磁石回転子の位置検出を行うもので、この構成によれば、２個の相電流検出用電流センサを追加することなく正弦波駆動が可能となり、また、従来の１２０度通電における位相シフト回路・比較回路も不要となり構成部品が減少するので、低騒音低振動であるとともに起動性が高く小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られるという効果を奏する。
【０１０６】
また、本発明は、各相のキャリア周期内通電期間に同一の通電時間を加算もしくは減算し、当該加算もしくは減算は、キャリア周期内の前半もしくは後半もしくは前半と後半に分配のいずれかが各相毎に選択されて、電流センサによって固定子巻線に流れる電流を検出するもので、この構成によれば、前回検出された値を再度使用する、推定する、通電時間を意図的に変更する等の対処は不要で、位置検出が不正確になることなく、電流波形が歪む等の問題が発生することもない、という効果を奏する。
【０１０７】
また、本発明は、小型で耐振に強く、またモータ巻線に集中巻を採用可能であり、モータ駆動装置一体型電動圧縮機の横方向長さを短くできるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す電気回路図
【図２】正弦波駆動における誘起電圧検出方法説明図
【図３】センサレスＤＣブラシレスモータの電圧電流を示す波形図
【図４】３相変調の最大変調１００％における各相の変調を示す波形図
【図５】３相変調の最大変調５０％における各相の変調を示す波形図
【図６】３相変調の最大変調１０％における各相の変調を示す波形図
【図７】本発明の第１の実施形態に係る相電流検出方法を示す通電タイミングチャート
【図８】同通電タイミング（ａ）における電流経路を示す電気回路図
【図９】同通電タイミング（ｂ）における電流経路を示す電気回路図
【図１０】同通電タイミング（ｃ）における電流経路を示す電気回路図
【図１１】同通電タイミング（ｄ）における電流経路を示す電気回路図
【図１２】３相変調の最大変調１００％の位相毎における上アームの通電を示す説明図
【図１３】３相変調の最大変調５０％の位相毎における上アームの通電を示す説明図
【図１４】３相変調の最大変調１０％の位相毎における上アームの通電を示す説明図
【図１５】３相変調の最大変調５％の位相毎における上アームの通電を示す説明図
【図１６】本発明の第１の実施形態に係る３相変調の相電流検出を示す説明図
【図１７】本発明の第２の実施形態に係る３相変調の相電流検出を示す説明図
【図１８】本発明の第３の実施形態に係る相電流検出の問題点を示す説明図
【図１９】本発明の第３の実施形態に係る３相変調の相電流検出を示す説明図
【図２０】本発明の第４の実施形態に係る３相変調の相電流検出を示す説明図
【図２１】本発明の第５の実施形態に係る３相変調の相電流検出を示す説明図
【図２２】本発明の第６の実施形態に係る３相変調の相電流検出を示す説明図
【図２３】本発明の第７の実施形態を示すモータ駆動装置一体型電動圧縮機の断面図
【図２４】従来からある電動圧縮機を搭載した車両用空調装置の構成図
【図２５】同１２０度通電駆動用の電気回路図
【図２６】同相電流検出用電流センサを備えた正弦波駆動用の電気回路図
【符号の説明】
１ バッテリ
２ スイッチング素子
３ ダイオード
４ 固定子巻線
５ 磁石回転子
６ 電流センサ
７ 制御回路
２０ モータ駆動装置
３０ モータ駆動装置の一体型ケース
３１ モータ部
４０ 電動圧縮機

Claims (9)

1. 直流電源の直流電圧をスイッチングすることにより正弦波状の交流電流をセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力するインバータ回路と、前記直流電源と前記インバータ回路間の電流を検出する電流センサとを備え、前記スイッチングにおいて、各相のキャリア周期内通電期間に同一の通電時間を加算し、前記加算は、キャリア周期内の前半もしくは後半もしくは前半と後半に分配のいずれかが各相毎に選択され、または、各相のキャリア周期内通電期間に同一の通電時間を減算し、前記減算は、キャリア周期内の前半もしくは後半もしくは前半と後半に分配のいずれかが各相毎に選択されて、前記電流センサによって前記固定子巻線に流れる電流を検出することにより、前記永久磁石回転子の位置を判定し、前記インバータ回路のスイッチングを制御するモータ駆動装置。
2. キャリア周期内通電期間が最大の相は、キャリア周期内の前半もしくは後半に加算し、他の相は、キャリア周期内の前半と後半に等分して加算する請求項１記載のモータ駆動装置。
3. キャリア周期内通電期間が最小の相は、キャリア周期内の前半もしくは後半で減算し、他の相は、キャリア周期内の前半と後半で等分して減算する請求項１記載のモータ駆動装置。
4. キャリア周期内通電期間が最大及び最小の相は、キャリア周期内の前半もしくは後半に加算し、中間の相は、キャリア周期内の前半と後半に等分して加算する請求項１記載のモータ駆動装置。
5. キャリア周期内通電期間が最大及び最小の相は、キャリア周期内の前半もしくは後半で減算し、中間の相は、キャリア周期内の前半と後半で等分して減算する請求項１記載のモータ駆動装置。
6. キャリア周期内通電期間が最大の相は、キャリア周期内の前半もしくは後半に加算し、中間の相は、最大の相とは異なる半期間に加算し、最小の相は、キャリア周期内の前半と後半に等分して加算する請求項１記載のモータ駆動装置。
7. キャリア周期内通電期間が中間の相は、キャリア周期内の前半もしくは後半で減算し、最小の相は、中間の相とは異なる半期間で減算し、最大の相は、キャリア周期内の前半と後半で等分して減算する請求項１記載のモータ駆動装置。
8. センサレスＤＣブラシレスモータを備えた電動圧縮機に搭載される請求項１〜７のいずれかに記載のモータ駆動装置。
9. 車両用空調装置に搭載される請求項１〜８のいずれかに記載のモータ駆動装置。

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