JP7447636B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本開示は、モータ制御装置に関する。

モータの駆動を制御するモータ制御装置は、モータに印加される３相の交流電圧（以下では「３相電圧」と呼ぶことがある）を生成するスイッチングモジュールを有する。スイッチングモジュールは、複数のスイッチング素子から構成される。スイッチングモジュールは、インバータと呼ばれることもある。

また、モータ制御装置に対してベクトル制御を用いる場合、モ－タ制御装置は、モータの回転速度が速度指令値（目標速度）に一致するようにｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を生成し、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値からｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を生成する。さらに、モータ制御装置は、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を３相の電圧指令値へ変換する。

３相の電圧指令値に基づいてスイッチングモジュールを制御する技術としてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）が知られている。ＰＷＭは、スイッチングモジュールを構成する複数のスイッチング素子のオン／オフ時間の長さを調節することによりスイッチングモジュールの出力電圧（つまり、３相電圧）を変化させる技術である。スイッチング素子のオン／オフを制御する信号（以下では「ＰＷＭ信号」と呼ぶことがある）は、ＰＷＭの搬送波であるキャリア信号と比較値との比較結果に基づいて生成される。ＰＷＭ信号に応じてスイッチング素子のオン／オフが制御されることにより、モータに３相電圧が印加されてモータの駆動が制御される。

また、モータのロータの回転位置（以下では「ロータ位置」と呼ぶことがある）を検出するためのセンサ（以下では「位置センサ」と呼ぶことがある）を使用せずにモータの駆動を制御する技術（以下では「位置センサレス方式」と呼ぶことがある）が知られている。位置センサレス方式では、モータに流れる３相の電流（以下では「モータ電流」と呼ぶことがある）を検出することにより、位置センサを使用せずに、ロータ位置を推定する。

また、モータ電流の検出方式として「１シャント検出方式」が知られている。１シャント検出方式では、３相電圧を生成するスイッチングモジュールと直流電源との間に流れる母線電流に基づいてモータ電流のうちの２相分の電流を検出し、残りの１相分の電流を、２相分の電流からキルヒホッフの法則を用いて算出する。

特開２００１－３２７１７３号公報 特開２０１３－０５５７７２号公報

１シャント検出方式を用いてモータ電流を検出するモータ制御装置では、モータを制御するために各相に印加する電圧指令値が近い値になる場合（３相の電圧指令値の差が小さい場合）に、ＰＷＭ信号のパルス幅の差が小さくなるため、モータ電流のうちの２相分の電流を検出するための時間（以下では「電流検出時間」呼ぶことがある）を確保することができないことがある。電流検出時間の確保ができないと、１シャント検出方式によるモータ電流の検出ができないため、位置センサレス方式によるモータの駆動制御が不安定になってしまう。

そこで、本開示では、モータに流れる３相の電流を検出できる領域を広げる技術を提案する。

本開示のモータ制御装置は、スイッチングモジュールと、電流検出部と、電流算出部と、ＰＷＭ部とを有する。前記スイッチングモジュールは、直流電源から供給される直流電圧を３相の交流電圧に変換し、前記交流電圧をモータに印加する。前記電流検出部は、前記直流電源と前記スイッチングモジュールとの間に接続された抵抗を用いて前記スイッチングモジュールの母線電流を検出する。前記電流算出部は、前記モータに流れる３相の電流を前記母線電流に基づいて算出する。前記ＰＷＭ部は、所定の周期を有するキャリア信号を用いたＰＷＭにより、前記スイッチングモジュールを制御するＰＷＭ信号を生成する。また、前記ＰＷＭ部は、前記ＰＷＭ信号を前記キャリア信号の周期内で時間的に前方または後方へシフトさせる。そして、前記電流算出部は、前記３相の電流のうち、前記ＰＷＭ信号のシフトによって前記キャリア信号の前半において算出が可能になる第一相の電流を算出し、前記ＰＷＭ信号のシフトによって前記キャリア信号の後半において算出が可能になる第二相の電流を算出し、前記第一相の電流と前記第二相の電流とから第三相の電流を算出する。

開示の技術によれば、モータに流れる３相の電流を検出できる領域を広げることができる。

図１は、本開示の実施例のモータ制御装置の構成例を示す図である。 図２は、本開示の実施例のＰＷＭ部の構成例を示す図である。 図３は、本開示の実施例のキャリア信号の一例を示す図である。 図４は、本開示の実施例の比較処理の一例を示す図である。 図５は、本開示の実施例の各相の端子電圧と母線電流との関係の一例を示す図である。 図６は、本開示の実施例のＰＷＭ信号のシフト処理の一例を示す図である。 図７は、本開示の実施例のシフト例１の説明に供する図である。 図８は、本開示の実施例のシフト例１の説明に供する図である。 図９は、本開示の実施例のシフト例１の説明に供する図である。 図１０は、本開示の実施例のシフト例２の説明に供する図である。 図１１は、本開示の実施例のシフト例２の説明に供する図である。 図１２は、本開示の実施例のシフト例２の説明に供する図である。 図１３は、本開示の実施例のシフト例３の説明に供する図である。 図１４は、本開示の実施例のシフト例３の説明に供する図である。 図１５は、本開示の実施例のシフト例３の説明に供する図である。 図１６は、本開示の実施例の検出領域拡大部における処理手順の一例を示すフローチャートである。

以下、本開示の実施例を図面に基づいて説明する。以下の実施例において同一の構成には同一の符号を付す。

［実施例］
＜モータ制御装置の構成＞
図１は、本開示の実施例のモータ制御装置の構成例を示す図である。図１に示すモータ制御装置１００は、位置センサレス方式、１シャント検出方式、及び、ＰＷＭを用いてモータＭの駆動を制御する。図１において、モータ制御装置１００は、減算部４６，４７，５２と、ｄ軸電流設定部４８と、速度制御部４９と、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５と、ｄｑ／３φ変換部４３と、ＰＷＭ部４１と、スイッチングモジュール１０と、直流電源Ｅ_ＤＣと、シャント抵抗Ｒｓとを有する。また、モータ制御装置１００は、ＤＣ電圧検出部３１と、電流検出部２１と、ＡＤ変換部７１，７２と、３φ電流算出部６１と、ＤＣ電圧算出部３２と、３φ／ｄｑ変換部４２と、位置・速度推定部４４と、１／Ｐｎ処理部５１とを有する。

また、スイッチングモジュール１０は、上アームのスイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐと、下アームのスイッチング素子ＳＷｕｎ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｎとを有する。以下では、スイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐ，ＳＷｕｎ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｎを「スイッチング素子ＳＷ」と総称することがある。

モータ制御装置１００において、ｄ軸電流設定部４８は、所定値のｄ軸電流指令値ｉｄ^＊を減算部４６へ出力する。

減算部４６には、ｄ軸電流設定部４８からｄ軸電流指令値ｉｄ^＊が入力され、３φ／ｄｑ変換部４２からｄ軸電流ｉｄが入力される。減算部４６は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊からｄ軸電流ｉｄを減算することによりｄ軸電流偏差Δｉｄを算出し、算出したｄ軸電流偏差Δｉｄをｄ軸ｑ軸電圧設定部４５へ出力する。

速度制御部４９は、減算部５２から入力される速度偏差Δωがゼロに近づくようにｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を算出し、算出したｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を減算部４７へ出力する。

減算部４７には、速度制御部４９からｑ軸電流指令値ｉｑ^＊が入力され、３φ／ｄｑ変換部４２からｑ軸電流ｉｑが入力される。減算部４７は、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊からｑ軸電流ｉｑを減算することによりｑ軸電流偏差Δｉｑを算出し、算出したｑ軸電流偏差Δｉｑをｄ軸ｑ軸電圧設定部４５へ出力する。

ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５には、減算部４６からｄ軸電流偏差Δｉｄが入力され、減算部４７からｑ軸電流偏差Δｉｑが入力され、３φ／ｄｑ変換部４２からｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑが入力される。ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５は、ｄ軸電流偏差Δｉｄ及びｑ軸電流偏差Δｉｑがゼロに近づくようにｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を算出し、算出したｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を位置・速度推定部４４及びｄｑ／３φ変換部４３へ出力する。ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊は、３φ電流算出部６１により算出されるモータ電流であるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗに応じても変化する。

位置・速度推定部４４には、３φ／ｄｑ変換部４２からｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑが入力され、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５からｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊が入力される。位置・速度推定部４４は、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊、及び、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊に基づいて、モータＭの電気的な角速度ωｅと、回転座標系（ｄｑ座標系）でのモータＭの回転位相角θｄｑとを推定する。位置・速度推定部４４は、推定した角速度ωｅを１／Ｐｎ処理部５１へ出力し、推定した位相角θｄｑを３φ／ｄｑ変換部４２及びｄｑ／３φ変換部４３へ出力する。

１／Ｐｎ処理部５１は、角速度ωｅをモータＭの極対数で除することにより、電気的な角速度ωｅをモータＭが有するロータの機械的な角速度ωｍに変換し、変換後の角速度ωｍを減算部５２へ出力する。

減算部５２には、１／Ｐｎ処理部５１から角速度ωｍが入力され、モータ制御装置１００の外部から（例えば、モータ制御装置１００の上位のコントローラから）速度指令値ωｍ^＊が入力される。減算部５２は、速度指令値ωｍ^＊から角速度ωｍを減算することにより速度偏差Δωを算出し、算出した速度偏差Δωを速度制御部４９へ出力する。

ｄｑ／３φ変換部４３は、位相角θｄｑを用いて、回転座標系のｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を、固定座標系（ＵＶＷ座標系）の３相の電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に変換する。ｄｑ／３φ変換部４３は、変換後の電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊をＰＷＭ部４１へ出力する。

ＰＷＭ部４１には、ｄｑ／３φ変換部４３から電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊が入力され、ＤＣ電圧算出部３２からＤＣ電圧Ｖｄｃが入力される。また、ＰＷＭ部４１には、モータ制御装置１００の外部から（例えば、モータ制御装置１００の上位のコントローラから）、ＰＷＭの搬送波であるキャリア信号と、キャリア信号の所定の周期（以下では「キャリア周期」と呼ぶことがある）と、ＡＤ変換部７２でのサンプリングに必要な時間（以下では「サンプリング必要時間」と呼ぶことがある）とが入力される。

ＰＷＭ部４１は、ＰＷＭ部４１への入力に基づいて、３相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎを生成し、生成したＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎをスイッチングモジュール１０及び３φ電流算出部６１へ出力する。また、ＰＷＭ部４１は、ＰＷＭ部４１への入力に基づいて、ＡＤ変換部７２に対するサンプリングの開始指示（以下では「ＡＤ変換トリガ」と呼ぶことがある）を生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部７２へ出力する。また、ＰＷＭ部４１は、ＰＷＭ部４１への入力に基づいて、モータ電流の検出可否を表す検出不可フラグを“ＴＲＵＥ”（検出不可）または“ＦＡＬＳＥ”（検出可）に設定し、設定後の検出不可フラグを３φ／ｄｑ変換部４２へ出力する。ＰＷＭ部４１の詳細については後述する。

スイッチングモジュール１０には、直流電源Ｅ_ＤＣから直流電圧が供給され、ＰＷＭ部４１からＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎが入力される。スイッチングモジュール１０は、直流電源Ｅ_ＤＣから供給される直流電圧をＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎに従って３相の交流電圧に変換し、変換後の３相の交流電圧をモータＭに印加する。３相の交流電圧がモータＭに印加されることによりモータＭが駆動される。スイッチングモジュール１０では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎに従って各スイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｕｎ，ＳＷｖｐ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｐ，ＳＷｗｎがオン／オフされることにより、直流電圧が３相電圧に変換される。各スイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｕｎ，ＳＷｖｐ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｐ，ＳＷｗｎの両端には、還流ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが接続されている。

電流検出部２１は、直流電源Ｅ_ＤＣとスイッチングモジュール１０との間に接続されているシャント抵抗Ｒｓを用いて、スイッチングモジュール１０の母線電流Ｉｓを検出する。シャント抵抗Ｒｓは、直流電源Ｅ_ＤＣにおけるＮ側端子とスイッチングモジュール１０との間のＤＣラインであるＮラインＬ_Ｎ上に配置されている。なお、シャント抵抗Ｒｓは、直流電源Ｅ_ＤＣにおけるＰ側端子とスイッチングモジュール１０との間のＤＣラインであるＰラインＬ_Ｐ上に配置されても良い。シャント抵抗Ｒｓには、モータ電流であるＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流と、ＰＷＭ信号とに応じた母線電流Ｉｓが流れ、シャント抵抗Ｒｓに母線電流Ｉｓが流れるときに、シャント抵抗Ｒｓの両端に電圧降下が生じる。電流検出部２１は、この電圧降下の大きさとシャント抵抗Ｒｓの抵抗値とから、シャント抵抗Ｒｓに流れる母線電流Ｉｓを検出する。さらに、電流検出部２１は、シャント抵抗Ｒｓと母線電流Ｉｓとに基づいて、式（１）によって表されるアナログ電圧ＶＡ１を算出し、算出したアナログ電圧ＶＡ１をＡＤ変換部７２へ出力する。式（１）における“ｋ”は所定の増幅率を示す。
ＶＡ１＝ｋ×（Ｒｓ・Ｉｓ） …（１）

ＡＤ変換部７２は、ＰＷＭ部４１から入力されるＡＤ変換トリガに従って、アナログ電圧ＶＡ１に対してサンプリングを行うことにより、アナログ電圧ＶＡ１をデジタル電圧値ＶＡ２へ変換し、変換後のデジタル電圧値ＶＡ２を３φ電流算出部６１へ出力する。

３φ電流算出部６１は、１シャント検出方式を用いてモータ電流を算出する。３φ電流算出部６１は、シャント抵抗Ｒｓの抵抗値と、増幅率ｋと、デジタル電圧値ＶＡ２と、ＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎとに基づいて、モータ電流であるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗを算出し、算出したモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを３φ／ｄｑ変換部４２へ出力する。

３φ／ｄｑ変換部４２は、位置・速度推定部４４から入力される位相角θｄｑを用いて、固定座標系の電流ベクトルを示すモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、回転座標系の電流ベクトルを示すｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに変換して時系列で記憶する。３φ／ｄｑ変換部４２は、変換後のｄ軸電流ｉｄを位置・速度推定部４４、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５及び減算部４６へ出力し、変換後のｑ軸電流ｉｑを位置・速度推定部４４、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５及び減算部４７へ出力する。

ＤＣ電圧検出部３１は、ＰラインＬ_ＰとＮラインＬ_Ｎとの間の母線電圧を検出し、検出したアナログの母線電圧ＶＢ１をＡＤ変換部７１へ出力する。

ＡＤ変換部７１は、アナログの母線電圧ＶＢ１に対してサンプリングを行うことにより、アナログの母線電圧ＶＢ１をデジタルの母線電圧値ＶＢ２へ変換し、変換後のデジタルの母線電圧値ＶＢ２をＤＣ電圧算出部３２へ出力する。

ＤＣ電圧算出部３２は、デジタルの母線電圧値ＶＢ２からＤＣ電圧Ｖｄｃを算出し、算出したＤＣ電圧ＶｄｃをＰＷＭ部４１へ出力する。

＜ＰＷＭ部の構成＞
図２は、本開示の実施例のＰＷＭ部の構成例を示す図である。図２において、ＰＷＭ部４１は、デューティ算出部４１１と、オン時間算出部４１２と、検出領域拡大部４１３とを有する。

デューティ算出部４１１には、ＤＣ電圧算出部３２からＤＣ電圧Ｖｄｃが入力され、ｄｑ／３φ変換部４３から電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊が入力される。デューティ算出部４１１は、式（２），（３），（４）に従って、ＤＣ電圧Ｖｄｃに対する各相の電圧指令値のデューティであるＵ相デューティＤｕｔｙ＿ｕ，Ｖ相デューティＤｕｔｙ＿ｖ，Ｗ相デューティＤｕｔｙ＿ｗを算出し、算出した各相のデューティＤｕｔｙ＿ｕ，Ｄｕｔｙ＿ｖ，Ｄｕｔｙ＿ｗをオン時間算出部４１２及び検出領域拡大部４１３へ出力する。
Ｄｕｔｙ＿ｕ＝Ｖｕ^＊／Ｖｄｃ …（２）
Ｄｕｔｙ＿ｖ＝Ｖｖ^＊／Ｖｄｃ …（３）
Ｄｕｔｙ＿ｗ＝Ｖｗ^＊／Ｖｄｃ …（４）

オン時間算出部４１２は、デューティ算出部４１１から入力されたデューティＤｕｔｙ＿ｕ，Ｄｕｔｙ＿ｖ，Ｄｕｔｙ＿ｗと、モータ制御装置１００の外部から入力されるキャリア周期Ｔｃとに基づいて、式（５），（６），（７）に従って、スイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐのオン時間であるＵ相オン時間Ｏｎ＿ｕ，Ｖ相オン時間Ｏｎ＿ｖ，Ｗ相オン時間Ｏｎ＿ｗを算出し、算出したオン時間Ｏｎ＿ｕ，Ｏｎ＿ｖ，Ｏｎ＿ｗを検出領域拡大部４１３へ出力する。
Ｏｎ＿ｕ＝Ｔｃ・Ｄｕｔｙ＿ｕ …（５）
Ｏｎ＿ｖ＝Ｔｃ・Ｄｕｔｙ＿ｖ …（６）
Ｏｎ＿ｗ＝Ｔｃ・Ｄｕｔｙ＿ｗ …（７）

検出領域拡大部４１３は、オン時間算出部４１２から入力されたオン時間Ｏｎ＿ｕ，Ｏｎ＿ｖ，Ｏｎ＿ｗと、デューティ算出部４１１から入力されたＵ相デューティＤｕｔｙ＿ｕ，Ｖ相デューティＤｕｔｙ＿ｖ，Ｗ相デューティＤｕｔｙ＿ｗと、モータ制御装置１００の外部から入力されるキャリア信号、キャリア周期及びサンプリング必要時間とに基づいて、ＡＤ変換トリガとＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎとを生成するとともに、検出不可フラグを設定する。検出領域拡大部４１３は、オンレベルまたはオフレベルのＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎを生成する。

ＰＷＭ信号ＵｐがオンレベルになるときはＰＷＭ信号Ｕｎがオフレベルになり、ＰＷＭ信号ＵｐがオフレベルになるときはＰＷＭ信号Ｕｎがオンレベルになる。また、ＰＷＭ信号Ｕｐがオンレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｕｐがオンになり、ＰＷＭ信号Ｕｐがオフレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｕｐがオフになる。また、ＰＷＭ信号Ｕｎがオンレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｕｎがオンになり、ＰＷＭ信号Ｕｎがオフレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｕｎがオフになる。

また、ＰＷＭ信号ＶｐがオンレベルになるときはＰＷＭ信号Ｖｎがオフレベルになり、ＰＷＭ信号ＶｐがオフレベルになるときはＰＷＭ信号Ｖｎがオンレベルになる。また、ＰＷＭ信号Ｖｐがオンレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｖｐがオンになり、ＰＷＭ信号Ｖｐがオフレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｖｐがオフになる。また、ＰＷＭ信号Ｖｎがオンレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｖｎがオンになり、ＰＷＭ信号Ｖｎがオフレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｖｎがオフになる。

また、ＰＷＭ信号ＷｐがオンレベルになるときはＰＷＭ信号Ｗｎがオフレベルになり、ＰＷＭ信号ＷｐがオフレベルになるときはＰＷＭ信号Ｗｎがオンレベルになる。また、ＰＷＭ信号Ｗｐがオンレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｗｐがオンになり、ＰＷＭ信号Ｗｐがオフレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｗｐがオフになる。また、ＰＷＭ信号Ｗｎがオンレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｗｎがオンになり、ＰＷＭ信号Ｗｎがオフレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｗｎがオフになる。

そこで、検出領域拡大部４１３は、オンレベルである時間がＵ相オン時間Ｏｎ＿ｕであるＰＷＭ信号Ｕｐ、オンレベルである時間がＶ相オン時間Ｏｎ＿ｖであるＰＷＭ信号Ｖｐ、及び、オンレベルである時間がＷ相オン時間Ｏｎ＿ｗであるＰＷＭ信号Ｗｐを生成する。

＜モータ制御装置の動作＞
ＰＷＭ部４１において、検出領域拡大部４１３には、図３に示すような三角波信号がキャリア信号として入力される。図３は、本開示の実施例のキャリア信号の一例を示す図である。以下では、三角波信号であるキャリア信号において、山側の頂点を「山」と呼び、谷側の頂点を「谷」と呼ぶことがある。また以下では、キャリア信号の１周期（つまり、１キャリア周期）において、谷から山までの範囲を「キャリア前半」と呼び、山から谷までの範囲を「キャリア後半」と呼ぶことがある。よって、キャリア前半及びキャリア後半のそれぞれの長さは、キャリア周期の２分の１に相当する。また、図３におけるキャリア信号の振幅にデューティが対応付けられ、キャリア信号の振幅を０～１としたとき、比較値が１のときのデューティが０％、０のときのデューティが１００％となる。

図４は、本開示の実施例の比較処理の一例を示す図である。検出領域拡大部４１３は、図４に示すように、比較値とキャリア信号とを比較することによりＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎを生成する。ここで、検出領域拡大部４１３は、Ｕ相デューティＤｕｔｙ＿ｕ，Ｖ相デューティＤｕｔｙ＿ｖ，Ｗ相デューティＤｕｔｙ＿ｗに応じて、各相の比較値を設定する。比較値とキャリア信号との比較処理は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相毎に行われる。

例えば、山を基準にして比較値とキャリア信号との比較処理が行われる場合（つまり、キャリア信号が山基準である場合）、検出領域拡大部４１３は、山がキャリア周期の中央になるようにキャリア周期を設定する。そして、検出領域拡大部４１３は、キャリア信号のレベルが比較値を超えた時点でＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐをオンレベルにする一方でＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎをオフレベルにし、キャリア信号のレベルが比較値以下になった時点でＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐをオフレベルにする一方でＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎをオンレベルにする。よって、図４に示すように、キャリア周期において、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐは、山に対して（つまり、キャリア前半とキャリア後半とで）対称なパターンになる。

また、検出領域拡大部４１３は、式（５），（６），（７）で表される各相のオン時間に応じて比較値を増加または減少させることにより、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐがオンレベルにある時間を制御する。すなわち、検出領域拡大部４１３は、オン時間算出部４１２から入力されるオン時間が長くなるほど比較値を小さくし、オン時間算出部４１２から入力されるオン時間が短くなるほど比較値を大きくすることにより、オンレベルである時間がオン時間算出部４１２から入力されるオン時間であるＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを生成する。そして、このようにして生成されたＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐに従って、スイッチングモジュール１０では、３相の交流電圧、すなわち、モータＭのＵ相の端子に印加される電圧（以下では「Ｕ相端子電圧」と呼ぶことがある）と、モータＭのＶ相の端子に印加される電圧（以下では「Ｖ相端子電圧」と呼ぶことがある）と、モータＭのＷ相の端子に印加される電圧（以下では「Ｗ相端子電圧」と呼ぶことがある）とが生成される。つまり、スイッチングモジュール１０では、オン時間Ｏｎ＿ｕに相当するパルス幅を有するＵ相端子電圧と、オン時間Ｏｎ＿ｖに相当するパルス幅を有するＶ相端子電圧と、オン時間Ｏｎ＿ｗに相当するパルス幅を有するＷ相端子電圧とが生成される。以下では、Ｕ相端子電圧、Ｖ相端子電圧、及び、Ｗ相端子電圧を「端子電圧」と総称することがある。

図５は、本開示の実施例の各相の端子電圧と母線電流との関係の一例を示す図である。上記のように、各相の端子電圧のパルス幅は各相のオン時間に一致する。

図５に示すキャリア周期Ｔｃ１，Ｔｃ２，Ｔｃ３の３周期分のキャリア信号において、区間Ｓ１，Ｓ７，Ｓ１３，Ｓ１９では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐのすべてがオフレベルであるため母線電流はゼロとなり、区間Ｓ４，Ｓ１０，Ｓ１６では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐのすべてがオンレベルであるため母線電流はゼロとなる。

また、区間Ｓ２，Ｓ６では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，ＷｐのうちＰＷＭ信号Ｗｐだけがオンレベルであるため、母線電流はＷ相電流となる。また、区間Ｓ８，Ｓ１２では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，ＷｐのうちＰＷＭ信号Ｕｐだけがオンレベルであるため、母線電流はＵ相電流となる。また、区間Ｓ１４，Ｓ１８では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，ＷｐのうちＰＷＭ信号Ｖｐだけがオンレベルであるため、母線電流はＶ相電流となる。

また、区間Ｓ３，Ｓ５，Ｓ１５，Ｓ１７では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，ＷｐのうちＰＷＭ信号Ｖｐ，Ｗｐの２つがオンレベルであるため、母線電流は符号が反転したＵ相電流となる。また、区間Ｓ９，Ｓ１１では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，ＷｐのうちＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐの２つがオンレベルであるため、母線電流は符号が反転したＷ相電流となる。

以上から、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐのすべてがオンレベルまたはオフレベルにあるときは母線電流がゼロになることが分かる。また、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐのうち１相だけがオンレベルにあるときは、オンレベルにある相の電流が母線電流として出現することが分かる。また、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐのうち２相がオンレベルにあるときは、オフレベルにある相の符号が反転した電流が母線電流として出現することが分かる。

以下、図６を参照し、本発明の端子電圧のパルスのシフト処理について説明する。図６は、本開示の実施例のＰＷＭ信号のシフト処理の一例を示す図である。

図６に示すように、増減前の比較値である元比較値を用いてシフト前のＰＷＭ信号が生成される場合、元比較値のキャリア前半部分をαだけ減少させるとともに、元比較値のキャリア後半部分をαだけ増加させることにより、ＰＷＭ信号は、パルス幅が変化することなく、αの大きさに応じたβだけ図中左方へ（つまり、キャリア周期において時間的に後方へ）シフトする。例えば、ＰＷＭ信号を１キャリアの周期内でキャリア前半の部分の時間幅に対し３０％だけ図中左方へシフトさせる場合、元比較値のキャリア前半部分をデューティが３０％に相当する値だけ減少させるとともに、元比較値のキャリア後半部分をデューティが３０％に相当する値だけ増加させればよい。逆に、元比較値のキャリア前半部分をαだけ増加させるとともに、元比較値のキャリア後半部分をαだけ減少させることにより、ＰＷＭ信号は、パルス幅が変化することなく、αの大きさに応じたβだけ図中右方へ（つまり、キャリア周期において時間的に前方へ）シフトする。上記のように、端子電圧はＰＷＭ信号に従って生成されるため、ＰＷＭ信号がシフトすると、ＰＷＭ信号のシフトと同様にして端子電圧のパルスもシフトする。また、１キャリア周期内における元比較値を、キャリア前半でαだけ減少させるとともに、キャリア後半で同一の大きさαだけ増加させる、または、キャリア前半でαだけ増加させるとともに、キャリア後半で同一の大きさαだけ減少させることにより、１キャリア内でのデューティ（式（２），（３），（４））は、ＰＷＭ信号のシフト前後で同一値に保たれる。

そこで、検出領域拡大部４１３は、サンプリング必要時間を確保することができない場合に、以下のようにして、ＰＷＭ信号のシフトによって端子電圧のパルスをシフトさせる。以下では、端子電圧のパルスのシフト例について、シフト例１，２，３の三例を挙げて説明する。

以下では、Ｕ相端子電圧のパルスを「Ｕ相パルス」と呼び、Ｖ相端子電圧のパルスを「Ｖ相パルス」と呼び、Ｗ相端子電圧のパルスを「Ｗ相パルス」と呼ぶことがある。また、Ｕ相パルス、Ｖ相パルス及びＷ相パルスを「端子電圧パルス」と総称することがある。

＜シフト例１（図７，８，９）＞
図７，８，９は、本開示の実施例のシフト例１の説明に供する図である。図７，８，９には、ＰＷＭ部４１が２相変調を行う場合を一例として示す。

図７には、Ｖ相パルスのパルス幅がＷ相パルスのパルス幅より小さく、Ｖ相パルス及びＷ相パルスの各々が１キャリア周期において山に対して対称となる状態でＶ相パルスのパルス幅とＷ相パルスのパルス幅との差がサンプリング必要時間より小さい場合を一例として示す。

図７に示す場合、母線電流として、Ｗ相電流と、符号が反転したＵ相電流とが出現する。しかし、キャリア前半において、Ｗ相電流の出現時間、及び、符号が反転したＵ相電流の出現時間は共にサンプリング必要時間未満である。このため、図７に示す状態では、ＡＤ変換部７２は、キャリア前半において、３φ電流算出部６１によるＷ相電流ｉｗの算出のためのサンプリングも、３φ電流算出部６１によるＵ相電流ｉｕの算出のためのサンプリングも行うことができない。よって、図７に示す状態では、３φ電流算出部６１は、１シャント検出方式を用いてモータ電流を算出することができない。

そこで、検出領域拡大部４１３は、まず図８に示すように、キャリア前半においてＷ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間に達するまでＷ相パルスを図中左方へシフトさせる。これにより、ＡＤ変換部７２では、３φ電流算出部６１で算出されるＷ相電流ｉｗのためのサンプリング必要時間をキャリア前半において確保することが可能になるため、ＡＤ変換部７２は、キャリア前半においてＷ相電流ｉｗの算出のためのサンプリングを行うことが可能になる。しかし、Ｗ相パルスのシフト後も、未だ、キャリア前半において、符号が反転したＵ相電流の出現時間はサンプリング必要時間未満である。また、Ｗ相パルスのシフトにより、キャリア後半に、母線電流として、Ｖ相電流が出現する。しかし、キャリア後半におけるＶ相電流の出現時間はサンプリング必要時間未満である。

そこで、検出領域拡大部４１３は、図９に示すように、キャリア後半においてＶ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間に達するまでＶ相パルスを図中右方へシフトさせる。これにより、ＡＤ変換部７２では、３φ電流算出部６１で算出されるＶ相電流ｉｖのためのサンプリング必要時間をキャリア後半において確保することが可能になるため、ＡＤ変換部７２は、キャリア後半においてＶ相電流ｉｖの算出のためのサンプリングを行うことが可能になる。

そこで、検出領域拡大部４１３は、図９に示すキャリア前半においては、Ｖ相パルスの立ち上がりタイミングからサンプリング必要時間だけ時間的に後方に位置するタイミングＴＦ１でＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部７２へ出力する。また、検出領域拡大部４１３は、図９に示すキャリア後半においては、Ｖ相パルスの立ち下がりタイミングからサンプリング必要時間だけ時間的に後方に位置するタイミングＴＳ１でＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部７２へ出力する。そして、ＡＤ変換部７２は、ＡＤ変換トリガに従って、タイミングＴＦ１，ＴＳ１のそれぞれでサンプリングを開始する。

よって、３φ電流算出部６１は、キャリア前半においてＷ相電流ｉｗを算出し、キャリア後半においてＶ相電流ｉｖを算出することが可能になる。また、３φ電流算出部６１は、キャリア後半において、Ｗ相電流ｉｗ及びＶ相電流ｉｖからキルヒホッフの法則を用いてＵ相電流ｉｕを算出することが可能になる。

つまり、シフト例１では、以上のようにして検出領域拡大部４１３が端子電圧パルスをシフトさせることにより、モータ電流の検出可能領域が拡大するため、１シャント検出方式によるモータ電流の検出が可能になる。

＜シフト例２（図１０，１１，１２）＞
図１０，１１，１２は、本開示の実施例のシフト例２の説明に供する図である。図１０，１１，１２には、ＰＷＭ部４１が３相変調を行う場合を一例として示す。

図１０には、Ｖ相パルスのパルス幅がＷ相パルスのパルス幅より小さく、Ｕ相パルスのパルス幅がＶ相パルスのパルス幅より小さく、Ｕ相パルス、Ｖ相パルス及びＷ相パルスの各々が１キャリア周期において山に対して対称となる状態で、Ｖ相パルスのパルス幅とＷ相パルスのパルス幅との差がサンプリング必要時間より小さく、かつ、Ｕ相パルスのパルス幅とＶ相パルスのパルス幅との差がサンプリング必要時間より小さい場合を一例として示す。

図１０に示す場合、母線電流として、Ｗ相電流と符号が反転したＵ相電流とが出現する。しかし、キャリア前半において、Ｗ相電流の出現時間、及び、符号が反転したＵ相電流の出現時間は共にサンプリング必要時間未満である。このため、図１０に示す状態では、ＡＤ変換部７２は、キャリア前半において、３φ電流算出部６１によるＷ相電流ｉｗの算出のためのサンプリングも、３φ電流算出部６１によるＵ相電流ｉｕの算出のためのサンプリングも行うことができない。よって、図１０に示す状態では、３φ電流算出部６１は、１シャント検出方式を用いてモータ電流を算出することができない。

そこで、検出領域拡大部４１３は、図１１に示すように、キャリア前半においてＷ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間に達するまで、Ｗ相パルスを図中左方へシフトさせる一方でＶ相パルスを図中右方へシフトさせる。これにより、ＡＤ変換部７２では、３φ電流算出部６１で算出されるＷ相電流ｉｗのためのサンプリング必要時間をキャリア前半において確保することが可能になるため、ＡＤ変換部７２は、キャリア前半においてＷ相電流ｉｗの算出のためのサンプリングを行うことが可能になる。しかし、図１１における端子電圧パルスのシフト後も、未だ、キャリア前半において、符号が反転したＵ相電流の出現時間はサンプリング必要時間未満である。

一方で、図１１に示すようなシフト処理により、図１２に示すように、キャリア後半において符号が反転したＵ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間以上になる。よって、ＡＤ変換部７２では、３φ電流算出部６１で算出されるＵ相電流ｉｕのためのサンプリング必要時間をキャリア後半において確保することが可能になるため、ＡＤ変換部７２は、キャリア後半においてＵ相電流ｉｕの算出のためのサンプリングを行うことが可能になる。

そこで、検出領域拡大部４１３は、図１２に示すキャリア前半においては、Ｖ相パルスの立ち上がりタイミングからサンプリング必要時間だけ時間的に後方に位置するタイミングＴＦ２でＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部７２へ出力する。また、検出領域拡大部４１３は、図１２に示すキャリア後半においては、Ｕ相パルスの立ち下がりタイミングであるタイミングＴＳ２でＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部７２へ出力する。そして、ＡＤ変換部７２は、ＡＤ変換トリガに従って、タイミングＴＦ２，ＴＳ２のそれぞれでサンプリングを開始する。

よって、３φ電流算出部６１は、キャリア前半においてＷ相電流ｉｗを算出し、キャリア後半においてＵ相電流ｉｕを算出することが可能になる。また、３φ電流算出部６１は、キャリア後半において、Ｗ相電流ｉｗ及びＵ相電流ｉｕからキルヒホッフの法則を用いてＶ相電流ｉｖを算出することが可能になる。

つまり、シフト例２では、以上のようにして検出領域拡大部４１３が端子電圧パルスをシフトさせることにより、モータ電流の検出可能領域が拡大するため、１シャント検出方式によるモータ電流の検出が可能になる。

＜シフト例３（図１３，１４，１５）＞
図１３，１４，１５は、本開示の実施例のシフト例３の説明に供する図である。図１３，１４，１５には、ＰＷＭ部４１が３相変調を行う場合を一例として示す。

図１３には、Ｖ相パルスのパルス幅がＷ相パルスのパルス幅より小さく、Ｕ相パルスのパルス幅がＶ相パルスのパルス幅より小さく、Ｕ相パルス、Ｖ相パルス及びＷ相パルスの各々が１キャリア周期において山に対して対称となる状態で、Ｖ相パルスのパルス幅とＷ相パルスのパルス幅との差がサンプリング必要時間より小さく、かつ、Ｕ相パルスのパルス幅とＶ相パルスのパルス幅との差がサンプリング必要時間より小さい場合を一例として示す。

図１３に示す場合、母線電流として、Ｗ相電流と、符号が反転したＵ相電流とが出現する。しかし、キャリア前半において、Ｗ相電流の出現時間、及び、符号が反転したＵ相電流の出現時間は共にサンプリング必要時間未満である。このため、図１３に示す状態では、ＡＤ変換部７２は、キャリア前半において、３φ電流算出部６１によるＷ相電流ｉｗの算出のためのサンプリングも、３φ電流算出部６１によるＵ相電流ｉｕの算出のためのサンプリングも行うことができない。よって、図１３に示す状態では、３φ電流算出部６１は、１シャント検出方式を用いてモータ電流を算出することができない。

そこで、検出領域拡大部４１３は、図１４に示すように、キャリア前半においてＷ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間に達するまで、Ｗ相パルスを図中左方へシフトさせる一方でＶ相パルスを図中右方へシフトさせる。これにより、ＡＤ変換部７２では、３φ電流算出部６１で算出されるＷ相電流ｉｗのためのサンプリング必要時間をキャリア前半において確保することが可能になるため、ＡＤ変換部７２は、キャリア前半においてＷ相電流ｉｗの算出のためのサンプリングを行うことが可能になる。しかし、図１４における端子電圧パルスのシフト後も、未だ、キャリア前半において、符号が反転したＵ相電流の出現時間はサンプリング必要時間未満である。また、図１４における端子電圧パルスのシフトにより、キャリア後半における符号が反転したＵ相電流の出現時間は増加するが、未だ、キャリア後半において、符号が反転したＵ相電流の出現時間はサンプリング必要時間未満である。

そこで、検出領域拡大部４１３は、図１５に示すように、キャリア後半において符号が反転したＵ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間に達するまでＵ相パルスを図中左方へシフトさせる。これにより、ＡＤ変換部７２では、３φ電流算出部６１で算出されるＵ相電流ｉｕのためのサンプリング必要時間をキャリア後半において確保することが可能になるため、ＡＤ変換部７２は、キャリア後半においてＵ相電流ｉｕの算出のためのサンプリングを行うことが可能になる。

そこで、検出領域拡大部４１３は、図１５に示すキャリア前半においては、Ｖ相パルスの立ち上がりタイミングからサンプリング必要時間だけ時間的に後方に位置するタイミングＴＦ３でＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部７２へ出力する。また、検出領域拡大部４１３は、図１５に示すキャリア後半においては、Ｕ相パルスの立ち下がりタイミングであるタイミングＴＳ３でＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部７２へ出力する。そして、ＡＤ変換部７２は、ＡＤ変換トリガに従って、タイミングＴＦ３，ＴＳ３のそれぞれでサンプリングを開始する。

よって、３φ電流算出部６１は、キャリア前半においてＷ相電流ｉｗを算出し、キャリア後半においてＵ相電流ｉｕを算出することが可能になる。また、３φ電流算出部６１は、キャリア後半において、Ｗ相電流ｉｗ及びＵ相電流ｉｕからキルヒホッフの法則を用いてＶ相電流ｉｖを算出することが可能になる。

つまり、シフト例３では、以上のようにして検出領域拡大部４１３が端子電圧パルスをシフトさせることにより、モータ電流の検出可能領域が拡大するため、１シャント検出方式によるモータ電流の検出が可能になる。

以上、端子電圧パルスのシフト例について、シフト例１，２，３の三例を挙げて説明した。このようにして端子電圧パルスが決定されることで、ＰＷＭ部４１は、次のキャリア周期において、１シャント検出方式によるモータ電流の検出が可能となるように、ＰＷＭ信号を出力できる。

＜検出領域拡大部の処理＞
図１６は、本開示の実施例の検出領域拡大部における処理手順の一例を示すフローチャートである。

図１６において、ステップＳＴ１００では、検出領域拡大部４１３は、３相の端子電圧パルスのうち少なくとも一つをシフトすれば、１キャリア周期内で、キャリア前半で１回かつキャリア後半で１回（つまり、キャリア周期の前半と後半とで１回ずつ）、それぞれ異なる相のサンプリング必要時間を確保することが可能になるか否かを判定する。ここで、端子電圧パルスのシフトのさせ方は様々なパターンが考えられる。すなわち、上に例示したパターン以外にも、３相のうちのいずれの相を、どちらにどれだけシフトするかによって異なる端子電圧パルスが得られる。そこで、ステップＳＴ１００では、検出領域拡大部４１３は、端子電圧パルスをシフトさせるパターンを所定の順番で確認し、各パターンでサンプリング必要時間を確保できるかを判定する。検出領域拡大部４１３は、いずれかのパターンでサンプリング必要時間を確保できると判定した時点で、端子電圧パルスをシフトすることによりサンプリング必要時間の確保が可能になると判定し（ステップＳＴ１００：Ｙｅｓ）、処理はステップＳＴ１１０へ進む。一方で、検出領域拡大部４１３は、すべてのパターンでサンプリング必要時間を確保できないと判定した場合は、端子電圧パルスをシフトしたとしてもサンプリング必要時間の確保ができないと判定し（ステップＳＴ１００：Ｎｏ）、処理はステップＳＴ１０５へ進む。

ステップＳＴ１０５では、検出領域拡大部４１３は、検出不可フラグを“ＴＲＵＥ”に設定し、“ＴＲＵＥ”に設定した検出不可フラグを３φ／ｄｑ変換部４２へ出力する。ステップＳＴ１０５の処理後、処理は終了する。

一方で、ステップＳＴ１１０では、検出領域拡大部４１３は、１キャリア周期内で、キャリア前半で１回かつキャリア後半で１回、サンプリング必要時間を確保するように、３相の端子電圧パルスのうち少なくとも一つをシフトする。ここで、検出領域拡大部４１３は、ステップＳＴ１００において確認した、サンプリング必要時間を確保できるパターンで、端子電圧パルスをシフトする。

次いで、ステップＳＴ１１５では、検出領域拡大部４１３は、シフト後の端子電圧パルスに基づいてＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部７２へ出力する。ＡＤ変換部７２は、検出領域拡大部４１３からＡＤ変換トリガが入力された時点でサンプリングを開始する。

次いで、ステップＳＴ１２０では、検出領域拡大部４１３は、検出不可フラグを“ＦＡＬＳＥ”に設定し、“ＦＡＬＳＥ”に設定した検出不可フラグを３φ／ｄｑ変換部４２へ出力する。ステップＳＴ１２０の処理後、処理は終了する。

なお、３φ／ｄｑ変換部４２は、検出領域拡大部４１３から入力される検出不可フラグが“ＦＡＬＳＥ”に設定されている場合は、３φ電流算出部６１により算出されたモータ電流からｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを生成して出力する。一方で、検出領域拡大部４１３から入力される検出不可フラグが“ＴＲＵＥ”に設定されている場合は、３φ／ｄｑ変換部４２は、モータ電流の算出が可能だった直近のキャリア周期におけるｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを出力する。

以上、実施例について説明した。

以上のように、本開示のモータ制御装置（実施例のモータ制御装置１００）は、スイッチングモジュール（実施例のスイッチングモジュール１０）と、電流検出部（実施例の電流検出部２１）と、電流算出部（実施例の３φ電流算出部６１）と、ＰＷＭ部（実施例のＰＷＭ部４１）とを有する。スイッチングモジュールは、直流電源（実施例の直流電源Ｅ_ＤＣ）から供給される直流電圧を３相の交流電圧に変換し、交流電圧をモータ（実施例のモータＭ）に印加する。電流検出部は、直流電源とスイッチングモジュールとの間に接続された抵抗（実施例のシャント抵抗Ｒｓ）を用いてスイッチングモジュールの母線電流を検出する。電流算出部は、モータに流れる３相の電流をスイッチングモジュールの母線電流に基づいて算出する。ＰＷＭ部は、所定の周期を有するキャリア信号を用いたＰＷＭにより、スイッチングモジュールを制御するＰＷＭ信号を生成する。また、ＰＷＭ部は、ＰＷＭ信号をキャリア信号の周期内で時間的に前方または後方へシフトさせる。そして、電流算出部は、モータに流れる３相の電流のうち、ＰＷＭ信号のシフトによってキャリア信号の前半において算出が可能になる第一相の電流を算出し、ＰＷＭ信号のシフトによってキャリア信号の後半において算出が可能になる第二相の電流を算出し、第一相の電流と第二相の電流とから第三相の電流を算出する。

こうすることで、モータに流れる３相の電流を検出できる領域を広げることができる。

また、ＰＷＭ部は、ＰＷＭにおいてキャリア信号と比較される比較値をキャリア信号の前半で減少させる値と同一の大きさだけキャリア信号の後半で増加させる、または、キャリア信号の前半で増加させる値と同一の大きさだけキャリア信号の後半で減少させることによりＰＷＭ信号をシフトさせる。

こうすることで、ＤＣ電圧に対する電圧指令値のデューティをＰＷＭ信号のシフト前後で同一値に保ったままＰＷＭ信号をシフトさせることができる。

１００ モータ制御装置
１０ スイッチングモジュール
２１ 電流検出部
７２ ＡＤ変換部
６１ ３φ電流算出部
４１ ＰＷＭ部

Claims (2)

1. 直流電源から供給される直流電圧を３相の交流電圧に変換し、前記交流電圧をモータに印加するスイッチングモジュールと、
   前記直流電源と前記スイッチングモジュールとの間に接続された抵抗を用いて前記スイッチングモジュールの母線電流を検出する電流検出部と、
   前記モータに流れる３相の電流を前記母線電流に基づいて算出する電流算出部と、
   所定の周期を有するキャリア信号を用いたＰＷＭにより、前記スイッチングモジュールを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ部と、を具備し、
   前記ＰＷＭ部は、前記ＰＷＭ信号を前記キャリア信号の周期内で時間的に前方または後方へシフトさせ、
   前記電流算出部は、前記３相の電流のうち２相の電流を前記キャリア信号の前半で算出することができない場合に、前記３相の電流のうち、前記ＰＷＭ信号のシフトによって前記キャリア信号の前半において算出が可能になる第一相の電流を算出し、前記ＰＷＭ信号のシフトによって前記キャリア信号の後半において算出が可能になる第二相の電流を算出し、前記第一相の電流と前記第二相の電流とから第三相の電流を算出する、
   モータ制御装置。
2. 前記ＰＷＭ部は、前記ＰＷＭ信号の３相の端子電圧パルスのうち少なくとも一つをシフトすれば、前記キャリア信号の１キャリア周期の前半と後半とで１回ずつ、互いに異なる相のサンプリング必要時間を確保することが可能になるか否かを判定し、可能になると判定したときに、前記１キャリア周期内で、前記キャリア信号の前半で１回かつ前記キャリア信号の後半で１回、前記３相の端子電圧パルスのうちの少なくとも一つをシフトさせる、
   請求項１に記載のモータ制御装置。

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