JP4037643B2 - モータ駆動装置及びモータ回転子位置検出方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータ特に永久磁石回転子を有する同期モータの駆動装置、及び、その駆動制御において使用されるモータの回転子位置の検出方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
単相交流電源を用いて冷凍空調機器の圧縮機などを可変速駆動する駆動制御においては、モータの回転子の位置を検知し、その回転子位置に応じて、通電相を切替える。
【０００３】
回転子位置は通常、位置センサを用いて検出されるが、従来より、回転子位置センサを用いずにモータの可変速駆動方法がある。例えば、モータの三相の電気端子に対して、そのうちの２つの相に一定の電圧を印加し、残りの非通電相での電圧から誘起電圧を観測して回転位相を割り出して、通電する相をサイクリックに切り替えていく方法がある。
【０００４】
また、駆動のための基本電源として商用の単相交流電源を用い、交流を整流、平滑し、ほぼ直流の状態にしてから、半導体によるスイッチングデバイスを用いてパルス幅変調により、疑似交流化せしめてモータを駆動する方法がある。また、モータをさらに高効率で駆動する方法として、正弦波電流で駆動する方法もある。
【０００５】
図１５は、一般的な正弦波駆動によるモータ駆動を行なう駆動装置の回路構成を示した図である。正弦波駆動では、モータに常に電流が流れているため、非通電の端子電圧から誘起電圧情報を得る方法が使えないため、モータの相電流を電流センサ５ｕ、５ｖ、５ｗで検出し、さらに、平滑コンデンサ１６の端子電圧を検出して、パルス幅変調値を用いてモータの印加電圧を計算し、モータパラメータから、モータの誘起電圧情報を割り出して、回転位相情報を算出する。なお、電流センサは３つの電流値の合計は常に０であるので、１つを省略し、２つで実現してもよい。
【０００６】
また、別の方法として、モータ巻線の各相のインダクタンスが回転位相により変化するという特性を利用して、回転位相検出を行う方法もある。図１６はモータのインダクタンス特性と誘起電圧特性を示した図である。同図に示すように、モータのインダクタンスは、誘起電圧の１周期中に２回変化するという特性を有する。このような特性を利用した位置検出方法として、例えば、竹下等による「センサレス突極形ブラシレスＤＣモータの始動法と安定性」（電気学会研究会 ＳＰＣ−９５−９５）に開示された方法がある。この方法では、位置検出を行なうために別途パルス電圧をモータに印加し、そのときの電流値からインダクタンス値を調べている。
【０００７】
さらに、小笠原等による「突極性に基づく位置推定法を用いた位置センサレスIPMモータ駆動システム」（電気学会産業応用部門論文誌, 118巻 5号, 1998）に開示された方法では、インダクタンス値を得るための電流値を確実に求められるようにするため、各相の電圧の変化エッジが確実に検出できるように一キャリア周期におけるＰＷＭパルスの波形を工夫している。すなわち、図１７に示すように、インバータを駆動するためのPWMパルスを、一キャリア周期において、ＰＷＭパルスの立上りエッジ、立下りエッジがそれぞれ２回ずつ現れるように変形するように工夫している。このような波形のＰＷＭパルスを用いてインバータを駆動することにより、モータ巻線の各相の電圧のエッジの変化が確実に検出でき、その電圧の変化エッジに対応した電流を調べることで、別途にパルス電圧を重畳することなく位置検出を可能としている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図１７に示すＰＷＭパターンを用いた位置検出方法では、通常のＰＷＭ変調に比べて、１キャリア周期当りのエッジ数が２倍になっている。このため、三相ＰＷＭインバータ回路４に対して、スイッチング損失が増加し、高速応答を必要とするようになる。したがって、大きな進角になる場合でも、安定して、かつ余分な騒音も発生せずに効率よくかつ高速で位置検出できる方法が、アルゴリズムおよびそれを実現する回路についても必要となる。
【０００９】
また、一般的に図１５に示すモータ駆動装置において電圧脈動低減のため容量の大きな平滑コンデンサ１６が設けられているが、大容量の平滑コンデンサ１６は装置の大型化を招くという弊害がある。平滑コンデンサ１６の容量を小さくすると小型化は計れるが、瞬停等による電源電圧の変動があり、直流電圧Ｖdcが０Ｖ付近まで低下し、モータの端子電圧よりも低くなると、モータにブレーキがかかるので、磁束を弱める電流を流す必要がある。磁束を弱める電流を大きくすると、誘起電圧に対してトルクを発生させる電流を進める、いわゆる進角制御が必要になるが、図１５で示した誘起電圧を用いる回転位置検出方法では、誘起電圧の位置ずれに対する変化が少ないところを利用するため、回転位相を割り出すことが困難となる。
【００１０】
本発明は上記の課題を解決するものであり、モータの可変速駆動に用いられる回転子位置情報を回転位置センサを用いずに精度よく検出可能なモータ駆動装置及びモータ回転子位置検出方法を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る第１のモータ駆動装置は、単相交流電圧を整流する整流手段と、整流後の直流電圧をスイッチング素子を用いてパルス幅変調（ＰＷＭ）を行なうことにより任意の周波数と電圧の疑似三相交流電圧に変換するインバータ手段とを備え、疑似三相交流電圧によりモータを駆動するモータ駆動装置である。そのモータ駆動装置は、所定の演算によりモータ巻線各相へ出力すべき出力電圧値を求める手段と、デューティ値と該デューティ値に対し出力すべきPWM出力パターンとを関連付けたテーブルであって、各相間においてパルスの立ち上り及び立下りエッジが重複せず、かつ、一ＰＷＭキャリア周期において一つのパルスのみが含まれるように決定されたＰＷＭ出力パターンを複数含むテーブルと、出力電圧値をパルス幅変調におけるデューティ値に変換し、その得られたデューティ値をＰＷＭキャリア周期の１／６の整数倍の期間の分解能で量子化し、量子化されたデューティ値に基いて前記テーブルを参照してＰＷＭ出力パターンを選択し、ＰＷＭ出力パターンから出力すべきＰＷＭパルス信号のデューティ値及び位相を決定し、決定されたデューティ値に量子化の際に切り捨てられた分を加算して、インバータ手段のスイッチング素子を駆動するための正規のＰＷＭパルス信号のデューティ値及び位相を決定するパルス変調手段と、モータ巻線の各相の電流変化を検出し、その単位時間かつ単位電圧変化当りの電流変化量である電流変化率δＩ'u、δＩ'v、δＩ'wに基いて所定の計算式を用いて現在の回転位相θ^を算出する位置検出手段とを有する。
これにより、任意の位相で、位置センサなしで、１キャリア周期以内で位置検出が可能になる。
【００１２】
また、現在の回転位相θ^は、下記の式により電流変化率δＩ'u、δＩ'v、δＩ'wに基いて算出することができる。
【数３】
【００１３】
また、モータ始動前に、モータの特定の２つの相間に一定電流を通電することにより、モータを位置決めし、そのときの位相を回転子位相の初期値に定めてもよい。これにより、回転子に含まれる永久磁石のＮ極とＳ極を判別することができ、以降の位置検出を的確に行うことが可能になる。
【００１４】
上記のパルス変調手段は、所定のクロックに同期して計数するカウンタと、PWMパルス発生時におけるインバータ手段の各スイッチング素子に対する出力電圧の値を決定するための設定値を記憶する初期値レジスタと、初期値レジスタに対してキャリア周期毎に転送するデータを格納する初期値バッファレジスタと、各スイッチング素子に対する出力電圧の値をLowからHighに立ち上げるカウンタ値を記憶する第１のレジスタと、第１のレジスタに対してキャリア周期毎に転送するデータを格納する第１のバッファレジスタと、各スイッチング素子に対する出力電圧の値をHighからLowに立ち下げるカウンタ値を記憶する第２のレジスタと、第２のレジスタに対してキャリア周期毎に転送するデータを格納する第２のバッファレジスタと、各スイッチング素子に対する出力電圧の値が変化したタイミングにおけるモータ巻線の電流値を記憶する手段とを備えてもよい。これにより、モータのそれぞれの相へのＰＷＭパルスを独立に設定することが簡単に実現できる。クロックはキャリア周期毎に初期化されてもよい。
【００１６】
本発明に係る第１の位置検出方法は、単相交流電圧を整流し、整流後の直流電圧をスイッチング素子を用いてパルス幅変調（ＰＷＭ）を行なうことにより任意の周波数と電圧の疑似三相交流電圧に変換し、該疑似三相交流電圧を用いてモータを駆動するモータ駆動制御においてモータの回転子位置を検出する検出方法である。その方法は、所定の演算によりモータ巻線各相へ出力すべき出力電圧値を求め、出力電圧値をパルス幅変調におけるデューティ値に変換し、得られたデューティ値をＰＷＭキャリア周期の１／６の整数倍の期間の分解能で量子化し、デューティ値と該デューティ値に対し出力すべきPWM出力パターンとを関連付けたテーブルであって、各相間においてパルスの立ち上り及び立下りエッジが重複せず、かつ、一ＰＷＭキャリア周期において一つのパルスのみが含まれるように決定されたＰＷＭ出力パターンを複数含むテーブルを参照し、前記量子化されたデューティ値に基いてＰＷＭ出力パターンを選択し、そのＰＷＭ出力パターンから出力すべきＰＷＭパルス信号のデューティ値及び位相を決定し、決定されたデューティ値に量子化の際に切り捨てられた分を加算して、正規のＰＷＭパルス信号のデューティ値及び位相を決定し、その決定した正規のＰＷＭパルス信号を用いて、スイッチング素子を駆動し、モータ巻線の各相の電流変化を検出し、その単位時間かつ単位電圧変化当りの電流変化量である電流変化率δＩ'u、δＩ'v、δＩ'wに基いて所定の計算式を用いて現在の回転位相θ^を算出する。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、添付の図面を参照して本発明に係るモータ駆動装置及び方法を開示する。なお、以下の説明では、モータ電流制御においてｄ軸、ｑ軸とからなる回転座標軸を用いており、ｑ軸とは永久磁石によるトルクを発生できる電流の回転座標軸であり、それに対して９０°進んだ回転座標軸がｄ軸である。
【００１９】
（実施の形態１）
図１は本発明に係るモータ駆動装置の全体構成を示すブロック図である。
モータ駆動装置は単相交流電源１から入力した電圧を三相交流電圧に変換してモータ２を可変速駆動する。モータ駆動装置はダイオードブリッジで構成される整流回路３と、力率改善のためのチョークコイル１８と、小型（小容量）の平滑コンデンサ１６と、複数のスイッチング素子からなる三相ＰＷＭインバータ回路４と、三相ＰＷＭインバータ回路４のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御する制御回路７とからなる。さらに、モータ駆動装置は、モータ２の各相巻線の電流を検出する電流センサ５u、５v、５wを有する。なお、チョークコイル１８は、本発明では、平滑コンデンサ容量が小さくできるので、コンデンサ容量が大きい従来の場合に比して、電源力率に対する要求がさほど高くない場合には省略することが可能である。
【００２０】
同駆動装置において、電力は、単相交流電源１から入力され、整流回路３を経て、後段のＰＷＭパルスの影響を除去する小型の平滑コンデンサ１６を経由し、三相ＰＷＭインバータ回路４を経てモータ２へと送られる。制御回路７は、電流センサ５ｕ、５ｖ、５ｗにより検出されたモータ２の巻線の三相の相電流を参照しながら、かつ、平滑コンデンサ１６により得られる直流電圧Ｖdcを検出し、設定回転数（指令値）ω*に対する状況を判断して、三相ＰＷＭインバータ回路４に対する、疑似三相交流電力発生のためのパルス幅変調（PWM）指令を出力する。モータ２の電流検出のための電流センサは必ずしも各相毎に設ける必要はなく、２相分の電流センサのみを設けてもよい。これは、３つの電流値の合計は常に０になることから、２つの相の電流が判れば、残りの一相の電流値を演算で求めることができるからである。
【００２１】
図２に制御回路７のさらに詳細な構成を示す。制御回路７は、トルク制御ブロック２０、座標変換回路２１、２２、補償回路２３、位置検出回路３０及びPWM変調回路３１を含む。
【００２２】
制御回路７において、位置検出回路３０はモータ２回転位相情報θや回転速度情報ωを算出する。位置検出回路３０の動作の詳細は後述する。回転位相情報θは座標変換回路２１、２２に送られる。また、回転速度情報ωは、トルク制御ブロック２０に送られる。トルク制御ブロック２０は、位置検出回路３０から得た回転速度情報ω、中間直流電圧Ｖdc、設定回転数（回転速度指令）ω*及びモータ２のパラメータ（抵抗、インダクタンス等）を用いて、d軸電流およびｑ軸電流の設定値Ｉd*、Ｉq*を算出する。電流センサ５ｕ、５ｖ、５ｗにて検出されたモータ相電流情報は座標変換回路２１に送られて、現在の回転位相情報θを用いて回転座標軸d軸とｑ軸での電流値Ｉd、Ｉqに変換される。変換されたd軸電流Ｉdとｑ軸電流Ｉqは比較回路２４、２５に送られて、d軸電流設定値Ｉd*とｑ軸電流設定値Ｉq*と比較され、それぞれの電流に対する電流誤差情報を得る。電流誤差情報は、制御特性改善のための補償回路２３に送られて、ｄ軸、ｑ軸での電圧設定値Ｖd*、Ｖq*に変換される。電圧設定値Ｖd*、Ｖq*は座標変換回路２２に送られ、回転位相情報θを用いてU、V、W軸での電圧値Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*に変換され、三相ＰＷＭ変調回路３１に送られる。三相ＰＷＭ変調回路３１は電圧変換回路２２からの電圧値Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*に基いてPWMパターンを決定する。すなわち、三相ＰＷＭ変調回路３１では、所定の規則にしたがい電圧変換回路２２からの電圧値Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*から、PWMパルス信号のデューティ値及び位相が決定される。三相ＰＷＭ変調回路３１の詳細な動作は後述する。三相ＰＷＭインバータ回路４では、三相ＰＷＭ変調回路３１からのPWMパルス信号によりスイッチング素子のオン・オフ動作が制御され、各相の所望の駆動電圧に変換される。
【００２３】
＜位置検出回路の動作＞
次に、位置検出回路３０の詳細な動作について説明する。
位置検出回路３０は、モータのインダクタンスが回転子位相にしたがい変化するというインダクタンス特性（図１６参照）を利用して位置検出を行なう。
【００２４】
図２に示すように、位置検出回路３０は電流変化量検出回路３２、回転位相算出回路３４及び微分回路３５を含む。電流変化量検出回路３２は、電流センサ５u、５v、５wにより検出されたモータ巻線各相の電流Ｉu、Ｉv、Ｉwと、三相ＰＷＭ変調回路３１からのＰＷＭパルス信号の変化タイミングとを用いて、単位時間かつ単位電圧変化当りの電流変化量（すなわち、正規化した電流変化量）δＩu、δＩv、δＩwである電流変化率δＩ'u、δＩ'v、δＩ'wを求める。
【００２５】
回転位相算出回路３４は後述の計算式にしたがい電流変化量δＩu、δＩv、δＩwを正規化して算出した単位時間かつ単位電圧変化当りの電流変化量である電流変化率δＩ'u、δＩ'v、δＩ'wから回転子位置（回転位相）θ^を求める。微分回路３５は回転位相θ^を微分することにより速度ω^を算出する。
【００２６】
ここで、回転位相算出回路３４で用いる回転子位置を算出するための計算式について説明する。
【００２７】
電流変化量検出回路３２から得られた電流変化率δＩ'u、δＩ'v、δＩ'wは、各相のモータ巻線のインダクタンスと密接な関係にある。すなわち、単位時間かつ単位電圧変化当りの電流変化率は相のインダクタンスに反比例する関係にある。
【００２８】
図３に相電流の電流波形と瞬時相電圧の電圧波形との関係を示す。説明の便宜状、Ｕ相についてのみ説明する。図３（ａ）に示すように、相電流は瞬時相電圧δＶu（相の端子電圧から相の平均電圧である中性点電圧を差し引いた電圧、図３（ｄ）参照）がプラスになっている期間は増加し、瞬時相電圧がマイナスになっている期間は減少する。電流の変化量δＩuはこの瞬時の相電圧δＶuの大きさに比例し、モータ巻線のインダクタンスに反比例する。ただし、ここでのインダクタンス（以下「見かけのインダクタンス」という。）は該当する相自身のインダクタンスとそれ以外の２つの相が並列に接続されたものとが直列に接続された場合の合成インダクタンスである。例えば、Ｕ相の見かけのインダクタンスをＬu'、各相のインダクタンスをＬu、Ｌv、Ｌwとすると、下記の式で求められる。
Ｌu'＝Ｌu＋（Ｌv//Ｌw） （１）
一方、相のインダクタンスと回転位相θ^との関係は次式の通りである。
【数４】
これを前述のＬu'、Ｌv'、Ｌw' に置換えて、さらにインダクタンスＬu'、Ｌv'、Ｌw'と電流の変化量δＩu、δＩv、δＩwとの関係から電流変化率δＩ'u、δＩ'v、δＩ'wの式に書き換えると次式が得られる。
【数５】
上式を用いて電流変化量δＩu、δＩv、δＩwすなわち電流変化率δＩ'u、δＩ'v、δＩ'wから回転位相θ^を求めることができる。
【００２９】
図４は、位置検出処理の手順を示すフローチャートである。まず、電流変化量検出回路３２は、各相の電流のエッジ変化に同期して各相の電流値Ｉu、Ｉv、Ｉwを読み出す（Ｓ２５１）。次に、前回のエッジ変化から今回のエッジ変化までの時間δＴとその間の電圧変化の振幅δＶとを用いて、電流変化量δＩを正規化し、その正規化した電流変化量すなわち単位時間かつ単位電圧変化当りの電流変化率δＩ'u、δＩ'v、δＩ'wを算出する（Ｓ２５２）。正規化する理由は、エッジが変化しない期間の長さや電圧振幅の大きさにより、位相が同じ場合でも検出される電流変化量が異なるからである。次に、回転位相算出回路３４は、この単位時間かつ単位電圧変化当りの電流変化率δＩ'u、δＩ'v、δＩ'wから上式を用いて回転位相θ^を求める（Ｓ２５３）。その後、微分回路３５は回転位相θ^を微分することにより速度ω^を算出する。以上のようにして回転位相θ^、速度ω^が求められる。
【００３０】
＜ＰＷＭ出力パターン＞
以上のように電流変化量を求めることにより回転位相を求めることができるが、その電流変化量を得るためには、各相電流のエッジ変化を検出する必要がある。そこで、三相ＰＷＭ変調回路３１による、エッジ変化を確実に検出可能とするＰＷＭパルスを発生するための処理手順を説明する。
【００３１】
図５は、エッジ変化を確実に検出可能とするPWMパルスを発生させるための処理手順を示したフローチャートである。三相ＰＷＭ変調回路３１は、補償回路２３による電流補償演算の後、座標変換回路２２により得られた三相電圧設定値Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*から、直流電圧Vdｃを参照してＰＷＭパルスの基本デューティ（デューティ比）の値を算出する（Ｓ２０１）。次に、算出した基本デューティの値を、１／６のデューティ比（つまり、0.16666…）で量子化する（Ｓ２０２）。このとき、量子化による切り捨てされた分は、後に利用できるように所定の記憶領域に保存しておく。
【００３２】
次に、量子化されたディーティを用いてＰＷＭパターンテーブル（図６参照）を参照して、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相のデューティの補正値およびＰＷＭパルスの位相を求める（Ｓ２０３）。ＰＷＭパターンテーブルは三相ＰＷＭ変調回路３１内に格納されており、その詳細については後述する。そして、ディーティの補正値に、１／６のデューティで量子化する際に切り捨てた値を再び加算して、各相の正規のＰＷＭタイミングを得る（Ｓ２０４）。得られた値をパルス信号発生手段であるＰＷＭタイマ（後述する出力コンペアレジスタバッファに該当）に書き込む（Ｓ２０５）。そして、エッジ発生時刻（位相）と、各相のエッジの発生順序とを所定の記憶手段に書き込んで（Ｓ２０６）、処理を終了する。エッジの発生時刻、発生順序の情報は、各相の電流変化を検出する際に参照される。
【００３３】
図６を用いてＰＷＭパターンテーブルについて説明する。図６に示すテーブルは、補償演算及び座標変換後に得られたＵ、Ｖ、Ｗ各相の基本ディーティと、その基本ディーティにより定まる出力を得るためのＰＷＭパルスの出力パターンとを関連づけている。図６に示した各PWM出力パターンは以下のルールにしたがい求められている。
１）基本的に各相の変化エッジが重ならない（変化エッジのタイミングが同一とならない）。
２）各相毎に、一キャリア周期において１つのパルスのみが含まれるように、すなわち、一キャリア周期において１組の立ち上りエッジと立ち下りエッジが含まれるようにする。
３）基本デューティの組み合わせによっては、エッジが重ならないようなパターンが生成できない場合があり、その場合は例外として一部のエッジが重なってもよい（図６（ｄ）参照）。
【００３４】
以上のルールにしたがいPWM出力パターンを作成するため、１つの本来の基本デューティの値に対し、必要に応じて所定の修正値（図６における「Duty修正」）を加減算している。このように各相に所定値を加算しても相間の電圧差が変化しなけば、基本デューティで定義される所望の出力を得ることができる。
【００３５】
図６（ａ）はU、Ｖ、W各相のディーティ値が１／６（＝16.666…％）、１／６、１／６の場合のＰＷＭ出力パターンである。図６（ｂ）は各相のディーティ値が１／６、１／６、２／６の場合のＰＷＭ出力パターンである。図６（ｂ）の例では、エッジの重なりを生じないようにするため、各相とも＋１／６ずつディーティ値が加算されて修正されている。このように全体としてディーティ値を増加させても、相間の電圧差は変らないため、所望の電圧が得られる。
【００３６】
図６（ｃ）は各相のディーティ値が１／６、１／６、３／６の場合のＰＷＭ出力パターンである。
【００３７】
図６（ｄ）は各相のディーティが１／６、２／６、５／６の場合のＰＷＭ出力パターンである。この場合は、各相において＋１／６ずつデューティを加算して補正している。図６（ｄ）の例では、例外として、二相間においてエッジが重なる箇所がある。しかし、この場合は、２つの相のエッジが同時に変化したときのタイミングを、エッジが変化しない残りの相についての電流検出のタイミングとする。
【００３８】
なお、入力するデューティの組み合わせによっては、１／６周期の量子化では合致しない場合がある。その場合は修正量は１／１２デュティとなる。また、図６はパターンの一例を示しており、実際には、各相のデューティ値の組み合わせに応じてさらに多くの出力パターンを用意する必要がある。また、本実施形態では、量子化する際に、１／６のデューティで行なったが、１／１２のデューティでもよく、さらに６の倍数分の１のデューティで量子化してもよい。
【００３９】
上述の処理内容を具体例を挙げて説明する。
例えば、直流電圧Vdｃが６００Ｖ、各相の電圧Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*がそれぞれ１２０Ｖ、１４０Ｖ、２００Ｖの場合を考える。各相の基本デューティは、１．２／６（＝１２０／６００）、１．４／６（＝１４０／６００）、２／６（＝２００／６００）となる（Ｓ２０１）。各相の基本デューティの値を１／６デューティで量子化してそれぞれ端数を切り捨てると、１／６、１／６、２／６となる（Ｓ２０２）。このとき、Ｕ相については０．２／６（＝２０Ｖ）だけ、Ｖ相については０．４／６（＝４０Ｖ）だけ量子化により切り捨てられており、この切り捨て分は記憶される。量子化後のディーティ値に基いてＰＷＭパターンテーブルを参照する（Ｓ２０２）。量子化後の各相のデューティの値は１／６、１／６、２／６であるため、各相のデューティは図６（ｂ）のテーブルが選択され、そのテーブルのパターンで決定される発生タイミング（位相）及びパルス幅が決定される（Ｓ２０３）。次に、Ｕ相、Ｖ相について量子化の際に切り捨てた２０Ｖ、４０Ｖ分をそれぞれのデューティに加算する（Ｓ２０４）。このようにして求めたＰＷＭの正規のタイミングをＰＷＭタイマに書き込み（Ｓ２０５）、さらに、エッジ発生時刻と、エッジ発生順序とを所定の記憶領域に格納しておく（Ｓ２０６）。ここで、エッジ発生順序とは、図６（ｂ）の場合、Ｖ相立ち上がり、Ｗ相立ち上がり、Ｖ相立ち下がり、Ｕ相立ち上がり、Ｗ相立ち下がり、Ｕ相立ち下がり、というような順序情報である。
【００４０】
以上のようにして求めたデューティ値を用いれば、相電流のエッジ変化を確実に検出できる。このため、インダクタンスの変化を示す電流変化を確実に検出でき、その電流変化から前述の式（３）により回転位相θを確実に求めることができる。
【００４１】
＜回転子位置の初期化＞
図１６を参照すると、各相間のインダクタンスＬu、Lv、Lwの関係が一つ定まった場合であっても、その関係に対して、１８０°ずれた２つの回転位相が対応することがわかる。したがって、インダクタンス値からのみでは一義的に回転位相を決定することはできない。そこで、本実施形態では、モータ始動前に回転子を所定位置に固定することで、始動後の回転子位置の正確な把握を可能とする。
【００４２】
図７は、制御回路７によるモータ始動前の制御手順を示したフローチャートである。本制御は、所定の二相に通電することにより、モータ回転子を所定の位置に位置決めする（以下、この処理を「モータの初期化」という。）。
【００４３】
図７において、モータ始動時に、まず、モータの初期化のために所定の二つの相にのみ通電を開始する（Ｓ６０１）。そして、初期化のための通電を開始してから所定の通電時間が経過したか否かを調べる（Ｓ６０２）。所定時間経過していない場合には、所定の二つの相への通電を続ける（Ｓ６０３）。このとき、通電電流を検出しながら、過電流が流れないように通電する。所定時間が経過すると、初期化のための通電を停止し（Ｓ６０４）、初期化を終了する。位置決めで固定された回転子の位置を回転子位置の初期値に設定する。
【００４４】
＜三相PWM変調回路のハードウェア構成例＞
図８は、PWMパルス信号を生成する三相PWM変調回路３１のハードウェア構成の一例を示した図である。
【００４５】
三相PWM変調回路３１は、ＣＰＵ３００と、バス３０８と、ＵＰカウンタ３０６と、種々のレジスタ３０２、３０３…と、コンパレータ３０１と、ＡＤ変換器３５１とを含む。また、三相PWM変調回路３１は、三相PWMインバータ回路４におけるＵ、Ｖ、Ｗ相のスイッチング素子を駆動するＰＷＭパルス信号を生成する回路ブロック３１０、３２０、３３０を含む。以下ではＵ相に対する回路ブロック３１０について各相のブロック３２０、３３０を代表して説明する。Ｕ相に対する回路ブロック３１０は、種々のレジスタ３１２、３１３、３１６、３１７と、ＲＳフリップフロップ３１４と、コンパレータ３１１、３１５とを含む。
【００４６】
ＵＰカウンタ３０６は所定の高速クロックに同期して計数し、コンパレーター０（３０１）からのリセット信号によりカウント値がリセットされる。
【００４７】
ＣＰＵ３００は、バス３０８を介してレジスタバッファ（以下「ＯＣＲ−ＢＦ」と称す。）３０３、３１３、３１７にＰＷＭパルスのエッジのタイミングを指定するデータを書き込み可能となっている。
【００４８】
ＯＣＲ−ＢＦ−０（３０３）には、ＣＰＵ３００により、ＵＰカウンタ３０６のリセットタイミングすなわちPWM制御におけるキャリア周期を与えるデータが書き込まれる。ＯＣＲ−ＢＦ−０（３０３）に書き込まれたデータはＯＣＲ−０（３０２）へ転送される。
【００４９】
初期値バッファ３０４は、ＣＰＵ３００により、ＰＷＭパルスの初期値が書き込まれる。この初期値バッファ３０４の値はＵＰカウンタ３０６がリセットされる毎に反映される。
【００５０】
ＯＣＲ−ＢＦ−Ｕ（３１３）、ＯＣＲ−ＢＦ−Ｘ（３１７）には、ＣＰＵ３００により、Ｕ相のスイッチング素子のエッジを変化させるタイミングを与えるデータが書き込まれる。すなわち、ＯＣＲ−ＢＦ−Ｕ（３１３）にはＵ相の上アームのスイッチング素子をＯＮさせるタイミングを与えるデータが、ＯＣＲ−ＢＦ−Ｘ（３１７）にはＵ相の下アームのスイッチング素子をＯＮさせるタイミングを与えるデータが書き込まれる。ＯＣＲ−ＢＦ−Ｕ（３１３）、ＯＣＲ−ＢＦ−Ｘ（３１７）に書き込まれたデータは、ＯＣＲ−Ｕ（３１２）、ＯＣＲ−Ｘ（３１６）へそれぞれ転送される。
【００５１】
ＯＣＲ−０（３０２）、ＯＣＲ−Ｕ（３１２）、ＯＣＲ−Ｘ（３１６）へは、ＵＰカウンタ３０６がリセットされるタイミングで、それぞれの対応するバッファレジスタ３０３、３１３、３１７からデータが転送される。つまり、コンパレータ−０（３０１）によりＵＰカウンタ３０６の計数値とＯＣＲ−０（３０２）の値とが一致していることを検出された時にリセット信号が出力され、このリセット信号に同期して各レジスタ３０２、３１２、３１６へデータ転送が行なわれる。リセット信号によりＵＰカウンタ３０６はリセットすなわち初期化され、再び一致検出されるまでカウントアップを開始する。つまり、ＵＰカウンタ３０６はキャリア周期毎に初期化される。その後、ＯＣＲ−ＢＦ−０（３０３）に書き込まれた値はＯＣＲ−０（３０２）に転送されているので、コンパレータ−０（３０１）から一致検出パルスが繰り返し発生する。
【００５２】
一致検出パルスは、他のＯＣＲであるＯＣＲ−Ｕ（３１２）、ＯＣＲ−Ｘ（３１６）にも送られており、ＣＰＵ３００によって設定されたＯＣＲ−ＢＦ−Ｕ（３１３）、ＰＣＲ−ＢＦ−Ｘ（３１７）に書き込まれた値をそれぞれ、ＯＣＲ−Ｕ（３１２）、ＯＣＲ−Ｘ（３１６）に転送する。ＯＣＲ−Ｕ（３１２）、ＯＣＲ−Ｘ（３１６）の出力はコンパレータＵ（３１１）、コンパレータＸ（３１５）に接続されており、ＵＰカウンタ３０６の値と比較される。比較した結果、ＵＰカウンタ３０６の値と一致すると、コンパレータ３１１、３１５からは一致パルスが出力され、ＲＳフリップフロップ３１４にそれぞれセット信号、リセット信号として入力される。すなわち、ＲＳフリップフロップ３１４は、ＯＣＲ−ＢＦ−Ｕ（３１３）に書き込まれた値に関連するタイミングでセットされ、ＯＣＲ−ＢＦ−Ｘ（３１７）に書き込まれた値に関連するタイミングでリセットされる。ＲＳフリップフロップ３１４の出力は信号「Ｕ＿ＯＮ」であり、さらにその反転した出力信号が「Ｘ＿ＯＮ」である。これらの２つの信号が、図２の三相ＰＷＭインバータ回路４のＵ相の上アームおよび下アームのスイッチング素子の制御に用いられる。
【００５３】
また、ＣＰＵ３００から初期値バッファ３０４にもデータが書き込まれる。初期値バッファ３０４の値を、コンパレーター０（３０１）による一致検出毎に、ＲＳフリップフロップ３１４のプリセット値として設定する。すなわち、ＲＳフリップフロップ３１４は、コンパレータ−０（３０１）の一致検出毎にプリセット値に設定され、さらに、コンパレータ−Ｕ（３１１）及びコンパレータ−Ｘ（３１５）の一致を検出する毎に、セットあるいはリセットされる。
【００５４】
以上Ｕ相に対するブロック３１０について説明したが、Ｖ、Ｗ相に対する回路ブロック３２０、３３０の動作も同様である。
【００５５】
ＲＳフリップフロップ３１４の出力信号は、三相ＰＷＭインバータ回路４の制御以外に、ＡＤ変換器３５１と選択回路３５２に入力される。ＡＤ変換器３５１は、選択回路３５２により選択された電流情報Ｉu、Ｉv、Ｉwのいずれかを、ＡＤ変換し、その値を記憶しておく。ＡＤ変換器３５１に記憶された値は、ＣＰＵ３００から読み出すことができる。これにより、三相ＰＷＭインバータ回路４のスイッチングを変化させたときの電流値が自動的に記憶される。
【００５６】
図９は、図８の回路の動作を示すタイミング図である。ＵＰカウンタ３０６の出力はノコギリ波状に変化している。ノコギリ波状のエッジのタイミングでＣＰＵ３００に割り込み要求「IRQ_0」が出される。ＣＰＵ３００は、割り込み処理として、各種レジスタ（ＯＣＲ＿０、ＯＣＲ＿Ｕ、ＯＣＲ＿Ｘ等）の設定を行う。ここで設定した値は次回のＩＲＱ＿０のときに有効な値になる。
【００５７】
初期値バッファ３０４に「１」を書き込めば、割込み要求時にＵ＿ＯＮ出力は「１」から始まり、「０」を書き込めば、Ｕ＿ＯＮ出力は「０（Low）」から始まるようになる。ＯＣＲ＿ＢＦ＿Ｕ（３１３）には、Ｕ＿ＯＮ出力が「１（High）」になるタイミングを与えるカウンタ値が書き込まれ、ＯＣＲ＿ＢＦ＿Ｘ（３１７）には、Ｕ＿ＯＮ出力が「０」になるタイミングを与えるカウンタ値が書き込まれる。これらのバッファに書き込まれた設定値は、次のＩＲＱ＿０を過ぎてから有効となる。
【００５８】
＜三相PWM変調回路の別の構成例＞
図１０は、図８に示した三相PWM変調回路の別の構成例を示した図である。図８の回路構成と異なる点は、ＵＰカウンタ３０６の代わりに所定の高速クロックに同期して計数するフリーランカウンタ４０６を用いている点である。フリーランカウンタ４０６を用いているため、コンパレーター０（３０１）の一致出力はフリーランカウンタ４０６には入力されていない。それ以外の構成、動作は図８の回路構成と同じである。
【００５９】
図１１は図１０の回路の動作を示すタイミングチャートである。フリーランカウンタ４０６の出力値は単調増加している。ＣＰＵ３００への割り込み「ＩＲＱ＿０」は、コンパレータ−０（３０１）により、フリーランカウンタ４０６のカウンタ値と、ＯＣＲ−０の値とが一致する毎に発生する。したがって、次の割り込み発生までのカウントアップ値を毎回考慮して、バッファレジスタにデータを書き込めば、図８の回路の場合と同様に使用することができる。この方法では、フリーランカウンタを用いているため、カウントアップ値の情報を汎用的に用いることができる。すなわち、フリーランカウンタ４０６を、本位置検出のみならず、他の制御にも使用することが可能となる。
【００６０】
（実施の形態２）
ここでは、電源電圧が短期間降下した場合であっても、精度よく位置検出が可能な位置検出方法について説明する。この方法は例えば整流後の電圧を平滑する平滑コンデンサの容量が小さく、電源電圧の変動により三相ＰＷＭインバータ回路への入力電圧がほぼゼロに低下する場合であっても精度よく位置検出を行なえる点で有効な方法である。
【００６１】
図１２は、本実施形態における位置検出方法を説明するための図である。同図においては、時刻Ｔ１から時刻Ｔ２の間の期間において、入力電圧（電源電圧）が異常に降下し、ほぼゼロになった場合を示している。
【００６２】
図１３は本実施形態のモータ駆動装置の回路構成を示した図である。制御回路７の全体構成は図１で示したものとほぼ同じである。異なる点は、単相電源１の電圧の異常を検出する入力電圧異常検出回路８を設け、その検出結果を制御回路７へ出力する点、及び、ＰＷＭインバータ回路４の出力端子電圧Ｖu、Ｖｖ，Ｖｗの値（正確には整流回路３のマイナス側端電位を基準とした電圧値Vu-n、Ｖv-n、Ｖw-n）も制御回路７に入力している点である。
【００６３】
図１２に示すように時刻Ｔ１にて入力電圧が低下すると、入力電圧異常検出回路８により、異常であることを示す情報が制御回路７へと伝達される。入力電圧異常検出回路８は入力電圧Vacが所定値より低下したときに異常であると判断する。この情報をもとに、制御回路７がＰＷＭインバータ回路４を制御してモータ２への通電を停止すると、モータ２は発電機として動作し、モータ端子に発電電圧情報が観測される。整流回路３のマイナス側端電位を基準として各モータ端子電圧を観測すると、図１２に示すような、１２０度の期間の平坦な区間を有する山形の波形が観測される。この山形の波形の位相は、モータの相誘起電圧の位相と一致しているので、山形波形の位相を見れば、回転位置が把握できる。波形をｓｉｎ関数で近似すると、Ｕ相の誘起電圧が最も高くなるのは、９０degをピークにして、±６０degの範囲、すなわち、３０deg〜１５０degの区間である。したがって、入力電圧異常電圧が検出された区間では、各相の端子電圧を検出し、相間で端子電圧の大小関係を判別することにより、回転子位置を予想することが可能となる。本実施形態の位置検出はこの原理を利用している。
【００６４】
図１４はこの原理を利用した、モータ端子電圧の大小関係にしたがい回転位相を判別する制御を示したフローチャートである。本制御は制御回路７により行なわれる。
【００６５】
まず、入力電圧異常検出回路８からの出力に基いて入力電圧が異常か否かを調べる（Ｓ５０１）。正常であれば、通常の制御を行う（Ｓ５１０）。
【００６６】
異常であれば、通電をＯＦＦし（Ｓ５０２）、三相の端子電圧Vu、Ｖv、Ｖwの大小関係を調べる（Ｓ５０３）。
「Vw＞Ｖu＞Ｖv」であれば、回転子の位相は０deg近傍であると判断する（Ｓ５０４）。
「Vu＞Ｖw＞Ｖv」であれば、位相は６０deg近傍であると判断する（Ｓ５０５）。
「Vu＞Ｖv＞Ｖw」であれば、位相は１２０deg近傍であると判断する（Ｓ５０６）。
「Vv＞Ｖu＞Ｖw」であれば、位相は１８０degであると判断する（Ｓ５０７）。
「Vv＞Ｖw＞Ｖu」であれば、位相は２４０deg近傍であると判断する（Ｓ５０８）。
「Vw＞Ｖv＞Ｖu」であれば、位相は３００deg近傍であると判断する（Ｓ５０９）。
【００６７】
以上のようにして、異常時にはモータの各相間の端子電圧の大小順位により回転位相の概略値を検出することができる。したがって、電源が復旧した場合にも、概略の回転位相を捕捉できているので、ただちに、位置センサレス駆動に復旧することが可能となる。
【００６８】
なお、回転速度と駆動に必要な電圧との間には、回転速度が高ければ駆動に必要な電圧も高くなるという単調な対応関係があることから、入力電圧の異常を判定するための入力電圧異常検出回路８のしきい値は、回転速度に対して可変にすることが好ましい。
【００６９】
【発明の効果】
本発明の第１のモータ駆動装置又は第１の位置検出方法によれば、任意の進角位相で、駆動のため以外の電力を重畳することなく、１キャリア周期毎に、位置センサを用いることなく回転位相が検出でき、時々刻々と進角値を変化させることも可能になるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１の位置検出装置を利用したモータ駆動装置の全体構成を示すブロック図
【図２】 実施の形態１の制御回路の詳細な構成を示すブロック図
【図３】 モータの相電流と相電圧の関係を示した図
【図４】 モータの回転位相の検出処理の手順を示すフローチャート
【図５】 モータ駆動用ＰＷＭパターンの発生手順を示すフローチャート
【図６】 ＰＷＭパターンテーブルの例を示した図
【図７】 モータ始動時の位置決め処理の手順を示すフローチャート
【図８】 第１の例の三相ＰＷＭ変調回路の構成を示すブロック図
【図９】 第１の例の三相ＰＷＭ変調回路のＵＰカウンタの値とＵ＿ＯＮ出力の値の変化を示した図
【図１０】 第２の例の三相ＰＷＭ変調回路の構成を示すブロック図
【図１１】 第２の例の三相ＰＷＭ変調回路のフリーランカウンタの値とＵ＿ＯＮ出力の値の変化を示した図
【図１２】 本発明の実施形態２の位置検出方法を説明するための図
【図１３】 本発明のの実施形態２の位置検出装置の全体構成を示すブロック図
【図１４】 本発明のの実施形態２の位置検出装置における制御回路の動作を示すフローチャート
【図１５】 従来のモータ駆動装置の全体構成を示すブロック図
【図１６】 回転位相に応じて変化するモータのインダクタンス特性及び誘起電圧特性を示した図。
【図１７】 従来のインダクタンス特性を利用した位置検出方法において、確実な相電流の変化エッジの検出を可能とするＰＷＭ出力パターンを示した図
【符号の説明】
１…………… 単相電源
２…………… ＩＰＭモータ
３…………… 整流回路
４…………… 三相ＰＷＭインバータ回路
５u，５v、５w…………… 電流センサ
１６…………… 平滑コンデンサ
７、７ｂ…………… 制御回路
８…………… 入力電圧異常検出回路
２０………… トルク制御ブロック
３２………… 電流変化量検出回路
３４………… 回転位相算出回路
３０６………… ＵＰカウンタ
３０１、３１１、３１５……… コンパレータ
４０６………… フリーランカウンタ
３５１………… ＡＤ変換器
３０３、３０４、３１３、３１７……… バッファレジスタ
３１４………… ＲＳフリップフロップ
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータ特に永久磁石回転子を有する同期モータの駆動装置、及び、その駆動制御において使用されるモータの回転子位置の検出方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
単相交流電源を用いて冷凍空調機器の圧縮機などを可変速駆動する駆動制御においては、モータの回転子の位置を検知し、その回転子位置に応じて、通電相を切替える。
【０００３】
回転子位置は通常、位置センサを用いて検出されるが、従来より、回転子位置センサを用いずにモータの可変速駆動方法がある。例えば、モータの三相の電気端子に対して、そのうちの２つの相に一定の電圧を印加し、残りの非通電相での電圧から誘起電圧を観測して回転位相を割り出して、通電する相をサイクリックに切り替えていく方法がある。
【０００４】
また、駆動のための基本電源として商用の単相交流電源を用い、交流を整流、平滑し、ほぼ直流の状態にしてから、半導体によるスイッチングデバイスを用いてパルス幅変調により、疑似交流化せしめてモータを駆動する方法がある。また、モータをさらに高効率で駆動する方法として、正弦波電流で駆動する方法もある。
【０００５】
図１５は、一般的な正弦波駆動によるモータ駆動を行なう駆動装置の回路構成を示した図である。正弦波駆動では、モータに常に電流が流れているため、非通電の端子電圧から誘起電圧情報を得る方法が使えないため、モータの相電流を電流センサ５ｕ、５ｖ、５ｗで検出し、さらに、平滑コンデンサ１６の端子電圧を検出して、パルス幅変調値を用いてモータの印加電圧を計算し、モータパラメータから、モータの誘起電圧情報を割り出して、回転位相情報を算出する。なお、電流センサは３つの電流値の合計は常に０であるので、１つを省略し、２つで実現してもよい。
【０００６】
また、別の方法として、モータ巻線の各相のインダクタンスが回転位相により変化するという特性を利用して、回転位相検出を行う方法もある。図１６はモータのインダクタンス特性と誘起電圧特性を示した図である。同図に示すように、モータのインダクタンスは、誘起電圧の１周期中に２回変化するという特性を有する。このような特性を利用した位置検出方法として、例えば、竹下等による「センサレス突極形ブラシレスＤＣモータの始動法と安定性」（電気学会研究会 ＳＰＣ−９５−９５）に開示された方法がある。この方法では、位置検出を行なうために別途パルス電圧をモータに印加し、そのときの電流値からインダクタンス値を調べている。
【０００７】
さらに、小笠原等による「突極性に基づく位置推定法を用いた位置センサレスIPMモータ駆動システム」（電気学会産業応用部門論文誌, 118巻 5号, 1998）に開示された方法では、インダクタンス値を得るための電流値を確実に求められるようにするため、各相の電圧の変化エッジが確実に検出できるように一キャリア周期におけるＰＷＭパルスの波形を工夫している。すなわち、図１７に示すように、インバータを駆動するためのPWMパルスを、一キャリア周期において、ＰＷＭパルスの立上りエッジ、立下りエッジがそれぞれ２回ずつ現れるように変形するように工夫している。このような波形のＰＷＭパルスを用いてインバータを駆動することにより、モータ巻線の各相の電圧のエッジの変化が確実に検出でき、その電圧の変化エッジに対応した電流を調べることで、別途にパルス電圧を重畳することなく位置検出を可能としている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図１７に示すＰＷＭパターンを用いた位置検出方法では、通常のＰＷＭ変調に比べて、１キャリア周期当りのエッジ数が２倍になっている。このため、三相ＰＷＭインバータ回路４に対して、スイッチング損失が増加し、高速応答を必要とするようになる。したがって、大きな進角になる場合でも、安定して、かつ余分な騒音も発生せずに効率よくかつ高速で位置検出できる方法が、アルゴリズムおよびそれを実現する回路についても必要となる。
【０００９】
また、一般的に図１５に示すモータ駆動装置において電圧脈動低減のため容量の大きな平滑コンデンサ１６が設けられているが、大容量の平滑コンデンサ１６は装置の大型化を招くという弊害がある。平滑コンデンサ１６の容量を小さくすると小型化は計れるが、瞬停等による電源電圧の変動があり、直流電圧Ｖdcが０Ｖ付近まで低下し、モータの端子電圧よりも低くなると、モータにブレーキがかかるので、磁束を弱める電流を流す必要がある。磁束を弱める電流を大きくすると、誘起電圧に対してトルクを発生させる電流を進める、いわゆる進角制御が必要になるが、図１５で示した誘起電圧を用いる回転位置検出方法では、誘起電圧の位置ずれに対する変化が少ないところを利用するため、回転位相を割り出すことが困難となる。
【００１０】
本発明は上記の課題を解決するものであり、モータの可変速駆動に用いられる回転子位置情報を回転位置センサを用いずに精度よく検出可能なモータ駆動装置及びモータ回転子位置検出方法を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る第１のモータ駆動装置は、単相交流電圧を整流する整流手段と、整流後の直流電圧をスイッチング素子を用いてパルス幅変調（ＰＷＭ）を行なうことにより任意の周波数と電圧の疑似三相交流電圧に変換するインバータ手段とを備え、疑似三相交流電圧によりモータを駆動するモータ駆動装置である。そのモータ駆動装置は、所定の演算によりモータ巻線各相へ出力すべき出力電圧値を求める手段と、デューティ値と該デューティ値に対し出力すべきPWM出力パターンとを関連付けたテーブルであって、各相間においてパルスの立ち上り及び立下りエッジが重複せず、かつ、一ＰＷＭキャリア周期において一つのパルスのみが含まれるように決定されたＰＷＭ出力パターンを複数含むテーブルと、出力電圧値をパルス幅変調におけるデューティ値に変換し、その得られたデューティ値をＰＷＭキャリア周期の１／６の整数倍の期間の分解能で量子化し、量子化されたデューティ値に基いて前記テーブルを参照してＰＷＭ出力パターンを選択し、ＰＷＭ出力パターンから出力すべきＰＷＭパルス信号のデューティ値及び位相を決定し、決定されたデューティ値に量子化の際に切り捨てられた分を加算して、インバータ手段のスイッチング素子を駆動するための正規のＰＷＭパルス信号のデューティ値及び位相を決定するパルス変調手段と、モータ巻線の各相の電流変化を検出し、その単位時間かつ単位電圧変化当りの電流変化量である電流変化率δＩ'u、δＩ'v、δＩ'wに基いて所定の計算式を用いて現在の回転位相θ^を算出する位置検出手段とを有する。
これにより、任意の位相で、位置センサなしで、１キャリア周期以内で位置検出が可能になる。
【００１２】
また、現在の回転位相θ^は、下記の式により電流変化率δＩ'u、δＩ'v、δＩ'wに基いて算出することができる。
【数３】
また、モータ始動前に、モータの特定の２つの相間に一定電流を通電することにより、モータを位置決めし、そのときの位相を回転子位相の初期値に定めてもよい。これにより、回転子に含まれる永久磁石のＮ極とＳ極を判別することができ、以降の位置検出を的確に行うことが可能になる。
【００１４】
上記のパルス変調手段は、所定のクロックに同期して計数するカウンタと、PWMパルス発生時におけるインバータ手段の各スイッチング素子に対する出力電圧の値を決定するための設定値を記憶する初期値レジスタと、初期値レジスタに対してキャリア周期毎に転送するデータを格納する初期値バッファレジスタと、各スイッチング素子に対する出力電圧の値をLowからHighに立ち上げるカウンタ値を記憶する第１のレジスタと、第１のレジスタに対してキャリア周期毎に転送するデータを格納する第１のバッファレジスタと、各スイッチング素子に対する出力電圧の値をHighからLowに立ち下げるカウンタ値を記憶する第２のレジスタと、第２のレジスタに対してキャリア周期毎に転送するデータを格納する第２のバッファレジスタと、各スイッチング素子に対する出力電圧の値が変化したタイミングにおけるモータ巻線の電流値を記憶する手段とを備えてもよい。これにより、モータのそれぞれの相へのＰＷＭパルスを独立に設定することが簡単に実現できる。クロックはキャリア周期毎に初期化されてもよい。
【００１６】
本発明に係る第１の位置検出方法は、単相交流電圧を整流し、整流後の直流電圧をスイッチング素子を用いてパルス幅変調（ＰＷＭ）を行なうことにより任意の周波数と電圧の疑似三相交流電圧に変換し、該疑似三相交流電圧を用いてモータを駆動するモータ駆動制御においてモータの回転子位置を検出する検出方法である。その方法は、所定の演算によりモータ巻線各相へ出力すべき出力電圧値を求め、出力電圧値をパルス幅変調におけるデューティ値に変換し、得られたデューティ値をＰＷＭキャリア周期の１／６の整数倍の期間の分解能で量子化し、デューティ値と該デューティ値に対し出力すべきPWM出力パターンとを関連付けたテーブルであって、各相間においてパルスの立ち上り及び立下りエッジが重複せず、かつ、一ＰＷＭキャリア周期において一つのパルスのみが含まれるように決定されたＰＷＭ出力パターンを複数含むテーブルを参照し、前記量子化されたデューティ値に基いてＰＷＭ出力パターンを選択し、そのＰＷＭ出力パターンから出力すべきＰＷＭパルス信号のデューティ値及び位相を決定し、決定されたデューティ値に量子化の際に切り捨てられた分を加算して、正規のＰＷＭパルス信号のデューティ値及び位相を決定し、その決定した正規のＰＷＭパルス信号を用いて、スイッチング素子を駆動し、モータ巻線の各相の電流変化を検出し、その単位時間かつ単位電圧変化当りの電流変化量である電流変化率δＩ'u、δＩ'v、δＩ'wに基いて所定の計算式を用いて現在の回転位相θ^を算出する。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、添付の図面を参照して本発明に係るモータ駆動装置及び方法を開示する。なお、以下の説明では、モータ電流制御においてｄ軸、ｑ軸とからなる回転座標軸を用いており、ｑ軸とは永久磁石によるトルクを発生できる電流の回転座標軸であり、それに対して９０°進んだ回転座標軸がｄ軸である。
【００１９】
（実施の形態１）
図１は本発明に係るモータ駆動装置の全体構成を示すブロック図である。
モータ駆動装置は単相交流電源１から入力した電圧を三相交流電圧に変換してモータ２を可変速駆動する。モータ駆動装置はダイオードブリッジで構成される整流回路３と、力率改善のためのチョークコイル１８と、小型（小容量）の平滑コンデンサ１６と、複数のスイッチング素子からなる三相ＰＷＭインバータ回路４と、三相ＰＷＭインバータ回路４のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御する制御回路７とからなる。さらに、モータ駆動装置は、モータ２の各相巻線の電流を検出する電流センサ５u、５v、５wを有する。なお、チョークコイル１８は、本発明では、平滑コンデンサ容量が小さくできるので、コンデンサ容量が大きい従来の場合に比して、電源力率に対する要求がさほど高くない場合には省略することが可能である。
【００２０】
同駆動装置において、電力は、単相交流電源１から入力され、整流回路３を経て、後段のＰＷＭパルスの影響を除去する小型の平滑コンデンサ１６を経由し、三相ＰＷＭインバータ回路４を経てモータ２へと送られる。制御回路７は、電流センサ５ｕ、５ｖ、５ｗにより検出されたモータ２の巻線の三相の相電流を参照しながら、かつ、平滑コンデンサ１６により得られる直流電圧Ｖdcを検出し、設定回転数（指令値）ω*に対する状況を判断して、三相ＰＷＭインバータ回路４に対する、疑似三相交流電力発生のためのパルス幅変調（PWM）指令を出力する。モータ２の電流検出のための電流センサは必ずしも各相毎に設ける必要はなく、２相分の電流センサのみを設けてもよい。これは、３つの電流値の合計は常に０になることから、２つの相の電流が判れば、残りの一相の電流値を演算で求めることができるからである。
【００２１】
図２に制御回路７のさらに詳細な構成を示す。制御回路７は、トルク制御ブロック２０、座標変換回路２１、２２、補償回路２３、位置検出回路３０及びPWM変調回路３１を含む。
【００２２】
制御回路７において、位置検出回路３０はモータ２回転位相情報θや回転速度情報ωを算出する。位置検出回路３０の動作の詳細は後述する。回転位相情報θは座標変換回路２１、２２に送られる。また、回転速度情報ωは、トルク制御ブロック２０に送られる。トルク制御ブロック２０は、位置検出回路３０から得た回転速度情報ω、中間直流電圧Ｖdc、設定回転数（回転速度指令）ω*及びモータ２のパラメータ（抵抗、インダクタンス等）を用いて、d軸電流およびｑ軸電流の設定値Ｉd*、Ｉq*を算出する。電流センサ５ｕ、５ｖ、５ｗにて検出されたモータ相電流情報は座標変換回路２１に送られて、現在の回転位相情報θを用いて回転座標軸d軸とｑ軸での電流値Ｉd、Ｉqに変換される。変換されたd軸電流Ｉdとｑ軸電流Ｉqは比較回路２４、２５に送られて、d軸電流設定値Ｉd*とｑ軸電流設定値Ｉq*と比較され、それぞれの電流に対する電流誤差情報を得る。電流誤差情報は、制御特性改善のための補償回路２３に送られて、ｄ軸、ｑ軸での電圧設定値Ｖd*、Ｖq*に変換される。電圧設定値Ｖd*、Ｖq*は座標変換回路２２に送られ、回転位相情報θを用いてU、V、W軸での電圧値Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*に変換され、三相ＰＷＭ変調回路３１に送られる。三相ＰＷＭ変調回路３１は電圧変換回路２２からの電圧値Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*に基いてPWMパターンを決定する。すなわち、三相ＰＷＭ変調回路３１では、所定の規則にしたがい電圧変換回路２２からの電圧値Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*から、PWMパルス信号のデューティ値及び位相が決定される。三相ＰＷＭ変調回路３１の詳細な動作は後述する。三相ＰＷＭインバータ回路４では、三相ＰＷＭ変調回路３１からのPWMパルス信号によりスイッチング素子のオン・オフ動作が制御され、各相の所望の駆動電圧に変換される。
【００２３】
＜位置検出回路の動作＞
次に、位置検出回路３０の詳細な動作について説明する。
位置検出回路３０は、モータのインダクタンスが回転子位相にしたがい変化するというインダクタンス特性（図１６参照）を利用して位置検出を行なう。
【００２４】
図２に示すように、位置検出回路３０は電流変化量検出回路３２、回転位相算出回路３４及び微分回路３５を含む。電流変化量検出回路３２は、電流センサ５u、５v、５wにより検出されたモータ巻線各相の電流Ｉu、Ｉv、Ｉwと、三相ＰＷＭ変調回路３１からのＰＷＭパルス信号の変化タイミングとを用いて、単位時間かつ単位電圧変化当りの電流変化量（すなわち、正規化した電流変化量）δＩu、δＩv、δＩwである電流変化率δＩ'u、δＩ'v、δＩ'wを求める。
【００２５】
回転位相算出回路３４は後述の計算式にしたがい電流変化量δＩu、δＩv、δＩwを正規化して算出した単位時間かつ単位電圧変化当りの電流変化量である電流変化率δＩ'u、δＩ'v、δＩ'wから回転子位置（回転位相）θ^を求める。微分回路３５は回転位相θ^を微分することにより速度ω^を算出する。
【００２６】
ここで、回転位相算出回路３４で用いる回転子位置を算出するための計算式について説明する。
【００２７】
電流変化量検出回路３２から得られた電流変化率δＩ'u、δＩ'v、δＩ'wは、各相のモータ巻線のインダクタンスと密接な関係にある。すなわち、単位時間かつ単位電圧変化当りの電流変化率は相のインダクタンスに反比例する関係にある。
【００２８】
図３に相電流の電流波形と瞬時相電圧の電圧波形との関係を示す。説明の便宜状、Ｕ相についてのみ説明する。図３（ａ）に示すように、相電流は瞬時相電圧δＶu（相の端子電圧から相の平均電圧である中性点電圧を差し引いた電圧、図３（ｄ）参照）がプラスになっている期間は増加し、瞬時相電圧がマイナスになっている期間は減少する。電流の変化量δＩuはこの瞬時の相電圧δＶuの大きさに比例し、モータ巻線のインダクタンスに反比例する。ただし、ここでのインダクタンス（以下「見かけのインダクタンス」という。）は該当する相自身のインダクタンスとそれ以外の２つの相が並列に接続されたものとが直列に接続された場合の合成インダクタンスである。例えば、Ｕ相の見かけのインダクタンスをＬu'、各相のインダクタンスをＬu、Ｌv、Ｌwとすると、下記の式で求められる。
Ｌu'＝Ｌu＋（Ｌv//Ｌw） （１）
一方、相のインダクタンスと回転位相θ^との関係は次式の通りである。
【数４】
【数５】
【００２９】
図４は、位置検出処理の手順を示すフローチャートである。まず、電流変化量検出回路３２は、各相の電流のエッジ変化に同期して各相の電流値Ｉu、Ｉv、Ｉwを読み出す（Ｓ２５１）。次に、前回のエッジ変化から今回のエッジ変化までの時間δＴとその間の電圧変化の振幅δＶとを用いて、電流変化量δＩを正規化し、その正規化した電流変化量すなわち単位時間かつ単位電圧変化当りの電流変化率δＩ'u、δＩ'v、δＩ'wを算出する（Ｓ２５２）。正規化する理由は、エッジが変化しない期間の長さや電圧振幅の大きさにより、位相が同じ場合でも検出される電流変化量が異なるからである。次に、回転位相算出回路３４は、この単位時間かつ単位電圧変化当りの電流変化率δＩ'u、δＩ'v、δＩ'wから上式を用いて回転位相θ^を求める（Ｓ２５３）。その後、微分回路３５は回転位相θ^を微分することにより速度ω^を算出する。以上のようにして回転位相θ^、速度ω^が求められる。
【００３０】
＜ＰＷＭ出力パターン＞
以上のように電流変化量を求めることにより回転位相を求めることができるが、その電流変化量を得るためには、各相電流のエッジ変化を検出する必要がある。そこで、三相ＰＷＭ変調回路３１による、エッジ変化を確実に検出可能とするＰＷＭパルスを発生するための処理手順を説明する。
【００３１】
図５は、エッジ変化を確実に検出可能とするPWMパルスを発生させるための処理手順を示したフローチャートである。三相ＰＷＭ変調回路３１は、補償回路２３による電流補償演算の後、座標変換回路２２により得られた三相電圧設定値Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*から、直流電圧Vdｃを参照してＰＷＭパルスの基本デューティ（デューティ比）の値を算出する（Ｓ２０１）。次に、算出した基本デューティの値を、１／６のデューティ比（つまり、0.16666…）で量子化する（Ｓ２０２）。このとき、量子化による切り捨てされた分は、後に利用できるように所定の記憶領域に保存しておく。
【００３２】
次に、量子化されたディーティを用いてＰＷＭパターンテーブル（図６参照）を参照して、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相のデューティの補正値およびＰＷＭパルスの位相を求める（Ｓ２０３）。ＰＷＭパターンテーブルは三相ＰＷＭ変調回路３１内に格納されており、その詳細については後述する。そして、ディーティの補正値に、１／６のデューティで量子化する際に切り捨てた値を再び加算して、各相の正規のＰＷＭタイミングを得る（Ｓ２０４）。得られた値をパルス信号発生手段であるＰＷＭタイマ（後述する出力コンペアレジスタバッファに該当）に書き込む（Ｓ２０５）。そして、エッジ発生時刻（位相）と、各相のエッジの発生順序とを所定の記憶手段に書き込んで（Ｓ２０６）、処理を終了する。エッジの発生時刻、発生順序の情報は、各相の電流変化を検出する際に参照される。
【００３３】
図６を用いてＰＷＭパターンテーブルについて説明する。図６に示すテーブルは、補償演算及び座標変換後に得られたＵ、Ｖ、Ｗ各相の基本ディーティと、その基本ディーティにより定まる出力を得るためのＰＷＭパルスの出力パターンとを関連づけている。図６に示した各PWM出力パターンは以下のルールにしたがい求められている。
１）基本的に各相の変化エッジが重ならない（変化エッジのタイミングが同一とならない）。
２）各相毎に、一キャリア周期において１つのパルスのみが含まれるように、すなわち、一キャリア周期において１組の立ち上りエッジと立ち下りエッジが含まれるようにする。
３）基本デューティの組み合わせによっては、エッジが重ならないようなパターンが生成できない場合があり、その場合は例外として一部のエッジが重なってもよい（図６（ｄ）参照）。
【００３４】
以上のルールにしたがいPWM出力パターンを作成するため、１つの本来の基本デューティの値に対し、必要に応じて所定の修正値（図６における「Duty修正」）を加減算している。このように各相に所定値を加算しても相間の電圧差が変化しなけば、基本デューティで定義される所望の出力を得ることができる。
【００３５】
図６（ａ）はU、Ｖ、W各相のディーティ値が１／６（＝16.666…％）、１／６、１／６の場合のＰＷＭ出力パターンである。図６（ｂ）は各相のディーティ値が１／６、１／６、２／６の場合のＰＷＭ出力パターンである。図６（ｂ）の例では、エッジの重なりを生じないようにするため、各相とも＋１／６ずつディーティ値が加算されて修正されている。このように全体としてディーティ値を増加させても、相間の電圧差は変らないため、所望の電圧が得られる。
【００３６】
図６（ｃ）は各相のディーティ値が１／６、１／６、３／６の場合のＰＷＭ出力パターンである。
【００３７】
図６（ｄ）は各相のディーティが１／６、２／６、５／６の場合のＰＷＭ出力パターンである。この場合は、各相において＋１／６ずつデューティを加算して補正している。図６（ｄ）の例では、例外として、二相間においてエッジが重なる箇所がある。しかし、この場合は、２つの相のエッジが同時に変化したときのタイミングを、エッジが変化しない残りの相についての電流検出のタイミングとする。
【００３８】
なお、入力するデューティの組み合わせによっては、１／６周期の量子化では合致しない場合がある。その場合は修正量は１／１２デュティとなる。また、図６はパターンの一例を示しており、実際には、各相のデューティ値の組み合わせに応じてさらに多くの出力パターンを用意する必要がある。また、本実施形態では、量子化する際に、１／６のデューティで行なったが、１／１２のデューティでもよく、さらに６の倍数分の１のデューティで量子化してもよい。
【００３９】
上述の処理内容を具体例を挙げて説明する。
例えば、直流電圧Vdｃが６００Ｖ、各相の電圧Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*がそれぞれ１２０Ｖ、１４０Ｖ、２００Ｖの場合を考える。各相の基本デューティは、１．２／６（＝１２０／６００）、１．４／６（＝１４０／６００）、２／６（＝２００／６００）となる（Ｓ２０１）。各相の基本デューティの値を１／６デューティで量子化してそれぞれ端数を切り捨てると、１／６、１／６、２／６となる（Ｓ２０２）。このとき、Ｕ相については０．２／６（＝２０Ｖ）だけ、Ｖ相については０．４／６（＝４０Ｖ）だけ量子化により切り捨てられており、この切り捨て分は記憶される。量子化後のディーティ値に基いてＰＷＭパターンテーブルを参照する（Ｓ２０２）。量子化後の各相のデューティの値は１／６、１／６、２／６であるため、各相のデューティは図６（ｂ）のテーブルが選択され、そのテーブルのパターンで決定される発生タイミング（位相）及びパルス幅が決定される（Ｓ２０３）。次に、Ｕ相、Ｖ相について量子化の際に切り捨てた２０Ｖ、４０Ｖ分をそれぞれのデューティに加算する（Ｓ２０４）。このようにして求めたＰＷＭの正規のタイミングをＰＷＭタイマに書き込み（Ｓ２０５）、さらに、エッジ発生時刻と、エッジ発生順序とを所定の記憶領域に格納しておく（Ｓ２０６）。ここで、エッジ発生順序とは、図６（ｂ）の場合、Ｖ相立ち上がり、Ｗ相立ち上がり、Ｖ相立ち下がり、Ｕ相立ち上がり、Ｗ相立ち下がり、Ｕ相立ち下がり、というような順序情報である。
【００４０】
以上のようにして求めたデューティ値を用いれば、相電流のエッジ変化を確実に検出できる。このため、インダクタンスの変化を示す電流変化を確実に検出でき、その電流変化から前述の式（３）により回転位相θを確実に求めることができる。
【００４１】
＜回転子位置の初期化＞
図１６を参照すると、各相間のインダクタンスＬu、Lv、Lwの関係が一つ定まった場合であっても、その関係に対して、１８０°ずれた２つの回転位相が対応することがわかる。したがって、インダクタンス値からのみでは一義的に回転位相を決定することはできない。そこで、本実施形態では、モータ始動前に回転子を所定位置に固定することで、始動後の回転子位置の正確な把握を可能とする。
【００４２】
図７は、制御回路７によるモータ始動前の制御手順を示したフローチャートである。本制御は、所定の二相に通電することにより、モータ回転子を所定の位置に位置決めする（以下、この処理を「モータの初期化」という。）。
【００４３】
図７において、モータ始動時に、まず、モータの初期化のために所定の二つの相にのみ通電を開始する（Ｓ６０１）。そして、初期化のための通電を開始してから所定の通電時間が経過したか否かを調べる（Ｓ６０２）。所定時間経過していない場合には、所定の二つの相への通電を続ける（Ｓ６０３）。このとき、通電電流を検出しながら、過電流が流れないように通電する。所定時間が経過すると、初期化のための通電を停止し（Ｓ６０４）、初期化を終了する。位置決めで固定された回転子の位置を回転子位置の初期値に設定する。
【００４４】
＜三相PWM変調回路のハードウェア構成例＞
図８は、PWMパルス信号を生成する三相PWM変調回路３１のハードウェア構成の一例を示した図である。
【００４５】
三相PWM変調回路３１は、ＣＰＵ３００と、バス３０８と、ＵＰカウンタ３０６と、種々のレジスタ３０２、３０３…と、コンパレータ３０１と、ＡＤ変換器３５１とを含む。また、三相PWM変調回路３１は、三相PWMインバータ回路４におけるＵ、Ｖ、Ｗ相のスイッチング素子を駆動するＰＷＭパルス信号を生成する回路ブロック３１０、３２０、３３０を含む。以下ではＵ相に対する回路ブロック３１０について各相のブロック３２０、３３０を代表して説明する。Ｕ相に対する回路ブロック３１０は、種々のレジスタ３１２、３１３、３１６、３１７と、ＲＳフリップフロップ３１４と、コンパレータ３１１、３１５とを含む。
【００４６】
ＵＰカウンタ３０６は所定の高速クロックに同期して計数し、コンパレーター０（３０１）からのリセット信号によりカウント値がリセットされる。
【００４７】
ＣＰＵ３００は、バス３０８を介してレジスタバッファ（以下「ＯＣＲ−ＢＦ」と称す。）３０３、３１３、３１７にＰＷＭパルスのエッジのタイミングを指定するデータを書き込み可能となっている。
【００４８】
ＯＣＲ−ＢＦ−０（３０３）には、ＣＰＵ３００により、ＵＰカウンタ３０６のリセットタイミングすなわちPWM制御におけるキャリア周期を与えるデータが書き込まれる。ＯＣＲ−ＢＦ−０（３０３）に書き込まれたデータはＯＣＲ−０（３０２）へ転送される。
【００４９】
初期値バッファ３０４は、ＣＰＵ３００により、ＰＷＭパルスの初期値が書き込まれる。この初期値バッファ３０４の値はＵＰカウンタ３０６がリセットされる毎に反映される。
【００５０】
ＯＣＲ−ＢＦ−Ｕ（３１３）、ＯＣＲ−ＢＦ−Ｘ（３１７）には、ＣＰＵ３００により、Ｕ相のスイッチング素子のエッジを変化させるタイミングを与えるデータが書き込まれる。すなわち、ＯＣＲ−ＢＦ−Ｕ（３１３）にはＵ相の上アームのスイッチング素子をＯＮさせるタイミングを与えるデータが、ＯＣＲ−ＢＦ−Ｘ（３１７）にはＵ相の下アームのスイッチング素子をＯＮさせるタイミングを与えるデータが書き込まれる。ＯＣＲ−ＢＦ−Ｕ（３１３）、ＯＣＲ−ＢＦ−Ｘ（３１７）に書き込まれたデータは、ＯＣＲ−Ｕ（３１２）、ＯＣＲ−Ｘ（３１６）へそれぞれ転送される。
【００５１】
ＯＣＲ−０（３０２）、ＯＣＲ−Ｕ（３１２）、ＯＣＲ−Ｘ（３１６）へは、ＵＰカウンタ３０６がリセットされるタイミングで、それぞれの対応するバッファレジスタ３０３、３１３、３１７からデータが転送される。つまり、コンパレータ−０（３０１）によりＵＰカウンタ３０６の計数値とＯＣＲ−０（３０２）の値とが一致していることを検出された時にリセット信号が出力され、このリセット信号に同期して各レジスタ３０２、３１２、３１６へデータ転送が行なわれる。リセット信号によりＵＰカウンタ３０６はリセットすなわち初期化され、再び一致検出されるまでカウントアップを開始する。つまり、ＵＰカウンタ３０６はキャリア周期毎に初期化される。その後、ＯＣＲ−ＢＦ−０（３０３）に書き込まれた値はＯＣＲ−０（３０２）に転送されているので、コンパレータ−０（３０１）から一致検出パルスが繰り返し発生する。
【００５２】
一致検出パルスは、他のＯＣＲであるＯＣＲ−Ｕ（３１２）、ＯＣＲ−Ｘ（３１６）にも送られており、ＣＰＵ３００によって設定されたＯＣＲ−ＢＦ−Ｕ（３１３）、ＰＣＲ−ＢＦ−Ｘ（３１７）に書き込まれた値をそれぞれ、ＯＣＲ−Ｕ（３１２）、ＯＣＲ−Ｘ（３１６）に転送する。ＯＣＲ−Ｕ（３１２）、ＯＣＲ−Ｘ（３１６）の出力はコンパレータＵ（３１１）、コンパレータＸ（３１５）に接続されており、ＵＰカウンタ３０６の値と比較される。比較した結果、ＵＰカウンタ３０６の値と一致すると、コンパレータ３１１、３１５からは一致パルスが出力され、ＲＳフリップフロップ３１４にそれぞれセット信号、リセット信号として入力される。すなわち、ＲＳフリップフロップ３１４は、ＯＣＲ−ＢＦ−Ｕ（３１３）に書き込まれた値に関連するタイミングでセットされ、ＯＣＲ−ＢＦ−Ｘ（３１７）に書き込まれた値に関連するタイミングでリセットされる。ＲＳフリップフロップ３１４の出力は信号「Ｕ＿ＯＮ」であり、さらにその反転した出力信号が「Ｘ＿ＯＮ」である。これらの２つの信号が、図２の三相ＰＷＭインバータ回路４のＵ相の上アームおよび下アームのスイッチング素子の制御に用いられる。
【００５３】
また、ＣＰＵ３００から初期値バッファ３０４にもデータが書き込まれる。初期値バッファ３０４の値を、コンパレーター０（３０１）による一致検出毎に、ＲＳフリップフロップ３１４のプリセット値として設定する。すなわち、ＲＳフリップフロップ３１４は、コンパレータ−０（３０１）の一致検出毎にプリセット値に設定され、さらに、コンパレータ−Ｕ（３１１）及びコンパレータ−Ｘ（３１５）の一致を検出する毎に、セットあるいはリセットされる。
【００５４】
以上Ｕ相に対するブロック３１０について説明したが、Ｖ、Ｗ相に対する回路ブロック３２０、３３０の動作も同様である。
【００５５】
ＲＳフリップフロップ３１４の出力信号は、三相ＰＷＭインバータ回路４の制御以外に、ＡＤ変換器３５１と選択回路３５２に入力される。ＡＤ変換器３５１は、選択回路３５２により選択された電流情報Ｉu、Ｉv、Ｉwのいずれかを、ＡＤ変換し、その値を記憶しておく。ＡＤ変換器３５１に記憶された値は、ＣＰＵ３００から読み出すことができる。これにより、三相ＰＷＭインバータ回路４のスイッチングを変化させたときの電流値が自動的に記憶される。
【００５６】
図９は、図８の回路の動作を示すタイミング図である。ＵＰカウンタ３０６の出力はノコギリ波状に変化している。ノコギリ波状のエッジのタイミングでＣＰＵ３００に割り込み要求「IRQ_0」が出される。ＣＰＵ３００は、割り込み処理として、各種レジスタ（ＯＣＲ＿０、ＯＣＲ＿Ｕ、ＯＣＲ＿Ｘ等）の設定を行う。ここで設定した値は次回のＩＲＱ＿０のときに有効な値になる。
【００５７】
初期値バッファ３０４に「１」を書き込めば、割込み要求時にＵ＿ＯＮ出力は「１」から始まり、「０」を書き込めば、Ｕ＿ＯＮ出力は「０（Low）」から始まるようになる。ＯＣＲ＿ＢＦ＿Ｕ（３１３）には、Ｕ＿ＯＮ出力が「１（High）」になるタイミングを与えるカウンタ値が書き込まれ、ＯＣＲ＿ＢＦ＿Ｘ（３１７）には、Ｕ＿ＯＮ出力が「０」になるタイミングを与えるカウンタ値が書き込まれる。これらのバッファに書き込まれた設定値は、次のＩＲＱ＿０を過ぎてから有効となる。
【００５８】
＜三相PWM変調回路の別の構成例＞
図１０は、図８に示した三相PWM変調回路の別の構成例を示した図である。図８の回路構成と異なる点は、ＵＰカウンタ３０６の代わりに所定の高速クロックに同期して計数するフリーランカウンタ４０６を用いている点である。フリーランカウンタ４０６を用いているため、コンパレーター０（３０１）の一致出力はフリーランカウンタ４０６には入力されていない。それ以外の構成、動作は図８の回路構成と同じである。
【００５９】
図１１は図１０の回路の動作を示すタイミングチャートである。フリーランカウンタ４０６の出力値は単調増加している。ＣＰＵ３００への割り込み「ＩＲＱ＿０」は、コンパレータ−０（３０１）により、フリーランカウンタ４０６のカウンタ値と、ＯＣＲ−０の値とが一致する毎に発生する。したがって、次の割り込み発生までのカウントアップ値を毎回考慮して、バッファレジスタにデータを書き込めば、図８の回路の場合と同様に使用することができる。この方法では、フリーランカウンタを用いているため、カウントアップ値の情報を汎用的に用いることができる。すなわち、フリーランカウンタ４０６を、本位置検出のみならず、他の制御にも使用することが可能となる。
【００６０】
（実施の形態２）
ここでは、電源電圧が短期間降下した場合であっても、精度よく位置検出が可能な位置検出方法について説明する。この方法は例えば整流後の電圧を平滑する平滑コンデンサの容量が小さく、電源電圧の変動により三相ＰＷＭインバータ回路への入力電圧がほぼゼロに低下する場合であっても精度よく位置検出を行なえる点で有効な方法である。
【００６１】
図１２は、本実施形態における位置検出方法を説明するための図である。同図においては、時刻Ｔ１から時刻Ｔ２の間の期間において、入力電圧（電源電圧）が異常に降下し、ほぼゼロになった場合を示している。
【００６２】
図１３は本実施形態のモータ駆動装置の回路構成を示した図である。制御回路７の全体構成は図１で示したものとほぼ同じである。異なる点は、単相電源１の電圧の異常を検出する入力電圧異常検出回路８を設け、その検出結果を制御回路７へ出力する点、及び、ＰＷＭインバータ回路４の出力端子電圧Ｖu、Ｖｖ，Ｖｗの値（正確には整流回路３のマイナス側端電位を基準とした電圧値Vu-n、Ｖv-n、Ｖw-n）も制御回路７に入力している点である。
【００６３】
図１２に示すように時刻Ｔ１にて入力電圧が低下すると、入力電圧異常検出回路８により、異常であることを示す情報が制御回路７へと伝達される。入力電圧異常検出回路８は入力電圧Vacが所定値より低下したときに異常であると判断する。この情報をもとに、制御回路７がＰＷＭインバータ回路４を制御してモータ２への通電を停止すると、モータ２は発電機として動作し、モータ端子に発電電圧情報が観測される。整流回路３のマイナス側端電位を基準として各モータ端子電圧を観測すると、図１２に示すような、１２０度の期間の平坦な区間を有する山形の波形が観測される。この山形の波形の位相は、モータの相誘起電圧の位相と一致しているので、山形波形の位相を見れば、回転位置が把握できる。波形をｓｉｎ関数で近似すると、Ｕ相の誘起電圧が最も高くなるのは、９０degをピークにして、±６０degの範囲、すなわち、３０deg〜１５０degの区間である。したがって、入力電圧異常電圧が検出された区間では、各相の端子電圧を検出し、相間で端子電圧の大小関係を判別することにより、回転子位置を予想することが可能となる。本実施形態の位置検出はこの原理を利用している。
【００６４】
図１４はこの原理を利用した、モータ端子電圧の大小関係にしたがい回転位相を判別する制御を示したフローチャートである。本制御は制御回路７により行なわれる。
【００６５】
まず、入力電圧異常検出回路８からの出力に基いて入力電圧が異常か否かを調べる（Ｓ５０１）。正常であれば、通常の制御を行う（Ｓ５１０）。
【００６６】
異常であれば、通電をＯＦＦし（Ｓ５０２）、三相の端子電圧Vu、Ｖv、Ｖwの大小関係を調べる（Ｓ５０３）。
「Vw＞Ｖu＞Ｖv」であれば、回転子の位相は０deg近傍であると判断する（Ｓ５０４）。
「Vu＞Ｖw＞Ｖv」であれば、位相は６０deg近傍であると判断する（Ｓ５０５）。
「Vu＞Ｖv＞Ｖw」であれば、位相は１２０deg近傍であると判断する（Ｓ５０６）。
「Vv＞Ｖu＞Ｖw」であれば、位相は１８０degであると判断する（Ｓ５０７）。
「Vv＞Ｖw＞Ｖu」であれば、位相は２４０deg近傍であると判断する（Ｓ５０８）。
「Vw＞Ｖv＞Ｖu」であれば、位相は３００deg近傍であると判断する（Ｓ５０９）。
【００６７】
以上のようにして、異常時にはモータの各相間の端子電圧の大小順位により回転位相の概略値を検出することができる。したがって、電源が復旧した場合にも、概略の回転位相を捕捉できているので、ただちに、位置センサレス駆動に復旧することが可能となる。
【００６８】
なお、回転速度と駆動に必要な電圧との間には、回転速度が高ければ駆動に必要な電圧も高くなるという単調な対応関係があることから、入力電圧の異常を判定するための入力電圧異常検出回路８のしきい値は、回転速度に対して可変にすることが好ましい。
【００６９】
【発明の効果】
本発明の第１のモータ駆動装置又は第１の位置検出方法によれば、任意の進角位相で、駆動のため以外の電力を重畳することなく、１キャリア周期毎に、位置センサを用いることなく回転位相が検出でき、時々刻々と進角値を変化させることも可能になるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１の位置検出装置を利用したモータ駆動装置の全体構成を示すブロック図
【図２】 実施の形態１の制御回路の詳細な構成を示すブロック図
【図３】 モータの相電流と相電圧の関係を示した図
【図４】 モータの回転位相の検出処理の手順を示すフローチャート
【図５】 モータ駆動用ＰＷＭパターンの発生手順を示すフローチャート
【図６】 ＰＷＭパターンテーブルの例を示した図
【図７】 モータ始動時の位置決め処理の手順を示すフローチャート
【図８】 第１の例の三相ＰＷＭ変調回路の構成を示すブロック図
【図９】 第１の例の三相ＰＷＭ変調回路のＵＰカウンタの値とＵ＿ＯＮ出力の値の変化を示した図
【図１０】 第２の例の三相ＰＷＭ変調回路の構成を示すブロック図
【図１１】 第２の例の三相ＰＷＭ変調回路のフリーランカウンタの値とＵ＿ＯＮ出力の値の変化を示した図
【図１２】 本発明の実施形態２の位置検出方法を説明するための図
【図１３】 本発明のの実施形態２の位置検出装置の全体構成を示すブロック図
【図１４】 本発明のの実施形態２の位置検出装置における制御回路の動作を示すフローチャート
【図１５】 従来のモータ駆動装置の全体構成を示すブロック図
【図１６】 回転位相に応じて変化するモータのインダクタンス特性及び誘起電圧特性を示した図。
【図１７】 従来のインダクタンス特性を利用した位置検出方法において、確実な相電流の変化エッジの検出を可能とするＰＷＭ出力パターンを示した図
【符号の説明】
１…………… 単相電源
２…………… ＩＰＭモータ
３…………… 整流回路
４…………… 三相ＰＷＭインバータ回路
５u，５v、５w…………… 電流センサ
１６…………… 平滑コンデンサ
７、７ｂ…………… 制御回路
８…………… 入力電圧異常検出回路
２０………… トルク制御ブロック
３２………… 電流変化量検出回路
３４………… 回転位相算出回路
３０６………… ＵＰカウンタ
３０１、３１１、３１５……… コンパレータ
４０６………… フリーランカウンタ
３５１………… ＡＤ変換器
３０３、３０４、３１３、３１７……… バッファレジスタ
３１４………… ＲＳフリップフロップ
Claims (8)
- 単相交流電圧を整流する整流手段と、整流後の直流電圧をスイッチング素子を用いてパルス幅変調（ＰＷＭ）を行なうことにより任意の周波数と電圧の疑似三相交流電圧に変換するインバータ手段とを備え、該疑似三相交流電圧によりモータを駆動するモータ駆動装置において、
所定の演算によりモータ巻線各相へ出力すべき出力電圧値を求める手段と、
デューティ値と該デューティ値に対し出力すべきPWM出力パターンとを関連付けたテーブルであって、各相間においてパルスの立ち上り及び立下りエッジが重複せず、かつ、一ＰＷＭキャリア周期において一つのパルスのみが含まれるように決定されたＰＷＭ出力パターンを複数含むテーブルと、
前記出力電圧値をパルス幅変調におけるデューティ値に変換し、その得られたデューティ値をＰＷＭキャリア周期の１／６の整数倍の期間の分解能で量子化し、前記量子化されたデューティ値に基いて前記テーブルを参照してＰＷＭ出力パターンを選択し、該ＰＷＭ出力パターンから出力すべきＰＷＭパルス信号のデューティ値及び位相を決定し、該決定されたデューティ値に量子化の際に切り捨てられた分を加算して、前記インバータ手段のスイッチング素子を駆動するための正規のＰＷＭパルス信号のデューティ値及び位相を決定するパルス変調手段と、
モータ巻線の各相の電流変化を検出し、その単位時間かつ単位電圧変化当りの電流変化量である電流変化率δＩ'u、δＩ'v、δＩ'wに基いて所定の計算式を用いて現在の回転位相θ^を算出する位置検出手段と
を有する
ことを特徴とするモータ駆動装置。 - 下記の式により、電流変化率δＩ'u、δＩ'v、δＩ'wに基き、現在の回転位相θ^を算出することを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
- モータ始動前に、モータの特定の２つの相間に一定電流を通電することにより、モータを位置決めし、そのときの位相を回転子位相の初期値に定めることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
- 前記パルス変調手段は、
所定のクロックに同期して計数するカウンタと、
PWMパルス発生時におけるインバータ手段の各スイッチング素子に対する出力電圧の値を決定するための設定値を記憶する初期値レジスタと、
該初期値レジスタに対してＰＷＭキャリア周期毎に転送するデータを格納する初期値バッファレジスタと、
各スイッチング素子に対する出力電圧の値をLowからHighに立ち上げるカウンタ値を記憶する第１のレジスタと、
該第１のレジスタに対してＰＷＭキャリア周期毎に転送するデータを格納する第１のバッファレジスタと、
各スイッチング素子に対する出力電圧の値をHighからLowに立ち下げるカウンタ値を記憶する第２のレジスタと、
該第２のレジスタに対してＰＷＭキャリア周期毎に転送するデータを格納する第２のバッファレジスタと、
前記各スイッチング素子に対する出力電圧の値が変化したタイミングにおけるモータ巻線の電流値を記憶する手段と
を備えることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。 - 前記クロックはＰＷＭキャリア周期毎に初期化されることを特徴とする請求項４記載のモータ駆動装置。
- 単相交流電圧を整流し、整流後の直流電圧をスイッチング素子を用いてパルス幅変調（ＰＷＭ）を行なうことにより任意の周波数と電圧の疑似三相交流電圧に変換し、該疑似三相交流電圧を用いてモータを駆動するモータ駆動制御においてモータの回転子位置を検出する検出方法であって、
所定の演算によりモータ巻線各相へ出力すべき出力電圧値を求め、
該出力電圧値をパルス幅変調におけるデューティ値に変換し、
得られたデューティ値を、ＰＷＭキャリア周期の１／６の整数倍の期間の分解能で量子化し、
デューティ値と該デューティ値に対し出力すべき PWM 出力パターンとを関連付けたテーブルであって、各相間においてパルスの立ち上り及び立下りエッジが重複せず、かつ、一ＰＷＭキャリア周期において一つのパルスのみが含まれるように決定されたＰＷＭ出力パターンを複数含むテーブルを参照し、前記量子化されたデューティ値に基いてＰＷＭ出力パターンを選択し、該ＰＷＭ出力パターンから出力すべきＰＷＭパルス信号のデューティ値及び位相を決定し、
決定されたデューティ値に量子化の際に切り捨てられた分を加算して、正規のＰＷＭパルス信号のデューティ値及び位相を決定し、
その決定した正規のＰＷＭパルス信号を用いて、スイッチング素子を駆動し、
モータ巻線の各相の電流変化を検出し、その単位時間かつ単位電圧変化当りの電流変化量である電流変化率δＩ 'u 、δＩ 'v 、δＩ 'w に基いて所定の計算式を用いて現在の回転位相θ ^ を算出することを特徴とするモータ回転子位置検出方法。 - 下記の式により、電流変化率δＩ 'u 、δＩ 'v 、δＩ 'w に基き、現在の回転位相θ ^ を算出することを特徴とする請求項６記載のモータ回転子位置検出方法。
- モータ始動前に、モータの特定の２つの相間に一定電流を通電することにより、モータを位置決めし、そのときの位相を回転子位相の初期値に定めることを特徴とする請求項６記載のモータ回転子位置検出方法。
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