JP2008029107A - 正弦波実効値検出装置、及びそれを用いた正弦波電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】安価なＣＰＵを用いて、簡単な演算で応答遅れを軽減して実効値を検出できる正弦波実効値検出装置を提供する。
【解決手段】検出目標とする正弦波信号の振幅の絶対値がその正弦波信号の実効値と１周期内で同一値となる複数タイミングｔ１、ｔ３、ｔ４及びｔ６で、受けた正弦波信号の振幅値の絶対値Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４を検出し、その検出した複数の振幅の絶対値の平均値を算出し、算出した平均値を前記受けた正弦波信号の実効値として出力する構成とした。
【選択図】図１

Description

本発明は、正弦波の実効値を素早く検出する正弦波実効値検出装置、及びそれを用いた所望の正弦波の実効値を安定に出力する正弦波電源装置に関する。特に、正弦波電源装置は、負荷変動に直ちに応答して、出力の実効値を一定に維持できる技術に関する。

一般に、正弦波電源装置では、負荷をオン／オフしたり、負荷とする装置の特定機能が切り替えられたりすることにより、負荷変動が生じるが、正弦波電源装置としては、その負荷変動を素早く吸収して一定の出力をすることが望まれる。そのさい、正弦波電源装置の出力を検出して、一定に制御する方法が採用されている。

正弦波電源装置の出力は、一般には実効値（ＲＭＳ）で規定されているのが多い（特許文献１を参照）。ところで、正弦波の出力の実効値を検出する技術としては、電気―熱―ＲＭＳ変換を行う素子（例えば、熱電対）を用いた技術や、ＩＣ（例えば、型名：ＡＤ７３６）として市販されているアナログ処理でＲＭＳ変換する技術等がある。熱を用いた技術では、熱による応答が遅いと言う欠点がある。また、例えば、ＩＣのＡＤ７３６のアナログ処理によるＲＭＳ変換においても、実験によれば、ＡＣ１００Ｖを投入し、その投入を遮断したときから実際に出力信号が低下するまでの時間は１００ｍｓ程度の遅れがある。

また、実効値を検出する技術としては、正弦波をＡ／Ｄ変換し、乗算器やＤＳＰ処理でデジタル演算により実効値を求める方法がある。これは、正弦波の瞬時値を所定クロック（例えば、特許文献１は、２５６個／１サイクルとし、その半サイクル１２８個）によりＡ／Ｄ変換器で取り込み、その取り込んだ各データを二乗する演算を行って和を求める処理を繰り返し、これを正弦波の１サイクル分行って、その後，開平演算を行って実効値を求める手法である。この場合は、演算処理に用いるデータ数が多いため、その処理に時間がとられるため、アナログ処理同様に、入力の瞬時値に対する出力の実効値の応答が遅れがちである。これらを早くするために、特許文献１のように高速ＣＰＵ、高速プログラム処理、高速Ａ／Ｄ変換器を採用すれば、より早い処理が得られる可能性もあるが、構成規模が大になり、高価な装置になってしまう。

特開２００２−２０４５７７号公報

本発明の目的は、安価なＣＰＵを用いて、簡単な演算で応答遅れを軽減して実効値を検出できる正弦波実効値検出装置、及びそれを用いて、負荷変動に早く応答する正弦波電源装置を提供することである。

上記課題を解決するにあたって、本発明は、求めるのは正弦波の実効値であること、正弦波が、その求める実効値であるかないかを検出するためには、必ずしも１サイクル全域に亘って演算する必要はなく、少なくとも、入力される正弦波の瞬時値が本来、実効値となるタイミングで、その瞬時値を検出することにより、入力された正弦波の実効値か、大きいか、或いは小さいかが判定できることに着眼している。そして、大小の比較だけであれば、１ポイントでも可能であり、これを正弦波電源装置にもちいれば、非常に早く負荷変動を抑圧できることに着眼した。

請求項１に記載の発明は、検出目標とする正弦波信号の振幅の絶対値がその正弦波信号の実効値と１周期内で同一値となる複数タイミングで、受けた正弦波信号の振幅値の絶対値を検出し、その検出した複数の振幅の絶対値の平均値を算出し、算出した平均値を前記受けた正弦波信号の実効値として出力する構成とした。

請求項２に記載の発明は、検出目標とする所定周期の正弦波信号の振幅の絶対値がその正弦波信号の実効値と１周期内で同一値となるタイミング信号を生成するタイミング信号生成手段と、タイミング信号生成手段から出力されるタイミング信号で、受けた正弦波信号の１周期内で複数の振幅の絶対値をサンプリングするサンプリング手段と、サンプリングされて得られた複数の振幅の絶対値の平均値を算出し、算出した平均値を前記受けた正弦波信号の実効値として出力する演算手段とを、備えた。

請求項３に記載の発明は請求項２に記載の発明において、前記タイミング信号生成手段は、前記目標とする正弦波の前記１周期内で同一値となる４つのタイミング信号に加えて、前記目標とする正弦波の１周期内で最大値となるタイミング信号及び最小値となるタイミング信号を生成して、６つのタイミング信号を出力し、前記サンプリング手段は、受けた正弦波信号の振幅の絶対値を前記６つのタイミング信号でサンプリングし、前記演算手段は、前記４つのタイミング信号に基づいてサンプリングした振幅の絶対値の平均値を求めるとともに、前記最大値及び最小値となる２つのタイミング信号に基づいてサンプリングした値をもとに、前記平均値を補正する構成とした。

請求項４に記載の発明は、正弦波の電圧を可変して出力する可変手段と、所望の正弦波の振幅の絶対値がその実効値と１周期内で同一値となるタイミング信号を生成するタイミング信号生成手段と、タイミング信号生成手段から出力されるタイミング信号で、前記可変手段から出力される出力電圧の１周期内の複数の振幅の絶対値をサンプリングするサンプリング手段と、サンプリングされた複数の振幅の絶対値の平均値を算出する演算手段と、前記パルスを生成し、該演算手段が出力する平均値を基に前記可変手段の出力電圧が、前記所望の正弦波の実効値となるように制御する制御部とを備えた。

請求項５に記載の発明は、直流電圧を受けて所定周期のパルスでスイッチングすることにより交流に変換するスイッチング手段と、スイッチング手段の出力を平滑して正弦波に変換するフィルタと、所望の正弦波の振幅の絶対値がその実効値と前記正弦波の１周期内で同一値となるタイミング信号を生成するタイミング信号生成手段と、タイミング信号生成手段から出力されるタイミング信号で、前記フィルタの出力電圧の１周期内の複数の振幅の絶対値をサンプリングするサンプリング手段と、サンプリングされた複数の振幅の絶対値の平均値を算出する演算手段と、該演算手段が出力する平均値を基に前記パルスの幅を変えることにより、前記フィルタの出力電圧が、前記所望の正弦波の実効値となるように制御する制御部とを備えた。

請求項６に記載の発明は請求項５に記載の発明において、 前記制御部は、制御直前の１周期分の４つのタイミング信号によりサンプリングされた４つの振幅の平均値を前記演算手段から受けた後に、前記フィルタの出力電圧が、前記所望の正弦波の実効値となるように制御する構成とした。

請求項７に記載の発明は請求項５又は６に記載の発明において、前記タイミング信号生成手段は、所望の正弦波の前記１周期内で同一値となる４つのタイミング信号に加えて、前記所望の正弦波の１周期内で最大値となるタイミング信号及び最小値となるタイミング信号を生成して、６つのタイミング信号を出力し、前記サンプリング手段は、受けた正弦波信号の振幅の絶対値を前記６つのタイミング信号でサンプリングし、前記演算手段は、前記４つのタイミング信号に基づいてサンプリングした振幅の絶対値の平均値を求めるとともに、前記最大値及び最小値となる２つのタイミング信号に基づいてサンプリングした値をもとに、前記平均値を補正し、前記制御手段は、補正された平均値で前記フィルタの出力電圧が、前記所望の正弦波の実効値となるように制御する構成とした。

請求項１又は２に記載の発明によれば、所定周期の正弦波信号の振幅がその正弦波信号の実効値と１周期内で同一値となる複数タイミング（正弦波信号の瞬時値の絶対値で考えれば、このタイミングは１サイクル内で４回ある。）で、受けた正弦波信号の振幅値を検出し、その検出した複数の振幅値の平均値から実効値を求めているので、演算のデータ量が少なく、かつ比較的安価で低速なＣＰＵで、応答遅れを軽減して検出できる。

請求項３に記載の発明によれば、正弦波に歪みがあった場合、正弦波の最大値及び最小値を検出して、それを基に、正弦波の歪みを軽減して測定できる。

請求項４又は５に記載の発明によれば、請求項１又は２に記載の発明と同様に演算のデータ量が少なく、かつ比較的安価で低速なＣＰＵで、少ない応答遅れで出力電圧を検出できるので、負荷変動に対して早い制御が可能になり、負荷変動に対する応答遅れを軽減して負荷変動による出力電圧変動を軽減できる。

請求項６に記載の発明によれば、制御直前のタイミング信号を含む１周期における平均の実効値を受ける度に制御する構成であるから、負荷変動が生じても次の１周期内で、負荷変動を抑圧できる。

請求項７に記載の発明によれば、フィルタ等で正弦波に歪みがあった場合であっても、最大値及び最小値でその歪みを軽減して実効値を検出できるので、その歪み分も抑圧した正弦波を出力できる。

本発明の実施形態を図を基に説明する。図１は、本発明に係る、第１の実施形態しての正弦波実効値検出装置の機能構成及びタイミングを示す図である。図２は、第２の実施形態としての正弦波電源装置の機能構成を示す図である。図３は、図２におけるスイッチング動作を説明するための図である。図４及び図５は、第２の実施形態の出力電圧の制御例を説明するための図である。図６は、正弦波実効値検出装置の実効値検出例を示す図である。

［第１の実施形態］
図１において、タイミング信号生成手段１は、予め検出したい所望の正弦波信号の実効値とその所望の正弦波信号が交叉するタイミングを示すパルス信号を出力する。例えば、図１（Ｂ）に示す、検出目標とする既知の正弦波の瞬時値とその正弦波の既知である実効値とが交叉するタイミング、つまり両者が同一値となるタイミングを示すパルス（列）からなるタイミング信号を生成する（図１（Ｂ）のｔ１、ｔ3、ｔ４、ｔ６がそのタイミングに相当する。）。さらに、検出目標とする既知の正弦波の瞬時値が最大値となるタイミングを示すタイミング信号と最小値となるタイミング信号を生成する（図１（Ｂ）のｔ２、ｔ５がそのタイミングに相当する。）。なお、正弦波が歪みのない正弦波であれば、正弦波の周期Ｔに対する各タイミングは、その振幅の大きさに関係無く同じである。つまり、正弦波をＡｓｉｎ２πｔ／Ｔ（Ａは振幅）で表せばその実効値はＡ／２^１／２であるからして、タイミングｔ１、ｔ3、ｔ４、ｔ６は、ｓｉｎ２πｔ／Ｔの絶対値＝１／２^１／２を満足するタイミングｔであり、タイミングｔ２，ｔ５は、ｓｉｎ２πｔ／Ｔの絶対値＝１となるタイミングｔである。

上記のようにタイミングｔ１〜ｔ６は、いずれも各情報から計算で求められるので、タイミング信号生成手段１は、計算で求められたタイミングにパルスを発生することにより、各タイミング信号を生成している。例えば、１周期の時間軸を６４分割したデジタルデータ（インデックス６４と表現する。）として取り扱うとすれば、ｔ１、ｔ3、ｔ４、ｔ６は、それぞれのインデックスは８，２４，４０，５６で示され、ｔ２、ｔ５は、それぞれ、インデックス１６、４８で表される。したがって、１周期Ｔを６４分割して、各インデックスでパルスを発生することにより、タイミング信号を発生することができる。

サンプリング手段２は、ＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）を含み、入力される正弦波信号（図２（Ｂ）の波線で示される正弦波）を受けて、タイミング信号生成手段１からのタイミング信号（ｔ１〜ｔ６）でサンプリングしてデジタルデータに変換する。なお、入力される正弦波信号は、サンプリング手段２で、ＡＤＣ等の都合上、電圧Ｖｓだけシフトされた上でサンプリングされている。タイミングｔ１，ｔ３，ｔ４，ｔ６にサンプリングされた振幅値はＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４として出力され、タイミングｔ２、ｔ５でサンプリングされた振幅値はＬｍ、Ｌｓとして出力される。

演算手段３は、サンプリングされた振幅値を基に、次の式１の演算を行う。
（式１）： 入力された正弦波信号の平均した実効値
＝{（Ｌ１−Ｖｓ）＋（Ｌ２−Ｖｓ）＋（Ｖｓ−Ｌ３）＋（Ｖｓ−Ｌ４）}／４
=(Ｌ１＋Ｌ２−Ｌ３−Ｌ４）／４
ここで、（Ｌ１−Ｖｓ）、（Ｌ２−Ｖｓ）、（Ｖｓ−Ｌ３）及び（Ｖｓ−Ｌ４）は、入力された正弦波からサンプリングされた振幅の絶対値を示す。なお、式（１）は、４点でサンプリングしてその平均値を示すものであるが、それは、入力される正弦波に含まれる雑音や求めようとする測定確度によっては、例えば２点の平均であっても良いし、用途によっては１点でも良い（平均無し）。また、２周期分、３周期分の平均或いは累積平均しても良い、但し、それだけ時間が必要になるので用途によって、使い分けることが好ましい。

さらに、演算手段３は、次の式２の演算を行って、平均値を補正する。
（式２）補正された平均値＝(Ｌ１＋Ｌ２−Ｌ３−Ｌ４）／４
＋ｋ（Ｌｍ−Ｖｓ−Ｖｐ）
＋ｋ（Ｖｓ−Ｌｓ−Ｖｐ）
＝(Ｌ１＋Ｌ２−Ｌ３−Ｌ４）／４
＋ｋ（Ｌｍ−Ｌｓ−２Ｖｐ）
なお、ｋ（Ｌｍ−Ｖｓ−Ｖｐ）は、入力された正弦波信号の最大値と本来の正弦波の最大値（振幅値Ｖｐ）との差に基づく補正項であり、ｋ（Ｖｓ−Ｌｓ−Ｖｐ）は、入力された正弦波信号の最小値と本来の正弦波の最小値（振幅値としてはＶｐ）との差に基づく補正項である。ｋは、入力される正弦波の歪みが一定な歪みであれば、それに応じて、経験的に決めた値を採用することが好ましい。一般的には、ｋ＝１／２〜１／４である。

入力された正弦波信号に歪みがない場合は、式１による演算で実効値を検出できる。入力された正弦波信号に歪みがあるような場合は、式２による演算で歪みの影響を概略補正することによって、歪みの影響を軽減して実効値を検出できる。

演算手段３は、低価格のＣＰＵとソフトで構成できるし、ゲートアレイ等でロジックで組んでも良い。その際、バイナリーで演算させれば、１／２の演算する場合は、その値の桁を右に１桁シフトすれば達成できる。上記の１／４演算は右に２桁シフトすることで済むので、演算が容易であり、早い。

図１（Ｂ）では、タイミング１周期分しか示していないが、これを以降の周期で繰り返し実効値を検出する場合は、１周期に１回その周期の平均値と計算して実効値を求める方法や、繰り返される各タイミング毎に、つまりｔ１、ｔ３、ｔ４、ｔ６、次のｔ１、ｔ３、ｔ４、ｔ６・・・・の各タイミング毎にそのタイミングを含む直前の４つのタイミング分（つまり直前の１周期分）に平均値を求めて実効値を検出する方法があり、用途により使い分ける。

［第２の実施形態］
第１の実施形態の正弦波実効値検出装置を含む正弦波電源装置を第２の実施形態として説明する。

図２の実施形態は、インバータを用いた正弦波電源装置であり、以下、図２を基に説明するが、図２に限られるものではなく、この発明としては、正弦波を出力でき、かつその出力が実効値で規定されて、その規定された実効値になるよう制御可能な電源であれば、利用できる。

図２において、Ｌ１及びＣ１は、フィルタを構成し、入力される直流電圧を通過させるとともに、スイッチング回路１１で発生する高調波成分が入力側へ漏れるのを防いでいる。ＭＯＳＦＥＴＱ５，Ｑ６，Ｑ７及びＱ８は、スイッチング機能素子として用いられ、高周波、例えば１５０ＫＨｚのＰＷＭ信号で駆動回路１９によって駆動される。フィルタリング回路１２は、ＭＯＳＦＥＴＱ５，Ｑ６，Ｑ７及びＱ８からのスイッチング波形を受けて、所望の正弦波の周波数成分のみを通過させて、出力させるためのフィルタである。

ＭＯＳＦＥＴＱ５，Ｑ６，Ｑ７及びＱ８の駆動の仕方には、例えば差動方式と極性切替方式がある。以下の説明では、所望の正弦波の周波数、駆動回路１９からＰＷＭ信号のそれぞれを、例えば５０Ｈｚ（半周期：１０ｍＳ）、１５０ｋＨｚとして説明する。差動方式の場合は、図３（Ａ）に示すように１５０ｋＨｚのＰＷＭ信号でスイッチング動作を行っており、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ５及びＱ８がＯＮのとき、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ６及びＱ７がＯＦＦにされ、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ５及びＱ８がＯＦＦのとき、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ６及びＱ７がＯＮになるよう制御される。そして、正弦波の正方向の半サイクルを出力する場合は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ６及びＱ７のＯＮのデューティが正弦波に合わせて広くなり、正弦波の負方向の半サイクルを出力する場合は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ５及びＱ８のＯＮのデューティが正弦波に合わせて広くなるように制御され、正弦波がゼロ近くでは、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ６及びＱ７並びにＱ５及びＱ８のＯＮ／ＯＦＦのデューティが同じになる（以上、図３（Ａ）の拡大図を参照）。また、１５０ｋＨｚ成分のＯＮ，ＯＦＦのデューティは、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ５及びＱ８と、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ６及びＱ７とでは、位相が逆転している。したがって、出力電圧Ｖｏｕｔは次の式３で示される。
（式３）出力電圧Ｖｏｕｔ＝
入力電圧Ｖｉｎ×｛Ｔｏｎ１（Ｑ７、６）―Ｔｏｎ２（Ｑ５，８）｝／Ｔｓ
ただし、Ｔｓ＝Ｔｏｎ１＋Ｔｏｎ２（１／Ｔｓ＝１５０ｋＨｚ）

式３によれば、Ｔｏｎ１＝８０％、Ｔｏｎ２＝２０％のデューティで駆動するとすれば、ＡＣ１００Ｖの正弦波電圧（ピーク値で１４１Ｖ）を出力するためには、入力電圧Ｖｉｎは２３５Ｖ必要になる。しかし、Ｔｏｎ１＝９０％、Ｔｏｎ２＝１０％のデューティであればＶｉｎ＝１７６Ｖ、さらに、Ｔｏｎ１＝９５％、Ｔｏｎ２＝５％のデューティにできれば、Ｖｉｎ＝１５７Ｖに下げることができる。つまり、デューティが高いほど効率が良くなる。

また、図２におけるＭＯＳＦＥＴＱ５，Ｑ６，Ｑ７及びＱ８を駆動する極性切替方式について、概略説明する。この場合、ＭＯＳＦＥＴＱ５，Ｑ６，Ｑ７及びＱ８は、図３（Ｂ）に示される各信号で駆動される。ＭＯＳＦＥＴＱ５，Ｑ７は、１０ｍＳ毎に交互に１５０ｋＨｚのＰＷ変調信号で駆動される。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔは、次の式４で示される。なお、図３（Ｂ）の波形信号は、パルス幅変調手段１８及び駆動回路１９によって、生成され、駆動される。
（式４）出力電圧Ｖｏｕｔ＝
入力電圧Ｖｉｎ×Ｔｏｎ（Ｑ５、７）／Ｔｓ
ただし、Ｔｏｎ（Ｑ５、７）／Ｔｓ（１／Ｔｓ＝１５０ｋＨｚ）は、ＰＷ
Ｍ変調信号のデューティ相当になる。

この極性切替方式であれば、デューティ７０％で１４１Ｖを出力するためには、Ｖｉｎ＝２０１Ｖ以上あれば良く、デューティ８４％で１４１Ｖを出力するためには、Ｖｉｎ＝１６８Ｖ以上あれば良いことになる。これも差動式同様、デューティが高いほど効率が良くなる。そのためには、駆動回路１９から、１５０ｋＨｚでもデューティの高くとれる駆動信号が必要になる。

フィルタリング回路１２は、コイルＬ２及びコンデンサＣ２で構成され、５０Ｈｚの正弦波を通過させ、１５０ｋＨｚ成分を遮断する定数にされている。

図２の電流抽出手段１３は、正弦波の出力電流を測定するため、その出力電流を抽出するためのもので、既知の低抵抗の端子間電圧、或いはトランスの一次側でピックアップし二次側に接続される既知の抵抗の端子間電圧として取り出す。

レベルインタフェース１４は、フィルタリング回路１２の出力電圧（例えば、実効値１００Ｖ）や電流抽出手段の抽出電圧を次段のサンプリング手段１５の最適動作範囲（例えば５Ｖ内）の振幅等に変換する。分圧器やオペアンプ等を用いて振幅を変更し、又は／及びオフセットを変更することにより変換する。その例が、図１（Ｂ）の「入力された正弦波」に相当する。この図でＶｓがオフセットに該当する。

サンプリング手段１５は、出力電圧検出用のサンプリング手段としてＡＤＣ１５ａ（ＡＤＣは、アナログーデジタル変換器）、及び電流検出用のサンプリン手段としてＡＤＣ１５ｂを備えている。ＡＤＣ１５ａ及びＡＤＣ１５ｂは、タイミング信号生成手段２０から、上記したように、図１（Ｂ）に示されるタイミングｔ１〜ｔ６の繰り返しに相当するインデックス８、１６，２４，４０，４８，５６の繰り返し（次の周期の８は、前の周期のインデックス６４を経過後の８となる。）を受けて、レベルインタフェースから出力される抽出電圧、出力電圧を、それらのタイミングでサンプリングする。図２のサンプリング手段１５は図１のサンプリング手段２に相当する。

演算手段１６は、サンプリング手段１５でサンプリングされた出力電圧、例えば、図１（Ｂ）のサンプリング波形に示されるＬ１、Ｌｍ、Ｌ２、Ｌ３，Ｌ４、Ｌｓを受けて、上記、式１又は式２の演算を行って、結果を出力する。図２の演算手段１６は、図１の演算手段３に相当する。

なお、上記式１，式２において、平均値を実効値としているが、図２のスイチッチング回路１１によって高周波、例えば、１５０ｋＨｚの交流成分が含まれ、これらがフォイルタリング回路１２によっても落ちきれないことがあり（図４又は図５を参照）、これらがリップル或いは雑音として、サンプリング手段１５に入力されるので、これらの影響を防止するのには、平均値をとることが好ましい。また、上記フィルタリング回路１２のコイルＬ２〜Ｌ４は、出力電流に応じてそのインダクタが変化することがあり、それによってその出力の正弦波に歪みが生ずることがある。この場合は、上記式２によって補正された平均値を用いることが好ましい。その歪みは、コイルで生ずるものであるから定常的に一定に生ずるので、式２の補正項ｋ（Ｌｍ−Ｌｓ−２Ｖｐ）におけるｋを経験的に決定することができる。

制御手段１７は、最近、良く使用されているＰＩＤ（Ｐ：Ｐｒｏｐｏｙｔｉｏｎａｉ比例、Ｉ：Ｉｎｔｅｇｕｒａｌ積分、Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ微分）制御を行う。これは、制御の目的値である所望の出力の実効値との偏差情報を基に制御を行う比例制御と、これまでの制御における偏差の累積情報を基に制御を行う積分制御と、直前の制御時とその直前の前の制御時の各偏差から求められる偏差の微分情報を基に制御する微分制御とを行う。これらの偏差情報、累積情報及び微分情報は、演算手段１６で求めた各演算時の実効値から求められる。制御手段１７は、これらの比例制御、積分制御、及び微分制御の各制御量を加えてパルス変調手段１８へ送り制御を指示する。制御手段１７その制御指示のタイミングのとり方には、上記演算手段１６による演算と組あわせて次のような制御態様がある。
（ａ）１周期に１回制御する。制御直前の出力電圧の実効値を１周期分検出し、式１による平均値或いは式２による補正された平均値で各制御量を求めて制御する。
（ｂ）サンプリング手段１５が出力電圧の実効値をサンプリングしたタイミングｔ１の直後、ｔ３の直後、ｔ４の直後、及びｔ６の直後の各タイミング毎に制御する（以降は、これを繰り返す。）。つまり、各サンプリングタイミング毎に、その直前の１周期分の式１による平均値或いは式２による補正された平均値で各制御量を求めて制御する。
（ｃ）例えば、正弦波の半周期毎（２回のサンプリングタイミング）に平均値を演算し、演算後のタイミングで制御する、等の上記（ａ）、（ｂ）以外の演算タイミングを考慮した制御タイミングを採用することもできる。

上記（ｂ）は、制御直前の１周期分の平均値を用いるので実効値の検出確度が良い。また、制御前の平均値の計算は、その前の制御に用いた平均値から、一番古いサンプリング値を捨てて、一番新しいサンプリング値を追加すればよいので、計算は遅くならない。さらに、各サンプリングのタイミング毎に制御するので、その間の負荷変動に追随して制御できる。また、各タイミング毎に演算し、制御するためには、５０Ｈｚの正弦波を６４個のデータで生成するとして、２０ｍｓ／６４＝３１２．５μｓ以下の時間で演算を含む実効値検出が行われることが望まれるが、本発明により達成可能である。したがって、上記（ｂ）をここでは推奨する。上記の演算手段１６及び制御手段１７は、低価格のＣＰＵとソフトで構成できる。なお、単純に１周期の実効値だけを求めるのであれば、演算は、次のタイミングまでに終了すればよいので２．５ｍｓ以下の演算で充分である。

また、上記の制御手段１７は、ＰＩＤ制御をしていたが、制御の目的や精度によっては、比例制御（Ｐ制御）だけでも良い。

また、通常は、上記（ａ）による１周期に１回の比例制御を行っているが、タイミングｔ１，ｔ３，ｔ４，ｔ６でも誤差を単発的にチェックし、例えば、t3後に負荷変動が生じて、ｔ４の単発のチェックで誤差が所定閾値を超えた場合にそのときだけ、そのｔ４時の誤差を基に、その誤差が無くなるように制御する構成であっても良い。

パルス変調手段１８は、制御手段１７から送られてくる制御量に応じて、かつ指示されたタイミングで、図３に示すように１５０ｋＨｚのパルス幅を制御する。

駆動回路１９は、パルス変調手段１８からの１５０ｋＨｚ成分のＰＷＭ波を受けて、図３に示すように、ＰＷＭ波を含む５０Ｈｚ成分の各矩形波を生成して、各スイッチング機能素子Ｑ５〜Ｑ８を制御する。

タイミング信号生成手段２０は、既に記載したように、サンプリング手段１５がサンプリングするタイミング信号（上記のインデックス、或いはｔ１〜ｔ６の繰り返し）、パルス幅変調手段１８が用いる１５０ＫＨｚ成分のパルス信号、及び駆動回路１９が用いる５０Ｈｚ成分の矩形波信号を生成して送っている。これらは、分離されて、同期しているが独立した構成としても良いし、サンプリング手段１５、パルス幅変調手段１８及び駆動回路１９のそれぞれに内蔵しても良い。

上記第２の実施形態は、図２のようなインバータ方式の電源装置で説明したが、正弦波の電圧を出力する装置であれば、他の方式であっても良い。つまり、上記図２では、スイッチング回路１１は直流―交流電圧変換手段として機能し、さらに、スイッチング回路１１，駆動回路１９、及びパルス幅変調手段１８は、出力電圧を可変する可変手段として機能している。したがって、これらに代わって、元々正弦波電圧を出力する装置があって、その中に出力電圧を可変する可変手段があれば、本発明の正弦波実効値検出装置を備えて正弦波の実効値電圧を安定に制御して出力することができる。

［正弦波実効値検出装置における実効値検出例］
第１の実施形態の正弦波実効値検出装置、又は第２の実施形態のレベルインタフェース１４、サンプリング手段１５、演算手段１６及びタイミング信号生成手段２０で構成される正弦波実効値検出装置による実効値の測定例を図６に示す。図６の「測定回数（周期）」に示すように４回測定している。図６のＬ１〜Ｌ４は、図１（Ｂ）に示すＬ１〜Ｌ４と同じである。測定タイミングも図１（Ｂ）と同じである。図６の「平均値」は、上記の式（１）で求めた値である。なお、Ｌ１〜Ｌ４及び平均値は、ドットで示されている。これは、デジタル処理したことによるもので、図１（Ｂ）の縦軸である振幅の測定全範囲を１０２４ドットとして測定したときの値である。１２５ドットが実効値１００Ｖに相当する。図６の「検出電圧」は、「平均値」を電圧に換算したものであり、これが測定した実効値である。
図６から、図１で入力された正弦波（図２では、正弦波電源装置から出力される正弦波）の実効値の変動を検出できていることが理解できる。

［第２の実施形態の制御例］
図４（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）に図２の構成で、約１００Ｖの正弦波の実効値電圧を出力したときの制御例を示す。図４（Ａ）（Ｂ）は起動特性を示す図で、図４（Ａ）が無負荷（出力電流がゼロ）の状態で起動させた場合の立ち上がり電圧波形で最初の１サイクルからほぼ安定した電圧波形を示している。図４（Ｂ）が負荷０．５Ａの状態で起動させた場合の立ち上がり電圧波形で、最初の１サイクルの出力電圧は低めであるが、その後は、ほぼ安定した電圧波形を示している。図４（Ｃ）（Ｄ）は起動後の負荷変動時の応答特性を示す図で、図４（Ｃ）が負荷０．５Ａの状態から無負荷状態に急変させたときの電圧波形で、急変後の最初の１サイクルが電圧が高い方へ幾らか変動するが、２サイクル後からは安定した電圧波形を示している。図４（Ｄ）が無負荷の状態から負荷０．５Ａの状態へ急変させたときの電圧波形で、最初の１サイクルが低い方へ変動するが、その次のサイクルからは安定した電圧波形を示している。

図５（Ａ）（Ｂ）は図４（Ｃ）（Ｄ）と同様に起動後の負荷変動時の応答特性を示す図であるが、より詳しく観察した例である。図５（Ａ）が負荷の状態から無負荷状態に急変させたときの電圧波形で、急変直後の電圧波形が高い方へ幾らか変動するが、半周期も経過しないうちに、元の電圧波形へ戻っている。図５（Ｂ）が無負荷の状態から負荷の状態へ急変させたときの電圧波形で、急変直後の電圧が下がるが、その下がった直後に元の電圧波形へ戻っている。これらは、正弦波実効値検出装置の応答が早いことと各タイミング信号毎に制御していることによる。

図４及び図５からして、本発明によれば、１サイクル以内で、早いときでサンプリングタイミング間で、電圧変動を抑圧できる。

［実効値における歪みの補正例］
上記、図４及び図５で負荷電流をオン／オフして変動させて、出力電圧の実効値を検出して一定になるよう制御しているが、定常のピーク電圧は、上記したように、フィルタのコイル等の影響で異なってしまう。実際の例では、設計値９８Ｖ出力（このときのピーク値を図６のようにドットで表すと６８９ドット）とすると、無負荷時は、設計値とほぼ同じであるが、負荷０．５Ａとするとピーク値７０２ドットと大きくなり、実効値１０２．６Ｖになる（１０２．６／９８＝１．０４７）。したがって、ピーク電圧が１３（７０２−６８９）ドット大きい場合は、式２の補正項による補正値を１２５×０．０４７（１２５は、１００Ｖ相当のドット数）＝６ドットを平均値（１２５ドット：１００Ｖ相当）に加えた１３１（１０４．８Ｖ相当）を実効値として制御することにより、出力電圧の変動を補正できる。

本発明に係る、第１の実施形態としての正弦波実効値検出装置の機能構成及びタイミングを示す図である。 第２の実施形態としての正弦波電源装置の機能構成を示す図である。 図２におけるスイッチング動作を説明するための図である。 第２の実施形態の出力電圧の制御例を説明するための図である。 第２の実施形態の出力電圧の制御例を説明するための図である。 正弦波実効値検出装置の実効値検出例を示す図である。

符号の説明

１ タイミング信号生成手段
２ サンプリング手段
３ 演算手段
１１ スイッチング回路
１２ フィルタリング回路
１３ 電流抽出手段
１４ レベルインタフェース
１５ サンプリング手段
１６ 演算手段
１７ 制御手段
１８ パルス幅変調手段
１９ 駆動回路
２０ タイミング信号生成手段

Claims (7)

1. 検出目標とする正弦波信号の振幅の絶対値がその正弦波信号の実効値と１周期内で同一値となる複数タイミングで、受けた正弦波信号の振幅値の絶対値を検出し、その検出した複数の振幅の絶対値の平均値を算出し、算出した平均値を前記受けた正弦波信号の実効値として出力することを特徴とする正弦波実効値検出装置。
2. 検出目標とする所定周期の正弦波信号の振幅の絶対値がその正弦波信号の実効値と１周期内で同一値となるタイミング信号を生成するタイミング信号生成手段と、タイミング信号生成手段から出力されるタイミング信号で、受けた正弦波信号の１周期内で複数の振幅の絶対値をサンプリングするサンプリング手段と、サンプリングされて得られた複数の振幅の絶対値の平均値を算出し、算出した平均値を前記受けた正弦波信号の実効値として出力する演算手段とを、備えたことを特徴とする正弦波実効値検出装置。
3. 前記タイミング信号生成手段は、前記目標とする正弦波の前記１周期内で同一値となる４つのタイミング信号に加えて、前記目標とする正弦波の１周期内で最大値となるタイミング信号及び最小値となるタイミング信号を生成して、６つのタイミング信号を出力し、前記サンプリング手段は、受けた正弦波信号の振幅の絶対値を前記６つのタイミング信号でサンプリングし、前記演算手段は、前記４つのタイミング信号に基づいてサンプリングした振幅の絶対値の平均値を求めるとともに、前記最大値及び最小値となる２つのタイミング信号に基づいてサンプリングした値をもとに、前記平均値を補正することを特徴とする請求項２に記載の正弦波実効値検出装置。
4. 正弦波の電圧を可変して出力する可変手段と、所望の正弦波の振幅の絶対値がその実効値と１周期内で同一値となるタイミング信号を生成するタイミング信号生成手段と、タイミング信号生成手段から出力されるタイミング信号で、前記可変手段から出力される出力電圧の１周期内の複数の振幅の絶対値をサンプリングするサンプリング手段と、サンプリングされた複数の振幅の絶対値の平均値を算出する演算手段と、前記パルスを生成し、該演算手段が出力する平均値を基に前記可変手段の出力電圧が、前記所望の正弦波の実効値となるように制御する制御部とを備えたことを特徴とする正弦波電源装置。
5. 直流電圧を受けて所定周期のパルスでスイッチングすることにより交流に変換するスイッチング手段と、スイッチング手段の出力を平滑して正弦波に変換するフィルタと、所望の正弦波の振幅の絶対値がその実効値と前記正弦波の１周期内で同一値となるタイミング信号を生成するタイミング信号生成手段と、タイミング信号生成手段から出力されるタイミング信号で、前記フィルタの出力電圧の１周期内の複数の振幅の絶対値をサンプリングするサンプリング手段と、サンプリングされた複数の振幅の絶対値の平均値を算出する演算手段と、該演算手段が出力する平均値を基に前記パルスの幅を変えることにより、前記フィルタの出力電圧が、前記所望の正弦波の実効値となるように制御する制御部とを備えたことを特徴とする正弦波電源装置。
6. 前記制御部は、制御直前の１周期分の４つのタイミング信号によりサンプリングされた４つの振幅の平均値を前記演算手段から受けた後に、前記フィルタの出力電圧が、前記所望の正弦波の実効値となるように制御することを特徴とする請求項５に記載の正弦波電源装置。
7. 前記タイミング信号生成手段は、所望の正弦波の前記１周期内で同一値となる４つのタイミング信号に加えて、前記所望の正弦波の１周期内で最大値となるタイミング信号及び最小値となるタイミング信号を生成して、６つのタイミング信号を出力し、前記サンプリング手段は、受けた正弦波信号の振幅の絶対値を前記６つのタイミング信号でサンプリングし、前記演算手段は、前記４つのタイミング信号に基づいてサンプリングした振幅の絶対値の平均値を求めるとともに、前記最大値及び最小値となる２つのタイミング信号に基づいてサンプリングした値をもとに、前記平均値を補正し、前記制御手段は、補正された平均値で前記フィルタの出力電圧が、前記所望の正弦波の実効値となるように制御することを特徴とする請求項５又は６に記載の正弦波電源装置。

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