JP2012090429A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング損失を低減させ、効率の向上を図ることのできるモータ駆動装置を提供することを目的とする。
【解決手段】直流電力を交流電力に変換し、該交流電力をモータに供給するインバータと、インバータを制御するインバータ制御装置とを具備し、前記インバータ制御装置は、１８０度通電制御する１８０度通電制御部１２１と、通電休止期間を設け、通電角を１８０度未満とし、かつ、その通電期間を１パルスの矩形波で制御する矩形波制御部１２２と、１８０度通電制御部１２１および前記矩形波制御部１２２のいずれかを選択する選択部とを具備するモータ駆動装置を提供する。
【選択図】図３

Description

本発明は、モータ駆動装置に関するものである。

従来、モータの駆動方法として、１８０度通電駆動する１８０度通電駆動方式と通電休止期間を設け通電角を１８０度未満として間欠通電駆動する間欠通電駆動方式とを併用し、駆動方式の切替時においては、ＰＷＭデューティなどを補正することで、モータ回転数の安定化と駆動方式切替え時の信頼性向上を図るようにしたモータの駆動方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００３−１１１４６９号公報

しかしながら、上述した従来のモータの駆動方法では、スイッチング損失が大きく、効率が悪いという問題があった。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、スイッチング損失を低減させ、効率の向上を図ることのできるモータ駆動装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明は以下の手段を採用する。
本発明は、直流電力を交流電力に変換し、該交流電力をモータに供給するインバータと、前記インバータを制御するインバータ制御手段とを具備し、前記インバータ制御手段は、１８０度通電制御する１８０度通電制御手段と、通電休止期間を設け、通電角を１８０度未満とし、かつ、その通電期間を１パルスの矩形波で制御する矩形波制御手段と、前記１８０度通電制御手段および前記矩形波制御手段のいずれかを選択する選択手段とを具備するモータ駆動装置を提供する。

本発明のモータ駆動装置によれば、１８０度通電制御する１８０度通電制御手段と、通電休止期間を設け、通電角を１８０度未満とし、かつ、その通電期間を１パルスの矩形波で制御する矩形波制御手段とを備え、これらを切り換えて使用するので、矩形波制御手段が選択されている期間においては、スイッチングの回数を大幅に低減することができる。この結果、インバータのスイッチング損失を低減でき、効率を向上させることができる。

上記モータ駆動装置において、前記選択手段は、モータ回転数が予め設定された所定の閾値以上となる高速領域において前記１８０度通電制御手段を選択し、モータ回転数が前記所定の閾値未満となる低速領域において前記矩形波制御手段を選択することとしてもよい。

このように構成することで、特に、高効率が求められる低速領域において、スイッチング回数を大幅に減少させることができる。この結果、低速領域における高効率化を実現することができる。

上記モータ駆動装置において、前記１８０度通電制御手段は、ベクトル制御で得られた３相電圧指令に基づいて制御し、前記矩形波制御手段は、Ｖ／ｆ制御で得られた３相電圧指令に基づいて制御することとしてもよい。

このような構成によれば、ベクトル制御に基づいて決定された３相電圧指令に基づいて１８０度通電制御が行われ、Ｖ／ｆ制御に基づいて決定された３相電圧指令に基づいて、通電角が１８０度未満の１パルス波形からなる矩形波制御が行われる。
ベクトル制御は入力される電流波形などに乱れが生じると制御が難しくなるという特性を有している。他方、Ｖ／ｆ制御は、ベクトル制御に比べて処理が簡易であり、また、入力される電流波形が多少乱れていても制御可能であるという利点を有する。したがって、電流波形が乱れる可能性のある矩形波制御手段とＶ／ｆ制御とを組み合わせることにより、処理の簡易化および制御の安定化を図ることができる。

本発明は、直流電力を交流電力に変換し、該交流電力をモータに供給するインバータと、前記インバータを制御するインバータ制御手段とを具備し、前記インバータ制御手段は、１８０度通電制御において、キャリア周波数で制御するＰＷＭモード制御手段と、通電１周期を予め決められた数パルスで制御するパルスモード制御手段と、前記ＰＷＭモード制御手段および前記パルスモード制御手段のいずれかを選択する選択手段とを具備するモータ駆動装置を提供する。

本発明のモータ駆動装置によれば、１８０度通電制御において、キャリア周波数でスイッチングするＰＷＭモード制御手段と、通電１周期を予め決められた数パルスでスイッチングするパルスモード制御手段とを備え、これらを切り換えて使用するので、パルスモード制御手段が選択されている期間においては、スイッチングの回数を大幅に低減することができる。この結果、インバータのスイッチング損失を低減でき、効率を向上させることができる。

上記モータ駆動装置において、前記選択手段は、モータ回転数が予め設定された所定の閾値以上となる高速領域において、前記ＰＷＭモード制御手段を選択し、モータ回転数が前記所定の閾値未満となる低速領域において前記パルスモード制御手段を選択することとしてもよい。

このように構成することで、特に、高効率が求められる低速領域において、スイッチング回数を大幅に減少させることができる。この結果、低速領域における高効率化を実現することができる。

上記モータ駆動装置において、前記ＰＷＭモード制御手段は、ベクトル制御で得られた３相電圧指令に基づいて制御し、前記パルスモード制御手段は、Ｖ／ｆ制御で得られた３相電圧指令に基づいて制御することとしてもよい。

このような構成によれば、ベクトル制御に基づいて決定された３相電圧指令に基づいてＰＷＭモード制御が行われ、Ｖ／ｆ制御に基づいて決定された３相電圧指令に基づいて、パルスモード制御が行われる。
ベクトル制御は電流波形などに乱れが生じると制御が難しくなるという特性を有している。Ｖ／ｆ制御は、ベクトル制御に比べて処理が簡易であり、また、入力される電流波形が多少乱れていても制御可能であるという利点を有する。したがって、電流波形が乱れる可能性のあるパルスモード制御手段とＶ／ｆ制御とを組み合わせることにより、処理の簡易化および制御の安定化を図ることができる。

本発明は、上記いずれかのモータ駆動装置により圧縮機モータが駆動される空気調和機を提供する。

本発明のモータ駆動装置によれば、スイッチング損失を低減させ、効率の向上を図ることができるという効果を奏する。

本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成を示した図である。 図１に示したインバータ制御装置の概略構成を示した図である。 図２に示した制御信号生成部の概略構成を示した図である。 本発明の第１の実施形態に係る制御信号生成部で生成される制御信号の一例を示した図である。 本発明の第２の実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成を示した図である。 図５に示した第２電圧指令生成部の概略構成を示した図である。 本発明の第３の実施形態に係るモータ駆動装置が備えるインバータ制御装置の概略構成を示した図である。 本発明の第３の実施形態に係る制御信号生成部で生成される制御信号の一例を示した図である。

以下に、本発明に係るモータ駆動装置を空気調和機に使用される圧縮機モータに適用した場合の実施形態について、図面を参照して説明する。なお、本発明に係るモータ駆動装置は、下記に示す圧縮機モータのみに適用されるものではなく、モータ全般に広く適用することができる。

〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置１の概略構成を示した図である。図１に示されるように、モータ駆動装置１は、コンバータ２と、インバータ３と、インバータ３を制御するインバータ制御装置４とを主な構成として備えている。また、図１において、符号５は、モータ駆動装置１により駆動される圧縮機モータである。

コンバータ２は、ＡＣ電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換し、直流電圧をインバータ３に供給する。インバータ３は、例えば、６つのスイッチング素子からなる３相ブリッジ回路を備えており、入力直流電圧からＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相の駆動電圧を生成し、生成した３相の駆動電圧を圧縮機モータ５に供給する。インバータ３が備えるスイッチング素子のオンオフが、インバータ制御装置４によって制御されることにより、圧縮機モータ５の速度やトルクが制御される。
インバータ３から圧縮機モータ５に流れる３相の電流は電流検出回路６によって検出されインバータ制御装置４に出力される。また、インバータ３の入力直流電圧は、電圧検出回路７によって検出されインバータ制御装置４に出力される。

インバータ制御装置４は、例えば、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）であり、内蔵メモリに記録されている制御用コンピュータプログラムを読み出して実行することにより、モータ負荷に応じて決定されるモータ回転数指令やトルク指令に応じたインバータ３の制御信号を生成し、インバータ３に与える。
図２は、インバータ制御装置４が備える機能を展開して示した機能ブロック図である。図２に示すように、インバータ制御装置４は、電圧指令生成部１１、制御信号生成部１２、及び選択部１３を主な構成として備えている。

電圧指令生成部１１は、いわゆるセンサレスベクトル制御を採用しており、電流検出回路６によって計測された電流に基づいて圧縮機モータ５のロータの速度及び位置を推定し、推定したロータ速度が速度指令に一致するような３相電圧指令を求める。
具体的には、電圧指令生成部１１は、３相／２相変換部２１、速度・位置推定部２２、トルク指令演算部２３、指令変換部２４、電圧指令演算部２５、２相／３相変換部２６を備えている。これら各部は、システムクロックのクロックサイクル毎に各処理を実行する。

３相／２相変換部２１には、電流検出回路６において検出されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の電流値がＡ／Ｄ変換されて入力される。

速度・位置推定部２２は、３相／２相変換部２１で算出されたｑ軸電流ｉ_ｑ及びｄ軸電流ｉ_ｄと、１つ前のシステムクロックにおいて求められたｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊及びｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊とから、現在のロータの推定位置θ_ｅｓ及びロータの推定速度ω_ｅｓを算出する。推定位置θ_ｅｓ及び推定速度ω_ｅｓは、圧縮機モータ５のモータモデルを用いて算出される。

トルク指令演算部２３は、回転数指令ω^＊とロータの推定速度（回転数）ω_ｅｓとの偏差がゼロに近づくようなトルク指令ｔ＿ｃｍｄを生成する。指令変換部２４は、トルク指令ｔ＿ｃｍｄからｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊とｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊とを生成する。

電圧指令演算部２５は、ｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊とｑ軸電流ｉ_ｑとの偏差、及びｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊とｄ軸電流ｉ_ｄとの偏差がゼロに近づくようなｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊及びｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊を決定する。

２相／３相変換部２６は、決定されたｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊及びｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊に対して２相／３相変換を行い、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応する３相電圧指令を算出する。算出した３相電圧指令は制御信号生成部１２に出力される。

制御信号生成部１２は、図３に示すように、１８０度通電制御する１８０度通電制御部１２１と、通電休止期間を設け、通電角を１８０度未満とし、かつ、その通電期間を１パルスの矩形波とする矩形波制御部１２２とを備えている。図４（ａ）に、１８０度通電制御部１２１によって生成されるＵ相上アームの制御信号の一例を、図４（ｂ）、（ｃ）に矩形波制御部１２２によって生成されるＵ相上アームの制御信号の一例を示す。図４（ｂ）は通電角が１２０度の場合、図４（ｃ）は通電角が１０５度の場合を示している。

１８０度通電制御部１２１及び矩形波制御部１２２には、電圧指令生成部１１から入力された３相電圧指令及び電圧検出回路８によって検出された直流電圧の検出値がＡ／Ｄ変換されて入力される。１８０度通電制御部１２１及び矩形波制御部１２２は、これらの入力情報を用いて、電圧指令生成部１１から入力された３相電圧指令に応じた３相駆動電圧が圧縮機モータ５に供給されるようなインバータ制御信号を生成する。

選択部１３は、モータ回転数が予め設定された所定の閾値以上となる高速領域において、１８０度通電制御部１２１を選択する旨の信号を出力し、モータ回転数が前記所定の閾値未満となる低速領域において矩形波制御部１２２を選択する旨の信号を制御信号生成部１２に出力する。所定の閾値は、例えば、３０ｒｐｓから５０ｒｐｓの間で設定される。

次に、上記構成を備えるモータ駆動装置１の動作について図１から図３を参照して説明する。
ＡＣ電源から供給された交流電力はコンバータ２により直流電力に変換され、インバータ３に供給される。インバータ３では、インバータ制御装置４から供給される制御信号に基づきスイッチング素子がオンオフすることにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の交流駆動電圧が生成され、圧縮機モータ５に供給される。

また、圧縮機モータ５に供給される各相の電流が電流検出回路６により検出されるとともに、インバータ３の入力直流電圧が電圧検出回路７によって検出され、これらの検出値がインバータ制御装置４に送られる。

インバータ制御装置４では、電流検出回路６によって検出された各相の電流値がＡ／Ｄ変換されて、電圧指令生成部１１の３相／２相変換部２１に入力され、これらの電流と一つ前のクロックサイクルで算出されたロータの推定位置θ_ｅｓに基づいてｑ軸電流ｉ_ｑ及びｄ軸電流ｉ_ｄが求められる。求められたｑ軸電流ｉ_ｑ及びｄ軸電流ｉ_ｄは、速度・位置推定部２２に送られ、これらの情報と一つ前のクロックサイクルにおけるｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊及びｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊とに基づいて現在のロータの推定位置θ_ｅｓ及びロータの推定速度ω_ｅｓが算出される。

算出されたロータの推定速度ω_ｅｓと回転数指令ω^＊との差分はトルク指令演算部２３に入力され、この差分がゼロとなるようなトルク指令ｔ＿ｃｍｄが求められる。指令変換部２４において、トルク指令ｔ＿ｃｍｄはｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊とｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊とに変換され、電圧指令演算部２５において、ｑ軸電流ｉ_ｑとｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊との差分、及びｄ軸電流ｉ_ｄとｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊との差分がゼロとなるようなｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊及びｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊が決定される。ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊及びｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊は、２相／３相変換部２６において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの３相電圧指令に変換され、制御信号生成部１２に出力される。

また、選択部１３には、速度・位置推定部２２によって算出された推定速度ω_ｅｓが入力され、予め設定されている所定の閾値と比較される。この結果、推定速度ω_ｅｓが所定の閾値以上である高速領域である場合には、選択部１３から１８０度通電制御部１２１を選択する旨の選択信号が制御信号生成部１２に出力され、推定速度ω_ｅｓが所定の閾値未満である低速領域である場合には矩形波制御部１２２を選択する旨の選択信号が制御信号生成部１２に出力される。

制御信号生成部１２では、選択部１３からの選択信号に基づいて、１８０度通電制御部１２１及び矩形波制御部１２２のいずれか一方が選択され、電圧指令作成部１１から入力された３相電圧指令に基づいてインバータ３の制御信号が生成される。この結果、１８０度通電制御部１２１が選択された場合には、例えば、インバータ３の出力電圧を３相電圧指令と一致させるようなＰＷＭ制御信号（図３（ａ）参照）が生成され、矩形波制御部１２２が選択された場合には、インバータ３の出力電圧を３相電圧指令と一致させるようなパルス幅を有する矩形波制御信号（図３（ｂ）、（ｃ）参照）が生成される。
生成されたＰＷＭ制御信号または矩形波制御信号はインバータ３に送られ、インバータ内のスイッチング素子がこの制御信号に従ってオンオフすることで、インバータ３から出力される各相の駆動電圧を３相電圧指令に一致させることができる。これにより、圧縮機モータ５の回転数を回転数指令に一致させることができる。

以上、説明してきたように本実施形態に係るモータ制御装置によれば、１８０度通電制御する１８０度通電制御部１２１と、通電休止期間を設け、通電角を１８０度未満とし、かつ、その通電期間を１パルスの矩形波で制御する矩形波制御部１２２とを備え、これらを切り換えて使用するので、矩形波制御部１２２が選択されている期間においては、インバータ３のスイッチング損失を低減でき、効率を向上させることができる。
また、選択部１３が低速領域において矩形波制御部１２２を選択することで、特に高効率が求められる低速領域において、スイッチング回数を大幅に減少させることができ、低速領域における高効率化を実現することができる。

なお、本実施形態において、１８０度通電制御部１２１は、電圧飽和時に過変調状態による通電を行うこととしてもよい。このようにすることで、１８０度通電制御部１２１が選択される高速領域において更に出力電圧を増加させ，運転範囲を拡大することが可能となる。

また、本実施形態においては、１８０度通電制御部１２１と矩形波制御部１２２とを切り換える場合において、モータのロータ位置に対する電流位相が切り換え前後において等しくなるように制御することとしてもよい。このようにすることで、制御切り換え時における制御の安定性を確保することができる。

〔第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態について、図５、図６を用いて説明する。
本実施形態のモータ駆動装置が第１の実施形態と異なる点は、２つの電圧指令生成部を備えており、モータ回転数に応じて電圧指令生成部を切り換える点である。以下、本実施形態のモータ駆動装置について、第１の実施形態と共通する点については説明を省略し、異なる点について主に説明する。

図５は、本実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成を示した図である。図５に示すように、本実施形態に係るモータ駆動装置は、インバータ制御装置４−１が第１電圧指令生成部３１と、第２電圧指令生成部３２とを備えている。

第１電圧指令生成部３１は、上述した第１の実施形態に係る電圧指令生成部１１と同様の構成を有しており、ベクトル制御に基づいて３相電圧指令を生成する。
第２電圧指令生成部３２は、Ｖ／ｆ制御に基づいて３相電圧指令を生成する。第２電圧指令生成部３２による電圧指令生成処理については後述する。

選択部１３−１は、モータ回転数が予め設定された所定の閾値以上となる高速領域において、第１電圧指令生成部３１を選択し、モータ回転数が前記所定の閾値未満となる低速領域において第２電圧指令生成部３２を選択する。
これにより、高速領域においては、制御信号生成部１２の１８０度通電制御部１２１（図３参照）がベクトル制御に基づいて決定された３相電圧指令に基づいてインバータの制御信号を生成し、低速領域においては制御信号生成部１２の矩形波制御部１２２（図３参照）がＶ／ｆ制御に基づいて決定された３相電圧指令に基づいてインバータ３の制御信号を生成する。

次に、第２電圧指令生成部３２により行われるＶ／ｆ制御に基づく電圧指令生成処理について説明する。
図６に、第２電圧指令生成部３２の制御ブロック図を示す。図６に示すように、第２電圧指令生成部３２は、３相／２相変換部４１、位置指令演算部４２、電圧指令演算部４３、及び２相／３相変換部４４を備えている。第２電圧指令生成部３２では、図６に示されている各部による演算が、システムクロックのクロックサイクル毎に行われる。

３相／２相変換部４１には、電流検出回路６によって検出されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値がＡ／Ｄ変換されて入力され、これら情報と位置指令演算部４２から与えられるロータの位置指令θ^＊とを用いて３相／２相変換が行われ、γ軸電流ｉ_γ及びδ軸電流ｉ_δが算出される。算出されたγ軸電流ｉ_γは、所定の正の定数であるｋ_ωが乗ぜられ、その後、回転数指令ω^＊との差分が求められ、角周波数指令ω_ｆ ^＊が求められる。すなわち、角周波数指令ω_ｆ ^＊は、以下の（１）式を用いて算出される。

ω_ｆ ^＊＝ω^＊−ｋ_ω×ｉ_γ （１）

上記（１）式によれば、γ軸電流ｉ_γが増加すると、即ち、モータ出力トルクが増加すると角周波数指令ω_ｆ ^＊は減少し、γ軸電流ｉ_γが減少すると、即ち、モータ出力トルクが減少すると角周波数指令ω_ｆ ^＊は増加する。（１）式を使用することにより、モータ出力トルクが増加した場合には、角周波数指令ω_ｆ ^＊を減少させることによって失速が防止され、モータ出力トルクが減少した時には、角周波数指令ω_ｆ ^＊を増加させることによってロータが加速しないように制御される。

角周波数指令ω_ｆ ^＊は、位置指令演算部４２及び電圧指令演算部４３に出力される。
位置指令演算部４２は、以下の（２）式で表わされるように、角周波数指令ω_ｆ ^＊を積分してロータの位置指令θ^＊を算出する。

θ^＊＝∫ω_ｆ ^＊ｄｔ （２）

電圧指令演算部４３では、以下の（３）式及び（４）式を用いてγ軸電圧指令ｖ_γ ^＊及びδ軸電圧指令ｖ_δ ^＊を算出する。

ｖ_γ ^＊＝Λ_δ×ω_ｆ ^＊−Ｖ_ｏｆｓγ （３）
ｖ_δ ^＊＝−Ｋ_δ×ｉ_δ （４）

（３）式、（４）式において、Λ_δは圧縮機モータ５の逆起電圧係数であり、Ｖ_ｏｆｓγはオフセット電圧であり、Ｋ_δは正の定数である。（３）式、（４）式は、Ｖ／ｆ制御の基本式である。

２相／３相変換４４では、決定されたγ軸電圧指令ｖ_γ ^＊及びδ軸電圧指令ｖ_δ ^＊に対して、ロータの位置指令θ^＊が用いられて２相／３相変換が行われ、圧縮機モータ５に供給されるべき３相電圧指令が算出される。

このように、本実施形態によれば、高速領域においては、ベクトル制御に基づいて決定された３相電圧指令に基づいて１８０度通電のＰＷＭ制御信号が生成され、このＰＷＭ制御信号に基づいてインバータ３が制御され、低速領域においては、Ｖ／ｆ制御に基づいて決定された３相電圧指令に基づいて、通電角が１８０度未満の１パルス波形からなる矩形波制御信号が生成され、この矩形波制御信号に基づいてインバータ３が制御される。
Ｖ／ｆ制御は、ベクトル制御に比べて処理が簡易であり、また、入力される電流波形が多少乱れていても制御可能であるという利点を有する。低速領域では、矩形波制御信号を用いたスイッチングが行われるが、スイッチング損失が低減されるという半面、圧縮機モータ５に供給される３相交流駆動電流に乱れが生じる可能性がある。このような場合でも、Ｖ／ｆ制御を用いることにより、電流制御等が可能となり、制御の安定性を図ることができる。このように、本実施形態によれば、低速領域においてＶ／ｆ制御を採用することにより、処理の簡易化、制御の安定性の向上を図ることができる。

〔第３の実施形態〕
次に、本発明の第３の実施形態について、図７、図８を用いて説明する。
本実施形態のモータ駆動装置が第１の実施形態と異なる点は、インバータ制御装置の制御信号生成部が、図７に示すように、ＰＷＭモード制御部１２３とパルスモード制御部１２４とを備えている点である。以下、本実施形態のモータ駆動装置について、第１の実施形態と共通する点については説明を省略し、異なる点について主に説明する。

本実施形態において、図７に示すように、制御信号生成部１２−１は、ＰＷＭモード制御部１２３とパルスモード制御部１２４とを備えており、選択部１３−２は、高速領域においてＰＷＭモード制御部１２３を選択し、低速領域においてパルスモード制御部１２４を選択する。

ＰＷＭモード制御部１２３は、１８０度通電制御において、キャリア周波数でスイッチングするＰＷＭ制御信号を生成する。つまり、ＰＷＭモード制御部１２３は、上述した第１の実施形態に係る１８０度通電制御部１２１と同様の機能を有する。これに対し、パルスモード制御部１２４は、通電１周期を予め決められた数パルスでスイッチングするパルス制御信号を生成する。

図８（ａ）に、ＰＷＭモード制御部１２３により生成されるＵ相上アームの制御信号の一例を、図８（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に、パルスモード制御部１２４により生成されるＵ相上アームの制御信号の一例を示す。図８（ｂ）、（ｃ）は通電１周期を３パルスで構成した場合、図８（ｄ）は通電１周期を５パルスで構成した場合を示している。図８（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）はいずれも、同一の３相電圧指令が入力された場合に生成される制御信号である。

図８では、３パルスモードと５パルスモードを例示しているが、パルス数についてはこの例に限定されず、３パルスから１３パルスの範囲で任意に設定することが可能であり、特に、３、５、７、９、１１、１３パルスモードなど奇数に設定すると好ましい。

パルスモード制御部１２４において、パルス数及びパルスの立ち上がりタイミングは予め設定されており、設定されたパルス数及びパルスの立ち上がりタイミングに従って、パルス制御信号が生成される。また、各パルス幅は、電圧指令生成部１１から入力される３相電圧指令に応じて決定される。

このようなモータ駆動装置によれば、電圧指令生成部１１において生成された３相電圧指令が制御信号生成部１２−１に入力される。選択部１３−２は、モータ回転数が所定の閾値以上である高速領域である場合に、ＰＷＭモード制御部１２３を選択する旨の信号を制御信号生成部１２−１に出力し、モータ回転数が所定の閾値未満である低速領域である場合に、パルスモード制御部１２４を選択する旨の信号を制御信号生成部１２−１に出力する。制御信号生成部１２−１では、選択部１３−２によって選択された制御部によってインバータの制御信号が生成され、インバータへ出力される。

以上、説明してきたように、本実施形態に係るモータ駆動装置によれば、１８０度通電制御において、キャリア周波数でスイッチングするＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭモード制御部１２３と、通電１周期を予め決められた数パルスでスイッチングするパルスモード制御部１２４とを備え、これらを切り換えて採用するので、パルスモード制御部１２４が選択されている期間においては、インバータのスイッチング損失を低減でき、効率を向上させることができる。

なお、本実施形態において、ＰＷＭモード制御部１２３は、電圧飽和時に過変調状態による通電を行うこととしてもよい。このようにすることで、ＰＷＭモード制御部１２３が選択される高速領域において更に出力電圧を増加させ，運転範囲を拡大することが可能となる。

また、ＰＷＭモード制御部１２３とパルスモード制御部１２４とを切り換える場合において、モータのロータ位置に対する電流位相が切り換え前後において等しくなるように制御することが好ましい。このようにすることで、制御切り換え時における制御の安定性を確保することができる。
また、本実施形態において、上記第２の実施形態で説明したように、ＰＷＭモード制御部１２３が選択される高速領域においては、ベクトル制御に基づいて決定された３相電圧指令に基づいて制御信号を生成し、パルスモード制御部１２４が選択される低速領域においては、Ｖ／ｆ制御に基づいて決定された３相電圧指令に基づいて制御信号を生成することとしてもよい。このようにすることで、上述した第２の実施形態と同様の効果を奏することができる。

１ モータ駆動装置
３ インバータ
４，４−１ インバータ制御装置
５ 圧縮機モータ
１１ 電圧指令生成部
１２，１２−１ 制御信号生成部
１３，１３−１，１３−２ 選択部
３１ 第１電圧指令生成部
３２ 第２電圧指令生成部
１２１ １８０度通電制御部
１２２ 矩形波制御部
１２３ ＰＷＭモード制御部
１２４ パルスモード制御部

Claims (7)

1. 直流電力を交流電力に変換し、該交流電力をモータに供給するインバータと、
   前記インバータを制御するインバータ制御手段と
   を具備し、
   前記インバータ制御手段は、
   １８０度通電制御する１８０度通電制御手段と、
   通電休止期間を設け、通電角を１８０度未満とし、かつ、その通電期間を１パルスの矩形波で制御する矩形波制御手段と、
   前記１８０度通電制御手段および前記矩形波制御手段のいずれかを選択する選択手段と
   を具備するモータ駆動装置。
2. 前記選択手段は、モータ回転数が予め設定された所定の閾値以上となる高速領域において前記１８０度通電制御手段を選択し、モータ回転数が前記所定の閾値未満となる低速領域において前記矩形波制御手段を選択する請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記１８０度通電制御手段は、ベクトル制御で得られた３相電圧指令に基づいて制御し、
   前記矩形波制御手段は、Ｖ／ｆ制御で得られた３相電圧指令に基づいて制御する請求項１または請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. 直流電力を交流電力に変換し、該交流電力をモータに供給するインバータと、
   前記インバータを制御するインバータ制御手段と
   を具備し、
   前記インバータ制御手段は、
   １８０度通電制御において、キャリア周波数で制御するＰＷＭモード制御手段と、
   通電１周期を予め決められた数パルスで制御するパルスモード制御手段と、
   前記ＰＷＭモード制御手段および前記パルスモード制御手段のいずれかを選択する選択手段と
   を具備するモータ駆動装置。
5. 前記選択手段は、モータ回転数が予め設定された所定の閾値以上となる高速領域において、前記ＰＷＭモード制御手段を選択し、モータ回転数が前記所定の閾値未満となる低速領域において前記パルスモード制御手段を選択する請求項４に記載のモータ駆動装置。
6. 前記ＰＷＭモード制御手段は、ベクトル制御で得られた３相電圧指令に基づいて制御し、
   前記パルスモード制御手段は、Ｖ／ｆ制御で得られた３相電圧指令に基づいて制御する請求項４または請求項５に記載のモータ駆動装置。
7. 請求項１から請求項６のいずれかに記載のモータ駆動装置により圧縮機モータが駆動される空気調和機。
   

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