KR20140090471A - 전동기 구동장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 전동기 구동장치에 관한 것이다. 본 발명의 실시예에 따른 전동기 구동장치는, 전동기 구동장치는, 입력 교류 전압을 정류하는 정류부와, 정류 전압을 변환하여 전동기를 구동하는 인버터와, 정류부와 인버터 사이에 배치되는 커패시터와, 인버터 내의 스위칭 소자의 동작을 제어하는 제어부를 구비하고, 제어부는, 전동기 구동을 위한 출력 전압 지령치 벡터가, 인버터에서 출력 가능한 출력 전압 제한 경계 영역을 초과하는 경우, 전동기에 흐르는 출력 전류의 벡터와 상기 출력 전압 지령치 벡터에 기초한 인버터의 출력 전력과 동일하도록, 최종 출력 전압 지령치 벡터를 산출한다. 이에 따라, 커패시터리스 방식에서 과변조 제어를 수행할 수 있게 된다.

Description

전동기 구동장치{Apparatus for driving motor}
본 발명은 전동기 구동장치에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, 커패시터리스 방식에서 과변조 제어를 수행할 수 있는 전동기 구동장치에 관한 것이다.
근래, 환경 문제를 고려하여, 가전기기에서 효율적인 전력 소모를 위한 다양한 방법이 강구되고 있다. 이에 따라, 동기 전동기(Synchronous Motor; SM), 특히 영구자석을 적용한 동기 전동기(Permanent Magnet Synchronous Motor; PMSM)의 사용이 증대되고 있는 추세이다.
본 발명의 목적은, 커패시터리스 방식에서 과변조 제어를 수행할 수 있는 전동기 구동장치를 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시예에 따른 전동기 구동장치는, 입력 교류 전압을 정류하는 정류부와, 정류 전압을 변환하여 전동기를 구동하는 인버터와, 정류부와 인버터 사이에 배치되는 커패시터와, 인버터 내의 스위칭 소자의 동작을 제어하는 제어부를 구비하고, 제어부는, 전동기 구동을 위한 출력 전압 지령치 벡터가, 인버터에서 출력 가능한 출력 전압 제한 경계 영역을 초과하는 경우, 전동기에 흐르는 출력 전류의 벡터와 상기 출력 전압 지령치 벡터에 기초한 인버터의 출력 전력이 변경되지 않도록, 최종 출력 전압 지령치 벡터를 산출한다.
본 발명의 실시예에 따르면, 전동기 구동장치는, 생성되는 제1 전압 지령치가, 허용 전압치를 초과하는 경우, 전류 지령치 및 제1 전압 지령치에 기초한, 유효 전압 지령치를 산출하고, 산출된 유효 전압 지령치에 기초하여, 인버터 스위칭 소자를 제어하는 스위칭 제어 신호를 출력함으로써, 과변조 상황 발생시에도, 인버터 출력 전력의 크기를 유지할 수 있게 된다.
한편, 이러한 과변조 기법에 의하면, 인버터가 출력 가능한 전압이므로, 안정적인 인버터 제어가 가능하게 된다.
또한, 인버터 입력 전류의 왜곡을 방지할 수 있으며, 역률 악화를 최소화시킬 수 있게 된다.
한편, 본 발명의 실시예에 따르면, 전동기 구동장치는, 교류 전원에 기초한 전력 순시치에 기초하여, 인버터 출력 전압 지령치를 생성하고, 인버터 출력 전압 지령치에 기초하여, 인버터 구동을 위한 스위칭 제어 신호를 출력함으로써, 커패시터리스 방식에서, 맥동하는 dc 단 전압을 고려하여, 인버터의 입력 전류 제어를 수행할 수 있게 된다.
특히, 소용량의 커패시터가 사용되는 커패시터리스 방식의 인버터 제어시, dc 단 전압 변동이 큰 경우에도, dc 단 전압 성분을 고려하여, 인버터 출력 전압 지령치를 생성할 수 있으므로, 인버터 출력 전압 제어가 가능하게 된다.
한편, 약계자 제어시에도, 약계자 전류 지령치가, 전압 지령 생성부로 입력되며, 그 후, dc 단 전압 성분을 고려하여, 인버터 출력 전압 지령치가 생성되므로, 안정적으로 약계자 제어가 가능하게 된다.
한편, 수명이 긴 소용량의 필름 커패시터 사용이 가능하므로, 전동기 구동장치의 신뢰도가 향상되며, 제조 비용 및 그 부피가 작아지는 효과가 발생한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 전동기 구동장치의 일예를 도시한 회로도이다.
도 2는 도 1의 제어부의 내부 블록도이다.
도 3은 도 1의 커패시터의 용량에 따른 dc 단 전압을 예시하는 도면이다.
도 4는, 본 발명의 실시예와의 비교를 위해, 예시되는 제어부 내부 블록도이다.
도 5는, 본 발명의 실시예에 따른 도 1의 제어부 내부 블록도이다.
도 6은 도 5의 전력 지령 생성부의 내부 블록도이다.
도 7a 내지 도 7b는 도 5의 제어부 내부의 동작을 설명하기 위해 참조되는 도면이다.
도 8은 도 5의 전력 제어기의 동작을 설명하기 위해 참조되는 도면이다.
도 9a 내지 도 9b는 도 5의 제어부의 동작에 따른 과변조 기법을 설명하기 위해 참조되는 도면이다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명을 보다 상세하게 설명한다.
이하의 설명에서 사용되는 구성요소에 대한 접미사 "모듈" 및 "부"는 단순히 본 명세서 작성의 용이함만이 고려되어 부여되는 것으로서, 그 자체로 특별히 중요한 의미 또는 역할을 부여하는 것은 아니다. 따라서, 상기 "모듈" 및 "부"는 서로 혼용되어 사용될 수도 있다.
본 명세서에서 기술되는 전동기 구동장치는, 커패시터리스 타입의 전동기 구동장치를 중심으로 기술한다. 여기서 커패시터리스(capacitorless)라는 것은, 직류단에 소용량의 커패시턴스를 사용하는 것을 의미할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 전동기 구동장치의 일예를 도시한 회로도이다.
도면을 참조하여 설명하면, 본 발명의 실시예에 따른 도 1의 전동기 구동장치(100)는, 정류부(110), 인버터(120), 제어부(130), 입력 전류 검출부(A), dc 단 전압 검출부(B), 직류단 커패시터(C), 및 전동기 전류 검출부(E), 입력 전압 검출부(F)를 포함할 수 있다. 또한, 도 1의 전동기 구동장치(100)는, 리액터(L1,L2) 등을 더 포함할 수도 있다.
리액터(L1,L2)는, 상용 교류 전원(105, vg)과 정류부(110) 사이에 배치되어, 노이즈 제거 등의 동작을 수행할 수 있다.
입력 전류 검출부(A)는, 상용 교류 전원(105)으로부터 입력되는 입력 전류(ig)를 검출할 수 있다. 이를 위하여, 입력 전류 검출부(A)로, CT(current trnasformer), 션트 저항 등이 사용될 수 있다. 검출되는 입력 전류(ig)는, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 전력 제어를 위해, 제어부(130)에 입력될 수 있다.
입력 전압 검출부(F)는, 상용 교류 전원(105)으로부터 입력되는 입력 전압(vg)을 검출할 수 있다. 이를 위하여, 입력 전압 검출부(F)는 저항 소자, 증폭기 등을 포함할 수 있다. 검출되는 입력 전압(vg)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 전력 제어를 위해, 제어부(130)에 입력될 수 있다.
정류부(110)는, 리액터(L1,L2)를 거친 상용 교류 전원(105)을 정류하여 출력한다. 예를 들어, 정류부(110)는, 4개의 다이오드가 연결된 풀 브릿지 다이오드를 구비할 수 있으나, 다양한 변형이 가능하다.
커패시터(C)는, 입력되는 전원을 저장한다. 도면에서는, 직류단 커패시터(C)로 하나의 소자를 예시하나, 복수개가 구비되어, 소자 안정성을 확보할 수도 있다.
한편, 본 명세서에서의 직류단 커패시터(C)는, 소용량의 커패시터로서, 커패시터리스(capacitorless) 타입의 커패시터일 수 있다. 즉, 커패시터(C)는, 전해 커패시터가 아닌, 필름 타입의 커패시터일 수 있다. 이러한 커패시터리스 타입의 커패시터를 사용함으로써, 전동기 구동장치의 신뢰도가 향상되고, 제조 비용 및 그 부피가 작아지는 효과가 발생한다.
한편, 커패시터(C) 양단은, 직류 전원이 저장되므로, 이를 dc 단 또는 dc 링크단이라 명명할 수도 있다.
dc 단 전압 검출부(B)는 커패시터(C)의 양단인 dc 단 전압(Vdc)을 검출할 수 있다. 이를 위하여, dc 단 전압 검출부(B)는 저항 소자, 증폭기 등을 포함할 수 있다. 검출되는 dc 단 전압(Vdc)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 인버터 스위칭 제어신호(Sic)의 생성을 위해, 제어부(130)에 입력될 수 있다.
인버터(120)는, 복수개의 인버터 스위칭 소자를 구비하고, 정류된 전원(Vdc)을 소정 주파수의 삼상 교류 전원(va,vb,vc)으로 변환하여, 삼상 전동기(150)에 출력할 수 있다.
인버터(120)는, 각각 서로 직렬 연결되는 상암 스위칭 소자(Sa,Sb,Sc) 및 하암 스위칭 소자(S'a,S'b,S'c)가 한 쌍이 되며, 총 세 쌍의 상,하암 스위칭 소자가 서로 병렬(Sa&S'a,Sb&S'b,Sc&S'c)로 연결된다. 각 스위칭 소자(Sa,S'a,Sb,S'b,Sc,S'c)에는 다이오드가 역병렬로 연결된다.
인버터(120) 내의 스위칭 소자들은 제어부(130)로부터의 인버터 스위칭 제어신호(Sic)에 기초하여 각 스위칭 소자들의 온/오프 동작을 하게 된다. 이에 의해, 소정 주파수를 갖는 삼상 교류 전원(va,vb,vc)이 삼상 전동기(150)에 출력되게 된다.
제어부(130)는, 인버터(120)의 스위칭 동작을 제어할 수 있다. 이를 위해, 제어부(130)는, 전동기 전류 검출부(E)에서 검출되는 전동기에 흐르는 출력전류(io)를 입력받을 수 있다.
제어부(130)는, 인버터(120)의 스위칭 동작을 제어하기 위해, 인버터 스위칭 제어신호(Sic)를 인버터(120)에 출력한다. 인버터 스위칭 제어신호(Sic)는 PWM용 스위칭 제어신호로서, 전동기 전류 검출부(E)로부터 검출되는 출력전류값(io)을 기초로 생성되어 출력된다. 제어부(130) 내의 인버터 스위칭 제어신호(Sic)의 출력에 대한 상세 동작은 도 2를 참조하여 후술한다.
전동기 전류 검출부(E)는, 인버터(120)와 삼상 전동기(150) 사이에 흐르는 출력전류(io)를 검출한다. 즉, 삼상 전동기(150)에 흐르는 전류를 검출한다. 전동기 전류 검출부(E)는 각 상의 출력 전류(ia,ib,ic)를 모두 검출할 수 있으며, 또는 삼상 평형을 이용하여 두 상의 출력 전류를 검출할 수도 있다.
전동기 전류 검출부(E)는 인버터(120)와 삼상 전동기(150) 사이에 위치할 수 있으며, 전류 검출을 위해, CT(current trnasformer), 션트 저항 등이 사용될 수 있다.
션트 저항이 사용되는 경우, 3개의 션트 저항이, 인버터(120)와 삼상 전동기(150) 사이에 위치하거나, 인버터(120)의 3개의 하암 스위칭 소자(S'a,S'b,S'c)에 일단이 각각 접속되는 것이 가능하다. 한편, 삼상 평형을 이용하여, 2개의 션트 저항이 사용되는 것도 가능하다. 한편, 1개의 션트 저항이 사용되는 경우, 상술한 커패시터(C)와 인버터(120) 사이에서 해당 션트 저항이 배치되는 것도 가능하다.
검출된 출력전류(io)는, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 제어부(130)에 인가될 수 있으며, 검출된 출력전류(io)에 기초하여 인버터 스위칭 제어신호(Sic)가 생성된다. 이하에서는 검출된 출력전류(io)가 삼상의 출력 전류(ia,ib,ic)인 것으로 하여 기술한다.
한편, 삼상 전동기(150)는, 고정자(stator)와 회전자(rotar)를 구비하며, 각상(a,b,c 상)의 고정자의 코일에 소정 주파수의 각상 교류 전원이 인가되어, 회전자가 회전을 하게 된다.
이러한 삼상 전동기(150)는, 예를 들어, 표면 부착형 영구자석 동기전동기(Surface-Mounted Permanent-Magnet Synchronous Motor; SMPMSM), 매입형 영구자석 동기전동기(Interior Permanent Magnet Synchronous Motor; IPMSM), 및 동기 릴럭턴스 전동기(Synchronous Reluctance Motor; Synrm) 등을 포함할 수 있다.
이 중 SMPMSM과 IPMSM은 영구자석을 적용한 동기 전동기(Permanent Magnet Synchronous Motor; PMSM)이며, Synrm은 영구자석이 없는 것이 특징이다.
한편, 본 발명의 실시예와 관련하여, 제어부(130)는, 입력 전류 검출부(A)에서 검출되는 입력 전류(ig)와 입력 전압 검출부(F)에서 검출되는 입력 전압(vg), dc 단 전압 검출부(B)에서 검출되는 dc 단 전압(Vdc), 전동기 전류 검출부(E)에서 검출되는 출력전류(io)에 기초하여, 전력 제어를 수행한다.
도 2는 도 1의 제어부의 내부 블록도이다.
도 2를 참조하면, 제어부(130)는, 축변환부(210), 위치 추정부(220), 전류 지령 생성부(230), 전압 지령 생성부(240), 축변환부(250), 및 스위칭 제어신호 출력부(260)를 포함할 수 있다.
축변환부(210)는, 출력 전류 검출부(E)에서 검출된 삼상 출력 전류(ia,ib,ic)를 입력받아, 정지좌표계의 2상 전류(iα,iβ)로 변환한다.
한편, 축변환부(210)는, 정지좌표계의 2상 전류(iα,iβ)를 회전좌표계의 2상 전류(id,iq)로 변환할 수 있다.
위치 추정부(220)는, 정지 좌표계의 2상 전류(iα,iβ)와 정지 좌표계의 2상 전압(vα,vβ)을 입력받아, 회전자 위치(θ)를 추정한다. 또한, 위치 추정부(220)는, 추정된 위치치(
Figure pat00001
)에 기초하여, 추정된 속도(
Figure pat00002
)를 추청할 수 있다.
이때의 정지 좌표계의 2상 전류(iα,iβ)는 축변환부(210)로부터 입력될 수 있으며, 정지 좌표계의 2상 전압(vα,vβ)은, dc 단 전압 검출부(B)로부터의 dc 단 전압(Vdc)과, 인버터(120)의 스위칭 동작 상태를 고려하여, 연산될 수 있다. 예를 들어, dc 단 전압 검출부(B)로부터의 dc 단 전압(Vdc)과, 인버터(120)의 스위칭 동작 상태에 따라, 소정 관계식에 의해, 3상 출력 전압(va,vb,vc)이 연산되며, 축변환부(210)에서 다시 정지 좌표계의 2상 전압(vα,vβ)으로 변환될 수 있다.
한편, 위치 추정부(220)는, 정지 좌표계 하에서 추정된 위치(
Figure pat00003
)와 추정된 속도(
Figure pat00004
)를 출력할 수 있다.
한편, 도 2에서는, 회전자 위치 감지를 위해, 별도의 센서가 없는 센서리스 타입의 위치 추정부(220)를 예시하나, 이와 달리, 홀 센서 등의, 위치 감지 센서가 사용되는 경우, 위치 추정부(220)는, 속도 연산부(미도시)로 대체 가능하다. 즉, 속도 연산부(미도시)에, 홀 센서에서 감지된 위치 신호가 입력되는 경우, 위치 신호에 기초하여, 속도(
Figure pat00005
)를 연산할 수 있다. 즉, 위치 신호에 기반하여, 시간에 대해, 나누면, 속도를 연산할 수 있게 된다. 이하에서는, 위치 추정부(220)를 중심으로 기술한다.
한편, 위치 추정부(220)는, 입력되는 회전자의 위치 신호(H)에 기초하여 연산된 위치(
Figure pat00006
)와 연산된 속도(
Figure pat00007
)를 출력할 수 있다.
한편, 전류 지령 생성부(230)는, 연산 속도(
Figure pat00008
)와 속도 지령치(ω* r)에 기초하여, 전류 지령치(i* q)를 생성한다. 예를 들어, 전류 지령 생성부(230)는, 연산 속도(
Figure pat00009
)와 속도 지령치(ω* r)의 차이에 기초하여, PI 제어기(235)에서 PI 제어를 수행하며, 전류 지령치(i* q)를 생성할 수 있다. 도면에서는, 전류 지령치로, q축 전류 지령치(i* q)를 예시하나, 도면과 달리, d축 전류 지령치(i* d)를 함께 생성하는 것도 가능하다. 한편, d축 전류 지령치(i* d)의 값은 0으로 설정될 수도 있다.
한편, 전류 지령 생성부(230)는, 전류 지령치(i* q)가 허용 범위를 초과하지 않도록 그 레벨을 제한하는 리미터(미도시)를 더 구비할 수도 있다.
다음, 전압 지령 생성부(240)는, 축변환부에서 2상 회전 좌표계로 축변환된 d축, q축 전류(id,iq)와, 전류 지령 생성부(230) 등에서의 전류 지령치(i* d,i* q)에 기초하여, d축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)를 생성한다. 예를 들어, 전압 지령 생성부(240)는, q축 전류(iq)와, q축 전류 지령치(i* q)의 차이에 기초하여, PI 제어기(244)에서 PI 제어를 수행하며, q축 전압 지령치(v* q)를 생성할 수 있다. 또한, 전압 지령 생성부(240)는, d축 전류(id)와, d축 전류 지령치(i* d)의 차이에 기초하여, PI 제어기(248)에서 PI 제어를 수행하며, d축 전압 지령치(v* d)를 생성할 수 있다. 한편, d축 전압 지령치(v* d)의 값은, d축 전류 지령치(i* d)의 값은 0으로 설정되는 경우에 대응하여, 0으로 설정될 수도 있다.
한편, 전압 지령 생성부(240)는, d 축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)가 허용 범위를 초과하지 않도록 그 레벨을 제한하는 리미터(미도시)를 더 구비할 수도 있다.
한편, 생성된 d축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)는, 축변환부(250)에 입력된다.
축변환부(250)는, 위치 추정부(220)에서 연산된 위치(
Figure pat00010
)와, d축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)를 입력받아, 축변환을 수행한다.
먼저, 축변환부(250)는, 2상 회전 좌표계에서 2상 정지 좌표계로 변환을 수행한다. 이때, 위치 추정부(220)에서 연산된 위치(
Figure pat00011
)가 사용될 수 있다.
그리고, 축변환부(250)는, 2상 정지 좌표계에서 3상 정지 좌표계로 변환을 수행한다. 이러한 변환을 통해, 축변환부(1050)는, 3상 출력 전압 지령치(v*a,v*b,v*c)를 출력하게 된다.
스위칭 제어 신호 출력부(260)는, 3상 출력 전압 지령치(v*a,v*b,v*c)에 기초하여 펄스폭 변조(PWM) 방식에 따른 인버터용 스위칭 제어 신호(Sic)를 생성하여 출력한다.
출력되는 인버터 스위칭 제어 신호(Sic)는, 게이트 구동부(미도시)에서 게이트 구동 신호로 변환되어, 인버터(120) 내의 각 스위칭 소자의 게이트에 입력될 수 있다. 이에 의해, 인버터(120) 내의 각 스위칭 소자들(Sa,S'a,Sb,S'b,Sc,S'c)이 스위칭 동작을 하게 된다.
도 3은 도 1의 커패시터의 용량에 따른 dc 단 전압을 예시하는 도면이다.
먼저, 도 3a는, dc 단 커패시터(C)로서, 용량이 큰, 전해 커패시터를 사용하였을 때의, dc 단 전압 파형(Vdc1)을 예시한다.
다음, 도 3b는, dc 단 커패시터(C)로서, 소용량의 필름 타입의 커패시터를 사용하였을 때의, dc 단 전압 파형(Vdc2)을 예시한다.
도 3b와 같이, 커패시터리스 타입의 커패시터를 사용하는 경우, 커패시턴스가 작으므로, 평활기능이 떨어지게 되어, dc 단 전압의 변동성이, 도 3a에 비해 월등히 커지게 된다.
이하의 수학식 1은, 입력 전력(Pg), dc 단 전력(Pdc), 인버터 출력 전력(Pinv)의 관계를 나타낸다.
Figure pat00012
Figure pat00013
Figure pat00014
Figure pat00015
여기서, Cdc는 dc 단 커패시터를 나타내며,
Figure pat00016
,
Figure pat00017
는 각각 전동기에 인가되는 전압 벡터와 전류 벡터를 의미하며, θvi는 전압 벡터(
Figure pat00018
)와 전류 벡터(
Figure pat00019
)의 위상 차이를 나타낸다.
일반적인 인버터의 경우, 도 3a의 dc 단 커패시터(C)의 용량이 넉넉하여 전력의 차이를 충분히 보상할 수 있으므로, 입력 전력(Pg)을 고려하지 않고도 원하는 인버터 출력 전력(Pinv)을 출력할 수 있다.
그러나, 도 3b와 같이, 소용량 직류단 캐패시터를 사용하면 dc 단 전력(Pdc)의 크기가 dc 단 커패시터(C)의 용량에 의해 제한되기 때문에 입력 전력(Pg)과 인버터 출력 전력(Pinv)의 차이를 충분히 보상할 수 없다.
특히, 단상 입력 전원을 사용하는 경우, 이로 인해 발생하는 입력 전력(Pg)의 큰 맥동 성분이, 인버터 출력 전력(Pinv)에 상당 부분 남아 있어, 전동기 출력의 맥동을 유발할 수 있다.
본 발명의 실시예에서는, 커패시터리스 타입의 커패시터를 사용하는 전동기 구동장치에서, 변동성이 큰 dc 단 전압(Vdc)을 고려하여, 전동기를 구동하는 방안을 제시한다.
도 4a 내지 도 4c는, 과변조 기법의 예를 설명하기 위한 도면이다.
먼저, 도 4a는 공간 벡터(space vector) 기반의 펄스폭 변조(PWM) 방식을 설명하는 도면이다.
공간 벡터 영역(310) 중 a축,b축,c축은, 각각 전동기의 삼상에 대응하는 벡터 성분((1,0,0), (0,1,0), (0,0,1))을 나타낸다.
인버터(120)에서 출력되는 출력 전압은, 육각형 형상의 공간 벡터 영역(310) 내에서 출력 가능하다. 공간 벡터 영역을 초과하는 전압, 즉 인버터(120)에서 출력 가능한 전압을 초과하는 전압은, 과변조(overmodulation) 전압이라 명명할 수 있다.
이러한 과변조을 방지하기 위한 기법으로, 도 4b 또는 도 4c가 예시될 수 있다.
먼저, 도 4b의 과변조 방지 기법은, 동일 위상 기법으로서, 제1 전압 벡터(V1)와 제2 전압 벡터(V2)에 기초한, 과변조 벡터(V_reference)에 대해, 동일 위상을 유지하면서, 벡터의 크기를 축소하는 기법을 예시한다.
즉, 인버터(120)에서 최대로 출력 가능한 전압, 즉 공간 벡터 영역(310)의 경계 지점(P1)에 대응하는 전압을, 유효 벡터(V_new)로서 출력하게 된다.
이러한 경우, 인버터(120) 출력 전력과 관련된 인자 중 출력 전압만을 고려하여, 유효 벡터를 산정하므로, 인버터(120) 출력 전력 제어가 정확히 이루어지지 않아, 인버터(120)에서 출력되는 출력 전력이 왜곡될 수 있게 된다.
다음, 도 4c의 과변조 방지 기법은, 최소 거리 기법으로서, 제1 전압 벡터(V1)와 제2 전압 벡터(V2)에 기초한, 과변조 벡터(V_reference)에 대해, 과변조 벡터(V_reference)와 공간 벡터 영역(310)의 최소 거리 지점(P2)을 유효 벡터(V_new)로서 설정하는 기법을 예시한다.
벡터 위상은 차이가 있으나, 전압 크기 오차를 최소화할 수 있게 된다. 그러나, 도 4b와 같이, 인버터(120) 출력 전력과 관련된 인자 중 출력 전압만을 고려하여, 유효 벡터를 산정하므로, 인버터(120) 출력 전력 제어가 정확히 이루어지지 않아, 인버터(120)에서 출력되는 출력 전력이 왜곡될 수 있게 된다.
이하에서는, 본 발명의 실시예로서, 과변조 방지를 위한 기법으로, dc 단 전압 변동이 큰 캐패시터리스 인버터 제어 방식에서, 인버터 출력 전력 제어를 수행할 수 있는 방법을 설명한다.
또한, 커패시터리스(Capacitor-less) 기반 하의 인버터 제어 방법으로서, 약계자 제어는 물론, 그 외에도, dc 단 전압 성분을 고려하여, 전력 제어가 가능하며, 이에 따라, 역률 저하 및 전동기 운전 영역의 제한을 해결할 수 있는, 인버터 제어 방법을 기술한다.
도 5는, 본 발명의 실시예에 따른 도 1의 제어부 내부 블록도이고, 도 6은 도 5의 전력 지령 생성부의 내부 블록도이고 도 7a 내지 도 7b는 도 5의 제어부 내부의 동작을 설명하기 위해 참조되는 도면이고, 도 8은 도 5의 전력 제어기의 동작을 설명하기 위해 참조되는 도면이다.
도면을 참조하면, 도 5의 제어부(130)는, 토크 지령 생성부(510), 전력 지령 생성부(520), 전력 제어기(525), 전류 지령 생성부(530), 전압 지령 생성부(540), 가산기(555), 및 스위칭 제어 신호 출력부(560)를 구비할 수 있다. 한편, 도 2에서 설명한, 축변환부(210),축변환부(250), 위치 추정부(220) 등도 더 구비가능하다. 이하에서는, 도 5에 기술된 유닛들을 중심으로 기술한다.
토크 지령 생성부(510)는, 연산 속도(
Figure pat00020
)와 속도 지령치(ω* r)에 기초하여, 전동기의 회전을 위한, 토크 지령치(T*)를 출력할 수 있다. 특히, 토크 지령 생성부(510)는, 평균 토크 지령치를 출력할 수 있다. 한편, 연산 속도(
Figure pat00021
)는, 상술한, 전동기(150)에 흐르는 출력 전류(io), 또는 위치 신호에 기반하여, 연산될 수 있다.
전류 지령 생성부(530)는, 토크 지령치(T*)에 기초하여, 전류 지령치(I*)를 생성할 수 있다. 여기서, 전류 지령치(I*)는, 고정 좌표계의, d축 전류 지령치, q축 전류 지령치를 포함하는 의미일 수 있다.
전압 지령 생성부(540)는, 전류 지령치(I*) 및 실제 전동기에 흐르는 출력 전류에 기초하여, 제1 전압 지령치(V* 1)를 생성할 수 있다. 여기서, 제1 전압 지령치(V* 1)는, 고정 좌표계의, d축 전압 지령치, q축 전압 지령치를 포함하는 의미일 수 있다.
한편, 약계자 전류와 관련하여, 전류 지령 생성부(530)는, 약계자 제어시, 약계자 제어분 전류 지령치를 전압 지령 생성부(540)에 출력하는 것이 가능하다.
한편, 전력 지령 생성부(520)는, 입력 전압(Vg), 토크 지령치(T*), 연산 속도(
Figure pat00022
), 및 dc 단 전압 검출부에서 검출된 dc 단 전압(Vdc)에 기초하여, 출력 전력 지령치(P*)를 생성하여 출력한다. 특히, 인버터(120)에서 출력 가능한 인버터 출력 전력 지령치(P*inv)를 생성하여 출력한다. 본 명세서에서는, 전력 지령 생성부(520)에서 생성되는 출력 전력 지령치에 대해, P* 와 P*inv 를 혼용하여 사용하나, 그 의미는 동일하다.
구체적으로, 전력 지령 생성부(520)는, 토크 지령 생성부(510)의 출력인 토크 지령치(T*)와, 연산된 현재 전동기 속도(
Figure pat00023
)와, 계통 전압(Vg)의 위상을 이용하여, 입력 전력의 순시치(P*g)를 산출한다.
한편, 커패시터리스 방식의 인버터 구동을 위해, dc 단 전압 변동에 의한 전력 변화를 고려해야 하므로, 전력 지령 생성부(520)는, 입력 전력의 순시치(P*g) 외에, dc단 전력의 순시치도 연산(P*dc)한다. 그리고, 전력 지령 생성부(520)는, 입력 전력의 순시치(P*g)와, dc단 전력의 순시치(P*dc)를 이용하여, 인버터 출력 전력 지령치(P*inv)를 생성한다.
도 6을 참조하여 상세히 설명하면, 입력 전압 검출부(F)에서 검출되는 입력 전압(Vg)은, 제로 크로싱 검출부(605), 및 전력 지령 생성부(520) 내의 위상 검출부(PLL)(607)에 입력될 수 있다.
제로 크로싱 검출부(605)에서 검출되는 제로 크로싱 지점은, 토크 지령 생성부(510)에 입력되어 사용될 수 있다.
위상 검출부(PLL)(607)는, 입력 전압 검출부(F)에서 검출되는 입력 전압(Vg)을 이용하여, 위상(θg)을 검출한다. 검출된 위상(θg)은, 제1 유닛(609)에서 사용된다.
한편, 제2 유닛(611)는, 토크 지령치(T*)와 연산 속도(
Figure pat00024
)를 입력받아, 이를 승산한다. 이에 의해, 입력 전력(P'g)이 연산될 수 있다. 제3 유닛(612)에 입력된다.
제3 유닛(612)은, 연산된 입력 전력(P'g)과, 제1 유닛(609)에서 출력되는 사인파 함수(2sin2(θg))를 승산한다. 이에 의해, 입력 전력 순시치(P*g)가 연산된다.
한편, 제4 유닛(614)은, 커패시터(C)의 커패시턴스(Cdc), dc 단 전압 검출부에서 검출된 dc 단 전압(Vdc)에 의해 연산되는, dc 단 전력 순시치(P*dc)를 생성하여 출력한다.
제5 유닛(616)은, 입력 전력 순시치(P*g)에서, dc 단 전압 지령치(P*dc)를 감산한다. 그리고, 입력 전력 순시치(P*g)와 dc 단 전력 순시치(P*dc)의 차이, 즉 인버터 출력 전력 지령치(P*inv)를 출력한다. 인버터 출력 전력 지령치(P*inv)는, 인버터 전력 순시치라 명명할 수도 있다.
이하의 수학식 2는, 상술한 도 6의 전력 지령 생성부(520) 내부에서 연산되는 인버터 출력 전력 지령치(P*inv)를 연산하는 방법을 예시한다.
Figure pat00025
여기서, Vg는 입력 전압, Ig는 입력 전류, Vdc는 dc 단 전압, Cdc는 커패시터(C)의 커패시턴스를 의미한다. 그리고, wgt는, 상술한 위상(θg)에 대응한다.
도 5의 전력 지령 생성부(520)에서 출력되는 전력 지령치(P*)와 도 6의 인버터 출력 전력 지령치(P*inv)는 동일한 값을 의미한다.
다음, 전력 제어기(525)는, 입력되는 인버터 출력 전력 지령치(P*inv)에 기초하여, 전력 제어를 수행한다.
전력 제어기(525)는, 인버터 출력 전력 지령치(P*inv)에 기초하여, 제2 전압 지령치(V* 2)를 생성할 수 있다. 여기서, 제2 전압 지령치(V* 2)는, dc 단 전압이 고려되지 않은 제1 전압 지령치(V* 1)를 보상하기 위한 보상 전압 지령치이다.
가산기(555)는, 제1 전압 지령치(V* 1)와 제2 전압 지령치(V* 2)를 가산하여 출력한다. 즉, 제3 전압 지령치로서, 인버터 출력 전압 지령치(V*3)를 출력한다.
그리고, 스위칭 제어 신호 출력부(560)는, 제3 전압 지령치(V*3)에 기초하여, 스위칭 제어 신호를 생성하여 출력한다.
전력 제어기(525)의 구체적인 동작 설명을 위해, 도 4a, 도 7a 내지 도 7b를 참조하여 설명하면, 먼저, 도 4a는 공간 벡터(space vector) 기반의 펄스폭 변조(PWM) 방식을 설명하는 도면이다.
공간 벡터 영역(310) 중 a축,b축,c축은, 각각 전동기의 삼상에 대응하는 벡터 성분((1,0,0), (0,1,0), (0,0,1))을 나타낸다.
한편, 인버터 전력(Pinv)의 크기는, 전동기 출력 전류 벡터와 인버터 출력 전압 벡터의 내적(inner product)으로 결정될 수 있다. 이에 따라, 원하는 인버터 전력을 얻기 위해, 전동기 전류 벡터 또는 인버터 출력 전압 벡터를 조정할 수 있다.
이 중 전동기 출력 전류 벡터를 조정하는 방법은, 전압 지령 생성부(540)에서 발생하는 지연으로 인해, 인버터 출력 전력 지령치를 신속하게 추종하지 못 할 수 있다. 또한, 주어진 전동기 출력 전류 상황에서, 필요한 인버터 출력 전압의 크기와 인버터 전력의 크기를 맞추기 위해, 필요한 전압의 크기가 다르므로, 정확한 인버터 전력 제어가 이뤄지지 않을 수 있게 된다.
이에 따라, 본 명세서에서는, 인버터 출력 전압 벡터를 조정하는 방안을 제시한다.
한편, 상술한 도 4는 전력 제어를 수행하지 않으므로, 인버터 전력에 대한 왜곡이 발생한다.
그러나, 본 발명의 실시예에 따르면, 전력 제어기(525)가, dc 단 전압에 대응하여, 제1 전압 지령치(V* 1)를 보상하기 위한 제2 전압 지령치(V* 2)를, 생성한다. 이에 따라, 전력 제어기(525)를 통해, 인버터 출력 전압의 제어가 가능하게 된다.
일단, 도 7a를 참조하면, 주어진 전동기 전류 벡터(
Figure pat00026
)와의 내적 값이 같은 인버터 출력 전압 벡터들(
Figure pat00027
,
Figure pat00028
,)
Figure pat00029
은, 점선으로 표시된 전동기 전류 벡터(
Figure pat00030
)와 직교하는 선 위에 위치한다. 이는 주어진 전동기 전류 벡터에서 원하는 인버터 출력 전력을 얻기 위해 출력해야 할 인버터 출력 전압 지령 벡터의 해는 여러 가지가 존재할 수 있음을 의미한다. 인버터 출력 전압 벡터는 인버터 출력 전력 뿐만 아니라 전동기 전류 벡터의 변화에도 영향을 줄 수 있으므로 적절한 전압 벡터의 선정을 통해 전압 지령 생성부(540)에 주는 영향을 최소화하는 것이 필요하다.
전력 제어기(525)는, 도 7b와 같이, 다양한 인버터 출력 전압 지령 벡터 중, 인버터 출력 전력 지령치를 고려하여, 어느 하나의 벡터를 선정한다.
즉, 전력 제어기(525)는, 도 7b와 같이, 전동기에 흐르는 출력 전류의 벡터(
Figure pat00031
)에 평행하며, 최종 전압 지령치의 벡터(
Figure pat00032
)가, 제1 전압 지령치의 벡터(
Figure pat00033
)에 가장 가까운 벡터가 되도록 하는, 벡터를, 보상 전압 지령치의 벡터(
Figure pat00034
)로 산출한다. 그리고, 전력 제어기(525)는, 산출된 보상 전압 지령치의 벡터(
Figure pat00035
)를 제2 전압 지령치의 벡터(
Figure pat00036
)로 출력한다.
보상 전압 지령치의 벡터(
Figure pat00037
)의 크기는, 하기의 수학식 3에 의해 연산될 수 있다.
Figure pat00038
여기서,
Figure pat00039
,
Figure pat00040
는, 전동기에 흐르는 출력 전류의 벡터, 출력 전압의 벡터를 나타내며, P*inv는 전력지령 생성부(520)에서 출력되는 전력 지령치(P*)를 나타내며, P*x는 제1 전압 지령치(V*1)에 기초한 출력 전력 지령치를 나타낸다.
인버터 출력 전압 벡터, 즉 제3 전압 지령치(V*3)는, 결국, 제1 전압 지령치(V* 1)와 제2 전압 지령치(V* 2)의 합에 의해 산출될 수 있다.
한편, 도 7b에서는, dc 단 전압 보상된 제2 전압 지령치(V* 2)에 의해, 제1 전압 지령치(V* 1)의 크기 보다, 제3 전압 지령치(V*3)의 크기가 더 작은 것을 알 수 있다.
도 8을 참조하면, 전력 제어기(525)는, 수학식 3에 따라, 동작한다. 즉, 유닛(710)이, 제1 전압 지령치의 벡터(
Figure pat00041
)와 전동기에 흐르는 출력 전류의 벡터(
Figure pat00042
)를 승산하고, 유닛(715)은, 유닛(710)의 출력 값에, 1.5를 승산한다. 이에 따라, 유닛(715)의 출력값은, 제1 전압 지령치(V*1)에 기초한 출력 전력 지령치( P*x)일 수 있다.
유닛(720)은, 전력 지령 생성부(520)로부터의 전력 지령치(P*)에서, 출력 전력 지령치( P*x)를 감산한다.
한편, 유닛(725)는, 전동기에 흐르는 출력 전류의 벡터(
Figure pat00043
)의 절대값을 출력하며, 유닛(730)은, 유닛(725)의 출력 값에, 1.5를 승산한다. 그리고, 유닛(735)은, 유닛(720)의 출력 값을 유닛(730)의 출력 값으로 제산한다.
한편, 유닛(740)은, 전동기에 흐르는 출력 전류의 벡터(
Figure pat00044
)와 유닛(725)의 출력 값을 연산하고, 유닛(745)은, 유닛(740)의 출력값과 유닛(735)의 출력값을 승산하여, 최종적으로, 보상 전압 지령치의 벡터(
Figure pat00045
)의 크기를 출력한다.
이에 따라, 본 발명의 실시예에 따르면, 원하는 인버터 출력 전력 제어를 위해, 출력 전압의 실시간 보상이 가능해지며, 인버터 출력 전력 지령치를 효과적으로 추정할 수 있게 된다.
또한, 제안된 제어 방식은 전동기의 제정수를 고려하지 않고 인버터 출력 전력의 제어가 가능하므로 전동기의 제정수 오차에 영향을 받지 않는다. 또한 제어기 내부에 시지연 요소가 존재하지 않으므로 지연에 의한 인버터 출력 전력의 오차를 줄일 수 있는 장점을 가진다.
한편, 본 발명의 실시예에 따르면, 약계자 제어시에도, 약계자 전류 지령치가, 전압 지령 생성부(530)로 입력되며, 그 후, dc 단 전압 성분을 고려하여, 인버터 출력 전압 지령치(V*3)가 생성되므로, 안정적으로 약계자 제어가 가능하게 된다.
도 9a 내지 도 9b는 도 5의 제어부의 동작에 따른 과변조 기법을 설명하기 위해 참조되는 도면이다
도 9a는, 도 4c에서 기술한 최소거리 과변조 기법을 예시한다.
도 5에서 기술한 바와 같이, 가산기(555)는, 제1 전압 지령치(V* 1)와 제2 전압 지령치(V* 2)를 가산하여 출력한다. 즉, 제3 전압 지령치로서, 인버터 출력 전압 지령치(V* 3)를 출력한다. 인버터 출력 전압 지령치(V* 3)는, 도 9a에서 V* a 로 표현된다.
이때, 인버터 출력 전압 지령치의 벡터(
Figure pat00046
)가, 인버터(120)에서 출력 가능한 전압을 초과하는 경우, 즉, 공간 벡터 영역(310)의 출력 전압 제한 경계 영역을 초과하는 경우, 최소 거리 기법에 따라, 공간 벡터 영역(310)과의 최소 거리 지점(P3)을 유효 벡터(V_new)로서 설정하는 기법을 예시한다.
도 9a에서는, 인버터 출력 전압 지령치의 벡터(
Figure pat00047
)에서, 공간 벡터 영역(310)으로의 수직선(Lv1)에 의한, 최소 거리 지점(P3)에 대응하는, 유효 전압 지령치의 벡터(
Figure pat00048
)가 산출되는 것을 예시한다.
그러나, 도 9a와 같이, 인버터(120) 출력 전력과 관련된 인자 중 출력 전압만을 고려하여, 유효 벡터를 산정하므로, 인버터(120) 출력 전력 제어가 정확히 이루어지지 않아, 인버터(120)에서 출력되는 출력 전력이 왜곡될 수 있게 된다.
도 9b는 본 발명의 실시예에 따른 과변조 기법을 예시한다.
도 5에서 기술한 바와 같이, 가산기(555)는, 제1 전압 지령치(V* 1)와 제2 전압 지령치(V* 2)를 가산하여 출력한다. 즉, 제3 전압 지령치로서, 인버터 출력 전압 지령치(V*3)를 출력한다. 인버터 출력 전압 지령치(V* 3)는, 도 9b에서 V* a 로 표현된다.
이때, 인버터 출력 전압 지령치의 벡터(
Figure pat00049
)가, 인버터(120)에서 출력 가능한 전압을 초과하는 경우, 스위칭 제어 신호 출력부(560)는, 과변조 제어를 수행한다.
즉, 스위칭 제어 신호 출력부(560)는, 전동기에 흐르는 출력 전류의 벡터(
Figure pat00050
)와 인버터 출력 전압 지령치 벡터(
Figure pat00051
)에 기초한 인버터의 출력 전력과 동일하도록, 최종 출력 전압 지령치 벡터(
Figure pat00052
)를 산출한다. 그리고, 산출된 최종 출력 전압 지령치 벡터(
Figure pat00053
)에 기초하여, 스위칭 제어 신호(Sic)를 출력한다.
도 9b는, 산출된 최종 출력 전압 지령치 벡터(
Figure pat00054
)가, 출력 전압 제한 경계 영역에 위치하며, 인버터 출력 전압 지령치 벡터(
Figure pat00055
)에 가장 가까운, 벡터인 것을 예시한다.
즉, 스위칭 제어 신호 출력부(560)는, 공간 벡터 영역(310)의 출력 전압 제한 경계 영역을 초과하는 경우, 전동기에 흐르는 출력 전류의 벡터(
Figure pat00056
)를 고려한다.
구체적으로, 도 9b는, 인버터 출력 전압 지령치의 벡터(
Figure pat00057
)에서, 전동기에 흐르는 출력 전류의 벡터(
Figure pat00058
)에 수직하는 법선(Lv2)을 그린 후, 법선(Lv2)과 출력 전압 제한 경계 영역과 교차하는 지점(Pa)을, 이용하여, 산출되는 최종 출력 전압 지령치 벡터(
Figure pat00059
)를, 유효 벡터(V_new)로서 설정하는 기법을 예시한다.
도 9b는, 인버터 출력 전압 지령치 벡터(
Figure pat00060
)를 보정하기 위한, 보정 전압 지령치 벡터(
Figure pat00061
)를 연산하고, 인버터 출력 전압 지령치 벡터(
Figure pat00062
)와 보정 전압 지령치 벡터(
Figure pat00063
)를 이용하여, 최종 출력 전압 지령치 벡터(
Figure pat00064
)를 유효 전압 지령치 벡터로 산출하는 것을 예시한다.
이러한 경우, 도 9a와 달리, 전동기에 흐르는 출력 전류 성분을 고려하여, 보정 전압 지령치를 생성하므로, 인버터(120)에 대한 출력 전력 제어가 수행되게 된다. 이에 따라, 인버터(120)에서 출력되는 출력 전력이 왜곡되지 않게 된다.
또한, 전동기에 흐르는 출력 전류 성분을 고려하여, 보정 전압 지령치를 생성하므로, 최종 출력 전압 지령치 벡터(
Figure pat00065
)의 크기는, 과변조가 아닌, 인버터가 출력 가능한 전압이므로, 안정적인 인버터 제어가 가능하게 된다.
또한, 인버터(120)에 입력되는 입력 전류의 왜곡, 즉 역률 악화를 최소화시킬 수 있게 된다.
한편, 상술한 허용 전압치는, dc 단 전압의 변동에 따라 가변될 수 있다. 그럼에도 불구하고, 상술한 바와 같이, 허용 전압치 내로, 유효 전압 지령치를 산출함으로서, 안정적으로 인버터를 제어할 수 있게 된다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 전동기 구동장치(100)는, 다양한 예가 가능하며, 그 적용 범위도, 세탁물 처리기기, 청소기, 공기조화기 및 냉장고 등의 가전 기기, 전기 자동차, 하이브리드 자동차, 엘리베이터 등 다양한 동력원을 필요로하는 데에 적용될 수 있다.
본 발명의 실시에에 따른 전동기 구동장치는, 상기한 바와 같이 설명된 실시예들의 구성과 방법이 한정되게 적용될 수 있는 것이 아니라, 상기 실시예들은 다양한 변형이 이루어질 수 있도록 각 실시예들의 전부 또는 일부가 선택적으로 조합되어 구성될 수도 있다.
한편, 본 발명의 전동기 구동장치는 전동기 구동장치에 구비된 프로세서가 읽을 수 있는 기록매체에 프로세서가 읽을 수 있는 코드로서 구현하는 것이 가능하다. 프로세서가 읽을 수 있는 기록매체는 프로세서에 의해 읽혀질 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록장치를 포함한다.
또한, 이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에 의해 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어져서는 안될 것이다.

Claims (16)

  1. 입력 교류 전압을 정류하는 정류부;
    상기 정류 전압을 변환하여 전동기를 구동하는 인버터;
    상기 정류부와 상기 인버터 사이에 배치되는 커패시터; 및
    상기 인버터 내의 스위칭 소자의 동작을 제어하는 제어부;를 구비하고,
    상기 제어부는,
    상기 전동기 구동을 위한 출력 전압 지령치 벡터가, 상기 인버터에서 출력 가능한 출력 전압 제한 경계 영역을 초과하는 경우, 상기 전동기에 흐르는 출력 전류의 벡터와 상기 출력 전압 지령치 벡터에 기초한 상기 인버터의 출력 전력과 동일하도록, 최종 출력 전압 지령치 벡터를 산출하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 최종 출력 전압 지령치 벡터는,
    상기 출력 전압 제한 경계 영역에 위치하며, 상기 출력 전압 지령치 벡터에 가장 가까운, 벡터인 것을 특징으로 하는 전동기 구동장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 최종 출력 전압 지령치 벡터는,
    상기 전동기에 흐르는 출력 전류의 벡터에 수직하는 법선과, 상기 출력 전압 제한 경계 영역과 교차하는 지점에 대응하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 출력 전압 제한 경계 영역에 따른 전압 제한치는, 상기 커패시터 양단의 전압에 따라 가변하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 최종 출력 전압 지령치 벡터에 기초하여, 상기 인버터 구동을 위한 스위칭 제어 신호를 생성하여 출력하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 전동기 구동을 위한 출력 전압 지령치 벡터가, 상기 인버터에서 출력 가능한 출력 전압 제한 경계 영역을 초과하는 경우, 상기 전동기에 흐르는 출력 전류의 벡터와 상기 출력 전압 지령치 벡터에 기초한 상기 인버터의 출력 전력과 동일하도록, 최종 출력 전압 지령치 벡터를 산출하고, 상기 산출된 최종 출력 전압 지령치 벡터에 기초하여 상기 인버터 구동을 위한 스위칭 제어 신호를 출력하는 스위칭 제어 신호 출력부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 제어부는,
    제1 전압 지령치를 생성하는 전압 지령 생성부;
    상기 커패시터의 양단인 dc단 전력 순시치와, 상기 입력 전원에 기초한 입력 전력 순시치에 기초하여, 인버터 출력 전력 지령치를 연산하는 전력 지령 생성부;
    상기 인버터 출력 전력 지령치에 기초하여, 보상 전압 지령치를 생성하는 전력 제어기;를 더 포함하며,
    상기 출력 전압 지령치 벡터는, 상기 제1 전압 지령치의 벡터와 상기 보상 전압 지령치의 벡터의 합인 것을 특징으로 하는 전동기 구동장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 전력 제어기는,
    상기 전동기에 흐르는 출력 전류의 벡터에 평행하며, 상기 인버터 출력 전력 지령치를 고려하여, 상기 최종 전압 지령치의 벡터가, 상기 제1 전압 지령치의 벡터에 가장 가까운 벡터가 되도록 하는, 벡터를, 상기 보상 전압 지령치의 벡터로 산출하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동장치.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 전력 지령 생성부는,
    상기 입력 교류 전압의 위상을 검출하는 위상 검출부;를 포함하고,
    상기 검출되는 입력 교류 전입의 위상, 토크 지령치, 연산되는 전동기의 속도에 기초하여, 상기 입력 전력 순시치를 연산하고,
    상기 커패시터 양단에 저장되는 직류 전원에 기초하여, 상기 dc 단 전력 순시치를 연산하며,
    상기 커패시터의 양단인 dc단 전력 순시치와, 상기 입력 전원에 기초한 입력 전력 순시치에 기초하여, 상기 인버터 출력 전력 지령치를 연산하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 전력 지령 생성부는,
    상기 커패시터의 양단인 dc단 전력 순시치와, 상기 입력 전원에 기초한 입력 전력 순시치를 가산하는 가산기;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동장치.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 입력 교류 전원의 입력 전압을 검출하는 입력 전압 검출부; 및
    상기 커패시터의 양단인 dc 단 전압을 검출하는 dc 단 전압 검출부;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동장치.
  12. 제7항에 있어서,
    상기 제어부는,
    속도 지령치에 기초하여 토크 지령치를 생성하는 토크 지령 생성부; 및
    상기 토크 지령치에 기초하여, 전류 지령치를 생성하는 전류 지령 생성부;를 더 포함하고,
    상기 전압 지령 생성부는, 상기 전류 지령치, 및 상기 전동기에 흐르는 출력 전류에 기초하여, 상기 제1 전압 지령치를 생성하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동장치.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 토크 지령 생성부는,
    상기 입력 전압의 제로 크로싱 시점마다, 상기 토크 지령치를 연산하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동장치.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 토크 지령치는,
    상기 입력 전압 파형의 제1 제로 크로싱 시점과, 연속하는 제2 제로 크로싱 시점 사이의 구간 동안, 일정한 것을 특징으로 하는 전동기 구동장치.
  15. 제12항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 전동기에 흐르는 출력 전류에 기초하여 상기 전동기의 회전자 위치를 추정하고, 상기 추정된 회전자 위치에 기초하여 상기 전동기의 속도를 연산하는 위치 추정부;를 더 포함하며,
    상기 토크 지령 생성부는, 상기 속도 지령치, 및 상기 연산된 속도에 기초하여 상기 토크 지령치를 생성하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동장치.
  16. 제12항에 있어서,
    상기 전류 지령 생성부는,
    약계자 제어시, 상기 약계자 제어를 위한 약계자 전류 지령치를 생성하여 출력하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동장치.
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