JP2015047022A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータ電圧が低い状態で三相変調から二相変調への切り替えを行うとインバータ効率を上げることができるが、モータ電流が検出できない区間が発生し、モータの制御性が悪化する。そこで、本発明の課題はモータ電圧が低い状態でモータ電流の検出精度を確保しつつ、二相変調への切り替えを行うことにある。【解決手段】三相変調は永久磁石同期モータの起動時に用い、永久磁石同期モータの駆動中に三相変調から二相変調への切り替えを行い、切り替えには、二相変調への切り替え後の電流検出精度の推定結果を使用する。【選択図】 図１

Description

本発明は、例えば空気調和機や冷凍機などの冷凍装置に係り、特に、冷凍サイクルの圧縮機を駆動する永久磁石同期モータ（以下モータ）の回転数を可変するインバータ装置に関する。

冷凍サイクルの圧縮機を駆動するモータの回転数を可変する装置としてインバータ装置が一般的に用いられている。

このインバータ装置において、モータに流れる三相の交流電流（以下モータ電流）の検出手段として、直流シャント抵抗に発生する電圧からモータ電流を検出する磁極位置センサレス＆電流センサレス制御（レス＆レス制御）が広く用いられている。レス＆レス制御は、モータの各相電圧の差が一定以上にならなければモータ電流を検出することが出来ない。この問題を解決するために、モータの相電圧の最大相および最小相をＰＷＭパルスの搬送波の山側と谷側で加減算するパルスシフトが用いられている。また特許第3951975号に示された方法を用いてもこの問題を解決することができる。

前記のインバータ装置は直流電圧を入力とし、これを上段３つ、下段３つ、計６つのスイッチング素子で構成されたインバータ回路で変調することにより三相の交流電圧を出力しているが、この変調には三相変調と二相変調の２つの方式がある。二相変調は三相ＰＷＭパルスのうち電圧最大相をＤＵＴＹ１００％（全ＯＮ）もしくは電圧最小相をＤＵＴＹ０％（全ＯＦＦ）とする。そのため二相変調は三相変調と比較してスイッチング損失を２／３に低減することができる。しかしながらスイッチング素子の駆動用電源にブートストラップ回路を用いる場合は、定期的にスイッチングを行いブートストラップ回路内のコンデンサをチャージする必要があるため、モータの回転数が低い場合は二相変調を行うことは出来ない。そこで、モータの回転数が低い場合は三相変調を行い、モータの回転数がコンデンサのチャージを行うために充分な速さになったら二相変調に切り替える。

特許第3951975号公報

前記の二相変調への切り替えを行うと、ＰＷＭパルスを全ＯＮもしくは全ＯＦＦとする相にはパルスシフトが適用できなくなる。そのためモータの各相電圧の差が低くパルスシフトを行い、モータ電流を検出している状態で二相変調への切り替えを行うと二相変調により全ＯＮもしくは全ＯＦＦとする相のモータ電流については検出できない区間が発生する。

モータ電流の検出ができない区間があるとモータの制御性が悪化し最終的には脱調停止する。そのため二相変調への切り替えは、二相変調への切り替え後もモータ電流の検出精度が確保されている状態で行う必要がある。

モータ電流が検出できない区間の発生を防ぐためには、モータ電圧が充分高く二相変調後もパルスシフトを行わなくともモータ電流が検出できるようになってから二相変調への切り替えを行えばよい。しかし前述の通り、二相変調は三相変調よりもスイッチング損失が小さいため、出来る限りモータ電圧が低いうちに二相変調への切り替えを行うことが望ましい。

また前述の通り二相変調への切り替えはブートストラップ回路内のコンデンサをチャージするためにモータ回転数が一定以上になってから行う必要がある。よって二相変調への切り替えは、モータ電流の検出精度が確保され、コンデンサのチャージが充分行えるモータの回転数で行う必要がある。前述のコンデンサのチャージが充分行えるモータの回転数は、コンデンサの静電容量、ＰＷＭパルスの搬送波の周波数などから求めることができる。

しかし、モータ電流の検出精度は直流電圧、モータ特性（抵抗、インダクタンス、誘起電圧）、モータに加わる負荷トルクなどの条件によって変化する。よってこれらの条件が一定ではないインバータ装置についは、二相変調への切り替えが可能なモータ回転数も一定にならない。
そこで本発明では、モータの制御性を保つために必要な電流検出精度を確保して二相変調への切り替えを行うことを目的とする。

上記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。
本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、
「 直流電源の母線上に配置され、母線電流を検出するためのシャント抵抗と、
上段と下段に分かれた６つのスイッチング素子を備え、前記直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換して前記永久磁石モータに供給するインバータ回路と、
前記シャント抵抗に発生した電圧から永久磁石同期モータに流れる三相の交流電流を算出し、該算出した三相の交流電源を用いてフィードバック制御を行い、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するＰＷＭパルスを演算出力する制御部と、を備えたインバータ装置において、
前記制御部は、
前記永久磁石同期モータの起動時に前記ＰＷＭパルスを演算出力する方法として三相変調を用いるとともに、前記永久磁石同期モータの起動後、所定の条件下において前記ＰＷＭパルスを演算出力する方法として前記三相変調から二相変調に切り替えを行い、
前記所定の条件として、前記切り替え前に、二相変調への切り替え後の電流検出精度を推定し、推定した電流検出精度から、ある基準以上の割合で電流検出が可能と判定した場合に二相変調へ切り替えること」を特徴とする。

本発明によれば三相変調から二相変調への切り替えを行うことによってモータ電流の検出精度が低下することを防ぐことができ、モータの制御性の悪化、それに伴う脱調停止を防ぐことができる。
また二相変調への切り替えを最適なモータ回転数で行うことによりインバータの変換効率を向上させることができる。

インバータ装置の構成図の例である。 ＰＷＭパルスの演算方法とモータ電流を検出する方法を説明する図である。 パルスシフトの動作を説明する図である。 パルスシフトの動作を説明する図である。 三相変調と二相変調の違いを説明する図である。 ブートストラップ回路の構成図の例である。 モータ電流の検出精度を計算する構成図の例である。

以下、本発明の実施例について図面を用いて説明する。

まず本発明の背景技術となるインバータ装置について説明する。
図１は本実施例のインバータ装置の構成図である。
インバータ回路１は直流電源２によって供給される直流電圧を入力とし、インバータ回路内に構成された上段３つ、下段３つ、計６つのスイッチング素子３にて直流電圧を三相の交流電圧に変調し、三相の交流電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）を出力する。ここでスイッチング素子３ａはＵ相上段（＋）、スイッチング素子３ｂはＵ相下段（−）、スイッチング素子３ｃはＶ相上段（＋）、スイッチング素子３ｄはＶ相下段（−）、スイッチング素子３ｅはＷ相上段（＋）、スイッチング素子３ｅはＷ相下段（−）である。

三相の交流電流は永久磁石同期モータ４（以下モータ４）の入力であり、三相の交流電流によってモータ４は回転する。スイッチング素子３は制御器５が出力するＰＷＭパルスによってＯＮ／ＯＦＦが制御される。また制御器５は直流電源２の母線上に配置したシャント抵抗６に母線電流Ｉｓｈが流れることによって発生する電圧Ｖｓｈ７を入力として、Ｖｓｈ７から三相の交流電流を検出し、三相の交流電流に基づいてＰＷＭパルスに補正を加えるフィードバック制御を行う。

図２は制御器５の出力するＰＷＭパルスの演算方法と、Ｖｓｈ７から三相の交流電流を検出する方法を示している。
一定の周期の三角波である搬送波とモータに印加する各相電圧レベルを比較する。搬送波＜電圧最大相レベルとなった場合は電圧最大相ＰＷＭパルス（＋）８ａはＯＮ出力し、電圧最大相ＰＷＭパルス（−）８ｂはＯＦＦ出力する。逆に搬送波＞電圧最大相レベルとなった場合は電圧最大相ＰＷＭパルス（＋）８ａはＯＦＦ出力し、電圧最大相ＰＷＭパルス−８ｂはＯＮ出力する。電圧中間相レベルと電圧最小相レベルについても、電圧最大相と同様に搬送波との大小関係からＰＷＭパルスを出力する。また電圧最大相をＵ相、電圧中間相をＶ相、電圧最小相をＷ相と仮定すると、ＰＷＭパルスと入力されるスイッチング素子の組み合わせは次の通りとなる。
電圧最大相ＰＷＭパルス（＋）８ａ → スイッチング素子３ａ
電圧最大相ＰＷＭパルス（−）８ｂ → スイッチング素子３ｂ
電圧中間相ＰＷＭパルス（＋）８ｃ → スイッチング素子３ｃ
電圧中間相ＰＷＭパルス（−）８ｄ → スイッチング素子３ｄ
電圧最小相ＰＷＭパルス（＋）８ｅ → スイッチング素子３ｅ
電圧最小相ＰＷＭパルス（−）８ｆ → スイッチング素子３ｆ
Ｖｓｈ７ａはＰＷＭパルスのＯＮ／ＯＦＦが切り替わるタイミングで大きさが変動する。区間１１のモータへの通電パターンは電圧最大相（Ｕ相）と電圧中間相（Ｖ相）から電流が流れ込み、電圧最小相（Ｗ相）から出ていく。よって区間１１のＶｓｈ７ａの大きさ９をシャント抵抗６の抵抗値で割った値が電圧最小相（Ｗ相）のモータ電流（Ｉｗ）となる。区間１２のモータへの通電パターンは電圧最大相（Ｕ相）から電流が流れ込み、電圧中間相（Ｖ相）と電圧最小相（Ｗ相）から出ていく。よって区間１２のＶｓｈ７ａの大きさ１０をシャント抵抗６の抵抗値で割った値が電圧最大相（Ｕ相）のモータ電流（Ｉｕ）となる。また電圧中間相（Ｖ相）のモータ電流（Ｉｖ）については３相のモータ電流の合計は０となるから、ＩｕとＩｗから計算することができる。

以上の説明から制御器５はＰＷＭパルスのＯＮ／ＯＦＦを切り替えるタイミングに合わせてＶｓｈを取り込む必要があり、Ｖｓｈを取り込みタイミングがずれると誤ったモータ電流を検出してしまう。またモータ電流を正確に検出するためには、Ｖｓｈはスイッチング素子３のＯＮ／ＯＦＦ切り替え時にリンギングノイズが発生することと、スイッチング素子３のＯＮディレイとＯＦＦディレイによってＰＷＭパルスのＯＮ／ＯＦＦ切り替えタイミングとＶｓｈの変化するタイミングがずれることから、区間９と区間１０にはある程度の幅、すなわち相電圧の差が必要となる。
そこで相電圧の差がモータ電流を検出するために必要なレベルに達しない場合はパルスシフトを行う。

図３と図４はパルスシフトの動作を示した図である。
電圧最大相レベルと電圧中間相レベルは近い値となっており区間１４はモータ電流を検出するために必要な幅がない。そこで搬送波山側１７で電圧最大相レベルにパルスシフト量１９ａを加算し電圧最大相レベルと電圧中間相レベルの差を大きくする。これにより区間１６は区間１４よりも幅が大きくなりモータ電流を検出するために必要な幅が確保される。また搬送波谷側１８では電圧最大相レベルからパルスシフト量１９ｂを引く。これにより電圧最大相レベルは搬送波山側と搬送波谷側の平均でパルスシフト前と同じになる。

また電圧最小相レベルについても同様の処理を行う。電圧最小相レベルと電圧中間相レベルが近くＶｓｈに電圧最小相のモータ電流を検出するために必要な幅がない場合は、搬送波山側で電圧最小相レベルにパルスシフト量を減算し、搬送波谷側で電圧最小相レベルにパルスシフト量を加算する。

次に三相変調と二相変調の動作の違いについて説明する。
図５は三相変調時のＵ相電圧レベル２０、Ｖ相電圧レベル２１、Ｗ相電圧レベル２２と二相変調時のＵ相電圧レベル２３、Ｖ相電圧レベル２４、Ｗ相電圧レベル２５を表している。横軸は電圧位相でありモータの回転に同期して変化する。三相変調時の各相電圧レベルは正弦波であり互いの位相は１２０ｄｅｇずれている。二相変調時の各相電圧レベルは三相変調時の各相電圧レベルを基本波とし、基本波の振幅が最も大きい相を搬送波最大値もしくは搬送波最小値に貼り付ける。

例えば電圧位相６０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの区間２６ではＵ相電圧レベル２０の振幅が最も大きい。そのため二相変調後のＵ相電圧レベルは搬送波最大値に貼り付ける。このときの基本波と二相変調後のＵ相電圧レベルとの差を二相変調加算量２８とする。Ｖ相電圧レベル２４とＷ相電圧レベル２５については基本波に二相変調加算量２８を加算した値となる。

次に電圧位相１２０ｄｅｇ〜１８０ｄｅｇの区間２７ではＷ相電圧レベル２２の振幅が最も大きい。こちらは基本波が下側に振れているから二相変調後のＷ相電圧レベル２５は搬送波最小値に貼り付ける。Ｕ相電圧レベル２３とＶ相電圧レベル２４については基本波に二相変調加算量を減算した値となる。

このように二相変調を行うと三相電圧レベルのうちのいずれか一相が搬送波最大値または搬送波最小値に張り付き、この張り付き相は電圧位相６０ｄｅｇ毎に切り替わっていく。
ここで図２、図３、図４で述べたとおりＰＷＭパルスは相電圧レベルと搬送波を比較して出力するから、相電圧レベルを搬送波最大値に貼り付けるとＰＷＭパルス（＋）は全ＯＮ，ＰＷＭパルス（−）は全ＯＦＦとなる。つまり張り付き相はＰＷＭパルスのＯＮ／ＯＦＦ切り替えが発生しない。よって二相変調は三相変調と比較してスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ切り替え時に発生するスイッチング損失を２／３に低減することができ、インバータの変換効率で三相変調よりも優位である。

しかしながら上段のスイッチング素子の駆動に図６で示すようなブートストラップ回路２９を用いる場合は、定期的に下段のスイッチング素子をＯＮしブートストラップ回路２９内のコンデンサ３０をチャージする必要があり、モータの回転数が低い状態では二相変調を行うことができない。そのため、モータ起動時は三相変調を行い、コンデンサ３０をチャージするために充分な回転数となったら三相変調から二相変調への切り替えを行う。

以上が背景技術のインバータ装置の説明であり、次に本発明が解決する課題について説明する。
前述の通り二相変調を行った相電圧レベルからＰＷＭパルスを出力するが、二相変調を行うと振幅が最も大きい相は、搬送波最小値または搬送波最大値に張り付いているからパルスシフトを行えなくなる。よって振幅が最も大きい相にパルスシフトを行っている状態で三相変調から二相変調への切り替えを行うと相電圧レベルの振幅が最も大きい相と相電圧レベル中間相のモータ電流が検出出来なくなるという問題が発生する。モータ電流が検出出来なければフィードバック制御が行えなくなるからモータは脱調停止する。これを防ぐためにはパルスシフトを行わなくともモータ電流が検出できるまで相電圧レベルの振幅が大きくなってから二相変調への切り替えを行う必要がある。

本発明は、この二相変調への切り替えの判定方法に関するものであり、二相変調への切り替え後にモータ電流が検出できなくなることを防ぐことを目的としている。
以降に本発明の構成を説明する。
まずモータ電流の検出については、次の３つの状態がある。
〔１〕三相のモータ電流が検出可能
〔２〕一相のモータ電流が検出可能
〔３〕一相もモータ電流は検出不可能
よって常に〔１〕の状態が維持できることがモータ電流の検出精度が最も高い状態であり、二相変調への切り替え後も〔１〕の状態が維持できればモータ電流検出精度が低下することはない。

二相変調への切り替え後も〔１〕の状態が維持できる状態について図５を用いて説明する。
まず電圧最大相はＵ相、電圧中間相はＶ相、電圧最小相はＷ相とし、相電圧レベルの振幅が最も大きい相はＵ相と仮定すると、この条件が当てはまる電圧位相は９０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇとなる。
この区間でパルスシフトを行わないで電圧最大相（Ｕ相）のモータ電流が最も検出しづらくなる条件は、Ｕ相電圧レベル２０とＶ相電圧レベル２１の差が最も小さくなる場合であり、そのときの電圧位相は１２０ｄｅｇである。よって、相電圧レベルの振幅をＶｐとするとＵ相電圧レベル２０とＶ相電圧レベル２１の差（ΔV_U-V）は式（１）の通りとなる。

ΔV_U-V ＝ Vp｛sin(2π/3)−sin（2π/3−2π/3）｝
＝ Vp × √3/2 （１）

ΔV_U-Vを搬送波と比較してＰＷＭパルスの幅、すなわち時間軸に変換した値をΔTV_max-midとし、モータ電流を検出するために必要なパルス幅を(T_min)とする。
ΔTV_max-mid＞T_min となってから二相変調への切り替えを行うことで、二相変調への切り替え後も電圧最大相（Ｕ相）のモータ電流を検出することができる。またＶｓｈ７は制御器５の出力するＰＷＭパルスに対して時間遅れがあり、この時間遅れのばらつきによりモータ電流を検出するために必要なパルス幅(T_min)が決定される。具体的にはT_minは、式（２）の通りとなる。

T_min＝ T_ondelay - T_offdelay + T_ringing + T_ADdelay + T_deadtime （２）

T_ondelay：スイッチング素子のＯＮディレイ
T_offdelay：スイッチング素子のＯＦＦディレイ
T_ringing：リンギング時間
T_ADdelay：Vshを制御器に取り込む際の時間遅れ
T_deadtime：デッドタイム
なおT_ADdelayについてはマイコンを用いて制御器を実現する場合はA/D検出の時間遅れとなる。

次に区間９０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇについて電圧最小相（Ｗ相）のモータ電流が最も検出しづらくなる条件を考える。電圧最小相（Ｗ相）はパルスシフト量が最も大きくなる条件でパルスシフトが可能であればモータ電流の検出が可能である。

パルスシフトが可能となる条件は、電圧最大相（Ｕ相）と電圧最小相（Ｗ相）の差（ΔV_U-W）を時間に変換した値をΔT_max-minとすると、ΔTV_max-min＞T_minとなる。ここでパルスシフト量が最も大きくなる条件は電圧最小相（Ｗ相）と電圧中間相（Ｖ相）が一致する電圧位相９０ｄｅｇの場合であるから、ΔV_U-Wは式（３）となる。

ΔV_U-W ＝ Vp｛sin(π/2)−sin（π/2−4π/3）｝
＝ Vp × 3/2 （３）

また式（１）（３）は電圧位相が９０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの区間について考えたが、各相電圧は電圧位相が１２０ｄｅｇずれているから、電圧最大相を相電圧レベルの振幅が最も大きい相と置換え、電圧最小相を相電圧レベルの振幅が２番目に大きい相と置換えて考えれば、全電圧位相の区間において同じ条件が成り立つ。

以上の通り、本実施例のインバータ装置は、直流電源２の母線上に配置され、母線電流を検出するためのシャント抵抗６と、上段と下段に分かれた６つのスイッチング素子３を備え、直流電源２からの直流電圧を交流電圧に変換して前記永久磁石モータに供給するインバータ回路１と、シャント抵抗６に発生した電圧から永久磁石同期モータ４に流れる三相の交流電流を算出し、算出した三相の交流電源を用いてフィードバック制御を行い、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するＰＷＭパルスを演算出力する制御部（制御器５）と、を備えている。

そして制御部（制御器５）は、永久磁石同期モータ４の起動時にＰＷＭパルスを演算出力する方法として三相変調を用いるとともに、永久磁石同期モータ４の起動後、所定の条件下においてＰＷＭパルスを演算出力する方法として三相変調から二相変調に切り替えを行う。そして、所定の条件下としては、切り替え前に、二相変調への切り替え後の電流検出精度を推定し、推定した電流検出精度から、ある基準以上の割合で電流検出が可能と判定した場合に二相変調へ切り替えるものである。

このようにΔTV_max-min＞T_min となった状態で二相変調への切り替えを行えば、二相変調への切り替え後も全電圧位相の区間において三相のモータ電流が検出可能でありモータ電流検出精度が低下することがない。

またΔTV_max-mid＞T_min となった状態で二相変調への切り替えを行えば、二相変調への切り替え後も全電圧位相の区間において少なくとも一相のモータ電流が検出可能である。この条件で二相変調への切り替えを行えばモータの制御性は若干劣るものの、インバータの変換効率は高くなる。

実施例１は相電圧レベルの振幅とモータ電流を検出するために必要なパルス幅の２つを入力として二相変調への切り替え判定を行っている。そのためシンプルな構成で実現できるというメリットがある。しかし、相電圧レベルが正弦波となることを前提としているため、突極性モータやモータに加わる負荷トルクに変動があるなど相電圧レベルが正弦波とならない場合においては、二相変調への切り替え後にモータ電流の検出精度が低下する可能性がある。

本実施例ではこの問題を解決するために、実施例１で示した図１〜図６の構成に図７の制御構成を追加する。
図７は制御器５の中に構成される。三相電圧レベル（Ｕ相電圧レベル、Ｖ相電圧レベル、Ｗ相電圧レベル）を入力とし、これらに二相変調を行う。２つのパルスシフト部３１、３２を持ち、パルスシフト部３１には二相変調前の三相電圧レベルを、パルスシフト部３２には二相変調後の三相電圧レベルを入力する。パルスシフト部３１、３２の出力は切替判定部３３に入力され、どちらか一方を選択し出力する。この選択には二相変調部から出力される二相変調貼り付け相情報３４とパルスシフト部３２から出力される有効電流検出相情報３５を使用する。二相変調貼り付け相情報３４は三相電圧レベルのうち搬送波最小値または搬送波最大値に張り付けを行った相である。有効電流検出相情報３５は三相のモータ電流のうち検出が可能な相である。よって有効電流検出相情報３５の中に二相変調貼り付け相情報３４が含まれていれば、搬送波最小値または搬送波最大値に張り付けを行った相が検出可能と判断できる。切替判定部３３では、この２つの入力を相電圧レベル１周期分監視し、常に搬送波最小値または搬送波最大値に張り付けを行った相が検出可能であれば二相変調への切り替えを行う。これによれば二相変調への切り替え後も常に少なくとも一相のモータ電流は検出可能となる。

なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。

また、上記の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル等の情報は、メモリや、ハードディスク、ＳＳＤ（Solid State Drive）等の記録装置、または、ＩＣカード、ＳＤカード、ＤＶＤ等の記録媒体に置くことができる。

また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。

１ インバータ回路
２ 直流電源
３ スイッチング素子
４ 永久磁石同期モータ
５ 制御器
６ シャント抵抗
７ Ｖｓｈ
８ ＰＷＭパルス
９ Ｖｓｈの大きさ
１０ Ｖｓｈの大きさ
１１ 区間
１２ 区間
１３ パルスシフト前のＰＷＭパルス
１４ 区間
１５ パルスシフト後のＰＷＭパルス
１６ 区間
１７ 搬送波山側
１８ 搬送波谷側
１９ パルスシフト量
２０ Ｕ相電圧レベル
２１ Ｖ相電圧レベル
２２ Ｗ相電圧レベル
２３ 二相変調時のＵ相電圧レベル
２４ 二相変調時のＶ相電圧レベル
２５ 二相変調時のＷ相電圧レベル
２６ 区間
２７ 区間
２８ 二相変調加算量
２９ ブートストラップ回路
３０ コンデンサ
３１ パルスシフト部
３２ パルスシフト部
３３ 切替判定部
３４ 二相変調貼り付け相情報
３５ 有効電流検出相情報

Claims (4)

1. 直流電源の母線上に配置され、母線電流を検出するためのシャント抵抗と、
   上段と下段に分かれた６つのスイッチング素子を備え、前記直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換して前記永久磁石モータに供給するインバータ回路と、
   前記シャント抵抗に発生した電圧から永久磁石同期モータに流れる三相の交流電流を算出し、該算出した三相の交流電源を用いてフィードバック制御を行い、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するＰＷＭパルスを演算出力する制御部と、を備えたインバータ装置において、
   前記制御部は、
   前記永久磁石同期モータの起動時に前記ＰＷＭパルスを演算出力する方法として三相変調を用いるとともに、前記永久磁石同期モータの起動後、所定の条件下において前記ＰＷＭパルスを演算出力する方法として前記三相変調から二相変調に切り替えを行い、
   前記所定の条件として、前記切り替え前に、二相変調への切り替え後の電流検出精度を推定し、推定した電流検出精度から、ある基準以上の割合で電流検出が可能と判定した場合に二相変調へ切り替えることを特徴とするインバータ装置。
2. 請求項１に記載のインバータ装置において、
   前記制御部は、前記電流検出精度の推定方法として、前記永久磁石同期モータの電圧振幅と、前記三相の交流電流を検出するために必要なＰＷＭパルスのパルス幅を用い、下式の関係が成立したら二相変調への切り替え後に三相の交流電流のうち少なくとも一相は検出が可能と判断し、二相変調への切り替えを行うことを特徴とするインバータ装置。
   (ΔT_Vp×√3/2) ＞ T_min
   
   （ΔT_Vp:電圧振幅をＰＷＭパルスの幅に変換した値、
   T_min：電流を検出するために必要なＰＷＭパルスの幅））
3. 請求項１に記載のインバータ装置において、
   前記制御部は、前記電流検出精度の推定方法として、前記永久磁石同期モータの電圧振幅と、前記三相の交流電流を検出するために必要なＰＷＭパルスのパルス幅を用い、下式の関係が成立したら二相変調への切り替え後に三相の交流電流のうち三相全ての検出が可能と判断し、二相変調への切り替えを行うことを特徴とするインバータ装置。
   (ΔT_Vp×3/2) ＞ T_min
   
   （ΔT_Vp:電圧振幅をＰＷＭパルスの幅に変換した値、
   T_min：電流を検出するために必要なＰＷＭパルスの幅））
4. 請求項１に記載のインバータ装置において、
   前記制御部は、ＰＷＭパルスのパルス幅最大相とパルス幅中間相のパルス幅の差、もしくはパルス幅最小相とパルス幅中間相のパルス幅の差が所定値以下であり三相の交流電流が検出できない場合は、パルス幅最大相のパルス幅、もしくはパルス幅最小相のパルス幅を広げることで三相の交流電流を検出できるようにするパルスシフト演算を行い、二相変調への切り替え前にも擬似的に二相変調への切り替え後のＰＷＭパルスの演算を行い、前期ＰＷＭパルスの演算結果にも前記のパルスシフト演算を行い、二相変調の演算結果と前期パルスシフトの演算結果から二相変調への切り替え後に三相の交流電流のうちいずれか一相が常に検出できることを確認し、二相変調への切り替えを行うことを特徴とするインバータ装置。