JP2003061382A - インバータの制御方法及びインバータの制御回路 - Google Patents
インバータの制御方法及びインバータの制御回路Info
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- JP2003061382A JP2003061382A JP2001242598A JP2001242598A JP2003061382A JP 2003061382 A JP2003061382 A JP 2003061382A JP 2001242598 A JP2001242598 A JP 2001242598A JP 2001242598 A JP2001242598 A JP 2001242598A JP 2003061382 A JP2003061382 A JP 2003061382A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 大容量の平滑コンデンサ、力率改善リアクト
ル、波形改善用コンデンサを省略したインバータの制御
方法を改善する。 【解決手段】 単相交流の電源電圧ＶSを全波整流して
整流電圧Ｖdcを得る。整流電圧Ｖdcに基づいてインバー
タ４のスイッチングによって三相の交流電流ｉu，ｉv，
ｉwをモータ６に与える。インバータ４のスイッチング
は制御回路５からのスイッチング指令に基づいて行われ
る。電源電圧ＶSはsinθSに比例している。モータ６に
対するｑ軸電流の指令値は、｜sinθS＋ｈ・sin３θS｜
に比例した値を採用する。例えばｈ＝１／３に設定する
ことにより、モータ６での銅損を低減しつつも、平滑コ
ンデンサ３４に採用されるコンデンサの容量値を小さく
することができる。
ル、波形改善用コンデンサを省略したインバータの制御
方法を改善する。 【解決手段】 単相交流の電源電圧ＶSを全波整流して
整流電圧Ｖdcを得る。整流電圧Ｖdcに基づいてインバー
タ４のスイッチングによって三相の交流電流ｉu，ｉv，
ｉwをモータ６に与える。インバータ４のスイッチング
は制御回路５からのスイッチング指令に基づいて行われ
る。電源電圧ＶSはsinθSに比例している。モータ６に
対するｑ軸電流の指令値は、｜sinθS＋ｈ・sin３θS｜
に比例した値を採用する。例えばｈ＝１／３に設定する
ことにより、モータ６での銅損を低減しつつも、平滑コ
ンデンサ３４に採用されるコンデンサの容量値を小さく
することができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明はインバータの制御
技術に関し、特に容量が小さな平滑コンデンサを採用し
た単相直流電源に対して行う場合の、インバータの制御
技術に関する。
技術に関し、特に容量が小さな平滑コンデンサを採用し
た単相直流電源に対して行う場合の、インバータの制御
技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】周知のように、インバータはスイッチン
グ素子のスイッチング制御により、直流電源から可変周
波数、可変電圧の交流を効率良く、しかも多相で得るこ
とができる回路である。インバータは例えばモータへの
電力供給に採用され、モータの回転数やトルクを制御す
る用途に用いられる。スイッチング素子としては通常、
トランジスタが用いられる。
グ素子のスイッチング制御により、直流電源から可変周
波数、可変電圧の交流を効率良く、しかも多相で得るこ
とができる回路である。インバータは例えばモータへの
電力供給に採用され、モータの回転数やトルクを制御す
る用途に用いられる。スイッチング素子としては通常、
トランジスタが用いられる。
【０００３】インバータに供給するための直流電源は、
単相交流を全波整流するダイオードブリッジと、フィル
タとを備える。フィルタはダイオードブリッジの出力の
リプルを平滑する機能を有し、通常は大容量（例えば１
０3μＦオーダー）の平滑コンデンサを備える。
単相交流を全波整流するダイオードブリッジと、フィル
タとを備える。フィルタはダイオードブリッジの出力の
リプルを平滑する機能を有し、通常は大容量（例えば１
０3μＦオーダー）の平滑コンデンサを備える。
【０００４】図１６は従来のインバータ４及びその入力
側と出力側の構成を示す回路図である。インバータ４に
はフィルタ３ａの出力として、平滑コンデンサ３３の両
端電圧Ｖdcが与えられる。インバータ４はハイアーム側
及びローアーム側にそれぞれ設けられるトランジスタを
各相毎に備えており、これらのトランジスタは図示され
ない制御回路によって制御されてスイッチングする。こ
こではインバータ４は三相の交流電流を三相モータ６に
供給する場合が例示されている。
側と出力側の構成を示す回路図である。インバータ４に
はフィルタ３ａの出力として、平滑コンデンサ３３の両
端電圧Ｖdcが与えられる。インバータ４はハイアーム側
及びローアーム側にそれぞれ設けられるトランジスタを
各相毎に備えており、これらのトランジスタは図示され
ない制御回路によって制御されてスイッチングする。こ
こではインバータ４は三相の交流電流を三相モータ６に
供給する場合が例示されている。
【０００５】インバータ４はモータ６のトルクを一定に
すべく、モータ６の電流振幅にリプルが生じないように
インバータのＰＷＭ（パルス幅変調）が行われる。
すべく、モータ６の電流振幅にリプルが生じないように
インバータのＰＷＭ（パルス幅変調）が行われる。
【０００６】交流電源１は単相であり、ダイオードブリ
ッジ２によって全波整流された電圧がフィルタ３ａに与
えられる。但し、交流電源１の力率低下や高調波発生の
問題を低減するため、ダイオードブリッジ２の出力を平
滑コンデンサ３３の両端には印加していない。力率改善
リアクトル３１と波形改善用コンデンサ３２の並列接続
を更に、平滑コンデンサ３３と直列に接続して得られる
直列接続体の両端に、ダイオードブリッジ２の出力を印
加している。
ッジ２によって全波整流された電圧がフィルタ３ａに与
えられる。但し、交流電源１の力率低下や高調波発生の
問題を低減するため、ダイオードブリッジ２の出力を平
滑コンデンサ３３の両端には印加していない。力率改善
リアクトル３１と波形改善用コンデンサ３２の並列接続
を更に、平滑コンデンサ３３と直列に接続して得られる
直列接続体の両端に、ダイオードブリッジ２の出力を印
加している。
【０００７】図１７は交流電源１からダイオードブリッ
ジ２に与えられた電圧ＶS及び電流ｉINと、フィルタ３
の出力電圧、即ち、平滑コンデンサ３３の両端電圧Ｖdc
との時間的変化を示すグラフである。電圧Ｖdcは比較的
平坦ではあるが、電流ｉINに大きな歪みが生じている。
これは大容量の平滑コンデンサ３３の両端電圧Ｖdcが比
較的平坦で、リプルが少ないことに起因して、ダイオー
ドブリッジ２がオンする期間が短くなるためである。
ジ２に与えられた電圧ＶS及び電流ｉINと、フィルタ３
の出力電圧、即ち、平滑コンデンサ３３の両端電圧Ｖdc
との時間的変化を示すグラフである。電圧Ｖdcは比較的
平坦ではあるが、電流ｉINに大きな歪みが生じている。
これは大容量の平滑コンデンサ３３の両端電圧Ｖdcが比
較的平坦で、リプルが少ないことに起因して、ダイオー
ドブリッジ２がオンする期間が短くなるためである。
【０００８】なお、電流ｉINに見られる高周波リプルは
測定系に混入したノイズによるものである。
測定系に混入したノイズによるものである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】従来のインバータの制
御技術では平滑コンデンサ３３の容量が大きいため、通
常は電解コンデンサを採用する必要があり、これは使用
環境、例えば周囲温度を制約する。また電解コンデンサ
を採用してもまだそのサイズは大きい。力率改善リアク
トル３１のインダクタンスも数ｍＨの値に設定されるた
め、フィルタ３のサイズは大きくなり、コストアップを
招来している。
御技術では平滑コンデンサ３３の容量が大きいため、通
常は電解コンデンサを採用する必要があり、これは使用
環境、例えば周囲温度を制約する。また電解コンデンサ
を採用してもまだそのサイズは大きい。力率改善リアク
トル３１のインダクタンスも数ｍＨの値に設定されるた
め、フィルタ３のサイズは大きくなり、コストアップを
招来している。
【００１０】また更に交流電源１の力率低下や高調波発
生の問題を低減する場合には、チョッパ回路を設けるこ
ともあるが、これもコストアップに繋がる。
生の問題を低減する場合には、チョッパ回路を設けるこ
ともあるが、これもコストアップに繋がる。
【００１１】本発明は上記の問題点に鑑みてなされたも
のであり、大容量の平滑コンデンサ、力率改善リアクト
ル、波形改善用コンデンサを省略したインバータの制御
方法を改善する技術を提供することを目的としている。
のであり、大容量の平滑コンデンサ、力率改善リアクト
ル、波形改善用コンデンサを省略したインバータの制御
方法を改善する技術を提供することを目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】この発明のうち請求項１
にかかるものは、単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整
流して得られる整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交
流電流（ｉu，ｉv，ｉ w）をモータ（６）に与えるイン
バータ（４）を制御する、インバータの制御方法であ
る。そして、前記電源電圧は位相（θS）についての正
弦関数（sinθS）に比例し、前記多相の交流電流に基づ
くトルク電流（ｉq）の指令値（ｉq *）から決定される
前記モータのトルク（ｎ・Ｋ・ｉq *）を、前記トルクの
平均値（Average（τ））及び前記モータの極数（２
ｎ）で除した値（ｉq *／２Ｉq）のピークは、１を越え
ない。
にかかるものは、単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整
流して得られる整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交
流電流（ｉu，ｉv，ｉ w）をモータ（６）に与えるイン
バータ（４）を制御する、インバータの制御方法であ
る。そして、前記電源電圧は位相（θS）についての正
弦関数（sinθS）に比例し、前記多相の交流電流に基づ
くトルク電流（ｉq）の指令値（ｉq *）から決定される
前記モータのトルク（ｎ・Ｋ・ｉq *）を、前記トルクの
平均値（Average（τ））及び前記モータの極数（２
ｎ）で除した値（ｉq *／２Ｉq）のピークは、１を越え
ない。
【００１３】この発明のうち請求項２にかかるものは、
請求項１記載のインバータの制御方法であって、前記多
相の交流電流に基づくトルク電流（ｉq）の指令値（ｉq
*）として、前記正弦関数（sinθS）に前記正弦関数の
奇数次高調波（sin３θS）を重畳させ、更にその結果の
絶対値に比例した値を採用する。
請求項１記載のインバータの制御方法であって、前記多
相の交流電流に基づくトルク電流（ｉq）の指令値（ｉq
*）として、前記正弦関数（sinθS）に前記正弦関数の
奇数次高調波（sin３θS）を重畳させ、更にその結果の
絶対値に比例した値を採用する。
【００１４】この発明のうち請求項３にかかるものは、
単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整流して得られる整
流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交流電流（ｉu，
ｉv，ｉ w）をモータ（６）に与えるインバータ（４）を
制御するインバータの制御方法であって、前記電源電圧
は位相（θS）についての正弦関数（sinθS）に比例
し、前記モータのトルク（τ）の指令値（τ*）を、前
記トルクの平均値（Average（τ））及び前記モータの
極数（２ｎ）で除した値（ｉq *／２Ｉq）のピークは、
１を越えない。
単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整流して得られる整
流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交流電流（ｉu，
ｉv，ｉ w）をモータ（６）に与えるインバータ（４）を
制御するインバータの制御方法であって、前記電源電圧
は位相（θS）についての正弦関数（sinθS）に比例
し、前記モータのトルク（τ）の指令値（τ*）を、前
記トルクの平均値（Average（τ））及び前記モータの
極数（２ｎ）で除した値（ｉq *／２Ｉq）のピークは、
１を越えない。
【００１５】この発明のうち請求項４にかかるものは、
請求項３記載のインバータの制御方法であって、前記モ
ータ（６）のトルク（τ）の指令値（τ*）として、前
記正弦関数（sinθS）に前記正弦関数の奇数次高調波
（sin３θS）を重畳させ、更にその結果の絶対値に比例
した値を採用する。
請求項３記載のインバータの制御方法であって、前記モ
ータ（６）のトルク（τ）の指令値（τ*）として、前
記正弦関数（sinθS）に前記正弦関数の奇数次高調波
（sin３θS）を重畳させ、更にその結果の絶対値に比例
した値を採用する。
【００１６】この発明のうち請求項５にかかるものは、
請求項２及び請求項４のいずれか一つに記載のインバー
タの制御方法であって、前記指令値（ｉq *，τ*）は、
台形波を呈する。
請求項２及び請求項４のいずれか一つに記載のインバー
タの制御方法であって、前記指令値（ｉq *，τ*）は、
台形波を呈する。
【００１７】この発明のうち請求項６にかかるものは、
請求項５記載のインバータの制御方法であって、前記台
形波は、前記電源電圧（ＶS）の半分の周期（π）を有
し、前記正弦関数（sinθS）の２乗（sin2θS）に比例
した値を、そのピーク値よりも低いレベルでリミッタ処
理して得られる。
請求項５記載のインバータの制御方法であって、前記台
形波は、前記電源電圧（ＶS）の半分の周期（π）を有
し、前記正弦関数（sinθS）の２乗（sin2θS）に比例
した値を、そのピーク値よりも低いレベルでリミッタ処
理して得られる。
【００１８】この発明のうち請求項７にかかるものは、
請求項２及び請求項４のいずれか一つに記載のインバー
タの制御方法であって、前記指令値（ｉq *，τ*）は、
前記正弦関数（sinθS）に、前記位相（θS）の３倍に
ついての正弦関数と重み（ｈ）との積を加算した結果の
絶対値を採った値に比例し、前記重みは−０．２１６４
乃至１．１５３に設定される。
請求項２及び請求項４のいずれか一つに記載のインバー
タの制御方法であって、前記指令値（ｉq *，τ*）は、
前記正弦関数（sinθS）に、前記位相（θS）の３倍に
ついての正弦関数と重み（ｈ）との積を加算した結果の
絶対値を採った値に比例し、前記重みは−０．２１６４
乃至１．１５３に設定される。
【００１９】この発明のうち請求項８にかかるものは、
請求項７記載のインバータの制御方法であって、前記重
み（ｈ）は１／３以下に設定される。
請求項７記載のインバータの制御方法であって、前記重
み（ｈ）は１／３以下に設定される。
【００２０】この発明のうち請求項９にかかるものは、
請求項７記載のインバータの制御方法であって、前記重
み（ｈ）は−０．１９２より大きく設定される。
請求項７記載のインバータの制御方法であって、前記重
み（ｈ）は−０．１９２より大きく設定される。
【００２１】この発明のうち請求項１０にかかるもの
は、単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整流して得られ
る整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交流電流
（ｉu，ｉv，ｉw）をモータ（６）に与えるインバータ
（４）を制御する方法であって、前記電源電圧は位相
（θS）についての正弦関数（sinθS）に比例し、前記
位相の２倍（２θS）についての余弦関数（cos２θS）
と重み（ｇ）との積を１から差し引いた結果に比例した
値を、前記多相の交流電流に基づくトルク電流（ｉq）
の指令値（ｉq *）として採用し、前記重みは０より大き
くかつ１より小さく設定される。
は、単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整流して得られ
る整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交流電流
（ｉu，ｉv，ｉw）をモータ（６）に与えるインバータ
（４）を制御する方法であって、前記電源電圧は位相
（θS）についての正弦関数（sinθS）に比例し、前記
位相の２倍（２θS）についての余弦関数（cos２θS）
と重み（ｇ）との積を１から差し引いた結果に比例した
値を、前記多相の交流電流に基づくトルク電流（ｉq）
の指令値（ｉq *）として採用し、前記重みは０より大き
くかつ１より小さく設定される。
【００２２】この発明のうち請求項１１にかかるもの
は、単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整流して得られ
る整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交流電流
（ｉu，ｉv，ｉw）をモータ（６）に与えるインバータ
（４）を制御する方法であって、前記電源電圧は位相
（θS）についての正弦関数（sinθS）に比例し、前記
位相の２倍（２θS）についての余弦関数（cos２θS）
と重み（ｇ）との積を１から差し引いた結果に比例した
値を、前記モータ（６）のトルク（τ）の指令値
（τ*）として採用し、前記重みは０より大きくかつ１
より小さく設定される。
は、単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整流して得られ
る整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交流電流
（ｉu，ｉv，ｉw）をモータ（６）に与えるインバータ
（４）を制御する方法であって、前記電源電圧は位相
（θS）についての正弦関数（sinθS）に比例し、前記
位相の２倍（２θS）についての余弦関数（cos２θS）
と重み（ｇ）との積を１から差し引いた結果に比例した
値を、前記モータ（６）のトルク（τ）の指令値
（τ*）として採用し、前記重みは０より大きくかつ１
より小さく設定される。
【００２３】この発明のうち請求項１２にかかるもの
は、請求項１０及び請求項１１のいずれか一つに記載の
インバータの制御方法であって、前記整流電圧（Ｖdc）
の脈動が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定され
る。
は、請求項１０及び請求項１１のいずれか一つに記載の
インバータの制御方法であって、前記整流電圧（Ｖdc）
の脈動が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定され
る。
【００２４】この発明のうち請求項１３にかかるもの
は、請求項１０及び請求項１１のいずれか一つに記載の
インバータの制御方法であって、前記単相交流の電源電
圧（Ｖ S）に基づく入力電力（ＰS）が小さいほど、前記
重み（ｇ）は小さく設定される。
は、請求項１０及び請求項１１のいずれか一つに記載の
インバータの制御方法であって、前記単相交流の電源電
圧（Ｖ S）に基づく入力電力（ＰS）が小さいほど、前記
重み（ｇ）は小さく設定される。
【００２５】この発明のうち請求項１４にかかるもの
は、請求項１０及び請求項１１のいずれか一つに記載の
インバータの制御方法であって、前記モータ（６）のト
ルク（τ）が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定
される。
は、請求項１０及び請求項１１のいずれか一つに記載の
インバータの制御方法であって、前記モータ（６）のト
ルク（τ）が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定
される。
【００２６】この発明のうち請求項１５にかかるもの
は、請求項１０及び請求項１１のいずれか一つに記載の
インバータの制御方法であって、前記多相の交流電流に
基づくトルク電流振幅（Ｉq）が小さいほど、前記重み
（ｇ）は小さく設定される。
は、請求項１０及び請求項１１のいずれか一つに記載の
インバータの制御方法であって、前記多相の交流電流に
基づくトルク電流振幅（Ｉq）が小さいほど、前記重み
（ｇ）は小さく設定される。
【００２７】この発明のうち請求項１６にかかるもの
は、請求項１０及び請求項１１のいずれか一つに記載の
インバータの制御方法であって、前記モータ（６）の回
転数が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定され
る。
は、請求項１０及び請求項１１のいずれか一つに記載の
インバータの制御方法であって、前記モータ（６）の回
転数が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定され
る。
【００２８】この発明のうち請求項１７にかかるもの
は、単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整流して得られ
る整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交流電流
（ｉu，ｉv，ｉw）をモータ（６）に与えるインバータ
（４）を制御する制御回路（５）であって、前記電源電
圧は位相（θS）についての正弦関数（sinθS）に比例
し、前記多相の交流電流に基づいてトルク電流（ｉq）
を求める軸変換部（５９）と、前記正弦関数（sinθS）
に、前記正弦関数の奇数次高調波（sin３θS）を重畳さ
せ、更にその結果の絶対値に比例した指令値（ｉq *）を
求める指令値計算部（５２）と、前記トルク電流及び前
記指令値に基づいて前記インバータのスイッチングを制
御するスイッチング指令（ＣＮＴ）を出力するスイッチ
ング指令計算部（５８）とを備える。
は、単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整流して得られ
る整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交流電流
（ｉu，ｉv，ｉw）をモータ（６）に与えるインバータ
（４）を制御する制御回路（５）であって、前記電源電
圧は位相（θS）についての正弦関数（sinθS）に比例
し、前記多相の交流電流に基づいてトルク電流（ｉq）
を求める軸変換部（５９）と、前記正弦関数（sinθS）
に、前記正弦関数の奇数次高調波（sin３θS）を重畳さ
せ、更にその結果の絶対値に比例した指令値（ｉq *）を
求める指令値計算部（５２）と、前記トルク電流及び前
記指令値に基づいて前記インバータのスイッチングを制
御するスイッチング指令（ＣＮＴ）を出力するスイッチ
ング指令計算部（５８）とを備える。
【００２９】この発明のうち請求項１８にかかるもの
は、単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整流して得られ
る整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交流電流
（ｉu，ｉv，ｉw）をモータ（６）に与えるインバータ
（４）を制御する制御回路（５）であって、前記電源電
圧は位相（θS）についての正弦関数（sinθS）に比例
し、前記モータのトルク（τ）を求めるトルク演算部
（６６）と、前記正弦関数（sinθS）に、前記正弦関数
の奇数次高調波（sin３θS）を重畳させ、更にその結果
の絶対値に比例した指令値（τ*）を求める指令値計算
部（６２）と、前記トルク及び前記指令値に基づいて前
記インバータのスイッチングを制御するスイッチング指
令（ＣＮＴ）を出力するスイッチングテーブル部（６
９）とを備える。
は、単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整流して得られ
る整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交流電流
（ｉu，ｉv，ｉw）をモータ（６）に与えるインバータ
（４）を制御する制御回路（５）であって、前記電源電
圧は位相（θS）についての正弦関数（sinθS）に比例
し、前記モータのトルク（τ）を求めるトルク演算部
（６６）と、前記正弦関数（sinθS）に、前記正弦関数
の奇数次高調波（sin３θS）を重畳させ、更にその結果
の絶対値に比例した指令値（τ*）を求める指令値計算
部（６２）と、前記トルク及び前記指令値に基づいて前
記インバータのスイッチングを制御するスイッチング指
令（ＣＮＴ）を出力するスイッチングテーブル部（６
９）とを備える。
【００３０】この発明のうち請求項１９にかかるもの
は、請求項１７及び請求項１８のいずれか一つに記載の
インバータの制御回路（５）であって、前記指令値（ｉ
q *，τ *）は、台形波を呈する。
は、請求項１７及び請求項１８のいずれか一つに記載の
インバータの制御回路（５）であって、前記指令値（ｉ
q *，τ *）は、台形波を呈する。
【００３１】この発明のうち請求項２０にかかるもの
は、請求項１９記載のインバータの制御回路（５）であ
って、前記台形波は、前記電源電圧（ＶS）の半分の周
期（π）を有し、前記正弦関数（sinθS）の２乗（sin2
θS）に比例した値を、そのピーク値よりも低いレベル
でリミッタ処理して得られる。
は、請求項１９記載のインバータの制御回路（５）であ
って、前記台形波は、前記電源電圧（ＶS）の半分の周
期（π）を有し、前記正弦関数（sinθS）の２乗（sin2
θS）に比例した値を、そのピーク値よりも低いレベル
でリミッタ処理して得られる。
【００３２】この発明のうち請求項２１にかかるもの
は、請求項１７及び請求項１８のいずれか一つに記載の
インバータの制御回路（５）であって、前記指令値（ｉ
q *，τ *）は、前記正弦関数（sinθS）に、前記位相
（θS）の３倍についての正弦関数と重み（ｈ）との積
を加算した結果の絶対値を採った値に比例し、前記重み
は−０．２１６４乃至１．１５３に設定される。
は、請求項１７及び請求項１８のいずれか一つに記載の
インバータの制御回路（５）であって、前記指令値（ｉ
q *，τ *）は、前記正弦関数（sinθS）に、前記位相
（θS）の３倍についての正弦関数と重み（ｈ）との積
を加算した結果の絶対値を採った値に比例し、前記重み
は−０．２１６４乃至１．１５３に設定される。
【００３３】この発明のうち請求項２２にかかるもの
は、請求項２１記載のインバータの制御回路（５）であ
って、前記重み（ｈ）は１／３以下に設定される。
は、請求項２１記載のインバータの制御回路（５）であ
って、前記重み（ｈ）は１／３以下に設定される。
【００３４】この発明のうち請求項２３にかかるもの
は、請求項２１記載のインバータの制御回路（５）であ
って、前記重み（ｈ）は−０．１９２より大きく設定さ
れる。
は、請求項２１記載のインバータの制御回路（５）であ
って、前記重み（ｈ）は−０．１９２より大きく設定さ
れる。
【００３５】この発明のうち請求項２４にかかるもの
は、単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整流して得られ
る整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交流電流
（ｉu，ｉv，ｉw）をモータ（６）に与えるインバータ
（４）を制御する制御回路（５）であって、前記電源電
圧は位相（θS）についての正弦関数（sinθS）に比例
し、前記多相の交流電流に基づいてトルク電流（ｉq）
を求める軸変換部（５９）と、前記位相の２倍（２
θS）についての余弦関数（cos２θS）と重み（ｇ）と
の積を１から差し引いた結果に比例した指令値（ｉq *）
を求める指令値計算部（５２）と、前記トルク電流及び
前記指令値に基づいて前記インバータのスイッチングを
制御するスイッチング指令（ＣＮＴ）を出力するスイッ
チング指令計算部（５８）とを備え、前記重みは０より
大きくかつ１より小さく設定される。
は、単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整流して得られ
る整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交流電流
（ｉu，ｉv，ｉw）をモータ（６）に与えるインバータ
（４）を制御する制御回路（５）であって、前記電源電
圧は位相（θS）についての正弦関数（sinθS）に比例
し、前記多相の交流電流に基づいてトルク電流（ｉq）
を求める軸変換部（５９）と、前記位相の２倍（２
θS）についての余弦関数（cos２θS）と重み（ｇ）と
の積を１から差し引いた結果に比例した指令値（ｉq *）
を求める指令値計算部（５２）と、前記トルク電流及び
前記指令値に基づいて前記インバータのスイッチングを
制御するスイッチング指令（ＣＮＴ）を出力するスイッ
チング指令計算部（５８）とを備え、前記重みは０より
大きくかつ１より小さく設定される。
【００３６】この発明のうち請求項２５にかかるもの
は、単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整流して得られ
る整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交流電流
（ｉu，ｉv，ｉw）をモータ（６）に与えるインバータ
（４）を制御する制御回路（５）であって、前記電源電
圧は位相（θS）についての正弦関数（sinθS）に比例
し、前記モータ（６）のトルク（τ）を求めるトルク演
算部（６６）と、前記位相の２倍（２θS）についての
余弦関数（cos２θS）と重み（ｇ）との積を１から差し
引いた結果に比例した指令値（τ*）を求める指令値計
算部（６２）と、前記トルク及び前記指令値に基づいて
前記インバータのスイッチングを制御するスイッチング
指令（ＣＮＴ）を出力するスイッチングテーブル部（６
９）とを備え、前記重みは０より大きくかつ１より小さ
く設定される。
は、単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整流して得られ
る整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交流電流
（ｉu，ｉv，ｉw）をモータ（６）に与えるインバータ
（４）を制御する制御回路（５）であって、前記電源電
圧は位相（θS）についての正弦関数（sinθS）に比例
し、前記モータ（６）のトルク（τ）を求めるトルク演
算部（６６）と、前記位相の２倍（２θS）についての
余弦関数（cos２θS）と重み（ｇ）との積を１から差し
引いた結果に比例した指令値（τ*）を求める指令値計
算部（６２）と、前記トルク及び前記指令値に基づいて
前記インバータのスイッチングを制御するスイッチング
指令（ＣＮＴ）を出力するスイッチングテーブル部（６
９）とを備え、前記重みは０より大きくかつ１より小さ
く設定される。
【００３７】この発明のうち請求項２６にかかるもの
は、請求項２４及び請求項２５のいずれか一つに記載の
インバータの制御回路（５）であって、前記整流電圧
（Ｖdc）の脈動が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく
設定される。
は、請求項２４及び請求項２５のいずれか一つに記載の
インバータの制御回路（５）であって、前記整流電圧
（Ｖdc）の脈動が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく
設定される。
【００３８】この発明のうち請求項２７にかかるもの
は、請求項２４及び請求項２５のいずれか一つに記載の
インバータの制御回路（５）であって、前記単相交流の
電源電圧（ＶS）に基づく入力電力（ＰS）が小さいほ
ど、前記重み（ｇ）は小さく設定される。
は、請求項２４及び請求項２５のいずれか一つに記載の
インバータの制御回路（５）であって、前記単相交流の
電源電圧（ＶS）に基づく入力電力（ＰS）が小さいほ
ど、前記重み（ｇ）は小さく設定される。
【００３９】この発明のうち請求項２８にかかるもの
は、請求項２４及び請求項２５のいずれか一つに記載の
インバータの制御回路（５）であって、前記モータ
（６）のトルクが小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく
設定される。
は、請求項２４及び請求項２５のいずれか一つに記載の
インバータの制御回路（５）であって、前記モータ
（６）のトルクが小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく
設定される。
【００４０】この発明のうち請求項２９にかかるもの
は、請求項２４及び請求項２５のいずれか一つに記載の
インバータの制御回路（５）であって、前記多相の交流
電流に基づくトルク電流振幅（Ｉq）が小さいほど、前
記重み（ｇ）は小さく設定される。
は、請求項２４及び請求項２５のいずれか一つに記載の
インバータの制御回路（５）であって、前記多相の交流
電流に基づくトルク電流振幅（Ｉq）が小さいほど、前
記重み（ｇ）は小さく設定される。
【００４１】この発明のうち請求項３０にかかるもの
は、請求項２４及び請求項２５のいずれか一つに記載の
インバータの制御回路（５）であって、前記モータ
（６）の回転数が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく
設定される。
は、請求項２４及び請求項２５のいずれか一つに記載の
インバータの制御回路（５）であって、前記モータ
（６）の回転数が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく
設定される。
【００４２】
【発明の実施の形態】Ａ．本発明の前駆的技術．
本発明の実施の形態についての詳細な説明の前に、本発
明の前駆的技術について説明する。
明の前駆的技術について説明する。
【００４３】図１は本発明に適用可能なモータ制御回路
の構成を示す回路図である。単相の交流電源１はダイオ
ードブリッジ２に交流電圧ＶSを与える。そしてダイオ
ードブリッジ２の出力は、フィルタ３ｂに与えられる。
フィルタ３ｂは従来の技術において示されたフィルタ３
ａとは異なり、平滑コンデンサ３４のみで構成されてい
る。しかも平滑コンデンサ３４の容量は、平滑コンデン
サ３３の容量の１／１００程度であり、数十μＦであ
る。従って平滑コンデンサ３４は電解コンデンサに換え
てフィルムコンデンサが使用でき、そのサイズは小さ
い。
の構成を示す回路図である。単相の交流電源１はダイオ
ードブリッジ２に交流電圧ＶSを与える。そしてダイオ
ードブリッジ２の出力は、フィルタ３ｂに与えられる。
フィルタ３ｂは従来の技術において示されたフィルタ３
ａとは異なり、平滑コンデンサ３４のみで構成されてい
る。しかも平滑コンデンサ３４の容量は、平滑コンデン
サ３３の容量の１／１００程度であり、数十μＦであ
る。従って平滑コンデンサ３４は電解コンデンサに換え
てフィルムコンデンサが使用でき、そのサイズは小さ
い。
【００４４】平滑コンデンサ３４の両端において得られ
る整流電圧Ｖdcは従来の技術と同様にインバータ４に入
力する。インバータ４では、制御回路５から得られるス
イッチング指令ＣＮＴに基づき、そのスイッチング素子
たるトランジスタのスイッチングが行われる。これによ
り、モータ６には電流が供給される。
る整流電圧Ｖdcは従来の技術と同様にインバータ４に入
力する。インバータ４では、制御回路５から得られるス
イッチング指令ＣＮＴに基づき、そのスイッチング素子
たるトランジスタのスイッチングが行われる。これによ
り、モータ６には電流が供給される。
【００４５】平滑コンデンサ３４の容量は小さいので、
その整流電圧Ｖdcは非常に大きなリプルを有することに
なる。しかしながら、スイッチング指令ＣＮＴを適切に
設定することにより、交流電源１からダイオードブリッ
ジ２に与えられる電流ｉINの高調波、特に低次高調波を
低減し、また力率の改善も可能である。
その整流電圧Ｖdcは非常に大きなリプルを有することに
なる。しかしながら、スイッチング指令ＣＮＴを適切に
設定することにより、交流電源１からダイオードブリッ
ジ２に与えられる電流ｉINの高調波、特に低次高調波を
低減し、また力率の改善も可能である。
【００４６】このように平滑コンデンサの容量を著しく
小さくしたインバータの制御技術を、ここでは単相コン
デンサレスインバータ制御と称する。上記の駆動技術は
例えば「高入力力率のダイオード整流回路を持つＰＭモ
ータのインバータ制御法」（高橋、平成１２年電気学会
全国大会予稿集第１５７頁）で提案されている。
小さくしたインバータの制御技術を、ここでは単相コン
デンサレスインバータ制御と称する。上記の駆動技術は
例えば「高入力力率のダイオード整流回路を持つＰＭモ
ータのインバータ制御法」（高橋、平成１２年電気学会
全国大会予稿集第１５７頁）で提案されている。
【００４７】図２は、制御回路５の構成を例示するブロ
ック図である。ここではモータ６は永久磁石が回転子に
設けられ、固定子に三相の界磁コイルが設けられる場合
を例示する。制御回路５はモータ６の各相に流れる電流
ｉu，ｉv，ｉw及びモータ６の回転子の回転角速度（機
械角）ωm、並びに交流電源１の電圧ＶS及びインバータ
４に入力する電圧Ｖdcに基づいてスイッチング指令ＣＮ
Ｔを計算する。
ック図である。ここではモータ６は永久磁石が回転子に
設けられ、固定子に三相の界磁コイルが設けられる場合
を例示する。制御回路５はモータ６の各相に流れる電流
ｉu，ｉv，ｉw及びモータ６の回転子の回転角速度（機
械角）ωm、並びに交流電源１の電圧ＶS及びインバータ
４に入力する電圧Ｖdcに基づいてスイッチング指令ＣＮ
Ｔを計算する。
【００４８】制御回路５は軸変換部５９を有しており、
三相の界磁コイルに各々流れる電流ｉu，ｉv，ｉwをベ
クトル制御によって制御する。具体的にはモータ内部に
確立した主磁束方向に磁束を作る電流成分たる磁束電流
（いわゆるｄ軸電流）ｉdと、それと位相的に90°進ん
だ、トルクを直接制御するトルク電流（いわゆるｑ軸電
流）ｉqとに分けて独立に制御する。
三相の界磁コイルに各々流れる電流ｉu，ｉv，ｉwをベ
クトル制御によって制御する。具体的にはモータ内部に
確立した主磁束方向に磁束を作る電流成分たる磁束電流
（いわゆるｄ軸電流）ｉdと、それと位相的に90°進ん
だ、トルクを直接制御するトルク電流（いわゆるｑ軸電
流）ｉqとに分けて独立に制御する。
【００４９】制御回路５はｄ軸電流指令値計算部５１及
びｑ軸電流指令値計算部５２も有している。ｄ軸電流指
令値計算部５１では、インバータ４に入力する電圧
Ｖdc、回転角速度（機械角）ωm、ｑ軸電流ｉqに基づい
て、ｄ軸電流指令値ｉd *を求める。一方、ｑ軸電流指令
値計算部５２では、電圧ＶSに基づいてｑ軸電流指令値
ｉq *を求める。
びｑ軸電流指令値計算部５２も有している。ｄ軸電流指
令値計算部５１では、インバータ４に入力する電圧
Ｖdc、回転角速度（機械角）ωm、ｑ軸電流ｉqに基づい
て、ｄ軸電流指令値ｉd *を求める。一方、ｑ軸電流指令
値計算部５２では、電圧ＶSに基づいてｑ軸電流指令値
ｉq *を求める。
【００５０】制御回路５は減算部５３，５４も有してお
り、それぞれｄ軸電流指令値ｉd *からｄ軸電流ｉdを減
じて得られるｄ軸偏差Δｄ、ｑ軸電流指令値ｉq *からｑ
軸電流ｉqを減じて得られるｑ軸偏差Δｑを出力する。
り、それぞれｄ軸電流指令値ｉd *からｄ軸電流ｉdを減
じて得られるｄ軸偏差Δｄ、ｑ軸電流指令値ｉq *からｑ
軸電流ｉqを減じて得られるｑ軸偏差Δｑを出力する。
【００５１】制御回路５はＰＩ制御部５５，５６も有し
ており、これらはそれぞれｄ軸偏差Δｄ、ｑ軸偏差Δｑ
に基づき、ＰＩ制御（比例・積分制御）の計算を行う。
この計算結果は、制御回路５が有する電圧指令値計算部
５７によって所定の計算が行われ、ｄ軸電圧指令値
ｖd *、ｑ軸電圧指令値ｖq *が得られる。
ており、これらはそれぞれｄ軸偏差Δｄ、ｑ軸偏差Δｑ
に基づき、ＰＩ制御（比例・積分制御）の計算を行う。
この計算結果は、制御回路５が有する電圧指令値計算部
５７によって所定の計算が行われ、ｄ軸電圧指令値
ｖd *、ｑ軸電圧指令値ｖq *が得られる。
【００５２】制御回路５はスイッチング指令計算部５８
も有しており、ここにおいてｄ軸電圧指令値ｖd *、ｑ軸
電圧指令値ｖq *に基づいてスイッチング指令ＣＮＴが求
められる。スイッチング指令計算部５８ではｄ−ｑ軸か
らＵ，Ｖ，Ｗ相への軸変換の処理を含んでいる。
も有しており、ここにおいてｄ軸電圧指令値ｖd *、ｑ軸
電圧指令値ｖq *に基づいてスイッチング指令ＣＮＴが求
められる。スイッチング指令計算部５８ではｄ−ｑ軸か
らＵ，Ｖ，Ｗ相への軸変換の処理を含んでいる。
【００５３】かかるインバータの制御技術は「ＩＰＭモ
ータの弱め界磁を利用した高力率インバータ制御法」
（芳賀、高橋、平成１３年電気学会全国大会予稿集第１
２１４頁）において開示され、更に具体的にはｑ軸電流
指令値ｉq *がＶS 2に比例する、即ち、モータトルクは交
流電圧ＶSの２倍周波で脈動することが示唆されてい
る。
ータの弱め界磁を利用した高力率インバータ制御法」
（芳賀、高橋、平成１３年電気学会全国大会予稿集第１
２１４頁）において開示され、更に具体的にはｑ軸電流
指令値ｉq *がＶS 2に比例する、即ち、モータトルクは交
流電圧ＶSの２倍周波で脈動することが示唆されてい
る。
【００５４】さて、力率改善リアクトルや波形改善用コ
ンデンサを省略し、平滑コンデンサの容量を著しく低減
した単相コンデンサレスインバータ制御の技術におけ
る、定常状態でのモータ効率を考察する。以下、従来の
インバータ技術のように電流振幅を一定（即ち、トルク
一定）に制御する場合を第１方式とし、ｑ軸電流指令値
ｉq *をＶS 2に比例（即ち、トルクを交流電圧ＶSの２倍
周波で脈動制御）させる場合を第２方式とし、両者を比
較する。
ンデンサを省略し、平滑コンデンサの容量を著しく低減
した単相コンデンサレスインバータ制御の技術におけ
る、定常状態でのモータ効率を考察する。以下、従来の
インバータ技術のように電流振幅を一定（即ち、トルク
一定）に制御する場合を第１方式とし、ｑ軸電流指令値
ｉq *をＶS 2に比例（即ち、トルクを交流電圧ＶSの２倍
周波で脈動制御）させる場合を第２方式とし、両者を比
較する。
【００５５】一般に永久磁石型モータ、特に埋め込み永
久磁石型モータでは、回転子に埋め込まれた磁石と固定
子の回転磁界との間に発生する磁石トルクと、回転子の
鉄心と、固定子の回転磁界との間で発生するリラクタン
ストルクとが存在する。モータの極の対の数をｎ、モー
タの速度起電圧定数をλa、Ｌd，Ｌqをそれぞれｄ軸及
びｑ軸のインダクタンスとして採用すると、ｄ−ｑ軸座
標系でトルクτは式（１）で表すことができる。
久磁石型モータでは、回転子に埋め込まれた磁石と固定
子の回転磁界との間に発生する磁石トルクと、回転子の
鉄心と、固定子の回転磁界との間で発生するリラクタン
ストルクとが存在する。モータの極の対の数をｎ、モー
タの速度起電圧定数をλa、Ｌd，Ｌqをそれぞれｄ軸及
びｑ軸のインダクタンスとして採用すると、ｄ−ｑ軸座
標系でトルクτは式（１）で表すことができる。
【００５６】
【数１】
【００５７】式（１）の第１項及び第２項はそれぞれ磁
石トルク及びリラクタンストルクに相当する。なお、ｄ
軸電流ｉd、ｑ軸電流ｉqは回転磁界を与える電流、例え
ば三相の電流ｉu，ｉv，ｉwとの間に式（２）が成立す
る。ここでθmはモータの回転子位置角（機械角）であ
る。
石トルク及びリラクタンストルクに相当する。なお、ｄ
軸電流ｉd、ｑ軸電流ｉqは回転磁界を与える電流、例え
ば三相の電流ｉu，ｉv，ｉwとの間に式（２）が成立す
る。ここでθmはモータの回転子位置角（機械角）であ
る。
【００５８】
【数２】
【００５９】通常、リラクタンストルクは最も大きいも
のでも全トルクの３割程度であり、よってｄ軸電流ｉd
を変動させても全トルクに与える影響は少ないと近似す
る。よってｉd＝Ｉd（一定）とすると、式（１）は式
（３）に近似できる。
のでも全トルクの３割程度であり、よってｄ軸電流ｉd
を変動させても全トルクに与える影響は少ないと近似す
る。よってｉd＝Ｉd（一定）とすると、式（１）は式
（３）に近似できる。
【００６０】
【数３】
【００６１】このような近似により見かけ上リラクタン
ストルクを省略して取り扱うことができ、埋め込み永久
磁石型モータも表面永久磁石型モータと同じ取り扱いと
することができる。
ストルクを省略して取り扱うことができ、埋め込み永久
磁石型モータも表面永久磁石型モータと同じ取り扱いと
することができる。
【００６２】いま、交流電源１の位相をθS、振幅をＶC
とすると、ＶS＝ＶCsinθSと表すことができる。この位
相θSの一周期（０〜２π）における極対一つ当たりの
トルクの平均値Average(τ)及びｑ軸電流の実効値Ｉrms
は、式（４）で求められる。但し第２方式のトルクの変
動する周期は、電源の変動する周期の１／２である。
とすると、ＶS＝ＶCsinθSと表すことができる。この位
相θSの一周期（０〜２π）における極対一つ当たりの
トルクの平均値Average(τ)及びｑ軸電流の実効値Ｉrms
は、式（４）で求められる。但し第２方式のトルクの変
動する周期は、電源の変動する周期の１／２である。
【００６３】
【数４】
【００６４】そして単位当たりのトルクの平均値Averag
e(τ)を得るためのｑ軸電流の実効値Ｉrmsを損失評価の
指標として用いることにする。
e(τ)を得るためのｑ軸電流の実効値Ｉrmsを損失評価の
指標として用いることにする。
【００６５】第１方式について式（４）を適用する。こ
の場合にはｑ軸電流指令値ｉq *は一定であり、トルクの
平均値Average(τ)及びｑ軸電流の実効値Ｉrms及び指標
Ｉrm s／Average(τ)は式（５）の通り求められる。
の場合にはｑ軸電流指令値ｉq *は一定であり、トルクの
平均値Average(τ)及びｑ軸電流の実効値Ｉrms及び指標
Ｉrm s／Average(τ)は式（５）の通り求められる。
【００６６】
【数５】
【００６７】同様にして第２方式について式（４）を適
用して式（６）が得られる。但しここでは、トルクの平
均値Average(τ)が第１方式と等しくＫ・Ｉqとなるよう
に、ｑ軸電流指令値ｉq *の係数を定めた。
用して式（６）が得られる。但しここでは、トルクの平
均値Average(τ)が第１方式と等しくＫ・Ｉqとなるよう
に、ｑ軸電流指令値ｉq *の係数を定めた。
【００６８】
【数６】
【００６９】そこで、第１方式と第２方式とを比較する
と、それぞれの指標に添字１，２を付記して式（７）が
得られる。
と、それぞれの指標に添字１，２を付記して式（７）が
得られる。
【００７０】
【数７】
【００７１】つまり第２方式では第１方式と比較して、
同じトルクを得るためには電流が（３／２）1/2倍必要
であり、従って電流の２乗に比例する銅損は（３／２）
倍となる。
同じトルクを得るためには電流が（３／２）1/2倍必要
であり、従って電流の２乗に比例する銅損は（３／２）
倍となる。
【００７２】そこで、以下の実施の形態では、ｑ軸電流
ｉqの変動幅を小さく抑え、銅損を小さくする技術を説
明する。
ｉqの変動幅を小さく抑え、銅損を小さくする技術を説
明する。
【００７３】Ｂ．第１の実施の形態．
本実施の形態でも図１に示されたインバータ制御の構
成、及び図２に示された制御回路５の構成を採用するこ
とができる。但し、ｑ軸電流指令値計算部５２（図２）
とは異なり、交流電源１の電圧ＶSの他、整流電圧Ｖdc
も制御回路５のｑ軸電流指令値の計算に供せられる。
成、及び図２に示された制御回路５の構成を採用するこ
とができる。但し、ｑ軸電流指令値計算部５２（図２）
とは異なり、交流電源１の電圧ＶSの他、整流電圧Ｖdc
も制御回路５のｑ軸電流指令値の計算に供せられる。
【００７４】本実施の形態では、交流電源１の位相θS
についての周期関数sinθSに当該周期関数の奇数次高調
波を重畳させ、更にその結果の絶対値に比例した値をｑ
軸電流指令値ｉq *として採用する。例えば周期関数sin
θSに対して、３倍高調波sin３θSに重みｈを乗じたｈ
・sin３θSを重畳し、その絶対値を採り、適当な係数を
乗じてｑ軸電流指令値ｉq *を設定する。これを第３方式
とすると、第３方式について式（４）を適用して式
（８）が得られる。
についての周期関数sinθSに当該周期関数の奇数次高調
波を重畳させ、更にその結果の絶対値に比例した値をｑ
軸電流指令値ｉq *として採用する。例えば周期関数sin
θSに対して、３倍高調波sin３θSに重みｈを乗じたｈ
・sin３θSを重畳し、その絶対値を採り、適当な係数を
乗じてｑ軸電流指令値ｉq *を設定する。これを第３方式
とすると、第３方式について式（４）を適用して式
（８）が得られる。
【００７５】
【数８】
【００７６】そこで式（７）と同様にして第１方式と指
標を比較すると式（９）が得られる。
標を比較すると式（９）が得られる。
【００７７】
【数９】
【００７８】図３は重みｈに対して指標Ｉrms／Average
(τ)・Ｋを曲線Ｊ３としてプロットしたグラフである。
破線Ｊ１，Ｊ２はそれぞれ第１方式及び第２方式を採用
した場合を示している。式（９）のうち、係数（π／２
3/2）を除いて得られる重みｈの関数について、重みｈ
の導関数を求めると式（１０）が得られ、ｈ＝１／３で
最小値が得られることが解る。
(τ)・Ｋを曲線Ｊ３としてプロットしたグラフである。
破線Ｊ１，Ｊ２はそれぞれ第１方式及び第２方式を採用
した場合を示している。式（９）のうち、係数（π／２
3/2）を除いて得られる重みｈの関数について、重みｈ
の導関数を求めると式（１０）が得られ、ｈ＝１／３で
最小値が得られることが解る。
【００７９】
【数１０】
【００８０】よって第３方式でｈ＝１／３を採用した場
合、第１方式を採用して同じトルクを発生する場合と比
較して、指標Ｉrms／Average(τ)・Ｋは（π／２3/2）
・（９／１０）1/2＝約１．０５４倍大きいものの、第
２方式と比較すると銅損は４０％以上の改善となること
が解る。
合、第１方式を採用して同じトルクを発生する場合と比
較して、指標Ｉrms／Average(τ)・Ｋは（π／２3/2）
・（９／１０）1/2＝約１．０５４倍大きいものの、第
２方式と比較すると銅損は４０％以上の改善となること
が解る。
【００８１】図４は交流電源１の位相θSに対するｑ軸
電流指令値ｉq *の変化を示すグラフである。それぞれの
モータトルク平均値は同じである。曲線Ｊ３０，Ｊ３
１，Ｊ３２はそれぞれ重みｈの値が０，０．１，０．３
の場合の第３方式でのｑ軸電流指令値ｉq *を示してお
り、曲線Ｊ２０は第２方式でのｑ軸電流指令値ｉq *を示
している。
電流指令値ｉq *の変化を示すグラフである。それぞれの
モータトルク平均値は同じである。曲線Ｊ３０，Ｊ３
１，Ｊ３２はそれぞれ重みｈの値が０，０．１，０．３
の場合の第３方式でのｑ軸電流指令値ｉq *を示してお
り、曲線Ｊ２０は第２方式でのｑ軸電流指令値ｉq *を示
している。
【００８２】このようにｈ＝１／３に近いほど、ｑ軸電
流指令値ｉq *の振幅を小さくすることができる。従って
本発明には銅損を低減するのみならず、インバータ４に
採用するトランジスタのピーク電流耐量を小さくすると
いう効果もある。
流指令値ｉq *の振幅を小さくすることができる。従って
本発明には銅損を低減するのみならず、インバータ４に
採用するトランジスタのピーク電流耐量を小さくすると
いう効果もある。
【００８３】図４から類推できるように、台形波を呈し
ている場合であってもｑ軸電流指令値ｉq *は、交流電源
１の周期関数に対する奇数次成分sin（ｍθS）（ｍは３
以上の奇数）を含んだ関数の絶対値として表すことがで
き、本実施の形態の効果を得ることができる。図５は台
形波の波形を例示するグラフであって、周期πで繰り返
される。即ち、台形波は電源電圧ＶSの周期の半分の周
期を有する。当該周期の初期Ｔ１において値が上昇し、
終期Ｔ３において下降し、当該初期と終期との間Ｔ２で
値が実質的に変化しない波形を呈する。
ている場合であってもｑ軸電流指令値ｉq *は、交流電源
１の周期関数に対する奇数次成分sin（ｍθS）（ｍは３
以上の奇数）を含んだ関数の絶対値として表すことがで
き、本実施の形態の効果を得ることができる。図５は台
形波の波形を例示するグラフであって、周期πで繰り返
される。即ち、台形波は電源電圧ＶSの周期の半分の周
期を有する。当該周期の初期Ｔ１において値が上昇し、
終期Ｔ３において下降し、当該初期と終期との間Ｔ２で
値が実質的に変化しない波形を呈する。
【００８４】またここで「台形波」とは、初期Ｔ１にお
いて値が上昇し、終期Ｔ２において下降するに際して、
位相θSに対して必ずしも線型に変化する場合のみを指
してはいない。例えば初期Ｔ１，終期Ｔ２においてsin2
θSに比例した変化であってもよい。本発明における
「台形波」はこれを含む。その場合には第２方式におい
て得られたｑ軸電流指令値ｉq *に対して、そのピーク値
よりも低いレベルでリミッタ処理を施せば良い。
いて値が上昇し、終期Ｔ２において下降するに際して、
位相θSに対して必ずしも線型に変化する場合のみを指
してはいない。例えば初期Ｔ１，終期Ｔ２においてsin2
θSに比例した変化であってもよい。本発明における
「台形波」はこれを含む。その場合には第２方式におい
て得られたｑ軸電流指令値ｉq *に対して、そのピーク値
よりも低いレベルでリミッタ処理を施せば良い。
【００８５】また、図４から類推できるように、ｑ軸電
流指令値ｉq *のピークが式（６）のピークよりも低けれ
ば本実施の形態の効果を得ることができる。モータのト
ルクτは理想的には式（３）のｑ軸電流ｉqにｑ軸電流
指令値ｉq *を代入して得られる。よってこれを式（６）
で示された第２方式におけるトルクの平均値Ｋ・Ｉq及
びモータの極数２ｎで除して得られるｉq *／２Ｉqは、
第２方式のピークを決定する関数sin2θSとして求めら
れる。そして関数sin2θSの最大値は１である。従っ
て、ｑ軸電流指令値ｉq *から決定されるモータのトルク
τをその平均値Average(τ)及びモータの極数２ｎで除
した値のピークが１を越えなければ、本実施の形態の効
果を得ることができる。
流指令値ｉq *のピークが式（６）のピークよりも低けれ
ば本実施の形態の効果を得ることができる。モータのト
ルクτは理想的には式（３）のｑ軸電流ｉqにｑ軸電流
指令値ｉq *を代入して得られる。よってこれを式（６）
で示された第２方式におけるトルクの平均値Ｋ・Ｉq及
びモータの極数２ｎで除して得られるｉq *／２Ｉqは、
第２方式のピークを決定する関数sin2θSとして求めら
れる。そして関数sin2θSの最大値は１である。従っ
て、ｑ軸電流指令値ｉq *から決定されるモータのトルク
τをその平均値Average(τ)及びモータの極数２ｎで除
した値のピークが１を越えなければ、本実施の形態の効
果を得ることができる。
【００８６】図６はｈ＝０．１とした場合の第３方式に
よって得られる、電流ｉIN、電圧Ｖ Sの時間変化を示す
グラフである。従来の場合の図１７と比較して、電流ｉ
INの通流幅が広がり、低次高調波が低減されていること
が見て取れる。なお、電流ｉ INに見られる高周波リプル
は測定系に混入したノイズによるものである。
よって得られる、電流ｉIN、電圧Ｖ Sの時間変化を示す
グラフである。従来の場合の図１７と比較して、電流ｉ
INの通流幅が広がり、低次高調波が低減されていること
が見て取れる。なお、電流ｉ INに見られる高周波リプル
は測定系に混入したノイズによるものである。
【００８７】式（７），（９）から式（１１）が得られ
る。
る。
【００８８】
【数１１】
【００８９】式（１１）の値が１よりも小さいとおい
て、重みｈの値は式（１２）の範囲になる。
て、重みｈの値は式（１２）の範囲になる。
【００９０】
【数１２】
【００９１】式（１２）を近似計算すると、ほぼ−０．
２１６４＜ｈ＜１．１５３となる。重みｈがこの範囲に
あると、第２方式よりも第３方式のほうが、同じｑ軸電
流指令値ｉq *に対してトルクの平均値を大きくすること
ができる。換言すれば、同一負荷であればモータ電流を
小さくでき、銅損を低減できる。
２１６４＜ｈ＜１．１５３となる。重みｈがこの範囲に
あると、第２方式よりも第３方式のほうが、同じｑ軸電
流指令値ｉq *に対してトルクの平均値を大きくすること
ができる。換言すれば、同一負荷であればモータ電流を
小さくでき、銅損を低減できる。
【００９２】しかしながら、電流ｉINに含まれる高調波
はｈと共に増加し、指標Ｉrms／Average(τ)は上述のよ
うにｈ＝１／３で最小であることに鑑みて、ｈ≦１／３
に設定することが、より望ましい。また、重みｈが小さ
すぎるとｑ軸電流の波高値が第２方式よりも大きくな
る。第３方式においてｑ軸電流の波高値が第２方式と等
しくなる重みｈは、式（１３）を満足する。
はｈと共に増加し、指標Ｉrms／Average(τ)は上述のよ
うにｈ＝１／３で最小であることに鑑みて、ｈ≦１／３
に設定することが、より望ましい。また、重みｈが小さ
すぎるとｑ軸電流の波高値が第２方式よりも大きくな
る。第３方式においてｑ軸電流の波高値が第２方式と等
しくなる重みｈは、式（１３）を満足する。
【００９３】
【数１３】
【００９４】式（１３）からｈ＝（３π−１２）／（３
π＋４）となり、この値はほぼ−０．１９２となる。よ
って−０．１９２＜ｈに設定することが、スイッチング
素子の電流容量を大きくしなくて済む点でも望ましい。
π＋４）となり、この値はほぼ−０．１９２となる。よ
って−０．１９２＜ｈに設定することが、スイッチング
素子の電流容量を大きくしなくて済む点でも望ましい。
【００９５】このように重みｈの選択は高調波と銅損と
のトレードオフによって決定する。そこで、適切な重み
ｈを設定するには次の方法が考えられる。例えば我が国
のように高調波規制が実施されていない場合は、例えば
重みｈ＝１／３近傍（例えば０．３３）で固定し、トル
クと回転数とに応答して上述の重みｈの下限値−０．１
９２まで順次に低減する。更に説明する。整流電圧Ｖdc
が低い期間、即ち位相θSが０若しくはπの近傍では、
第２方式に比べて第３方式のｑ軸電流レベルは大きく、
回転数と共に上昇するモータ逆起電圧により所望の電流
を流しにくくなる。そこで、トルク、換言すればｑ軸電
流振幅Ｉqと回転数に応答して、重みｈを第２方式のｑ
軸電流指令値ｉq *（図４の曲線Ｊ２０）とほぼ同一とな
るｈ＝−０．１９２まで順次に低減する。これにより、
モータ回転数と共に逆起電力が上昇し所定のモータ電流
を流し込めないという事態を回避できる。重みｈの値を
順次に低減するには、実験によって回転数、トルクに対
するｈの最適値を実測し、ルックアップテーブルを作成
しても良い。
のトレードオフによって決定する。そこで、適切な重み
ｈを設定するには次の方法が考えられる。例えば我が国
のように高調波規制が実施されていない場合は、例えば
重みｈ＝１／３近傍（例えば０．３３）で固定し、トル
クと回転数とに応答して上述の重みｈの下限値−０．１
９２まで順次に低減する。更に説明する。整流電圧Ｖdc
が低い期間、即ち位相θSが０若しくはπの近傍では、
第２方式に比べて第３方式のｑ軸電流レベルは大きく、
回転数と共に上昇するモータ逆起電圧により所望の電流
を流しにくくなる。そこで、トルク、換言すればｑ軸電
流振幅Ｉqと回転数に応答して、重みｈを第２方式のｑ
軸電流指令値ｉq *（図４の曲線Ｊ２０）とほぼ同一とな
るｈ＝−０．１９２まで順次に低減する。これにより、
モータ回転数と共に逆起電力が上昇し所定のモータ電流
を流し込めないという事態を回避できる。重みｈの値を
順次に低減するには、実験によって回転数、トルクに対
するｈの最適値を実測し、ルックアップテーブルを作成
しても良い。
【００９６】あるいは欧州などＩＥＣ（International
Electrotechnical Commission:国際電気標準会議）の高
調波規格値Class Aが適用される国では、負荷状態（こ
れは電流ｉINの状態を左右する）に応じて最適な重みｈ
を実機試験によって求める。これをテーブルとして保存
し、電流ｉINの値、好ましくは基本波成分によって当該
テーブルを参照して重みｈを設定する。
Electrotechnical Commission:国際電気標準会議）の高
調波規格値Class Aが適用される国では、負荷状態（こ
れは電流ｉINの状態を左右する）に応じて最適な重みｈ
を実機試験によって求める。これをテーブルとして保存
し、電流ｉINの値、好ましくは基本波成分によって当該
テーブルを参照して重みｈを設定する。
【００９７】Ｃ．第２の実施の形態．
第２方式のｑ軸電流指令値ｉq *を書き直すと、式（１
４）が得られる。
４）が得られる。
【００９８】
【数１４】
【００９９】これを第１方式のｑ軸電流指令値ｉq *と比
較すると、第２方式では定数Ｉqに対してcos２θSでリ
プルを与えていると見ることができる。
較すると、第２方式では定数Ｉqに対してcos２θSでリ
プルを与えていると見ることができる。
【０１００】一方、トルク負荷が一定の場合には、モー
タ６の回転数が上昇するほど、いわゆる鉄損は増大す
る。その一方、銅損は回転数には殆ど依存しない。モー
タ６の損失は銅損と鉄損の和として与えられるので、ト
ルク負荷が一定の場合には低速になるほど銅損の影響が
大きくなる。
タ６の回転数が上昇するほど、いわゆる鉄損は増大す
る。その一方、銅損は回転数には殆ど依存しない。モー
タ６の損失は銅損と鉄損の和として与えられるので、ト
ルク負荷が一定の場合には低速になるほど銅損の影響が
大きくなる。
【０１０１】そしてモータ６が低速で回転する場合、も
しくは、負荷トルクが小さい場合には、インバータ４が
モータ６に対して供給する電力も低下し、平滑コンデン
サ３４からインバータ４へ供給する平均電流が下がる。
従って、モータ６の回転数が低いほど、もしくはトルク
が小さいほど、平滑コンデンサ３４の容量が小さくて
も、その整流電圧Ｖdcにおいてリプルを除去する能力は
高まる。
しくは、負荷トルクが小さい場合には、インバータ４が
モータ６に対して供給する電力も低下し、平滑コンデン
サ３４からインバータ４へ供給する平均電流が下がる。
従って、モータ６の回転数が低いほど、もしくはトルク
が小さいほど、平滑コンデンサ３４の容量が小さくて
も、その整流電圧Ｖdcにおいてリプルを除去する能力は
高まる。
【０１０２】以上のことから、本実施の形態では、ｑ軸
電流指令値ｉq *におけるリプル成分cos２θSの寄与分
を、整流電圧Ｖdcのリプル電圧に基づいて変動させるこ
とにより、銅損を低減する技術を提案する。これによ
り、銅損が支配的であった、低速運転時のモータ６の損
失を効果的に低減することができる。本実施の形態では
重みｇ（０＜ｇ＜１）を導入してｑ軸電流指令値ｉq *を
次式に設定する。但し本実施の形態ではｇ＝Ｇ
1（Ｖdc）の関係にある。
電流指令値ｉq *におけるリプル成分cos２θSの寄与分
を、整流電圧Ｖdcのリプル電圧に基づいて変動させるこ
とにより、銅損を低減する技術を提案する。これによ
り、銅損が支配的であった、低速運転時のモータ６の損
失を効果的に低減することができる。本実施の形態では
重みｇ（０＜ｇ＜１）を導入してｑ軸電流指令値ｉq *を
次式に設定する。但し本実施の形態ではｇ＝Ｇ
1（Ｖdc）の関係にある。
【０１０３】
【数１５】
【０１０４】図７は本実施の形態におけるｑ軸電流指令
値ｉq *の算出を示すブロック図であり、図２のｑ軸電流
指令値計算部５２として採用できる構成である。但し、
第１の実施の形態で示されたのと同様に、ｑ軸電流指令
値計算部５２（図２）とは異なり、交流電源１の電圧Ｖ
Sの他、整流電圧Ｖdcも採用される。サンプリング部５
２１は、電圧Ｖdcのそれぞれ最大値及び最小値を出力す
る最大値検出部５２１ａ、最小値検出部５２１ｂを備え
ている。これらの出力は重み算出タイミング信号Ｙの入
力を契機として更新される。
値ｉq *の算出を示すブロック図であり、図２のｑ軸電流
指令値計算部５２として採用できる構成である。但し、
第１の実施の形態で示されたのと同様に、ｑ軸電流指令
値計算部５２（図２）とは異なり、交流電源１の電圧Ｖ
Sの他、整流電圧Ｖdcも採用される。サンプリング部５
２１は、電圧Ｖdcのそれぞれ最大値及び最小値を出力す
る最大値検出部５２１ａ、最小値検出部５２１ｂを備え
ている。これらの出力は重み算出タイミング信号Ｙの入
力を契機として更新される。
【０１０５】そして、重み算出タイミング信号Ｙが入力
する間隔において、当該間隔よりも短い所定のタイミン
グで電圧Ｖdcをサンプリングし、サンプリング電圧
Ｖdc’を得る。
する間隔において、当該間隔よりも短い所定のタイミン
グで電圧Ｖdcをサンプリングし、サンプリング電圧
Ｖdc’を得る。
【０１０６】図８は最大値検出部５２１ａ、最小値検出
部５２１ｂにより、電圧Ｖdcの最大値Ｖmax及び最小値
Ｖminを検出する最大最小検出処理の手順を示すフロー
チャートであり、サンプリングタイミング毎に実行され
る。ステップＳ１１においてサンプリング電圧Ｖdc’を
入力する。そして最小値検出部５２１ｂによってそれま
でに設定されていた最小値Ｖminとサンプリング電圧Ｖ
dc’とが、ステップＳ１２において比較される。Ｖmin
＞Ｖdc’であれば、ステップＳ１３に進み、サンプリン
グ電圧Ｖdc’を以て最小値Ｖminを更新する。
部５２１ｂにより、電圧Ｖdcの最大値Ｖmax及び最小値
Ｖminを検出する最大最小検出処理の手順を示すフロー
チャートであり、サンプリングタイミング毎に実行され
る。ステップＳ１１においてサンプリング電圧Ｖdc’を
入力する。そして最小値検出部５２１ｂによってそれま
でに設定されていた最小値Ｖminとサンプリング電圧Ｖ
dc’とが、ステップＳ１２において比較される。Ｖmin
＞Ｖdc’であれば、ステップＳ１３に進み、サンプリン
グ電圧Ｖdc’を以て最小値Ｖminを更新する。
【０１０７】また最大値検出部５２１ａによってそれま
でに設定されていた最大値Ｖmaxとサンプリング電圧Ｖ
dc’とが、ステップＳ１４において比較される。Ｖmax
＜Ｖd c’であれば、ステップＳ１５に進み、サンプリン
グ電圧Ｖdc’を以て最大値Ｖm axを更新する。図８では
ステップＳ１２からステップＳ１４へと進む態様が示さ
れているが、ステップＳ１４からステップＳ１２へと処
理が進んでも良い。そしてステップＳ１３，Ｓ１５が終
了すると、最大最小検出処理の手順は終了し、図示され
ないメインルーチンへと復帰する。ステップＳ１２，Ｓ
１４においてＶmi n≦Ｖdc’≦Ｖmaxと判断された場合も
同様である。
でに設定されていた最大値Ｖmaxとサンプリング電圧Ｖ
dc’とが、ステップＳ１４において比較される。Ｖmax
＜Ｖd c’であれば、ステップＳ１５に進み、サンプリン
グ電圧Ｖdc’を以て最大値Ｖm axを更新する。図８では
ステップＳ１２からステップＳ１４へと進む態様が示さ
れているが、ステップＳ１４からステップＳ１２へと処
理が進んでも良い。そしてステップＳ１３，Ｓ１５が終
了すると、最大最小検出処理の手順は終了し、図示され
ないメインルーチンへと復帰する。ステップＳ１２，Ｓ
１４においてＶmi n≦Ｖdc’≦Ｖmaxと判断された場合も
同様である。
【０１０８】図７に戻り、重み算出タイミング信号Ｙが
入力すると、サンプリング部５２１はそれまでに求めら
れた最大値Ｖmax、最小値Ｖminを重み計算部５２２に出
力すると共に、自身において最大値Ｖmax、最小値Ｖmin
を初期化する。電圧Ｖdcは通常は０〜ＶS程度の範囲で
変動するので、例えば最大値検出部５２１ａの初期値と
して負の値（−ＶS）を、最小値検出部５２１ｂの初期
値として２ＶSを採用することができる。かかる動作に
より、重み計算部５２２よりも後段の処理は、重み算出
タイミング信号Ｙが入力される度に更新されるデータに
ついての処理となる。
入力すると、サンプリング部５２１はそれまでに求めら
れた最大値Ｖmax、最小値Ｖminを重み計算部５２２に出
力すると共に、自身において最大値Ｖmax、最小値Ｖmin
を初期化する。電圧Ｖdcは通常は０〜ＶS程度の範囲で
変動するので、例えば最大値検出部５２１ａの初期値と
して負の値（−ＶS）を、最小値検出部５２１ｂの初期
値として２ＶSを採用することができる。かかる動作に
より、重み計算部５２２よりも後段の処理は、重み算出
タイミング信号Ｙが入力される度に更新されるデータに
ついての処理となる。
【０１０９】図９はサンプリング部５２１及び重み計算
部５２２の処理を示すフローチャートである。ステップ
Ｓ２１において最大値Ｖmax、最小値Ｖminを入力し、ス
テップＳ２２において重みｇを式（１６）に従って求め
る。
部５２２の処理を示すフローチャートである。ステップ
Ｓ２１において最大値Ｖmax、最小値Ｖminを入力し、ス
テップＳ２２において重みｇを式（１６）に従って求め
る。
【０１１０】
【数１６】
【０１１１】電圧Ｖdcに変動が無い場合には式（１６）
の右辺の分子は０であり、従ってｇ＝０である。これは
式（５），（１５）から明らかなように、第１方式に相
当する。また電圧Ｖdcに最大限の変動があった場合に
は、Ｖmax＝ＶS，Ｖmin＝０であるので、ｇ＝１であ
る。これは式（１４），（１５）から明らかなように、
第２方式に相当する。
の右辺の分子は０であり、従ってｇ＝０である。これは
式（５），（１５）から明らかなように、第１方式に相
当する。また電圧Ｖdcに最大限の変動があった場合に
は、Ｖmax＝ＶS，Ｖmin＝０であるので、ｇ＝１であ
る。これは式（１４），（１５）から明らかなように、
第２方式に相当する。
【０１１２】その後ステップＳ２３において、上述のよ
うに最大値Ｖmax、最小値Ｖminを初期化する。そしてス
テップＳ２４において重み計算部５２２は重みｇを出力
し、重みｇの計算処理は終了する。その後は図示されな
いメインルーチンへと復帰する。
うに最大値Ｖmax、最小値Ｖminを初期化する。そしてス
テップＳ２４において重み計算部５２２は重みｇを出力
し、重みｇの計算処理は終了する。その後は図示されな
いメインルーチンへと復帰する。
【０１１３】重み算出タイミング信号Ｙは、最大値Ｖ
max及び最小値Ｖminから電圧Ｖdcのリプルを正しく求め
ることができる間隔で入力することが望ましい。具体的
には、ダイオードブリッジ２が全波整流であることに鑑
みて、重み算出タイミング信号Ｙは位相θSの半周期以
上の間隔で入力することが望ましい。
max及び最小値Ｖminから電圧Ｖdcのリプルを正しく求め
ることができる間隔で入力することが望ましい。具体的
には、ダイオードブリッジ２が全波整流であることに鑑
みて、重み算出タイミング信号Ｙは位相θSの半周期以
上の間隔で入力することが望ましい。
【０１１４】ｑ軸電流演算部５２４は重みｇと、交流電
源１の電圧ＶSの位相θSとを得て、ｑ軸電流指令値ｉq *
を求める。図１０はｑ軸電流演算部５２４の処理を示す
フローチャートである。まずステップＳ３１において位
相θS、重みｇ、ｑ軸電流振幅令Ｉq *を得る。ここでｑ
軸電流振幅指令Ｉq *はｑ軸電流振幅Ｉqについての設定
値であり、例えば固定値Ｉqが採用される。なお、図
１、図２、図７でもｑ軸電流振幅指令Ｉq *は固定値を採
るものとして、その既述を省略してきた。位相θ Sは重
み算出タイミング信号Ｙの入力如何に関わらず、ステッ
プＳ３１が実行される時点での値が採用される。もちろ
ん、ステップＳ３１が実行されるタイミングと、電圧Ｖ
dcをサンプリングするタイミングとは一致しても良い
し、異なっても良い。
源１の電圧ＶSの位相θSとを得て、ｑ軸電流指令値ｉq *
を求める。図１０はｑ軸電流演算部５２４の処理を示す
フローチャートである。まずステップＳ３１において位
相θS、重みｇ、ｑ軸電流振幅令Ｉq *を得る。ここでｑ
軸電流振幅指令Ｉq *はｑ軸電流振幅Ｉqについての設定
値であり、例えば固定値Ｉqが採用される。なお、図
１、図２、図７でもｑ軸電流振幅指令Ｉq *は固定値を採
るものとして、その既述を省略してきた。位相θ Sは重
み算出タイミング信号Ｙの入力如何に関わらず、ステッ
プＳ３１が実行される時点での値が採用される。もちろ
ん、ステップＳ３１が実行されるタイミングと、電圧Ｖ
dcをサンプリングするタイミングとは一致しても良い
し、異なっても良い。
【０１１５】そしてステップＳ３２において、式（１
６）に基づいてｑ軸電流指令値ｉq *を求め、ステップＳ
３３においてｑ軸電流振幅令Ｉq *を減算器５４（図２参
照）へ出力する。
６）に基づいてｑ軸電流指令値ｉq *を求め、ステップＳ
３３においてｑ軸電流振幅令Ｉq *を減算器５４（図２参
照）へ出力する。
【０１１６】このように本実施の形態では、整流電圧Ｖ
dcのリプル電圧が小さいほど、ｑ軸電流指令値ｉq *にお
けるリプル成分cos２θSの寄与分を小さくする。従っ
て、特にモータ６の速度が低く整流電圧Ｖdcのリプル電
圧が小さな状況において銅損を低減し、当該銅損が支配
的なモータ損失を低減することができる。
dcのリプル電圧が小さいほど、ｑ軸電流指令値ｉq *にお
けるリプル成分cos２θSの寄与分を小さくする。従っ
て、特にモータ６の速度が低く整流電圧Ｖdcのリプル電
圧が小さな状況において銅損を低減し、当該銅損が支配
的なモータ損失を低減することができる。
【０１１７】整流電圧Ｖdcのリプルを検出する手法とし
ては、図８に示した手順に限られない。平滑コンデンサ
３４にダイオードブリッジ２から流れ込む電流を検出す
る手段を設け、当該電流のリプルを検出しても良い。
ては、図８に示した手順に限られない。平滑コンデンサ
３４にダイオードブリッジ２から流れ込む電流を検出す
る手段を設け、当該電流のリプルを検出しても良い。
【０１１８】なお、本実施の形態の変形として、重みｇ
を整流電圧Ｖdcの脈動にではなく、他の変数に基づいて
行っても良い。例えば本実施の形態の変形として、電源
電圧ＶSに基づく入力電力ＰSを検出し、その大きさに応
じて重みｇを求めても良い。図１１は当該変形において
図２のｑ軸電流指令値計算部５２として採用できる構成
を示すブロック図であり、図１２はｇ＝Ｇ2（ＰS）の関
係を示すグラフである。
を整流電圧Ｖdcの脈動にではなく、他の変数に基づいて
行っても良い。例えば本実施の形態の変形として、電源
電圧ＶSに基づく入力電力ＰSを検出し、その大きさに応
じて重みｇを求めても良い。図１１は当該変形において
図２のｑ軸電流指令値計算部５２として採用できる構成
を示すブロック図であり、図１２はｇ＝Ｇ2（ＰS）の関
係を示すグラフである。
【０１１９】重み計算部５２５は、ｇ＝Ｇ2（ＰS）の関
係をデータテーブルとして有しており、与えられた入力
電力ＰSに基づいて上記データテーブルを参照して重み
ｇを求める。入力電力ＰSが第１の閾値Ｐ1以下であれば
ｇ＝０であり、第１方式に相当する。また入力電力ＰS
が第２の閾値Ｐ2以上であればｇ＝１であり、第２方式
に相当する。入力電力ＰSが第１の閾値Ｐ1以上第２の閾
値Ｐ2以下であればｇ＝Ｇ2（ＰS）＝（ＰS−Ｐ1）／
（Ｐ2−Ｐ1）と線型に求められる。
係をデータテーブルとして有しており、与えられた入力
電力ＰSに基づいて上記データテーブルを参照して重み
ｇを求める。入力電力ＰSが第１の閾値Ｐ1以下であれば
ｇ＝０であり、第１方式に相当する。また入力電力ＰS
が第２の閾値Ｐ2以上であればｇ＝１であり、第２方式
に相当する。入力電力ＰSが第１の閾値Ｐ1以上第２の閾
値Ｐ2以下であればｇ＝Ｇ2（ＰS）＝（ＰS−Ｐ1）／
（Ｐ2−Ｐ1）と線型に求められる。
【０１２０】これにより、入力電力ＰSが小さいほど第
１方式に近く、入力電力ＰSが大きいほど第２方式に近
いｑ軸電流指令値ｉq *の制御を行える。上述のように電
力が低下すると整流電圧Ｖdcのリプルは減少する傾向に
あるので、当該変形によってもモータ６の速度が低い状
況において銅損を低減することができる。
１方式に近く、入力電力ＰSが大きいほど第２方式に近
いｑ軸電流指令値ｉq *の制御を行える。上述のように電
力が低下すると整流電圧Ｖdcのリプルは減少する傾向に
あるので、当該変形によってもモータ６の速度が低い状
況において銅損を低減することができる。
【０１２１】その他、モータのトルクを検出し、トルク
が小さいほど重みｇを小さくすることもできる。また式
（３）に基づいてｑ軸電流ｉqの振幅Ｉqを検出し、これ
が小さいほど重みｇを小さくすることもできる。また回
転数を検出し、これが小さいほど重みｇを小さくするこ
ともできる。
が小さいほど重みｇを小さくすることもできる。また式
（３）に基づいてｑ軸電流ｉqの振幅Ｉqを検出し、これ
が小さいほど重みｇを小さくすることもできる。また回
転数を検出し、これが小さいほど重みｇを小さくするこ
ともできる。
【０１２２】Ｄ．第３の実施の形態．
本実施の形態では電流指令値ではなく、トルク指令の波
形の脈動のピークを抑制する制御について示す。
形の脈動のピークを抑制する制御について示す。
【０１２３】図１３は本実施の形態に適用可能なモータ
制御回路の構成を示す回路図である。図１に示された構
成と同様に、単相の交流電源１、ダイオードブリッジ
２、フィルタ３ｂ、インバータ４、モータ６，制御回路
５が相互に接続されている。モータ６，インバータ４の
いずれも三相交流用である場合が例示されている。
制御回路の構成を示す回路図である。図１に示された構
成と同様に、単相の交流電源１、ダイオードブリッジ
２、フィルタ３ｂ、インバータ４、モータ６，制御回路
５が相互に接続されている。モータ６，インバータ４の
いずれも三相交流用である場合が例示されている。
【０１２４】本実施の形態において、モータ６の回転の
制御はトルクに基づいて行われる。そのため、制御回路
５にはトルク振幅指令Ｔm *及び一次磁束振幅指令｜λ｜
*が図示されない外部から与えられる。
制御はトルクに基づいて行われる。そのため、制御回路
５にはトルク振幅指令Ｔm *及び一次磁束振幅指令｜λ｜
*が図示されない外部から与えられる。
【０１２５】一次磁束演算部６３は、モータ６に与えら
れる三相電流ｉu，ｉv，ｉw及び三相電圧ｖu，ｖv，ｖw
に基づいて一次磁束λα，λβを求める。まず式（１
７）に基づいて三相電流ｉu，ｉv，ｉwを二相電流
ｉα，ｉβに変換する。同様にして三相電圧ｖu，ｖv，
ｖwを二相電圧ｖα，ｖβに変換する。
れる三相電流ｉu，ｉv，ｉw及び三相電圧ｖu，ｖv，ｖw
に基づいて一次磁束λα，λβを求める。まず式（１
７）に基づいて三相電流ｉu，ｉv，ｉwを二相電流
ｉα，ｉβに変換する。同様にして三相電圧ｖu，ｖv，
ｖwを二相電圧ｖα，ｖβに変換する。
【０１２６】
【数１７】
【０１２７】次にモータ６の巻線抵抗成分をＲ1とし
て、式（１８）に基づいて一次磁束λ α，λβを求め
る。
て、式（１８）に基づいて一次磁束λ α，λβを求め
る。
【０１２８】
【数１８】
【０１２９】振幅演算部６４は式（１９）に基づいて、
一次磁束λα，λβがモータ６の内部に作る回転磁界の
大きさ｜λ｜（リサージュ図形の原点からの距離）を求
め、これを減算部６５に与える。
一次磁束λα，λβがモータ６の内部に作る回転磁界の
大きさ｜λ｜（リサージュ図形の原点からの距離）を求
め、これを減算部６５に与える。
【０１３０】
【数１９】
【０１３１】減算部６５は一次磁束振幅指令｜λ｜*か
ら回転磁界の大きさ｜λ｜を差し引き、その結果たる偏
差Δλを電圧ベクトル選択部６８に出力する。
ら回転磁界の大きさ｜λ｜を差し引き、その結果たる偏
差Δλを電圧ベクトル選択部６８に出力する。
【０１３２】一方、トルク演算部６６は三相電流ｉu，
ｉv，ｉwから上述のように二相電流ｉα，ｉβを求め、
一次磁束λα，λβを一次磁束演算部６３から得る。そ
して二相電流ｉα，ｉβと一次磁束λα，λβとから式
（１９）に基づいてトルクτを求め、これを減算部６７
に出力する。ｎはモータ６の極の対の数としている。
ｉv，ｉwから上述のように二相電流ｉα，ｉβを求め、
一次磁束λα，λβを一次磁束演算部６３から得る。そ
して二相電流ｉα，ｉβと一次磁束λα，λβとから式
（１９）に基づいてトルクτを求め、これを減算部６７
に出力する。ｎはモータ６の極の対の数としている。
【０１３３】
【数２０】
【０１３４】そして電源位相検出部６１は、交流電源１
から電圧ＶSを得てその位相θSを求め、これをトルク指
令演算部６２へ出力する。トルク指令演算部６２は、ト
ルク振幅指令Ｔm *及び位相θSに基づいてトルク指令τ*
を求め、これを減算部６７に出力する。トルク指令τ*
の求め方は後述する。
から電圧ＶSを得てその位相θSを求め、これをトルク指
令演算部６２へ出力する。トルク指令演算部６２は、ト
ルク振幅指令Ｔm *及び位相θSに基づいてトルク指令τ*
を求め、これを減算部６７に出力する。トルク指令τ*
の求め方は後述する。
【０１３５】減算部６７はトルクτからトルク指令τ*
を差し引き、その結果たる偏差Δτを電圧ベクトル選択
部６８に出力する。
を差し引き、その結果たる偏差Δτを電圧ベクトル選択
部６８に出力する。
【０１３６】電圧ベクトル選択部６８は、偏差Δλ，Δ
τをヒステリシスコンパレータを用いてデジタル値に変
換し、一次磁束λα，λβ及び回転磁界の大きさ｜λ｜
から決まる領域毎に定めた電圧ベクトルを出力する。電
圧ベクトル選択部６８は一次磁束λα，λβから上述の
ように回転磁界の大きさ｜λ｜を求め、あるいはこれを
振幅演算部６４から得る。
τをヒステリシスコンパレータを用いてデジタル値に変
換し、一次磁束λα，λβ及び回転磁界の大きさ｜λ｜
から決まる領域毎に定めた電圧ベクトルを出力する。電
圧ベクトル選択部６８は一次磁束λα，λβから上述の
ように回転磁界の大きさ｜λ｜を求め、あるいはこれを
振幅演算部６４から得る。
【０１３７】図１４は偏差Δλに対するヒステリシスコ
ンパレータの動作を示すグラフであり、図１５は偏差Δ
τに対するヒステリシスコンパレータの動作を示すグラ
フである。閾値Δλmin，Δλmax，Δτmin，Δτmax，
ｄ1，ｄ2は設計仕様に応じて設定される。これらのヒス
テリシスコンパレータの動作により、偏差Δλ，Δτに
対してデジタル値Ｓλ（＝０，１），Ｓτ（＝−１，
０，１）が定められる。
ンパレータの動作を示すグラフであり、図１５は偏差Δ
τに対するヒステリシスコンパレータの動作を示すグラ
フである。閾値Δλmin，Δλmax，Δτmin，Δτmax，
ｄ1，ｄ2は設計仕様に応じて設定される。これらのヒス
テリシスコンパレータの動作により、偏差Δλ，Δτに
対してデジタル値Ｓλ（＝０，１），Ｓτ（＝−１，
０，１）が定められる。
【０１３８】表１は、一次磁束λα，λβ及び回転磁界
の大きさ｜λ｜から決まる領域Ｉ〜VIを定める表であ
る。そして表２はデジタル値Ｓλ，Ｓτと領域Ｉ〜VIと
から、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を決定する表である。そ
して表３は電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７によって設定される
スイッチングの態様を示す表である。
の大きさ｜λ｜から決まる領域Ｉ〜VIを定める表であ
る。そして表２はデジタル値Ｓλ，Ｓτと領域Ｉ〜VIと
から、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を決定する表である。そ
して表３は電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７によって設定される
スイッチングの態様を示す表である。
【０１３９】
【表１】
【０１４０】
【表２】
【０１４１】
【表３】
【０１４２】但し表３において相毎に設定された値が
“０”の場合にはその相のローアーム側トランジスタが
オンしてハイアーム側のトランジスタがオフしているこ
とを示し、“１”の場合にはその相のローアーム側トラ
ンジスタがオフしてハイアーム側のトランジスタがオン
していることを示している。そしてこのようなスイッチ
ングパターンがスイッチング指令ＣＮＴとしてインバー
タ４に与えられる。
“０”の場合にはその相のローアーム側トランジスタが
オンしてハイアーム側のトランジスタがオフしているこ
とを示し、“１”の場合にはその相のローアーム側トラ
ンジスタがオフしてハイアーム側のトランジスタがオン
していることを示している。そしてこのようなスイッチ
ングパターンがスイッチング指令ＣＮＴとしてインバー
タ４に与えられる。
【０１４３】このようなトルク制御は、例えば「新理論
に基づく誘導電動機の高速トルク制御法」（野口、高
橋、回転機研究会RM-84-76）によって示されている。
に基づく誘導電動機の高速トルク制御法」（野口、高
橋、回転機研究会RM-84-76）によって示されている。
【０１４４】本実施の形態ではトルク指令演算部６２の
計算が特徴的となっている。即ち、第１の実施の形態と
同様にして、式（２０）に基づいてトルク指令τ*を求
める。あるいは第２の実施の形態と同様にして、式（２
２）に基づいてトルク指令τ *を求める。あるいはトル
ク指令τ*を台形波に設定する。
計算が特徴的となっている。即ち、第１の実施の形態と
同様にして、式（２０）に基づいてトルク指令τ*を求
める。あるいは第２の実施の形態と同様にして、式（２
２）に基づいてトルク指令τ *を求める。あるいはトル
ク指令τ*を台形波に設定する。
【０１４５】
【数２１】
【０１４６】
【数２２】
【０１４７】式（３）から明白な通り、トルクとｑ軸電
流とは比例関係にある。よって、比例係数を除いて第１
の実施の形態及び第２の実施の形態と同じ関数の形を採
用することにより、本実施の形態においても第１の実施
の形態及び第２の実施の形態と同じ効果を得ることがで
きる。この場合、重みｈ，ｇについても、それぞれ第１
及び第２の実施の形態と同様に設定することができる。
流とは比例関係にある。よって、比例係数を除いて第１
の実施の形態及び第２の実施の形態と同じ関数の形を採
用することにより、本実施の形態においても第１の実施
の形態及び第２の実施の形態と同じ効果を得ることがで
きる。この場合、重みｈ，ｇについても、それぞれ第１
及び第２の実施の形態と同様に設定することができる。
【０１４８】また第１の実施の形態で説明したのと同様
に、トルク指令τ*をトルクτの平均値Average（τ）及
びモータの極数２ｎで除した値のピークが１を越えなけ
れば、本実施の形態の効果を得ることができる。
に、トルク指令τ*をトルクτの平均値Average（τ）及
びモータの極数２ｎで除した値のピークが１を越えなけ
れば、本実施の形態の効果を得ることができる。
【０１４９】また式（２２）に基づいてトルク指令τ*
を設定する場合には、第２の実施の形態で示されたのと
同様にして、入力電力ＰSやモータのトルク、回転数に
基づいて重みｇを決定することができる。
を設定する場合には、第２の実施の形態で示されたのと
同様にして、入力電力ＰSやモータのトルク、回転数に
基づいて重みｇを決定することができる。
【０１５０】
【発明の効果】この発明のうち請求項１乃至請求項６、
請求項１０、請求項１１にかかるインバータの制御方
法、並びに請求項１７乃至請求項２０、請求項２４、請
求項２５にかかるインバータの制御回路によれば、全波
整流において平滑コンデンサの値を小さくし、力率改善
リアクトル波形改善用コンデンサを必要としないで、単
相交流の入力電流の高調波を軽減することができる。
請求項１０、請求項１１にかかるインバータの制御方
法、並びに請求項１７乃至請求項２０、請求項２４、請
求項２５にかかるインバータの制御回路によれば、全波
整流において平滑コンデンサの値を小さくし、力率改善
リアクトル波形改善用コンデンサを必要としないで、単
相交流の入力電流の高調波を軽減することができる。
【０１５１】この発明のうち請求項７にかかるインバー
タの制御方法、並びに請求項２１にかかるインバータの
制御回路によれば、指令値に対してトルクの平均値を大
きくすることができる。
タの制御方法、並びに請求項２１にかかるインバータの
制御回路によれば、指令値に対してトルクの平均値を大
きくすることができる。
【０１５２】この発明のうち請求項８にかかるインバー
タの制御方法、並びに請求項２２にかかるインバータの
制御回路によれば、指令値に対してトルクの平均値を大
きくしつつも、単相交流の電源から入力される電流（ｉ
IN）に含まれる高調波を軽減することができる。
タの制御方法、並びに請求項２２にかかるインバータの
制御回路によれば、指令値に対してトルクの平均値を大
きくしつつも、単相交流の電源から入力される電流（ｉ
IN）に含まれる高調波を軽減することができる。
【０１５３】この発明のうち請求項９にかかるインバー
タの制御方法、並びに請求項２３にかかるインバータの
制御回路によれば、指令値に対してトルクの平均値を大
きくしつつも、インバータ（４）のスイッチング素子の
電流容量を大きくしなくて済む。
タの制御方法、並びに請求項２３にかかるインバータの
制御回路によれば、指令値に対してトルクの平均値を大
きくしつつも、インバータ（４）のスイッチング素子の
電流容量を大きくしなくて済む。
【０１５４】この発明のうち請求項１２乃至請求項１６
にかかるインバータの制御方法、並びに請求項２６乃至
請求項３０にかかるインバータの制御回路によれば、モ
ータ（６）の銅損が支配的な状況において、銅損を容易
に低減する。
にかかるインバータの制御方法、並びに請求項２６乃至
請求項３０にかかるインバータの制御回路によれば、モ
ータ（６）の銅損が支配的な状況において、銅損を容易
に低減する。
【図１】本発明に適用可能なモータ制御回路の構成を示
す回路図である。
す回路図である。
【図２】制御回路の構成を例示するブロック図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態を説明するグラフで
ある。
ある。
【図４】本発明の第１の実施の形態を説明するグラフで
ある。
ある。
【図５】本発明の第１の実施の形態を説明するグラフで
ある。
ある。
【図６】本発明の第１の実施の形態を説明するグラフで
ある。
ある。
【図７】本発明の第２の実施の形態の構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態の動作を示すフロー
チャートである。
チャートである。
【図９】本発明の第２の実施の形態の動作を示すフロー
チャートである。
チャートである。
【図１０】本発明の第２の実施の形態の動作を示すフロ
ーチャートである。
ーチャートである。
【図１１】本発明の第２の実施の形態の変形の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図１２】本発明の第２の実施の形態の変形を示すグラ
フである。
フである。
【図１３】本発明の第３の実施の形態に適用可能なモー
タ制御回路の構成を示す回路図である。
タ制御回路の構成を示す回路図である。
【図１４】本発明の第３の実施の形態の動作を示すグラ
フである。
フである。
【図１５】本発明の第３の実施の形態の動作を示すグラ
フである。
フである。
【図１６】従来の技術を示す回路図である。
【図１７】従来の技術の動作を示すグラフである。
【符号の説明】
４ インバータ
５ 制御回路
６ モータ
５２ ｑ軸電流指令値計算部
５８ スイッチング指令計算部
５９ 軸変換部
６２ トルク指令演算部
６９ スイッチングテーブル部
ｉq ｑ軸電流（トルク電流）
ｉq *，τ* 指令値
ｉu，ｉv，ｉw 電流
ＶS 電源電圧
Ｖdc 整流電圧
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考）
// Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｈ０２Ｐ 5/408 Ｃ
(72)発明者 山井 広之
滋賀県草津市岡本町字大谷1000番地の２
株式会社ダイキン空調技術研究所内
Ｆターム(参考） 5H007 AA07 AA08 AA12 BB06 BB11
CA01 CB04 CB05 CC03 CC23
DA05 DB05 DB12 DC02 DC04
DC05 EA02
5H550 BB05 DD04 DD08 HA07 HB07
HB08 JJ03 JJ26 LL32
5H560 BB04 BB12 DC03 EB01 EC02
EC03 RR01 SS07 UA02 XA13
5H576 BB04 DD05 EE01 HA02 HB02
JJ26
Claims (30)
- 【請求項１】 単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整流
して得られる整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交流
電流（ｉu，ｉv，ｉw）をモータ（６）に与えるインバ
ータ（４）を制御する方法であって、 前記電源電圧は位相（θS）についての正弦関数（sinθ
S）に比例し、 前記多相の交流電流に基づくトルク電流（ｉq）の指令
値（ｉq *）から決定される前記モータのトルク（ｎ・Ｋ
・ｉq *）を、前記トルクの平均値（Average（τ））及
び前記モータの極数（２ｎ）で除した値（ｉq *／２
Ｉq）のピークは、１を越えない、インバータの制御方
法。 - 【請求項２】 前記多相の交流電流に基づくトルク電流
（ｉq）の指令値（ｉq *）として、前記正弦関数（sinθ
S）に前記正弦関数の奇数次高調波（sin３θS）を重畳
させ、更にその結果の絶対値に比例した値を採用する、
請求項１記載のインバータの制御方法。 - 【請求項３】 単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整流
して得られる整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交流
電流（ｉu，ｉv，ｉw）をモータ（６）に与えるインバ
ータ（４）を制御する方法であって、 前記電源電圧は位相（θS）についての正弦関数（sinθ
S）に比例し、 前記モータのトルク（τ）の指令値（τ*）を、前記ト
ルクの平均値（Average（τ））及び前記モータの極数
（２ｎ）で除した値（ｉq *／２Ｉq）のピークは、１を
越えない、インバータの制御方法。 - 【請求項４】 前記モータ（６）のトルク（τ）の指令
値（τ*）として、前記正弦関数（sinθS）に前記正弦
関数の奇数次高調波（sin３θS）を重畳させ、更にその
結果の絶対値に比例した値を採用する、請求項３記載の
インバータの制御方法。 - 【請求項５】 前記指令値（ｉq *，τ*）は、台形波を
呈する、請求項２及び請求項４のいずれか一つに記載の
インバータの制御方法。 - 【請求項６】 前記台形波は、前記電源電圧（ＶS）の
半分の周期（π）を有し、 前記正弦関数（sinθS）の２乗（sin2θS）に比例した
値を、そのピーク値よりも低いレベルでリミッタ処理し
て得られる、請求項５記載のインバータの制御方法。 - 【請求項７】 前記指令値（ｉq *，τ*）は、前記正弦
関数（sinθS）に、前記位相（θS）の３倍についての
正弦関数と重み（ｈ）との積を加算した結果の絶対値を
採った値に比例し、前記重みは−０．２１６４乃至１．
１５３に設定される、請求項２及び請求項４のいずれか
一つに記載のインバータの制御方法。 - 【請求項８】 前記重み（ｈ）は１／３以下に設定され
る、請求項７記載のインバータの制御方法。 - 【請求項９】 前記重み（ｈ）は−０．１９２より大き
く設定される、請求項７記載のインバータの制御方法。 - 【請求項１０】 単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整
流して得られる整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交
流電流（ｉu，ｉv，ｉw）をモータ（６）に与えるイン
バータ（４）を制御する方法であって、 前記電源電圧は位相（θS）についての正弦関数（sinθ
S）に比例し、 前記位相の２倍（２θS）についての余弦関数（cos２θ
S）と重み（ｇ）との積を１から差し引いた結果に比例
した値を、前記多相の交流電流に基づくトルク電流（ｉ
q）の指令値（ｉq *）として採用し、 前記重みは０より大きくかつ１より小さく設定される、
インバータの制御方法。 - 【請求項１１】 単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整
流して得られる整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交
流電流（ｉu，ｉv，ｉw）をモータ（６）に与えるイン
バータ（４）を制御する方法であって、 前記電源電圧は位相（θS）についての正弦関数（sinθ
S）に比例し、 前記位相の２倍（２θS）についての余弦関数（cos２θ
S）と重み（ｇ）との積を１から差し引いた結果に比例
した値を、前記モータ（６）のトルク（τ）の指令値
（τ*）として採用し、 前記重みは０より大きくかつ１より小さく設定される、
インバータの制御方法。 - 【請求項１２】 前記整流電圧（Ｖdc）の脈動が小さい
ほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される、請求項１０
及び請求項１１のいずれか一つに記載のインバータの制
御方法。 - 【請求項１３】 前記単相交流の電源電圧（ＶS）に基
づく入力電力（ＰS）が小さいほど、前記重み（ｇ）は
小さく設定される、請求項１０及び請求項１１のいずれ
か一つに記載のインバータの制御方法。 - 【請求項１４】 前記モータ（６）のトルク（τ）が小
さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される、請求項
１０及び請求項１１のいずれか一つに記載のインバータ
の制御方法。 - 【請求項１５】 前記多相の交流電流に基づくトルク電
流振幅（Ｉq）が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく
設定される、請求項１０及び請求項１１のいずれか一つ
に記載のインバータの制御方法。 - 【請求項１６】 前記モータ（６）の回転数が小さいほ
ど、前記重み（ｇ）は小さく設定される、請求項１０及
び請求項１１のいずれか一つに記載のインバータの制御
方法。 - 【請求項１７】 単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整
流して得られる整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交
流電流（ｉu，ｉv，ｉw）をモータ（６）に与えるイン
バータ（４）を制御する制御回路（５）であって、 前記電源電圧は位相（θS）についての正弦関数（sinθ
S）に比例し、 前記多相の交流電流に基づいてトルク電流（ｉq）を求
める軸変換部（５９）と、 前記正弦関数（sinθS）に、前記正弦関数の奇数次高調
波（sin３θS）を重畳させ、更にその結果の絶対値に比
例した指令値（ｉq *）を求める指令値計算部（５２）
と、 前記トルク電流及び前記指令値に基づいて前記インバー
タのスイッチングを制御するスイッチング指令（ＣＮ
Ｔ）を出力するスイッチング指令計算部（５８）とを備
える、インバータの制御回路。 - 【請求項１８】 単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整
流して得られる整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交
流電流（ｉu，ｉv，ｉw）をモータ（６）に与えるイン
バータ（４）を制御する制御回路（５）であって、 前記電源電圧は位相（θS）についての正弦関数（sinθ
S）に比例し、 前記モータのトルク（τ）を求めるトルク演算部（６
６）と、 前記正弦関数（sinθS）に、前記正弦関数の奇数次高調
波（sin３θS）を重畳させ、更にその結果の絶対値に比
例した指令値（τ*）を求める指令値計算部（６２）
と、 前記トルク及び前記指令値に基づいて前記インバータの
スイッチングを制御するスイッチング指令（ＣＮＴ）を
出力するスイッチングテーブル部（６９）とを備える、
インバータの制御回路。 - 【請求項１９】 前記指令値（ｉq *，τ*）は、台形波
を呈する、請求項１７及び請求項１８のいずれか一つに
記載のインバータの制御回路（５）。 - 【請求項２０】 前記台形波は、前記電源電圧（ＶS）
の半分の周期（π）を有し、 前記正弦関数（sinθS）の２乗（sin2θS）に比例した
値を、そのピーク値よりも低いレベルでリミッタ処理し
て得られる、請求項１９記載のインバータの制御回路
（５）。 - 【請求項２１】 前記指令値（ｉq *，τ*）は、前記正
弦関数（sinθS）に、前記位相（θS）の３倍について
の正弦関数と重み（ｈ）との積を加算した結果の絶対値
を採った値に比例し、前記重みは−０．２１６４乃至
１．１５３に設定される、請求項１７及び請求項１８の
いずれか一つに記載のインバータの制御回路（５）。 - 【請求項２２】 前記重み（ｈ）は１／３以下に設定さ
れる、請求項２１記載のインバータの制御回路（５）。 - 【請求項２３】 前記重み（ｈ）は−０．１９２より大
きく設定される、請求項２１記載のインバータの制御回
路（５）。 - 【請求項２４】 単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整
流して得られる整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交
流電流（ｉu，ｉv，ｉw）をモータ（６）に与えるイン
バータ（４）を制御する制御回路（５）であって、 前記電源電圧は位相（θS）についての正弦関数（sinθ
S）に比例し、 前記多相の交流電流に基づいてトルク電流（ｉq）を求
める軸変換部（５９）と、 前記位相の２倍（２θS）についての余弦関数（cos２θ
S）と重み（ｇ）との積を１から差し引いた結果に比例
した指令値（ｉq *）を求める指令値計算部（５２）と、 前記トルク電流及び前記指令値に基づいて前記インバー
タのスイッチングを制御するスイッチング指令（ＣＮ
Ｔ）を出力するスイッチング指令計算部（５８）とを備
え、 前記重みは０より大きくかつ１より小さく設定される、
インバータの制御回路。 - 【請求項２５】 単相交流の電源電圧（ＶS）を全波整
流して得られる整流電圧（Ｖdc）に基づいて、多相の交
流電流（ｉu，ｉv，ｉw）をモータ（６）に与えるイン
バータ（４）を制御する制御回路（５）であって、 前記電源電圧は位相（θS）についての正弦関数（sinθ
S）に比例し、 前記モータ（６）のトルク（τ）を求めるトルク演算部
（６６）と、 前記位相の２倍（２θS）についての余弦関数（cos２θ
S）と重み（ｇ）との積を１から差し引いた結果に比例
した指令値（τ*）を求める指令値計算部（６２）と、 前記トルク及び前記指令値に基づいて前記インバータの
スイッチングを制御するスイッチング指令（ＣＮＴ）を
出力するスイッチングテーブル部（６９）とを備え、 前記重みは０より大きくかつ１より小さく設定される、
インバータの制御回路。 - 【請求項２６】 前記整流電圧（Ｖdc）の脈動が小さい
ほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される、請求項２４
及び請求項２５のいずれか一つに記載のインバータの制
御回路（５）。 - 【請求項２７】 前記単相交流の電源電圧（ＶS）に基
づく入力電力（ＰS）が小さいほど、前記重み（ｇ）は
小さく設定される、請求項２４及び請求項２５のいずれ
か一つに記載のインバータの制御回路（５）。 - 【請求項２８】 前記モータ（６）のトルクが小さいほ
ど、前記重み（ｇ）は小さく設定される、請求項２４及
び請求項２５のいずれか一つに記載のインバータの制御
回路（５）。 - 【請求項２９】 前記多相の交流電流に基づくトルク電
流振幅（Ｉq）が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく
設定される、請求項２４及び請求項２５のいずれか一つ
に記載のインバータの制御回路（５）。 - 【請求項３０】 前記モータ（６）の回転数が小さいほ
ど、前記重み（ｇ）は小さく設定される、請求項２４及
び請求項２５のいずれか一つに記載のインバータの制御
回路（５）。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001242598A JP4210048B2 (ja) | 2001-08-09 | 2001-08-09 | インバータの制御方法及びインバータの制御回路 |
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003061382A true JP2003061382A (ja) | 2003-02-28 |
| JP4210048B2 JP4210048B2 (ja) | 2009-01-14 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP2001242598A Expired - Fee Related JP4210048B2 (ja) | 2001-08-09 | 2001-08-09 | インバータの制御方法及びインバータの制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
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| JP (1) | JP4210048B2 (ja) |
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007282311A (ja) * | 2006-04-03 | 2007-10-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータ駆動制御装置と圧縮機 |
| WO2007123045A1 (ja) * | 2006-04-19 | 2007-11-01 | Daikin Industries, Ltd. | 電力変換器及びその制御方法並びに空気調和機 |
| JP2007535289A (ja) * | 2004-04-26 | 2007-11-29 | ウェイブクレスト ラボラトリーズ リミテッド ライアビリティ カンパニー | 電気モータのための励起電流波形プロフィールを最適化する適応システム |
| JP2008029107A (ja) * | 2006-07-20 | 2008-02-07 | Mels Corp | 正弦波実効値検出装置、及びそれを用いた正弦波電源装置 |
| US7528566B2 (en) | 2005-11-17 | 2009-05-05 | Hyundai Motor Company | Method for controlling voltage of DC link for electric vehicle |
| JP2012151963A (ja) * | 2011-01-18 | 2012-08-09 | Daikin Ind Ltd | 電力変換装置 |
| US20140028237A1 (en) * | 2012-07-25 | 2014-01-30 | Snu R&Db Foundation | Inverter control apparatus and control method thereof |
| CN104320032A (zh) * | 2014-09-30 | 2015-01-28 | 海信科龙电器股份有限公司 | 一种交-交变频空调控制方法及控制器 |
| EP3404824A1 (en) | 2017-05-15 | 2018-11-21 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Motor drive device |
| JP2019193544A (ja) * | 2018-04-27 | 2019-10-31 | 株式会社豊田自動織機 | パルスパターン生成装置 |
| EP3664275A4 (en) * | 2017-09-29 | 2021-04-14 | Daikin Industries, Ltd. | POWER CONVERSION DEVICE |
| CN112928962A (zh) * | 2021-02-05 | 2021-06-08 | 哈尔滨工业大学（深圳） | 无电解电容变频驱动系统控制方法、控制器及存储介质 |
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2001
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Cited By (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007535289A (ja) * | 2004-04-26 | 2007-11-29 | ウェイブクレスト ラボラトリーズ リミテッド ライアビリティ カンパニー | 電気モータのための励起電流波形プロフィールを最適化する適応システム |
| US7528566B2 (en) | 2005-11-17 | 2009-05-05 | Hyundai Motor Company | Method for controlling voltage of DC link for electric vehicle |
| JP2007282311A (ja) * | 2006-04-03 | 2007-10-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータ駆動制御装置と圧縮機 |
| WO2007123045A1 (ja) * | 2006-04-19 | 2007-11-01 | Daikin Industries, Ltd. | 電力変換器及びその制御方法並びに空気調和機 |
| AU2007242096B2 (en) * | 2006-04-19 | 2010-09-16 | Daikin Industries, Ltd. | Power converter, its control method, and air conditioner |
| US8269370B2 (en) | 2006-04-19 | 2012-09-18 | Daikin Industries, Ltd. | Power converter and its control method and air conditioner |
| JP2008029107A (ja) * | 2006-07-20 | 2008-02-07 | Mels Corp | 正弦波実効値検出装置、及びそれを用いた正弦波電源装置 |
| JP2012151963A (ja) * | 2011-01-18 | 2012-08-09 | Daikin Ind Ltd | 電力変換装置 |
| KR101995864B1 (ko) * | 2012-07-25 | 2019-07-04 | 삼성전자주식회사 | 인버터 제어장치 및 그 제어방법 |
| US20140028237A1 (en) * | 2012-07-25 | 2014-01-30 | Snu R&Db Foundation | Inverter control apparatus and control method thereof |
| KR20140014734A (ko) * | 2012-07-25 | 2014-02-06 | 삼성전자주식회사 | 인버터 제어장치 및 그 제어방법 |
| US9136790B2 (en) * | 2012-07-25 | 2015-09-15 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Inverter control apparatus and control method thereof |
| CN104320032A (zh) * | 2014-09-30 | 2015-01-28 | 海信科龙电器股份有限公司 | 一种交-交变频空调控制方法及控制器 |
| EP3404824A1 (en) | 2017-05-15 | 2018-11-21 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Motor drive device |
| EP3664275A4 (en) * | 2017-09-29 | 2021-04-14 | Daikin Industries, Ltd. | POWER CONVERSION DEVICE |
| EP4231517A3 (en) * | 2017-09-29 | 2023-11-15 | Daikin Industries, Ltd. | Power conversion device |
| JP2019193544A (ja) * | 2018-04-27 | 2019-10-31 | 株式会社豊田自動織機 | パルスパターン生成装置 |
| CN112042101A (zh) * | 2018-04-27 | 2020-12-04 | 株式会社丰田自动织机 | 脉冲图形生成装置 |
| EP3787174A4 (en) * | 2018-04-27 | 2021-06-09 | Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki | PULSE PATTERN GENERATING DEVICE |
| CN112042101B (zh) * | 2018-04-27 | 2023-09-08 | 株式会社丰田自动织机 | 脉冲图形生成装置 |
| CN112928962A (zh) * | 2021-02-05 | 2021-06-08 | 哈尔滨工业大学（深圳） | 无电解电容变频驱动系统控制方法、控制器及存储介质 |
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