KR101965081B1 - 전력 변환 장치 - Google Patents

전력 변환 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR101965081B1
KR101965081B1 KR1020177008410A KR20177008410A KR101965081B1 KR 101965081 B1 KR101965081 B1 KR 101965081B1 KR 1020177008410 A KR1020177008410 A KR 1020177008410A KR 20177008410 A KR20177008410 A KR 20177008410A KR 101965081 B1 KR101965081 B1 KR 101965081B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
short
time
period
power supply
switching pulses
Prior art date
Application number
KR1020177008410A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20170046174A (ko
Inventor
타카시 야마카와
코이치 아리사와
유지 타카야마
시게오 우메하라
토모미 히가시카와
마코토 타니카와
Original Assignee
미쓰비시덴키 가부시키가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 filed Critical 미쓰비시덴키 가부시키가이샤
Publication of KR20170046174A publication Critical patent/KR20170046174A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101965081B1 publication Critical patent/KR101965081B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

전력 변환 장치(100)는, 교류 전원(1)으로부터의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 정류기(3)와, 리액터(2)를 통하여 교류 전원(1)을 단락하는 단락부(30)와, 단락부(30)의 단락 동작을 제어하는 제어부(20)를 구비하고, 제어부(20)는, 부하 조건에 의거하여 교류 전원(1)의 반주기 중에서의 단락 동작의 횟수를 변화시키고, 또한, 단락 동작의 횟수를 변화시킨 후의 교류 전원(1)의 반주기 중의 단락 동작의 시작부터 종료까지의 기간을, 단락 동작의 횟수를 변화시키기 전의 교류 전원(1)의 반주기 중의 단락 동작의 시작부터 종료까지의 기간과 다르게 한다. 전력 변환 장치(100)는, 교류 전원(1)을 단락하는 단락부(30)의 스위칭 횟수를 부하 조건에 대응하여 변화시키는 경우에도 직류 전압의 변동을 억제할 수 있다.

Description

전력 변환 장치{POWER CONVERSION DEVICE}
본 발명은, 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 전력 변환 장치에 관한 것이다.
하기 특허문헌 1에 나타나는 직류 전원 장치는, 스위치 수단을 전원 반주기 중에 1회만 단락시킴에 의해 리액터에 전류를 흘리고, 고조파(高調波) 전류를 억제하여 역률을 개선하는 구성이다. 다만 스위치 수단을 전원 반주기 중에 1회만 단락시키는 경우, 고조파를 억제하기 위해서는 리액터의 인덕턴스값을 크게 할 필요가 있음과 함께, 인덕턴스값이 커지면 리액터에서의 발열이 커진다. 이것은, 입력 전류를 스위치 수단의 동작에 의해 흘린 후, 입력 전류가 제로가 되면, 역률이 악화될 뿐만 아니라, 오히려 고차 성분인 고조파량이 통상보다도 많아지기 때문이다. 또한, 1회만의 단락에서는, 입력 전류가 제로가 되지 않도록 하기 위해, 리액터에 큰 에너지를 저장할 필요가 있기 때문이다.
하기 특허문헌 2의 종래 기술에서는, 스위치 수단을 전원 반주기에 2회 이상 단락시킴에 의해, 리액터의 인덕턴스값을 작게 하고, 또한, 발열을 저하시키는 것이 가능해진다. 또한, 인덕턴스값이 작아지면, 리액터의 외형도 작아지기 때문에, 리액터의 소형화가 가능해진다.
일본 특허 제2763479호 공보 일본 특허 제3485047호 공보
상기 특허문헌 1, 2로 대표되는 종래 기술에서는, 역률, 손실, 고조파, 소음, 또는 설계부하라는 요인을 고려하면, 스위치 수단의 전원 반주기 중에서의 스위칭 횟수가 부하 조건에 따라 다르다. 그 때문에, 이들의 요인을 고려한 경우, 스위칭 횟수를 운전 중에 전환할 필요가 있는데, 스위칭 횟수의 전환시에는 단락 동작 시간을 적절하게 제어하지 않으면 직류 전압이 급격하게 변화하여, 직류 전압 제어의 불안정화, 과전압, 또는 전압 부족이라는 결함에 의해 운전이 정지하고, 직류 전압을 이용하는 부하에 대하여 악영향을 주는 경우가 있다.
본 발명은, 상기를 감안하여 이루어진 것으로, 교류 전원을 단락하는 단락부의 스위칭 횟수를 부하에 대응하여 변화시키는 경우에도 직류 전압의 변동을 억제할 수 있는 전력 변환 장치를 얻는 것을 목적으로 한다.
상술한 과제를 해결하고, 목적을 달성하기 위해, 본 발명에 관한 전력 변환 장치는, 교류 전원으로부터의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 정류기와, 리액터를 통하여 상기 교류 전원을 단락하는 단락부와, 상기 단락부의 단락 동작을 제어하는 제어부를 구비하고, 상기 제어부는, 부하 조건에 의거하여 상기 교류 전원의 반주기 중에서의 상기 단락 동작의 횟수를 변화시키고, 또한, 상기 단락 동작의 횟수를 변화시킨 후의 상기 교류 전원의 반주기 중의 단락 동작의 시작부터 종료까지의 기간을, 상기 단락 동작의 횟수를 변화시키기 전의 상기 교류 전원의 반주기 중의 단락 동작의 시작부터 종료까지의 기간과 다르게 한다.
본 발명에 관한 전력 변환 장치는, 교류 전원을 단락하는 단락부의 스위칭 횟수를 부하 조건에 대응하여 변화시키는 경우에도 직류 전압의 변동을 억제할 수 있다는 효과를 이룬다.
도 1은 본 발명의 실시의 형태 1에 관한 전력 변환 장치의 구성례를 도시하는 도면.
도 2는 리액터, 단락부, 정류 회로, 및 평활 콘덴서로 이루어지는 간이 회로를 도시하는 도면.
도 3은 교류 전원의 정극측 반주기에 단락 소자를 1회 단락한 때의 전원 전류의 파형을 도시하는 도면.
도 4는 전원 반주기 중의 스위칭 횟수가 1회로부터 2회로 증가한 때에 검출되는 직류 전압의 변동을 도시하는 제1의 도면.
도 5는 전원 반주기 중의 스위칭 횟수가 1회로부터 2회로 증가한 때에 검출되는 직류 전압의 변동을 도시하는 제2의 도면.
도 6은 전원 반주기 중의 스위칭 횟수가 2회로부터 1회로 감소한 때에 검출되는 직류 전압의 변동을 도시하는 제1의 도면.
도 7은 전원 반주기 중의 스위칭 횟수가 2회로부터 1회로 감소한 때에 검출되는 직류 전압의 변동을 도시하는 제2의 도면.
도 8은 본 발명의 실시의 형태 2에 관한 전력 변환 장치의 구성례를 도시하는 도면.
도 9는 펄스 제어용 기준 전압 생성 회로의 제1의 구성도
도 10은 펄스 제어용 기준 전압 생성 회로의 제2의 구성도
도 11은 제2의 펄스 분할부의 구성례를 도시하는 도면.
도 12는 정극측 반주기 및 부극측 반주기에 구동 신호를 복수의 펄스로 분할한 때의 전원 전류의 파형을 도시하는 도면.
도 13은 전원 반주기 중에 단락부를 1회 스위칭하는 구동 신호를 도시하는 도면.
도 14는 전원 반주기 중에 단락부를 복수회 스위칭하는 구동 신호를 도시하는 도면.
도 15는 제1의 펄스 분할부에 이용하는 데이터의 작성 순서를 도시하는 플로 차트
도 16은 구동 신호 생성부에서 생성되는 구동 신호의 온 시간과, 펄스 분할부에서 생성되는 구동 신호의 온 시간과, 펄스 분할부에서 생성되는 구동 신호의 오프 시간을 도시하는 도면.
도 17은 전원 반주기 중에 생성되는 N개의 구동 신호의 온 듀티의 경시적 변화를 도시하는 도면.
도 18은 전원 반주기 중에 생성되는 N개의 구동 신호의 오프 듀티의 경시적 변화를 도시하는 도면.
도 19는 전원 반주기 중의 스위칭 횟수가 4회로부터 6회로 증가한 때에 검출되는 직류 전압의 변동을 도시하는 제1의 도면.
도 20은 전원 반주기 중의 스위칭 횟수가 4회로부터 6회로 증가한 때에 검출되는 직류 전압의 변동을 도시하는 제2의 도면.
도 21은 본 발명의 실시의 형태 2에 관한 전력 변환 장치의 변형례를 도시하는 도면.
이하에, 본 발명의 실시의 형태에 관한 전력 변환 장치를 도면에 의거하여 상세히 설명한다. 또한, 이 실시의 형태에 의해 본 발명이 한정되는 것이 아니다.
실시의 형태 1.
도 1은 본 발명의 실시의 형태 1에 관한 전력 변환 장치(100)의 구성례를 도시하는 도면이다. 전원부인 교류 전원(1)으로부터의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 정류기(3)와, 교류 전원(1)과 정류기(3)와의 사이에 접속된 리액터(2)와, 교류 전원(1)의 전원 전압(Vs)을 검출하는 전원 전압 검출부(7)와, 리액터(2)를 통하여 교류 전원(1)을 단락하는 단락부(30)와, 교류 전원(1)의 반주기 중에 1 또는 복수의 스위칭 펄스인 구동 신호(Sa)를 생성하고, 생성한 구동 신호(Sa)로 단락부(30)의 개폐 동작을 제어하는 제어부(20)를 갖는다.
리액터(2)는, 단락부(30)보다도 교류 전원(1)측에 접속되고, 도시례에서는 정류기(3)의 일방의 입력단과 교류 전원(1)과의 사이에 삽입되어 있다.
정류기(3)는, 4개의 다이오드를 조합시킨 다이오드 브리지로 구성된 정류 회로(4)와, 정류 회로(4)의 출력단 사이에 접속되어 정류 회로(4)로부터 출력되는 전파(全波) 정류 파형의 전압을 평활화하는 평활 콘덴서(5)로 이루어진다.
직류 전압 검출부(6)는, 증폭기 또는 레벨 시프트 회로로 실현되고, 평활 콘덴서(5)의 양단 전압을 검출하고, 검출한 전압을 제어부(20)가 취급 가능한 저압 범위 내의 전압 검출치인 직류 전압(Vdc)으로 변환하여 출력한다. 또한 정류 회로(4)의 구성은 이것으로 한정되는 것이 아니고, 다이오드 접속된 단방향 도통 소자인 금속산화막 반도체 전계효과 트랜지스터를 조합시켜서 구성하여도 좋다.
쌍방향 스위치인 단락부(30)는, 리액터(2)를 통하여 교류 전원(1)에 병렬에 접속된 다이오드 브리지(31)와, 다이오드 브리지(31)의 양 출력단에 접속된 단락 소자(32)로 구성된다. 단락 소자(32)가 금속산화막 반도체 전계효과 트랜지스터인 경우, 단락 소자(32)의 게이트는 제어부(20)의 구동 신호 생성부(21)에 접속되고, 구동 신호 생성부(21)로부터의 구동 신호(Sa)에 의해 단락 소자(32)가 온 오프 하는 구성이다. 단락 소자(32)가 온 된 때, 리액터(2) 및 다이오드 브리지(31)를 통하여 교류 전원(1)이 단락한다.
제어부(20)는, 마이크로 컴퓨터로 구성되고, 직류 전압(Vdc) 및 전원 전압(Vs)에 의거하여 단락 소자(32)를 제어하기 위한 스위칭 펄스인 구동 신호(Sa)를 생성하는 구동 신호 생성부(21)를 갖는다.
구동 신호 생성부(21)에서는, 단락 동작 모드의 전류 오픈 루프 제어로, 단락부(30)를 전원 반주기 중에 1회 또는 복수회 온 오프 동작시키고 있다. 도 2를 이용하여 그 동작을 설명한다.
도 2는 리액터(2), 단락부(30), 정류 회로(4), 및 평활 콘덴서(5)로 이루어지는 간이 회로를 도시하는 도면이고, 도 2에는 단락부(30)의 온 오프 시에 있어서의 전류 경로가 도시되어 있다.
도 3은 교류 전원(1)의 정극측 반주기에 단락 소자(32)를 1회 단락한 때의 전원 전류(Is)의 파형을 도시하는 도면이다. 도 3에는, 정극측의 전원 반주기에서의 전원 전압(Vs)의 파형과, 리액터(2)에 흐르는 전원 전류(Is)의 파형과, 단락부(30)를 1회 단락한 때의 싱글 펄스인 구동 신호(Sa)의 파형이 도시되어 있다.
Tdl는, 전원 전압(Vs)이 상승할 때의 제로 크로스점(T0)부터 일정 시간이 경과한 시점에서 구동 신호(Sa)가 온이 되는 온 시작 시간을 나타낸다. Ton는, 전원 전압의 정극측 반주기 내에 생성되는 구동 신호(Sa)의 온 시간이다. T는, 구동 신호(Sa)가 온이 되고 나서 오프가 될 때까지의 기간을 나타낸다. 도시례에서는 구동 신호(Sa)의 펄스수가 1개이기 때문에 온 시간(Ton)과 기간(T)은 동일 폭이다.
온 시작 시간(Tdl)이 경과한 시점에서 구동 신호(Sa)가 온으로 됨으로써 단락부(30)가 온 된다. 이때, 교류 전원(1), 리액터(2), 및 단락부(30)에 의해 폐회로가 형성되고, 교류 전원(1)이 리액터(2)를 통하여 단락된다. 그 때문에 폐회로에 전원 전류(Is)가 흐르고, 리액터(2)에는, (1/2)×LI2로 구하여지는 자기(磁氣) 에너지가 축적된다. 축적 에너지는, 단락부(30)가 오프 되는 동시에 부하(11)측으로 방출되어, 정류 회로(4)에서 정류되어, 평활 콘덴서(5)에 전송된다. 이 일련의 동작에 의해, 도 2에 도시하는 바와 같은 경로로 전원 전류(Is)가 흐른다. 이에 의해, 역률 개선 없음의 패시브 모드보다도 전원 전류(Is)의 통전각(通電角)을 넓힐 수 있고, 역률을 개선할 수 있다.
단락 동작 모드에서는, 단락부(30)의 온 시작 시간(Tdl), 온 시간(Ton)의 폭을 제어함으로써, 리액터(2)에 축적하는 에너지를 제어할 수 있고, 직류 전압(Vdc)을 특정한 값까지 무단계로 승압시킬 수 있다.
도 3에서는 단락부(30)를 전원 반주기 중에 1회 스위칭하는 예를 나타냈지만, 부하 조건에 따라서는, 역률 개선, 고조파 억제, 또는 직류 전압의 승압을 목적으로 하여, 스위칭 횟수를 증가시키는 경우가 있다. 또한 스위칭이란 단락부(30)의 단락 동작을 나타내고, 스위칭 횟수란 단락부(30)의 단락 동작의 횟수를 나타낸다.
도 4는 전원 반주기 중의 스위칭 횟수가 1회로부터 2회로 증가한 때에 검출되는 직류 전압(Vdc)의 변동을 도시하는 제1의 도면이다.
도 4에는, 한 예로서 2주기분의 전원 전압(Vs)의 파형과, 직류 전압 검출부(6)에서 검출되는 직류 전압(Vdc)의 파형과, 리액터(2)에 흐르는 전원 전류(Is)의 파형과, 구동 신호(Sa)의 파형이 도시되어 있다. 상세하게는, 전원 전압의 1주기째와 2주기째 사이의 타이밍에서 스위칭 횟수가 1회로부터 2회로 변화시켰을 때에 있어서의 직류 전압(Vdc)과 전원 전류(Is)의 파형의 변화의 양상이 도시되어 있다. 또한, 도 4의 동작례에서는, 전원 전압의 1주기째와 2주기째의 사이에서 스위칭 횟수가 전환되어 있고, 직류 전압(Vdc)의 값은, 전원 전압의 1주기에서의 평균치와 전원 전압의 2주기에서의 평균치를 나타낸다.
전원 전압의 1주기째의 정극측 반주기와 부극측 반주기에서의 스위칭 횟수는, 각각 1회이다. 전원 전압의 2주기째의 정극측 반주기와 부극측 반주기에서의 스위칭 횟수는 각각 2회이다.
Ton(1)은 전원 전압의 1주기째의 정극측 반주기 내에 생성되는 구동 신호(Sa)의 온 시간이다. T1은, 당해 구동 신호(Sa)가 온이 되고 나서 오프가 될 때까지의 기간이다. 온 시간(Ton(1))과 기간(T1)은 동일 폭이다. 또한 도 4에서는, 전원 전압의 1주기째의 부극측 반주기 중에 생성되는 구동 신호(Sa)의 온 시간의 도시를 생략하고 있다.
Ton(21)은, 전원 전압의 2주기째의 정극측 반주기 내에 생성되는 2개의 구동 신호(Sa) 중, 1번째의 구동 신호(Sa)의 온 시간이고, Ton(22)은, 2번째의 구동 신호(Sa)의 온 시간이다. 또한, Toff는, 1번째의 구동 신호(Sa)가 오프가 되고 나서 2번째의 구동 신호(Sa)가 온이 될 때까지의 개방 시간이다. T2는, 1번째의 구동 신호(Sa)가 온이 되고 나서 2번째의 구동 신호(Sa)가 오프가 될 때까지의 기간이다. 상세하게는, 기간(T2)은, 1번째의 구동 신호(Sa)가 온이 되고 나서 오프가 될 때까지의 시간과, 1번째의 구동 신호(Sa)가 오프가 되고 나서 2번째의 구동 신호(Sa)가 온이 될 때까지의 시간과, 2번째의 구동 신호(Sa)가 온이 되고 나서 오프가 될 때까지의 시간을 모두 더한 것이다. 즉 기간(T2)은, 온 시간(Ton(21))과 오프 시간(Toff)과 온 시간(Ton(22))을 모두 더한 시간과 동등하다.
도 4의 동작례에서는, 기간(T2)이 기간(T1)과 동등한 것으로 한다. 기간(T2)이 기간(T1)과 동등한 경우, 온 시간(Ton(21))과 온 시간(Ton(22))을 모두 더한 시간은, 온 시간(Ton(1))보다도 상대적으로 작아진다.
직류 전압(Vdc)에 주목하면, 스위칭 횟수를 전환한 때, 직류 전압(Vdc)이 저하되어 있음을 알 수 있다. 상세하게는, 기간(T2)이 기간(T1)과 동등한 조건하에서, 기간(T2)에서는 스위칭이 2회 행하여지고 있기 때문에, 온 시간(Ton(21))과 온 시간(Ton(22))을 모두 더한 시간이 온 시간(Ton(1))보다도 작아지고, 스위칭 횟수가 증가한 후의 직류 전압(Vdc)은, 스위칭 횟수가 증가하기 전의 직류 전압(Vdc)보다도 저하되어 버린다.
도 5는 전원 반주기 중의 스위칭 횟수가 1회로부터 2회로 증가한 때에 검출되는 직류 전압(Vdc)의 변동을 도시하는 제2의 도면이다. 도 5에서는, 스위칭 횟수가 증가하는 전후의 직류 전압(Vdc)의 변동이 작고, 동등한 값으로 되어 있다. 직류 전압(Vdc)의 변동이 작은 이유는, 온 시간(Ton(21))과 온 시간(Ton(22))을 모두 더한 시간이 온 시간(Ton(1))과 동등하기 때문이다. 이와 같이 전원 반주기 중에서의 스위칭 횟수를 1회로부터 2회로 증가시킨 경우, 안정된 직류 전압(Vdc)을 얻기 위해서는, 기간(T2)을 기간(T1)보다도 크게 할 필요가 있다.
도 4, 5에서는 스위칭 횟수를 1회로부터 2회로 증가시킨 예를 설명하였지만, 스위칭 횟수는 이것으로 한정되는 것이 아니다. 즉, 전원 반주기 중에 생성되는 구동 신호(Sa)는, 스위칭 횟수를 전환한 후의 수를 전환하기 전의 수보다도 많으면 좋다.
도 6은 전원 반주기 중의 스위칭 횟수가 2회로부터 1회로 감소한 때에 검출되는 직류 전압(Vdc)의 변동을 도시하는 제1의 도면이다.
도 6에서는, 전원 전압의 1주기째와 2주기째 사이의 타이밍에서 스위칭 횟수가 2회로부터 1회로 변화한 때에 있어서의 직류 전압(Vdc)과 전원 전류(Is)의 파형의 변화의 양상이 도시되어 있다.
전원 전압의 1주기째의 정극측 반주기와 부극측 반주기에서의 스위칭 횟수는, 각각 2회이다. 전원 전압의 2주기째의 정극측 반주기와 부극측 반주기에서의 스위칭 횟수는 각각 1회이다.
Ton(11)은, 전원 전압의 1주기째의 정극측 반주기 내에 생성되는 2개의 구동 신호(Sa) 중, 1번째의 구동 신호(Sa)의 온 시간이고, Ton(12)은, 2번째의 구동 신호(Sa)의 온 시간이다. 또한, Toff는, 1번째의 구동 신호(Sa)가 오프가 되고 나서 2번째의 구동 신호(Sa)가 온이 될 때까지의 오프 시간이다. T1은, 1번째의 구동 신호(Sa)가 온이 되고 나서 2번째의 구동 신호(Sa)가 오프가 될 때까지의 기간이다. 상세하게는, 기간(T1)은, 1번째의 구동 신호(Sa)가 온이 되고 나서 오프가 될 때까지의 시간과, 1번째의 구동 신호(Sa)가 오프가 되고 나서 2번째의 구동 신호(Sa)가 온이 될 때까지의 시간과, 2번째의 구동 신호(Sa)가 온이 되고 나서 오프가 될 때까지의 시간을 모두 더한 것이다. 즉 기간(T1)은, 온 시간(Ton(11))과 오프 시간(Toff)과 온 시간(Ton(12))을 모두 더한 시간과 동등하다.
Ton(2)은, 전원 전압의 2주기째의 정극측 반주기 내에 생성되는 구동 신호(Sa)의 온 시간이다. T2는, 당해 구동 신호(Sa)가 온이 되고 나서 오프가 될 때까지의 기간이다. 온 시간(Ton(2))과 기간(T2)은 동일 폭이다.
도 6의 동작례에서는, 기간(T1)이 기간(T2)과 동등한 것으로 한다. 기간(T1)이 기간(T2)과 동등한 경우, 온 시간(Ton(2))은, 온 시간(Ton(11))과 온 시간(Ton(12))을 모두 더한 시간보다도 상대적으로 크다.
직류 전압(Vdc)에 주목하면, 스위칭 횟수를 전환한 때, 직류 전압(Vdc)이 상승하고 있음을 알 수 있다. 상세하게는, 기간(T2)이 기간(T1)과 동등한 조건하에서, 기간(T1)에서는 스위칭이 2회 행하여지고 있기 때문에, 온 시간(Ton(11))과 온 시간(Ton(12))을 모두 더한 시간이 온 시간(Ton(2))보다도 작아지고, 스위칭 횟수가 감소한 후의 직류 전압(Vdc)은, 스위칭 횟수가 감소하기 전의 직류 전압(Vdc)보다도 상승하여 버린다.
도 7은 전원 반주기 중의 스위칭 횟수가 2회로부터 1회로 감소한 때에 검출되는 직류 전압의 변동을 도시하는 제2의 도면이다. 도 7에서는, 스위칭 횟수가 감소하기 전후의 직류 전압(Vdc)의 변동이 작고, 동등한 값으로 되어 있다. 직류 전압(Vdc)의 변동이 작은 이유는, 온 시간(Ton(11))과 온 시간(Ton(12))을 모두 더한 시간이 온 시간(Ton(2))과 동등하기 때문이다. 이와 같이 스위칭 횟수를 감소시킨 경우, 안정된 직류 전압(Vdc)을 얻기 위해서는, 기간(T2)을 기간(T1)보다도 작게 할 필요가 있다.
도 6, 7에서는 스위칭 횟수를 2회로부터 1회로 감소시킨 예를 설명하였지만, 이것으로 한정되는 것이 아니다. 즉, 전원 반주기 중에 구동 신호 생성부(21)에서 생성되는 구동 신호(Sa)는, 스위칭 횟수를 전환한 후의 수를 전환하기 전의 수보다도 적으면 좋다.
실시의 형태 1의 전력 변환 장치(100)에서는, 부하 조건에 대응하여 스위칭 횟수를 변화시켰을 때, 스위칭 횟수의 변화의 경향에 맞추어서 기간(T1, T2)의 크기를 적절하게 제어함으로써, 직류 전압의 변동을 억제할 수 있다. 그 때문에, 안정성이 높은 시스템이 구축할 수 있고, 역률을 개선, 고조파를 억제하면서, 종래의 컨버터보다도 높은 전압까지 승압할 수 있다.
또한 실시의 형태 1의 전력 변환 장치(100)는, 스위칭 횟수의 변화의 경향에 맞추어서 기간(T1, T2)의 크기를 적절하게 제어하는 구성이기 때문에, 제어 파라미터가 적어도 된다. 따라서, 불필요한 파라미터의 튜닝에 수반하는 부하의 증가를 억제하는 것이 가능하다.
또한 실시의 형태 1의 전력 변환 장치(100)에서는, 부하 조건에 대응하여 기간(T1, T2)의 크기를 적절하게 제어할 수 있기 때문에, 비교적 저부하일 때에 있어서의 스위칭 횟수를 억제할 수 있고, 스위칭 손실의 증가를 억제하는 것이 가능하다.
또한, 실시의 형태 1의 제어부(20)는, 스위칭 횟수를 변화시킨 후의 전원 반주기 중에서의 단락 시작부터 단락 종료까지의 기간의 크기를, 스위칭 횟수의 전환의 타이밍에서 제어하고 있지만, 전압의 변동을 허용할 수 있는 범위라면, 복수의 타이밍으로 나누어서 제어하는 구성이라도 좋다. 이와 같이 구성하여도 같은 효과를 얻을 수 있음은 말할 필요도 없다.
실시의 형태 2.
도 8은, 본 발명의 실시의 형태 2에 관한 전력 변환 장치(100)의 구성례를 도시하는 도면이다. 실시의 형태 2의 전력 변환 장치(100)는, 실시의 형태 1의 구성에 더하여, 리액터(2)와 정류기(3)의 사이에 접속되어 접속 위치에서의 전류치를 검출하는 전류 검출 소자(9)와, 전류 검출 소자(9)에서 검출된 전류에 대응한 전압을 제어부(20)가 취급 가능한 저압 범위 내의 전류 검출 전압(Vis)으로 변환하여 출력하는 전류 검출부(8)로 이루어지고, 교류 전원(1)의 전원 전류(Is)를 검출하는 전류 검출 수단(10)을 구비한다. 전류 검출부(8)는, 증폭기 또는 레벨 시프트 회로로 실현된다. 전류 검출 소자(9)로는, 한 예로 커런트 트랜스 또는 션트 저항이 사용된다.
실시의 형태 2의 제어부(20)는, 직류 전압(Vdc) 및 전원 전압(Vs)에 의거하여 단락부(30)의 단락 소자(32)를 제어하기 위한 스위칭 펄스인 구동 신호(Sa)와 기준 전압(Vref)을 생성하는 구동 신호 생성부(21)와, 구동 신호 생성부(21)로부터의 구동 신호(Sa)를 복수의 펄스로 분할하고, 분할 후의 복수의 펄스인 구동 신호(Sa1)를 펄스 전달부(22)에 출력하는 펄스 분할부(23)와, 펄스 분할부(23)로부터의 구동 신호(Sa1)를 구동 신호(Sa2)로 변환하고 단락부(30)에 전달하는 펄스 전달부(22)를 갖는다.
기준 전압(Vref)은, 전원 전류(Is)의 값을 제한하는 임계치인 히스테리시스 기준 전압이다. 기준 전압(Vref)에는 정극측 기준 전압(VrefH)과 부극측 기준 전압(VrefL)이 있다. 기준 전압(Vref)을 생성하는 회로는 후술한다.
펄스 분할부(23)는, 소프트웨어 처리에 의해 구동 신호(Sa)를 복수의 펄스인 구동 신호(Sa1)로 분할하는 제1의 펄스 분할부(23a)와, 하드웨어 처리에 의해 구동 신호(Sa)를 복수의 구동 신호(Sa1)로 분할하는 제2의 펄스 분할부(23b)와, 제1의 펄스 분할부(23a)에서의 연산에 필요한 데이터를 격납하는 데이터 기억부(23c)와, 제1의 펄스 분할부(23a)로부터의 구동 신호(Sa1) 또는 제2의 펄스 분할부(23b)로부터의 구동 신호(Sa1)를 선택하여 펄스 전달부(22)에 출력하는 선택부인 실렉터(23d)를 갖는다.
실렉터(23d)의 입력측에는 2개의 단자가 있고, 내부 접점이 X측 단자에 접속되어 있을 때, 제1의 펄스 분할부(23a)에서 생성되는 구동 신호(Sa1)가 펄스 전달부(22)에 출력되고, 내부 접점이 Y측 단자에 접속되어 있을 때, 제2의 펄스 분할부(23b)에서 생성되는 구동 신호(Sa1)가 펄스 전달부(22)에 출력된다.
펄스 전달부(22)는, 레벨 시프트 회로로 구성되고, 게이트 구동이 행하여지도록 전압 레벨 시프트를 행하여, 펄스 분할부(23)로부터의 구동 신호(Sa1)를 게이트 구동 신호인 구동 신호(Sa2)로 변환하여 단락부(30)에 출력한다.
도 9는 펄스 제어용 기준 전압 생성 회로의 제1의 구성도, 도 10은 펄스 제어용 기준 전압 생성 회로의 제2의 구성도이다. 도 9의 회로는, 구동 신호 생성부(21)의 포트 출력(Sb)인 펄스폭 변조 신호를, 로우패스 필터에 의해 직류치로 변환함으로써 기준 전압(Vref)을 생성한다. 이 경우, 펄스폭 변조 신호의 듀티비를 제어함으로써 기준 전압(Vref)의 값을 심레스로 가변할 수 있다. 도 10의 회로는, 구동 신호 생성부(21)의 포트 출력(Sb)으로 스위치(TR)를 구동함에 의해, 저항(Rb, Rc)의 분압비로 기준 전압(Vref)의 값을 단계적으로 가변한다. 또한, 기준 전압(Vref)을 생성하는 회로는 도 9, 10에 도시하는 회로로 한정되는 것이 아니고, 도 9, 10에 도시하는 회로 이외의 기지(旣知)의 회로에서 생성하여도 좋고, 제어부(20)의 외부로부터 생성되는 이들의 기준 전압(Vref)을 이용하여도 좋다.
다음에 제2의 펄스 분할부(23b)의 구성과 동작을 설명한다.
도 11은 제2의 펄스 분할부(23b)의 구성례를 도시하는 도면이다. 제2의 펄스 분할부(23b)는, (1)식에서 산출되는 정극측 상한 임계치와 (2)식에서 산출되는 정극측 하한 임계치와 정극측 기준 전압(VrefH)과의 관계에 의해, 정극측의 전류 제어 범위에 대응하는 히스테리시스를 정하여 전류 검출 전압(Vis)의 파형을 제어하는 정극측 히스테리시스 콤퍼레이터(HCH)와, (1)식에서 산출되는 부극측 상한 임계치와 (2)식에서 산출되는 부극측 하한 임계치와 부극측 기준 전압(VrefL)과의 관계에 의해, 부극측의 전류 제어 범위에 대응하는 히스테리시스를 정하여 전류 검출 전압(Vis)의 파형을 제어하는 부극측 히스테리시스 콤퍼레이터(HCL)를 갖는다. 또한 제2의 펄스 분할부(23b)는, 정극측 히스테리시스 콤퍼레이터(HCH)의 출력을 반전하는 NOT 논리 IC(3)와, NOT 논리 IC(3)의 출력과 구동 신호(Sa)와의 AND를 취하여 정극측 구동 신호(SaH)를 출력하는 AND 논리 IC(2')와, 부극측 히스테리시스 콤퍼레이터(HCL)의 출력과 구동 신호(Sa)와의 AND를 취하여 부극측 구동 신호(SaL)를 출력하는 AND 논리 IC(2)와, 정극측 구동 신호(SaH)와 부극측 구동 신호(SaL)와의 AND 논리를 취하여 AND 논리의 결과인 구동 신호(Sa1)를 출력하는 AND 논리 IC(4)를 갖는다. 전류 제어 범위란, 교류 전원(1)의 전원 전류(Is)의 목표 제어 범위이고, 상한 임계치란, 단락부(30)가 온이 되었을 때에 흐르는 단락 전류의 상한을 규제하는 임계치이고, 하한 임계치란, 상한 임계치보다 작은 값으로 설정된 임계치이다. 또한, (1)식의 Vd는 저압계 전원을 나타내고, (2)식의 VOL는 오피앰프의 출력 포화 전압을 나타낸다.
[수식 1]
Figure 112017030223125-pct00001
[수식 2]
Figure 112017030223125-pct00002
도 8에 도시하는 전류 검출부(8)는, 전류 검출 소자(9)의 출력단에 마련된 레벨 시프트 회로 및 증폭기를 가지며, 도 11에 도시하는 저압계 전원(Vd)의 반분의 값을 0암페어 상당한다고 하고, 전류 검출 소자(9)에서 검출된 교류의 전류 파형을 정측만의 전류 파형으로 변환하여 출력한다. 이에 의해 제2의 펄스 분할부(23b)에서는, 전류 극성에 의하지 않고서 구동 신호(Sa1)를 생성하는 것이 가능해진다.
복수의 히스테리시스 콤퍼레이터로 구성된 제2의 펄스 분할부(23b)를 이용함에 의해, 전류 극성에 의하지 않고서 구동 신호(Sa1)를 생성할 수 있다. 구동 신호(Sa1)로 전원 전류(Is), 즉 전류 검출 전압(Vis)의 파형을 제어함에 의해, 단락부(30)가 온이 되었을 때에 흐르는 단락 전류의 피크값을 억제하면서, 직류 전압(Vdc)을 승압하는 것이 가능해진다.
또한 히스테리시스 콤퍼레이터는, 저항(R1, R1', R2, R2', R3, R3')의 저항치를 변화시킴에 의해, 히스테리시스의 폭을 변경할 수 있다. 한 예로서, 저항(R2) 또는 저항(R2')에, 스위치와 저항과의 직렬 회로를 병렬 접속하고, 스위치를 개폐시킴에 의해 합성 저항치를 전환할 수 있다. 제어부(20)에서의 처리의 일부를 히스테리시스 콤퍼레이터에서 행함에 의해, 제어부(20)에서의 연산 부하가 경감되고, 염가의 센트럴 프로세싱 유닛으로 전력 변환 장치(100)를 제작하는 것이 가능하다.
도 12는 정극측 반주기 및 부극측 반주기에 구동 신호(Sa)를 복수의 펄스로 분할한 때의 전원 전류의 파형을 도시하는 도면이다. 도 12에는, 구동 신호 생성부(21)에서 생성되는 구동 신호(Sa)가 도시된다. 실시의 형태 2에서는, 구동 신호(Sa)가 전원 반주기 중에 1회 생성되는 것으로 하고, 구동 신호(Sa)가 온이 되고 나서 오프가 될 때까지의 기간을 온 시간(Ton)으로서 설명한다.
또한 도 12에는, 제2의 펄스 분할부(23b)가 분할 동작을 한 때의 정극측 구동 신호(SaH), 부극측 구동 신호(SaL), 정극측 상한 임계치(VTHH(H)), 정극측 하한 임계치(VTHH(L)), 부극측 상한 임계치(VTHL(H)), 부극측 하한 임계치(VTHL(L))가 도시된다.
교류 전원(1)의 정극측과 부극측에서 펄스 분할 동작이 행하여짐으로써, 정극측의 전원 전류(Is)의 피크값이 정극측 기준 전압(VrefH)을 중심치로 하는 전류 제어 범위(W) 내에 수속되고, 부극측의 전원 전류(Is)의 피크값이 부극측 기준 전압(VrefL)을 중심치로 하는 전류 제어 범위(W) 내에 수속된다.
또한, 스위칭 주파수가 비교적 높은 경우, 스위칭에 의한 손실의 증가, 방사 노이즈, 및 잡음 단자 전압이 문제로 된 경우가 있다. 이와 같은 문제의 해결을 도모하는 경우, 기준 전압(Vref)을 중심치로 하여서 전류 제어 범위(W)를 넓힘으로써, 구동 신호(Sa1)의 스위칭 횟수가 저하된다. 따라서 스위칭 주파수가 저주파화 되고, 손실의 증가, 방사 노이즈, 및 잡음 단자 전압을 억제할 수 있다.
한편, 스위칭 주파수가 비교적 낮은 경우, 가청(可聽) 주파수대역의 소음이 문제로 되는 경우가 있다. 이와 같은 문제의 해결을 도모하는 경우, 기준 전압(Vref)을 중심치로 하여 전류 제어 범위(W)를 좁힘으로써, 구동 신호(Sa1)의 스위칭 횟수가 상승한다. 따라서, 스위칭 주파수가 고주파화 되어, 소음을 억제할 수 있다.
다음에 제1의 펄스 분할부(23a)의 구성을 설명한다. 제1의 펄스 분할부(23a)를 이용하여 단락부(30)의 스위칭을 행하는 경우, 단락부(30)의 온 오프 타이밍을 정할 필요가 있다. 그를 위해서는 구동 신호(Sa)의 상승 시간(Ta), 구동 신호(Sa)의 하강 시간(Tb)을 특정할 필요가 있다.
도 13은 전원 반주기 중에 단락부(30)를 1회 스위칭하는 구동 신호를 도시하는 도면, 도 14는 전원 반주기 중에 단락부(30)를 복수회 스위칭하는 구동 신호를 도시하는 도면이다.
제로 크로스점(T0)부터 온 시작 시간이 경과한 시점에서 구동 신호(Sa)가 상승하는 시간을 T1a, 구동 신호(Sa)가 하강하는 시간을 T1b라고 한다. 한 예로서 제로 크로스점(T0)부터 T1a까지의 시간과, 제로 크로스점(T0)부터 T1b까지의 시간을 데이터로서 보유하면, 단락부(30)의 온 오프 타이밍을 특정할 수 있다. 이들의 시간 데이터를 이용함으로써 제1의 펄스 분할부(23a)에서는 도 13에 도시하는 바와 같이 전원 반주기 중에 단락부(30)를 1회 스위칭 할 수 있다.
한편, 도 14에 도시하는 바와 같이 전원 반주기 중에 단락부(30)를 N회 스위칭하는 경우, 제로 크로스점(T0)부터 온 시작 시간이 경과한 시점에서 n번째의 구동 신호(Sa)가 상승하는 시간을 Tna, n번째의 구동 신호(Sa)가 하강하는 시간을 Tnb라고 한다. N은 2 이상의 정수이다.
이 경우, 단락부(30)의 온 오프 타이밍을 특정하기 위해서는, n의 값에 비례한 데이터 수를 보유할 필요가 있고, 스위칭 횟수의 증가에 수반하여 제어 파라미터가 증가한다. 직류 전압 지령, 부하의 크기, 부하의 종류라는 운전 조건에 따라서는, 제어 파라미터의 설계가 복잡하게 되고, 스위칭 횟수가 증가하면 데이터의 신뢰성 검증 또는 평가에 막대한 시간을 필요로 하게 된다.
하드웨어로 구성된 제2의 펄스 분할부(23b)를 이용한 경우, 데이터의 신뢰성 검증 또는 평가가 불필요해지지만, 운전 조건에 대응시키기 위해 하드웨어 구성을 변경할 필요가 있는 경우, 치수상의 제약 또는 비용상의 제약에 의해, 구성 변경이 곤란한 경우가 있다.
본원 발명자는, 전원 전류(Is)의 피크값이 전류 제어 범위(W) 내에 수속되도록 전원 반주기 중에 생성되는 복수의 구동 신호(Sa1)의 온 시간 및 오프 시간의 경시적 변화의 경향에 주목하여, 제어 파라미터의 증가를 억제하고, 신뢰성 검증 또는 평가에 필요로 하는 시간 및 부담을 경감하고, 대폭적인 비용의 증가를 초래한 일 없이 고효율화를 도모하면서 신뢰성이 높은 전력 변환 장치(100)를 도출하는데 이르렀다.
도 15는 제1의 펄스 분할부(23a)에 이용하는 데이터의 작성 순서를 도시하는 플로 차트이다. 여기서는 도 8에 도시하는 제2의 펄스 분할부(23b)에서 생성한 복수의 구동 신호(Sa1)를 이용하여 데이터 기억부(23c)에 격납하는 데이터를 구하는 예를 설명한다.
(스텝 S1)
도 8에 도시하는 실렉터(23d)의 내부 접점을 Y측 입력단자로 전환한다. 이에 의해 구동 신호 생성부(21)에서 생성되는 구동 신호(Sa)를 이용하여 자동적으로 구동 신호(Sa1)를 얻을 수 있다.
(스텝 S2)
운전 조건을 구동 신호 생성부(21)로 설정한다.
(스텝 S3)
전원 전류(Is)의 전류 제한 레벨 및 전류 제어 범위(W)를 조정한다. 전류 제한 레벨은, 정극측 기준 전압(VrefH)과 부극측 기준 전압(VrefL)으로 정해지고, 전류 제어 범위(W)는, 도 11에 도시하는 저항(R1, R1', R2, R2', R3, R3')의 저항치로 정해진다. 소망하는 승압 성능, 전원 역률, 또는 고조파 전류를 얻을 수 있도록, 이들의 한정되는 파라미터를 이용하여 전류 제한 레벨 및 전류 제어 범위(W)를 조정한다.
(스텝 S4)
스텝 S2에서 설정된 운전 조건과 스텝 S3에서 조정된 파라미터에 의해, 구동 신호 생성부(21)에서 생성되는 구동 신호(Sa)의 상승 시간 및 하강 시간을 수집함과 함께, 스텝 S3의 파라미터를 이용하여 제2의 펄스 분할부(23b)에서 생성되는 복수의 구동 신호(Sa1)의 상승 시간 및 하강 시간을 수집한다. 데이터 수집은 해석 또는 실기(實機)로 행한다.
(스텝 S5)
스텝 S4에서 수집한 데이터를 이용하여, 구동 신호(Sa)의 온 시간(Ton), 각 구동 신호(Sa1)의 온 시간(Ton), 각 구동 신호(Sa1)의 오프 시간(Toff)을 계측한다.
도 16은 구동 신호 생성부(21)에서 생성되는 구동 신호(Sa)의 온 시간(Ton)과, 펄스 분할부(23)에서 생성되는 구동 신호(Sa1)의 온 시간(Ton)과, 펄스 분할부(23)에서 생성되는 구동 신호(Sa1)의 오프 시간(Toff)을 도시하는 도면이다.
도 16에는, 전원 전압(Vs)의 정극측 반주기와 부극측 반주기로 각각 1회 생성되는 구동 신호(Sa)와, 구동 신호(Sa)의 온 시간(Ton) 중에 생성되는 N개의 구동 신호(Sa1)가 도시되어 있다. N은 2 이상의 정수이다.
전원 전압(Vs)이 상승할 때의 제로 크로스점(T0)부터 온 시작 시간(Tdl)이 경과한 시점에서, 구동 신호(Sa)와 1번째의 구동 신호(Sa1)가 함께 온이 된다. Ton(1)은, 정극측 반주기 내에 생성되는 1번째의 구동 신호(Sa1)의 온 시간, 즉 1번째의 구동 신호(Sa1)가 상승한 시점부터 하강할 때까지의 시간을 나타낸다. Ton(2)은, 정극측 반주기 내에 생성되는 2번째의 구동 신호(Sa1)의 온 시간을 나타내고, Ton(N)은, 정극측 반주기 내에 생성되는 N번째의 구동 신호(Sa1)의 온 시간을 나타낸다.
마찬가지로 전원 전압(Vs)이 하강할 때의 제로 크로스점부터 온 시작 시간이 경과한 시점에서, 구동 신호(Sa)와 1번째의 구동 신호(Sa1)가 함께 온이 된다. Toff(1)은, 부극측 반주기 내에 생성되는 1번째의 구동 신호(Sa1)와 2번째의 구동 신호(Sa1)와의 사이의 오프 시간, 즉 1번째의 구동 신호(Sa1)가 하강한 시점부터 2번째의 구동 신호(Sa1)가 상승할 때까지의 시간을 나타낸다. Toff(2)는, 부극측 반주기 내에 생성되는 2번째의 구동 신호(Sa1)와 3번째의 구동 신호(Sa1)와의 사이의 오프 시간을 나타내고, Toff(N-1)는, 부극측 반주기 내에 생성되는 N-1번째의 구동 신호(Sa1)와 N번째의 구동 신호(Sa1)와의 사이의 오프의 시간을 나타낸다.
스텝 S4에서 수집된 구동 신호(Sa)의 상승 시간 및 하강 시간과, 1번째부터 N번째까지의 개개의 구동 신호(Sa1)의 상승 시간 및 하강 시간에 의해, 도 16에 도시하는 구동 신호(Sa)의 온 시간(Ton)과, 각 구동 신호(Sa1)의 온 시간(Ton)과, 각 구동 신호(Sa1)의 오프 시간(Toff)을 구한다. 또한, 수집된 각 구동 신호(Sa1)의 순번에 의해, 각 구동 신호(Sa1)의 펄스 번호와, 인접하는 구동 신호(Sa1) 사이의 펄스 사이 번호를 구한다.
(스텝 S6)
다음에, 스텝 S5에서 얻어진 각 구동 신호(Sa1)의 온 오프 시간을 이용하여, 구동 신호(Sa)의 온 시간(Ton)에 대한 각 구동 신호(Sa1)의 온 시간(Ton)의 온 듀티와, 구동 신호(Sa)의 온 시간(Ton)에 대한 각 구동 신호(Sa1)의 오프 시간(Toff)의 오프 듀티를 구한다.
전술한 바와 같이 전원 반주기 중에 생성되는 복수의 구동 신호(Sa1)의 온 시간 및 오프 시간의 경시적 변화의 경향에 주목하면, 온 듀티와 오프 듀티에 규칙성을 찾아낼 수 있다. 이하, 구체적으로 설명한다.
온 듀티와 오프 듀티의 산출에 있어서 이하의 함수를 정의한다.
[수식 3]
Figure 112017030223125-pct00003
[수식 4]
Figure 112017030223125-pct00004
(3)식은, 구동 신호(Sa)의 온 시간(Ton)에 대한, 전원 반주기 중의 x번째의 구동 신호(Sa1)의 온 시간(Ton(x))의 온 듀티이다. N은 전원 반주기 중에 생성되는 구동 신호(Sa1)의 총수이다.
(4)식은, 구동 신호(Sa)의 온 시간(Ton)에 대한, 전원 반주기 중의 x번째의 구동 신호(Sa1)와 x-1번째의 구동 신호(Sa1)와의 사이의 오프 시간(Toff(y))의 오프 듀티이다. N은 전원 반주기 중에 생성되는 구동 신호(Sa1)의 총수이다.
도 17은 전원 반주기 중에 생성되는 N개의 구동 신호(Sa1)의 온 듀티의 경시적 변화를 도시하는 도면이다. 횡축은, 전원 반주기 중에 생성되는 N개의 구동 신호(Sa1) 중, 2번째부터 N번째까지의 구동 신호(Sa1)의 번호인 펄스 번호(x)를 나타내고, 종축은, (3)식에서 구한 2번째부터 N번째까지의 구동 신호(Sa1n)에 대한 온 듀티를 나타낸다.
2번째부터 N번째의 구동 신호(Sa1)의 펄스열에 주목하면, 도 12와 같이 전원 전류(Is)의 피크값이 전류 제어 범위(W) 내에 수속될 때의 온 듀티는, 아래로 돌출하는 포물선을 그리고, 비교적 완만한 구배를 나타내는 특징이 있음을 알 수 있다.
도 18은 전원 반주기 중에 생성되는 N개의 구동 신호(Sa1)의 오프 듀티의 경시적 변화를 도시하는 도면이다. 횡축은, 전원 반주기 중에 생성된 각 구동 신호(Sa1) 사이의 번호인 펄스 사이 번호(y)를 나타내고, 종축은, (4)식에서 구한 1번째부터 N번째까지의 구동 신호(Sa1n)에 대한 오프 듀티의 값이다.
1번째부터 N번째의 구동 신호(Sa1)의 펄스열(列)에 주목하면, 도 12와 같이 전원 전류(Is)의 피크값이 전류 제어 범위(W) 내에 수속될 때의 오프 듀티는, 위로 돌출하는 포물선을 그리고, 온 듀티보다도 가파른 구배를 나타내는 특징이 있음을 알 수 있다.
(스텝 S7)
이와 같이 전원 반주기 중에 생성되는 복수의 구동 신호(Sa1)의 온 듀티와 오프 듀티는 경시적으로 변화하고, 또한, 변화의 경향이 다르다. 본원 발명자는, 전원 반주기에 생성되는 복수의 구동 신호(Sa1) 중, 특정 영역의 구동 신호(Sa1)의 온 듀티 및 오프 듀티를, 근사식으로 표시하는 방법을 고안하였다.
온 듀티는, 비교적 완만한 구배를 나타내는 특징이 있다. 그 때문에 (3)식의 온 듀티는, (5)식으로 표시하는 2차식으로 근사할 수 있다. 단지 A1, B1, C1은 근사식의 각 정수를 나타낸다.
[수식 5]
Figure 112017030223125-pct00005
(4)식의 오프 듀티는, 2차식으로 근사할 수도 있지만, 오프 듀티는 온 듀티에 비하여 비교적 가파른 구배를 나타내는 특징이 있다. 실시의 형태 2에서는, 듀티 설정의 자유도를 올리기 위해, (6)식과 같이 4차식으로 근사한다. 단, A2, B2, C2, D2, E2는, 근사식의 각 정수를 나타낸다.
[수식 6]
Figure 112017030223125-pct00006
또한, 특정 영역 이외의 펄스인 1번째의 구동 신호(Sa1)의 온 듀티에 관해서는 (7)식으로 표시할 수 있다. N은 전원 반주기 중에 생성되는 구동 신호(Sa1)의 총수이다. 이와 같이 1번째의 구동 신호(Sa1)의 온 시간에 관해서는, 온 듀티의 설정을 행하지 않고 (7)식을 이용함으로써, 근사식의 오차도 흡수 가능하다.
[수식 7]
Figure 112017030223125-pct00007
이와 같이 하여, 전원 반주기 중에 생성되는 복수의 구동 신호(Sa1) 중, 특정 영역의 구동 신호(Sa1)의 온 듀티의 근사식과, 전원 반주기 중에 생성되는 복수의 구동 신호(Sa1)의 오프 듀티의 근사식과, 특정 영역 이외의 구동 신호(Sa1)의 온 듀티를 구한다.
(스텝 S8)
스텝 S7에서 구한 온 듀티와 펄스 번호를 관련시켜서 함수화하고, 스텝 S7에서 구한 오프 듀티와 펄스 사이 번호를 함수화하고, 함수화한 이들의 데이터와, 근사식의 정수 데이터를, 데이터 기억부(23c)에 격납한다.
제1의 펄스 분할부(23a)는, 구동 신호 생성부(21)로부터의 구동 신호(Sa)의 온 시간(Ton)을 계측하고, 데이터 기억부(23c)로부터 판독한 온 듀티 및 오프 듀티에 구동 신호(Sa)의 온 시간(Ton)을 곱함으로써, 전원 반주기 중의 1번째부터 N번째까지의 구동 신호(Sa1)의 온 오프 시간을 정한다.
여기서, 부하 조건에 의해 스위칭 횟수를 변화시키는 경우에 관해 설명한다. 부하가 경부하로부터 중부하로 천이할 때, 스위칭 횟수를 증가시킬 필요가 있는 경우에는, 전류 피크의 억제, 역률의 개선, 및 고조파의 억제를 도모하면서, 승압을 실현하기 위해서는, 제1의 펄스 분할부(23a) 및 제2의 펄스 분할부(23b)에 입력하는 구동 신호(Sa)의 온 시간(Ton)을 크게 할 필요가 있다.
상세하게는, (8)식으로 표시하는 바와 같이 구동 신호(Sa)의 온 시간(Ton)에 보정 계수(Kc)를 곱함으로써 실현 가능하다. Kc는, 1 이상의 정수이고, 스위칭 횟수의 전환 조건에 대응하여 설정하면 좋다. 스위칭 횟수의 전환시에 온 시간(Ton)에 보정 계수(Kc)를 곱함으로써, 직류 전압(Vdc)의 변동을 억제하여 안정된 직류 전압(Vdc)을 얻을 수 있다.
[수식 8]
Figure 112017030223125-pct00008
도 19는 전원 반주기 중의 스위칭 횟수가 4회로부터 6회로 증가한 때에 검출되는 직류 전압(Vdc)의 변동을 도시하는 제1의 도면이다. 도 19에는, 도 4의 구동 신호(Sa)에 대신하여 구동 신호(Sa1)의 파형이 도시되어 있다.
전원 전압의 1주기째의 정극측 반주기와 부극측 반주기에서의 스위칭 횟수는, 각각 4회이다. 실시의 형태 2에서는 구동 신호(Sa)가 전원 반주기 중에 1회 생성되는 것으로 하고, 구동 신호(Sa)가 온이 되고 나서 오프가 될 때까지의 기간을 온 시간(Ton)으로라고 정의하고 있다. 그리고 도 19의 전원 전압(Vs)의 1주기째의 Ton는, 전원 전압(Vs)의 1주기째의 정극측 반주기 내 또는 부극측 반주기 내에 생성되는 1번째의 구동 신호(Sa1)가 온이 되고 나서 4번째의 구동 신호(Sa1)가 오프가 될 때까지의 기간과 동등하다.
전원 전압의 2주기째의 정극측 반주기와 부극측 반주기에서의 스위칭 횟수는, 각각 6회이다. 그리고 도 19의 전원 전압(Vs)의 2주기째의 Ton는, 전원 전압(Vs)의 2주기째의 정극측 반주기 내 또는 부극측 반주기 내에 생성되는 1번째의 구동 신호(Sa1)가 온이 되고 나서 6번째의 구동 신호(Sa1)가 오프가 될 때까지의 기간과 동등하다.
도 19의 동작례에서는, 1주기째의 온 시간(Ton)이 2주기째의 온 시간(Ton)과 동등한 것으로 한다. 이 경우, 2주기째의 온 시간(Ton)에서의 6개의 구동 신호(Sa1)의 개개의 온 시간의 총합은, 1주기째의 온 시간(Ton)에서의 4개의 구동 신호(Sa1)의 개개의 온 시간의 총합보다도 상대적으로 작아진다. 그 결과, 스위칭 횟수를 전환한 때, 직류 전압(Vdc)이 저하된다.
도 20은 전원 반주기 중의 스위칭 횟수가 4회로부터 6회로 증가한 때에 검출되는 직류 전압(Vdc)의 변동을 도시하는 제2의 도면이다. 도 20에서는, 스위칭 횟수가 증가하는 전후의 직류 전압(Vdc)의 변동이 작고, 동등한 값으로 되어 있다. 직류 전압(Vdc)의 변동이 작은 이유는, 2주기째의 온 시간(Ton)을 1주기째의 온 시간(Ton)보다도 크게 함으로써, 2주기째의 온 시간(Ton)에서의 6개의 구동 신호(Sa1)의 개개의 온 시간의 총합이, 1주기째의 온 시간(Ton)에서의 4개의 구동 신호(Sa1)의 개개의 온 시간의 총합과 동등하기 때문이다.
도 19, 20에서는 스위칭 횟수를 4회로부터 6회로 증가시킨 예를 설명하였지만, 스위칭 횟수는 이것으로 한정되는 것이 아니다.
부하가 중부하로부터 경부하로 천이할 때, 스위칭 횟수를 감소시킬 필요가 있는 경우에는, 전류 피크의 억제, 역률의 개선, 및 고조파의 억제를 도모하면서, 승압을 실현하기 위해서는, 제1의 펄스 분할부(23a) 및 제2의 펄스 분할부(23b)에 입력하는 구동 신호(Sa)의 온 시간(Ton)을 작게 할 필요가 있다.
상세하게는, (9)식으로 표시하는 바와 같이 구동 신호(Sa)의 온 시간(Ton)에 보정 계수(Kc)의 역수를 곱함으로써 실현 가능하다. Kc는 1 이상의 정수이고, 스위칭 횟수의 전환 조건에 대응하여 설정하면 좋다. 스위칭 횟수의 전환시에 온 시간(Ton)에 보정 계수(Kc)의 역수를 곱함으로써, 직류 전압(Vdc)의 변동을 억제하여 안정된 직류 전압(Vdc)을 얻을 수 있다.
[수식 9]
Figure 112017030223125-pct00009
이상에 의해, 실시의 형태 2에 관한 단락부(30)의 온 오프 타이밍이 일의적으로 정하여지고, 이 온 오프 타이밍에서 구동 신호(Sa)를 복수의 구동 신호(Sa1)로 분할할 수 있다.
이와 같이 펄스열 배치를 듀티로 표시한 함수를 이용하는 것으로, 스위칭 횟수가 증가하여도 데이터 기억부(23c)에 격납되는 제어 파라미터의 증가를 초래하는 일 없이, 단락부(30)의 온 오프 타이밍을 특정할 수 있다.
또한 실시의 형태 2에서는, 구동 신호(Sa1)를 생성하기 위해 전원 전압(Vs), 전원 전류(Is), 및 직류 전압(Vdc)을 검출하고 있지만, 데이터 기억부(23c)에 격납한 데이터로 제1의 펄스 분할부(23a)를 동작시킬 때에는 전원 전류(Is)의 검출은 반드시는 필요하지 않고, 전원 전류 검출의 필요 여부는, 구축하는 시스템 사양에 의해 선택하면 좋다.
또한 실시의 형태 2에서는, 듀티를 함수화하는 예를 나타냈지만, 온 시간 및 오프 시간을 함수화한 데이터, 또는 온 시간과 오프 시간을 2차 이상의 근사식으로 표시한 데이터를 데이터 기억부(23c)에 격납하여 펄스 분할 동작에 이용하여도 좋다.
또한 실시의 형태 2에서는, 근사식을 이용하여 펄스 생성하는 한 예를 나타냈지만, 전원 반주기 중에 생성하는 구동 신호(Sa1)의 수가 비교적으로 적은 경우, 근사식 대신에, 스텝 S6에서 구한 각 듀티의 데이터를 격납하고, 또는 스텝 S5에서 구한 각 펄스의 온 시간과 펄스 사이의 오프 시간의 데이터를 격납하고, 이들의 데이터를 이용하여 구동 신호(Sa1)를 생성하는 구성이라도 좋다. 이와 같이 구성하여도 제1의 펄스 분할부(23a)에서 펄스 분할을 행하는 것이 가능하고, 제어부(20)의 개량에 수반하는 비용의 증가를 억제할 수 있다.
또한 제1의 펄스 분할부(23a)와 제2의 펄스 분할부(23b)는, 일방만 사용하여도 좋고, 운전 조건에 의해 바전환하여 사용하여도 좋다. 치수상의 제약 또는 비용상의 제약에 의해 제어부(20)의 구성 변경이 곤란한 경우, 실렉터(23d)의 내부 접점을 X측 단자에 접속하여 제1의 펄스 분할부(23a)만 사용한다. 비용상의 제약은 높지 않지만 다양한 사양 환경에 이용하기 위해 전원 전류(Is)의 파형 생성의 정밀도를 높일 필요가 있는 경우, 실렉터(23d)의 내부 접점을 Y측 단자에 접속하여 제2의 펄스 분할부(23b)만 사용한다. 파형 생성 정밀도를 높이면서 특정한 운전 조건하에서는 소음 대책을 위해 전원 전류에 의하지 않고 특정한 펄스 패턴을 출력할 필요가 있는 경우, 운전 조건에 대응하여 실렉터(23d)의 내부 접점을 X측 단자 또는 Y측 단자로 전환하여 제1의 펄스 분할부(23a)와 제2의 펄스 분할부(23b)를 병용한다.
또한 실시의 형태 2에서는, 제2의 펄스 분할부(23b)에서 생성된 구동 신호(Sa1)를 이용하여 데이터 기억부(23c)에 격납하는 데이터를 구하는 예를 설명하였지만, 이것으로 한정되는 것이 아니고, 사전의 해석에서, 구동 신호(Sa)의 온 시간(Ton) 내에 전원 전류(Is)의 피크값이 전류 제어 범위(W) 내에 수속되는 각 구동 신호(Sa1)의 온 오프 시간에 의거하여, 각 구동 신호(Sa1)의 온 듀티와 펄스 번호를 대응시킨 함수와, 각 구동 신호(Sa1)의 오프 듀티와 펄스 사이 번호를 대응시킨 함수를 구하고, 함수화한 이들의 데이터와 근사식의 정수 데이터를 데이터 기억부(23c)에 격납하여도 좋다.
또한 제1의 펄스 분할부(23a)는 이하의 구성이라도 좋다.
도 21은 본 발명의 실시의 형태 2에 관한 전력 변환 장치(100)의 변형례를 도시하는 도면이다. 설명을 간단화하기 위해 데이터 기억부(23c)에 격납되어 있는 데이터는, 온 시간과 오프 시간, 또는 온 듀티와 오프 듀티이라고 가정한다. 도 21의 전력 변환 장치(100)에서는, 전류 검출 수단(10)에서 검출된 전류 검출 전압(Vis)이 제1의 펄스 분할부(23a)에 입력되고, 제1의 펄스 분할부(23a)는, 전류 검출 전압(Vis)에 의거하여, 온 듀티와 오프 듀티를 보정하는 보정 계수를 연산하고, 또는 온 시간과 오프 시간을 보정하는 보정 계수를 연산한다. 제1의 펄스 분할부(23a)는, 데이터 기억부(23c)로부터 판독한 온 듀티와 오프 듀티에 보정 계수를 곱하고, 또는 데이터 기억부(23c)로부터 판독한 온 시간과 오프 시간에 보정 계수를 곱한다. 제1의 펄스 분할부(23a)는, 보정 후의 온 듀티 및 오프 듀티에 구동 신호(Sa)의 온 시간을 곱한다. 이 구성에 의해, 구동 신호(Sa1)의 온 오프 시간의 정밀도를 높일 수 있다.
또한, 실시의 형태 1, 2에서는, 리액터(2)가 교류 전원(1)과 정류 회로(4)와의 사이에 삽입되고, 정류 회로(4)가 리액터(2)를 통하여 교류 전원(1)에 접속되어 있지만, 전력 변환 장치(100)는 리액터(2)를 통하여 전원의 단락과 개방을 할 수가 있으면 좋기 때문에, 정류 회로(4), 리액터(2), 및 단락부(30)의 위치 관계는 도시한 예의 구성으로 한정되는 것이 아니다. 즉, 전력 변환 장치(100)는, 단락시에 교류 전원(1), 리액터(2), 단락부(30), 교류 전원(1)의 순서로 전원 전류(Is)가 흐르는 구성이라면 좋고, 한 예로서는 교류 전원(1)과 리액터(2)와의 사이에 정류 회로(4)가 삽입되고, 리액터(2)가 정류 회로(4)를 통하여 교류 전원(1)에 접속되는 구성이라도 좋다.
또한 실시의 형태 1, 2에서는, 기준 전압(Vref)의 값을 일정하게 함으로써 구형파형상의 전원 전류(Is)를 생성하는 동작례를 설명하였지만, 기준 전압(Vref)을 경시적으로 변화시킴으로써, 구형파 이외의 형상의 전원 전류(Is)를 생성하는 구성이라도 좋다.
또한 실시의 형태 1, 2에서는, 전류 제어 범위(W) 내에 전원 전류(Is)의 피크값이 수속되도록 제어되어 있지만, 고조파 발생량이 문제가 되지 않는 범위에서, 전원 전류(Is)의 피크값이 전류 제어 범위(W)를 일탈하였다고 하여도 문제는 없다. 구체적으로는, 복수의 구동 신호(Sa1) 중의 하나의 구동 신호(Sa1)의 펄스 폭이 크기 때문에, 전원 전류(Is)의 피크값이 전류 제한 레벨을 초과하는 경우에도 문제가 없다.
또한 실시의 형태 1, 2는, 전원 전압(Vs)의 제로 크로스점을 검출하고, 제로 크로스점을 기점으로 하여 전원 전압(Vs)과의 동기를 도모한 구성이지만, 이것으로 한정되는 것이 아니다. 한 예로서는, 제어부(20)는, 전원 전압(Vs)의 피크값을 검출하고, 이 피크값을 기점으로 하여 전원 전압(Vs)과의 동기를 도모하는 구성이라도 좋다. 또한 실시의 형태 1, 2에 관한 전력 변환 장치(100)는, 단락부(30)의 단락 동작의 횟수를, 전원 전압 검출부(7)에서 검출된 전원 전압에 동기시켜서 제어하고 있지만, 전원 전압 검출부(7)에 대신하여, 교류 전원(1)의 교류 전압이라고 동기한 동기 신호를 검출하는 동기 신호 검출부를 이용하여 단락부(30)의 단락 동작의 횟수를 동기 신호에 동기시켜서 제어하는 구성이라도 좋다.
이상에 설명한 바와 같이 실시의 형태 1, 2에 관한 전력 변환 장치(100)는, 교류 전원(1)으로부터의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 정류기(3)와, 리액터(2)를 통하여 교류 전원(1)을 단락하는 단락부(30)와, 단락부(30)의 단락 동작을 제어하는 제어부(20)를 구비하고, 제어부(20)는, 부하 조건에 의거하여 교류 전원(1)의 반주기 중에서의 단락 동작의 횟수를 변화시키고, 또한, 단락 동작의 횟수를 변화시킨 후의 교류 전원(1)의 반주기 중의 단락 동작의 시작부터 종료까지의 기간을, 단락 동작의 횟수를 변화시키기 전의 교류 전원(1)의 반주기 중의 단락 동작의 시작부터 종료까지의 기간과 다르게 한다. 구동 신호(Sa)가 온이 되고 나서 오프가 될 때까지의 기간의 크기를 적절하게 제어함으로써, 단락부(30)의 단락 동작의 횟수를 부하 조건에 대응하여 변화시키는 경우에도, 직류 전압(Vdc)의 변동을 억제할 수 있다. 따라서, 안정성이 높은 시스템이 구축할 수 있고, 역률을 개선, 고조파를 억제하면서, 종래의 컨버터보다도 높은 전압까지 승압할 수 있다. 또한 실시의 형태 1, 2의 전력 변환 장치(100)는, 스위칭 횟수의 변화의 경향에 맞추어서, 구동 신호(Sa)가 온이 되고 나서 오프가 될 때까지의 기간의 크기를 적절하게 제어하는 구성이기 때문에, 제어 파라미터가 적어도 된다. 따라서, 불필요한 파라미터의 튜닝에 수반하는 부하의 증가를 억제하는 것이 가능하다. 또한 실시의 형태 1, 2의 전력 변환 장치(100)에서는, 부하 조건에 대응하여, 구동 신호(Sa)가 온이 되고 나서 오프가 될 때까지의 기간의 크기를 적절하게 제어할 수 있기 때문에, 비교적 저부하일 때에 있어서의 스위칭 횟수를 억제할 수 있고, 스위칭 손실의 증가를 억제하는 것이 가능하다.
또한 상기 제어부는, 상기 교류 전원의 반주기 중에서의 상기 단락 동작의 횟수를 증가시켰을 때, 상기 단락 동작의 횟수를 증가시킨 후의 상기 기간을, 상기 단락 동작의 횟수를 증가시키기 전의 상기 기간보다도 크게 한다. 이 구성에 의해, 스위칭 횟수가 증가하기 전후의 직류 전압(Vdc)의 변동을 억제하고, 안정된 직류 전압(Vdc)을 얻을 수 있다.
또한 상기 제어부는, 상기 교류 전원의 반주기 중에서의 상기 단락 동작의 횟수를 감소시켰을 때, 상기 단락 동작의 횟수를 감소시킨 후의 상기 기간을, 상기 단락 동작의 횟수를 감소시키기 전의 상기 기간보다도 작게 한다. 이 구성에 의해, 스위칭 횟수가 감소하기 전후의 직류 전압(Vdc)의 변동을 억제하고, 안정된 직류 전압(Vdc)을 얻을 수 있다.
또한 상기 제어부는, 상기 기간의 길이에 대응한 폭의 온 신호인 구동 신호를 생성하는 구동 신호 생성부와, 상기 구동 신호를 복수의 스위칭 펄스로 분할하는 펄스 분할부를 가지며, 상기 펄스 분할부는, 상기 복수의 스위칭 펄스의 온 시간과 상기 복수의 스위칭 펄스의 오프 시간과 상기 복수의 스위칭 펄스의 번호를 대응시킨 데이터를 이용하여, 상기 구동 신호를 복수의 스위칭 펄스로 분할한다. 이 구성에 의해, 구동 신호(Sa)를 이용하여 복수의 구동 신호(Sa1)를 생성할 때의 복잡한 연산이 불필요하게 되고, 또한 제어부(20)에 설정하는 데이터의 설계부하의 증가를 초래하는 일이 없다.
또한 상기 제어부는, 상기 기간의 길이에 대응한 폭의 온 신호인 구동 신호를 생성하는 구동 신호 생성부와, 상기 구동 신호를 복수의 스위칭 펄스로 분할하는 펄스 분할부를 가지며, 상기 펄스 분할부는, 상기 복수의 스위칭 펄스의 온 시간과 상기 복수의 스위칭 펄스의 오프 시간을, 상기 복수의 스위칭 펄스의 번호에 의거한 함수로 표시한 데이터를 이용하여, 상기 구동 신호를 복수의 스위칭 펄스로 분할한다. 이 구성에 의해, 스위칭 횟수가 증가하여도 단락부(30)의 온 오프 타이밍을 특정할 수 있고, 또한 제어부(20)에 격납되는 제어 파라미터가 적어도 되기 때문에 고가의 메모리를 이용할 필요가 없다. 또한 데이터의 신뢰성 검증 또는 평가에 필요로 하는 시간 및 부담을 경감할 수 있고, 장치 비용의 증가를 초래하는 일이 없다.
또한 상기 데이터는, 상기 온 시간 및 상기 오프 시간을 2차 이상의 근사식으로 표시한 데이터이다. 이와 같은 데이터를 이용함으로써, 데이터 기억부(23c)에 격납되는 제어 파라미터를 보다 한층 저감할 수 있고, 데이터의 신뢰성 검증 또는 평가에 필요로 하는 시간 및 부담을 대폭적으로 경감할 수 있다.
또한 상기 데이터는, 상기 복수의 스위칭 펄스의 오프 시간의 변화율이, 상기 복수의 스위칭 펄스의 온 시간의 변화율보다도 크다. 이와 같은 데이터를 이용한 경우에도, 2차 이상의 근사식으로 표시한 데이터를 이용한 경우와 같은 효과를 얻을 수 있다.
또한 상기 데이터는, 상기 교류 전원의 반주기보다 짧은 기간 내에서 전원 전류를 상한 임계치로부터 상기 상한 임계치보다 작은 하한 임계치까지의 범위 내에 수속되도록 상기 온 시간 및 상기 오프 시간을 설정한 것이다. 이 구성에 의해, 전원 전류(Is)의 피크를 억제하면서 직류 전압(Vdc)을 승압시킬 수 있다. 또한, 전원 전류(Is)의 피크를 억제할 수 있기 때문에, 단락부(30)가 온이 되었을 때의 전원 전류(Is)의 변형을 억제할 수 있고, 고조파 성분을 억제하는 것이 가능하다. 또한, 전원 전류(Is)의 피크를 억제할 수 있기 때문에, 전원 전류(Is)의 통류 기간을 확장할 수 있고, 역률을 향상시키는 것이 가능하다. 또한, 전원 전류(Is)의 피크를 억제할 수 있기 때문에, 교류 전원(1)을 구성하는 필터 회로 및 다른 부품의 용량 증가를 억제할 수 있고, 비용의 증가를 억제하는 것이 가능하다.
또한 상기 제어부는, 상기 기간의 길이에 대응한 폭의 온 신호인 구동 신호를 생성하는 구동 신호 생성부와, 상기 구동 신호를 복수의 스위칭 펄스로 분할하는 펄스 분할부를 가지며, 상기 펄스 분할부는, 상기 구동 신호의 온 시간에 대한 상기 복수의 스위칭 펄스의 온 시간의 온 듀티와, 상기 구동 신호의 온 시간에 대한 상기 복수의 스위칭 펄스의 오프 시간의 오프 듀티를, 상기 복수의 스위칭 펄스의 번호에 의거한 함수로 표시한 데이터를 이용하여, 상기 구동 신호를 복수의 스위칭 펄스로 분할한다. 이와 같은 데이터를 이용함으로써, 스위칭 횟수가 증가하여도 단락부(30)의 온 오프 타이밍을 특정할 수 있고, 또한 데이터 기억부(23c)에 격납된 제어 파라미터가 적어도 되기 때문에 고가의 메모리를 이용할 필요가 없다. 따라서 데이터의 신뢰성 검증 또는 평가에 필요로 하는 시간 및 부담을 경감할 수 있고, 장치 비용의 증가를 초래하는 일이 없다.
또한 상기 데이터는, 상기 온 듀티 및 상기 오프 듀티를 2차 이상의 근사식으로 표시한 데이터이다. 이와 같은 데이터를 이용함으로써, 스위칭 횟수가 증가하여도 단락부(30)의 온 오프 타이밍을 특정할 수 있고, 데이터 기억부(23c)에 격납되는 제어 파라미터를 보다 한층 저감할 수 있고, 데이터의 신뢰성 검증 또는 평가에 필요로 하는 시간 및 부담을 대폭적으로 경감할 수 있다.
또한 상기 데이터는, 상기 복수의 스위칭 펄스의 상기 오프 듀티의 변화율이, 상기 복수의 스위칭 펄스의 온 듀티의 변화율보다도 크다. 이와 같은 데이터를 이용한 경우에도, 2차 이상의 근사식으로 표시한 데이터를 이용하는 경우와 같은 효과를 얻을 수 있다.
또한 상기 데이터는, 상기 교류 전원의 반주기보다 짧은 기간 내에 전원 전류를 상한 임계치로부터 상기 상한 임계치보다 작은 하한 임계치까지의 범위 내에 수속되도록 상기 온 듀티와 상기 오프 듀티를 설정한 것이다. 이 구성에 의해, 전원 전류(Is)의 피크를 억제하면서 직류 전압(Vdc)을 승압시킬 수 있다. 또한, 전원 전류(Is)의 피크를 억제할 수 있기 때문에, 단락부(30)가 온이 되었을 때의 전원 전류(Is)의 변형을 억제할 수 있고, 고조파 성분을 억제하는 것이 가능하다. 또한, 전원 전류(Is)의 피크를 억제할 수 있기 때문에, 전원 전류(Is)의 통류 기간을 확장할 수 있고, 역률을 향상시키는 것이 가능하다. 또한, 전원 전류(Is)의 피크를 억제할 수 있기 때문에, 교류 전원(1)을 구성하는 필터 회로 및 다른 부품의 용량 증가를 억제할 수 있고, 비용의 증가를 억제하는 것이 가능하다.
또한 상기 데이터는, 상기 복수의 스위칭 펄스의 펄스열 중, 1번째의 스위칭 펄스의 온 시간이 2번째 이후의 스위칭 펄스의 온 시간보다도 길다. 이와 같은 데이터를 이용함으로써, 1번째의 스위칭 펄스의 온 시간이 2번째 이후의 스위칭 펄스의 온 시간과 같은 값으로 설정되어 있는 경우에 비하여, 구동 신호(Sa1)의 스위칭 횟수가 저감되고, 소자의 손실 억제에 의한 온도 상승의 억제와 노이즈의 저감이 가능하다.
또한 제어부는, 상기 데이터를 격납하는 데이터 기억부를 구비하고, 상기 데이터 기억부에 격납된 데이터에 의거하여, 상기 구동 신호를 복수의 스위칭 펄스로 분할한다. 이 구성에 의해, 제어부(20)에서는 제어부(20)의 외부로부터 데이터를 입력한 일 없이 펄스 분할할 수 있다.
또한 상기 제어부는, 상기 교류 전원의 반주기보다 짧은 기간 내에, 상기 단락 동작의 횟수를 변화시킨 후의 상기 기간을, 상기 단락 동작의 횟수를 변화시키기 전의 상기 기간과 다르게 한다. 이에 의해 전원 전압의 극성과 반대의 전류가 흐르는 것을 억제하는 것이 가능하고, 또한 제어 안정성의 향상과 역률 저하의 억제가 가능하다.
또한 실시의 형태 1, 2의 전력 변환 장치는, 상기 교류 전원과 동기한 전원 전압을 검출하는 전원 전압 검출부를 구비하고, 상기 제어부는, 상기 전원 전압 검출부에서 취득된 상기 전원 전압에 동기시켜서, 상기 단락 동작의 횟수를 변화시킨 후의 상기 기간을, 상기 단락 동작의 횟수를 변화시키기 전의 상기 기간과 다르게 한다. 또는 실시의 형태 1, 2의 전력 변환 장치는, 상기 교류 전원의 교류 전압이라고 동기한 동기 신호를 검출하는 동기 신호 검출부를 구비하고, 상기 제어부는, 상기 동기 신호 검출부에서 검출된 상기 동기 신호에 동기시켜서, 상기 단락 동작의 횟수를 변화시킨 후의 상기 기간을, 상기 단락 동작의 횟수를 변화시키기 전의 상기 기간과 다르게 한다. 전원 전압이라고 동기시켜서 제어함으로써, 단락부를 적절한 타이밍에서 스위칭시키는 것이 가능해지고, 효과적으로 역률의 향상과 고조파의 억제를 도모할 수 있다. 또한 교류 전원 전압의 주파수의 변동에 응하여 단락 동작의 횟수를 보정하는 것도 가능하고, 로버스트성이 높은 시스템을 구축할 수 있다.
이상의 실시의 형태에 나타낸 구성은, 본 발명의 내용의 한 예를 나타내는 것이고, 다른 공지의 기술과 조합시키는 것도 가능하고, 본 발명의 요지를 일탈하지 않는 범위에서, 구성의 일부를 생략, 변경하는 것도 가능하다.
1 : 교류 전원
2 : 리액터
3 : 정류기
4 : 정류 회로
5 : 평활 콘덴서
6 : 직류 전압 검출부
7 : 전원 전압 검출부
8 : 전류 검출부
9 : 전류 검출 소자
10 : 전류 검출 수단
11 : 부하
20 : 제어부
21 : 구동 신호 생성부
22 : 펄스 전달부
23 : 펄스 분할부
30 : 단락부
31 : 다이오드 브리지
32 : 단락 소자
100 : 전력 변환 장치

Claims (22)

  1. 교류 전원으로부터의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 정류기와,
    리액터를 통하여 상기 교류 전원을 단락하는 단락부와,
    상기 단락부의 단락 동작을 제어하는 제어부를 구비하고,
    상기 제어부는,
    부하 조건에 의거하여 상기 교류 전원의 반주기 중에서의 상기 단락부의 단락 동작의 횟수를 증가시켰을 때, 상기 단락부의 단락 동작의 횟수를 증가시킨 후의 상기 교류 전원의 반주기 중에서의, 처음의 단락 동작의 시작부터 모든 단락 동작이 종료될 때까지의 제1의 기간을, 상기 단락부의 단락 동작의 횟수를 증가시키기 전의 상기 교류 전원의 반주기 중에서의, 처음의 단락 동작의 시작부터 모든 단락 동작이 종료될 때까지의 제2의 기간보다도 크게 하고, 또한, 상기 제2의 기간에서 상기 단락부가 단락 동작하고 있는 시간의 총합에, 상기 제1의 기간에서 상기 단락부가 단락 동작하고 있는 시간의 총합을 동등하게 하고,
    상기 제어부는,
    상기 제1의 기간 또는 상기 제2의 기간에서 상기 단락부가 단락 동작하는 구동 신호를 생성하는 구동 신호 생성부와, 상기 구동 신호를 복수의 스위칭 펄스로 분할하는 펄스 분할부를 가지며,
    상기 펄스 분할부는, 상기 복수의 스위칭 펄스의 온 시간과 상기 복수의 스위칭 펄스의 오프 시간을, 상기 복수의 스위칭 펄스의 번호에 의거한 함수로 표시한 데이터를 이용하여, 상기 구동 신호를 복수의 스위칭 펄스로 분할하고,
    상기 데이터는, 상기 교류 전원의 반주기보다 짧은 기간 내에서 전원 전류의 피크값이 상한 임계치로부터 상기 상한 임계치보다 작은 하한 임계치까지의 범위 내로 수속되도록 상기 온 시간 및 상기 오프 시간을 설정한 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  2. 교류 전원으로부터의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 정류기와,
    리액터를 통하여 상기 교류 전원을 단락하는 단락부와,
    상기 단락부의 단락 동작을 제어하는 제어부를 구비하고,
    상기 제어부는,
    부하 조건에 의거하여 상기 교류 전원의 반주기 중에서의 상기 단락부의 단락 동작의 횟수를 감소시켰을 때, 상기 단락부의 단락 동작의 횟수를 감소시킨 후의 상기 교류 전원의 반주기 중에서의, 처음의 단락 동작의 시작부터 모든 단락 동작이 종료될 때까지의 제1의 기간을, 상기 단락부의 단락 동작의 횟수를 감소시키기 전의 상기 교류 전원의 반주기 중에서의, 처음의 단락 동작의 시작부터 모든 단락 동작이 종료될 때까지의 제2의 기간보다도 작게 하고, 또한, 상기 제1의 기간에서 상기 단락부가 단락 동작하고 있는 시간의 총합에, 상기 제2의 기간에서 상기 단락부가 단락 동작하고 있는 시간의 총합을 동등하게 하고,
    상기 제어부는,
    상기 제1의 기간 또는 상기 제2의 기간에서 상기 단락부가 단락 동작하는 구동 신호를 생성하는 구동 신호 생성부와, 상기 구동 신호를 복수의 스위칭 펄스로 분할하는 펄스 분할부를 가지며,
    상기 펄스 분할부는, 상기 복수의 스위칭 펄스의 온 시간과 상기 복수의 스위칭 펄스의 오프 시간을, 상기 복수의 스위칭 펄스의 번호에 의거한 함수로 표시한 데이터를 이용하여, 상기 구동 신호를 복수의 스위칭 펄스로 분할하고,
    상기 데이터는, 상기 교류 전원의 반주기보다 짧은 기간 내에서 전원 전류의 피크값이 상한 임계치로부터 상기 상한 임계치보다 작은 하한 임계치까지의 범위 내로 수속되도록 상기 온 시간 및 상기 오프 시간을 설정한 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 제1의 기간 또는 상기 제2의 기간에서 상기 단락부가 단락 동작하는 구동 신호를 생성하는 구동 신호 생성부와, 상기 구동 신호를 복수의 스위칭 펄스로 분할하는 펄스 분할부를 가지며,
    상기 펄스 분할부는, 상기 복수의 스위칭 펄스의 온 시간과 상기 복수의 스위칭 펄스의 오프 시간과 상기 복수의 스위칭 펄스의 번호를 대응시킨 데이터를 이용하여, 상기 구동 신호를 복수의 스위칭 펄스로 분할하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  4. 삭제
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 데이터는, 상기 온 시간 및 상기 오프 시간을 2차 이상의 근사식으로 표시한 데이터인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 데이터는, 상기 복수의 스위칭 펄스의 오프 시간의 변화율이, 상기 복수의 스위칭 펄스의 온 시간의 변화율보다도 큰 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  7. 삭제
  8. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 제1의 기간 또는 상기 제2의 기간에서 상기 단락부가 단락 동작하는 구동 신호를 생성하는 구동 신호 생성부와,
    상기 구동 신호를 복수의 스위칭 펄스로 분할하는 펄스 분할부를 가지며,
    상기 펄스 분할부는, 상기 구동 신호의 온 시간에 대한 상기 복수의 스위칭 펄스의 온 시간의 온 듀티와, 상기 구동 신호의 온 시간에 대한 상기 복수의 스위칭 펄스의 오프 시간의 오프 듀티를, 상기 복수의 스위칭 펄스의 번호에 의거한 함수로 표시한 데이터를 이용하여, 상기 구동 신호를 복수의 스위칭 펄스로 분할하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 데이터는, 상기 온 듀티 및 상기 오프 듀티를 2차 이상의 근사식으로 표시한 데이터인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 데이터는, 상기 복수의 스위칭 펄스의 상기 오프 듀티의 변화율이, 상기 복수의 스위칭 펄스의 온 듀티보다도 큰 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 데이터는, 상기 교류 전원의 반주기보다 짧은 기간 내에 전원 전류를 상한 임계치로부터 상기 상한 임계치보다 작은 하한 임계치까지의 범위 내에 수속되도록 상기 온 듀티와 상기 오프 듀티를 설정한 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  12. 제3항에 있어서,
    상기 데이터는, 상기 복수의 스위칭 펄스의 펄스열 중, 1번째의 스위칭 펄스의 온 시간이 2번째 이후의 스위칭 펄스의 온 시간보다도 긴 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  13. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 데이터는, 상기 복수의 스위칭 펄스의 펄스열 중, 1번째의 스위칭 펄스의 온 시간이 2번째 이후의 스위칭 펄스의 온 시간보다도 긴 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  14. 제8항에 있어서,
    상기 데이터는, 상기 복수의 스위칭 펄스의 펄스열 중, 1번째의 스위칭 펄스의 온 시간이 2번째 이후의 스위칭 펄스의 온 시간보다도 긴 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  15. 제3항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 데이터를 격납하는 데이터 기억부를 구비하고, 상기 데이터 기억부에 격납된 데이터에 의거하여, 상기 구동 신호를 복수의 스위칭 펄스로 분할하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  16. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 데이터를 격납하는 데이터 기억부를 구비하고, 상기 데이터 기억부에 격납된 데이터에 의거하여, 상기 구동 신호를 복수의 스위칭 펄스로 분할하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  17. 제8항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 데이터를 격납하는 데이터 기억부를 구비하고, 상기 데이터 기억부에 격납된 데이터에 의거하여, 상기 구동 신호를 복수의 스위칭 펄스로 분할하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  18. 제1항에 있어서,
    상기 교류 전원과 동기한 전원 전압을 검출하는 전원 전압 검출부를 구비하고,
    상기 제어부는, 상기 전원 전압 검출부에서 취득된 상기 전원 전압에 동기시켜서, 상기 제1의 기간을, 상기 제2의 기간보다도 크게 하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  19. 제1항에 있어서,
    상기 교류 전원의 교류 전압과 동기한 동기 신호를 검출하는 동기 신호 검출부를 구비하고,
    상기 제어부는, 상기 동기 신호 검출부에서 취득된 상기 동기 신호에 동기시켜서, 상기 제1의 기간을, 상기 제2의 기간보다도 크게 하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  20. 제2항에 있어서,
    상기 교류 전원과 동기한 전원 전압을 검출하는 전원 전압 검출부를 구비하고,
    상기 제어부는, 상기 전원 전압 검출부에서 취득된 상기 전원 전압에 동기시켜서, 상기 제1의 기간을, 상기 제2의 기간보다도 작게 하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  21. 제2항에 있어서,
    상기 교류 전원의 교류 전압과 동기한 동기 신호를 검출하는 동기 신호 검출부를 구비하고,
    상기 제어부는, 상기 동기 신호 검출부에서 취득된 상기 동기 신호에 동기시켜서, 상기 제1의 기간을, 상기 제2의 기간보다도 작게 하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  22. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제어부는, 마이크로 컴퓨터로 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
KR1020177008410A 2014-09-30 2014-09-30 전력 변환 장치 KR101965081B1 (ko)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2014/076017 WO2016051488A1 (ja) 2014-09-30 2014-09-30 電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20170046174A KR20170046174A (ko) 2017-04-28
KR101965081B1 true KR101965081B1 (ko) 2019-04-02

Family

ID=55629587

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020177008410A KR101965081B1 (ko) 2014-09-30 2014-09-30 전력 변환 장치

Country Status (6)

Country Link
US (1) US9866140B2 (ko)
EP (1) EP3203626B1 (ko)
JP (1) JP6410835B2 (ko)
KR (1) KR101965081B1 (ko)
CN (1) CN107078655B (ko)
WO (1) WO2016051488A1 (ko)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107078655B (zh) * 2014-09-30 2019-08-16 三菱电机株式会社 电力转换装置
WO2017130357A1 (ja) * 2016-01-28 2017-08-03 三菱電機株式会社 電力変換装置
US10746186B2 (en) * 2017-08-04 2020-08-18 Lennox Industries Inc. HVAC blower protection
KR102470998B1 (ko) * 2017-09-21 2022-11-25 현대자동차주식회사 차량용 충전 장치 및 그의 전류 안정화 방법
WO2019155539A1 (ja) * 2018-02-07 2019-08-15 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 電力変換装置、並びにそれを用いたモータ駆動装置および冷凍機器
CN110474527B (zh) * 2019-08-15 2020-10-09 海信（山东）空调有限公司 三相电功率因素矫正的变频装置及其控制方法、空调器
CN111934532B (zh) * 2020-07-15 2022-02-01 海信（山东）空调有限公司 倍压整流pfc电路及其控制方法和变频空调器
CN111934533B (zh) * 2020-07-15 2022-02-01 海信（山东）空调有限公司 倍压整流pfc电路及其控制方法、存储介质和变频空调器

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000217363A (ja) * 1999-01-22 2000-08-04 Toshiba Corp 電源装置
JP2005253284A (ja) * 2004-01-08 2005-09-15 Fujitsu General Ltd 電源装置
JP2008193815A (ja) * 2007-02-06 2008-08-21 Sharp Corp 電源装置
JP2009100499A (ja) * 2007-10-15 2009-05-07 Sharp Corp 直流電源装置
JP2010207018A (ja) * 2009-03-05 2010-09-16 Mitsubishi Electric Corp 直流電源装置、これを備えた直流電源システム及びこれを備えたヒートポンプ式給湯機システム
JP2011101505A (ja) * 2009-11-06 2011-05-19 Hitachi Appliances Inc 直流電源装置およびこれを用いた空気調和機
JP2013106455A (ja) * 2011-11-15 2013-05-30 Hitachi Appliances Inc 直流電源装置およびこれを用いた空気調和機

Family Cites Families (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2763479B2 (ja) 1992-08-06 1998-06-11 三菱電機株式会社 直流電源装置
JP3171761B2 (ja) 1994-12-09 2001-06-04 松下電器産業株式会社 Ａｃ−ｄｃコンバータ
DE69531518T2 (de) 1994-01-28 2004-04-08 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma Wechselstrom-Gleichstrom-Umwandler
JPH07222448A (ja) 1994-01-28 1995-08-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ａｃ−ｄｃコンバータ
JP3119111B2 (ja) 1995-04-10 2000-12-18 株式会社豊田自動織機製作所 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US5949226A (en) 1995-04-10 1999-09-07 Kabushiki Kaisha Toyoda Jidoshokki Seisakush DC/DC converter with reduced power consumpton and improved efficiency
JP3578874B2 (ja) * 1996-08-30 2004-10-20 東芝キヤリア株式会社 電源装置及び空気調和装置の電源装置
JP3550485B2 (ja) * 1997-06-27 2004-08-04 東芝キヤリア株式会社 直流電源装置および空気調和機
TW364049B (en) * 1997-09-24 1999-07-11 Toshiba Corp Power conversion apparatus and air conditioner using the same
JP3485047B2 (ja) 1999-11-24 2004-01-13 三菱電機株式会社 空気調和機
JP2002101666A (ja) 2000-09-25 2002-04-05 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ａｃ−ｄｃコンバータ
KR100654487B1 (ko) * 2003-09-09 2006-12-05 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 컨버터 회로, 모터 구동 장치, 압축기, 공기 조화기,냉장고, 전기 세탁기, 송풍기, 전기 청소기 및 히트펌프급탕기
JP4784207B2 (ja) * 2004-11-18 2011-10-05 パナソニック株式会社 直流電源装置
US7723964B2 (en) 2004-12-15 2010-05-25 Fujitsu General Limited Power supply device
JP2006174609A (ja) * 2004-12-16 2006-06-29 Ken Tsuzuki 太陽光発電における発電データ管理方法
JP4992225B2 (ja) * 2005-11-04 2012-08-08 株式会社富士通ゼネラル 電源装置
EP2309635B1 (en) * 2008-08-01 2019-09-25 Mitsubishi Electric Corporation Ac-dc converter, ac-dc converter control method, motor driving device, compressor driving device, air conditioner, and heat pump-type hot-water supply device
FI20086142A (fi) * 2008-11-28 2010-05-29 Abb Oy Menetelmä ja laite taajuusmuuttajan yhteydessä
JP5274579B2 (ja) * 2008-12-01 2013-08-28 三菱電機株式会社 交流直流変換装置、電動機駆動装置
JP4798291B2 (ja) * 2009-01-19 2011-10-19 ダイキン工業株式会社 双方向スイッチ回路及びそれを備えた電力変換装置
ES2759864T3 (es) * 2011-01-31 2020-05-12 Mitsubishi Electric Corp Medios para evitar la circulación en sentido inverso, aparato de conversión de potencia, y aparato de aire acondicionado de congelación
US9948203B2 (en) * 2011-10-28 2018-04-17 Mitsubishi Electric Corporation Direct-current power supply device and electric motor driving device
JP5868920B2 (ja) 2013-09-30 2016-02-24 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP6147209B2 (ja) 2014-03-05 2017-06-14 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP2015171226A (ja) * 2014-03-06 2015-09-28 三菱電機株式会社 インバータ装置及び空気調和機
CN106464150B (zh) * 2014-07-08 2019-04-30 三菱电机株式会社 电力转换装置
CN106537750B (zh) * 2014-08-05 2019-08-20 三菱电机株式会社 电力转换装置
CN107078655B (zh) * 2014-09-30 2019-08-16 三菱电机株式会社 电力转换装置
JP6478881B2 (ja) * 2015-09-07 2019-03-06 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 直流電源装置および空気調和機

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000217363A (ja) * 1999-01-22 2000-08-04 Toshiba Corp 電源装置
JP2005253284A (ja) * 2004-01-08 2005-09-15 Fujitsu General Ltd 電源装置
JP2008193815A (ja) * 2007-02-06 2008-08-21 Sharp Corp 電源装置
JP2009100499A (ja) * 2007-10-15 2009-05-07 Sharp Corp 直流電源装置
JP2010207018A (ja) * 2009-03-05 2010-09-16 Mitsubishi Electric Corp 直流電源装置、これを備えた直流電源システム及びこれを備えたヒートポンプ式給湯機システム
JP2011101505A (ja) * 2009-11-06 2011-05-19 Hitachi Appliances Inc 直流電源装置およびこれを用いた空気調和機
JP2013106455A (ja) * 2011-11-15 2013-05-30 Hitachi Appliances Inc 直流電源装置およびこれを用いた空気調和機

Also Published As

Publication number Publication date
US20170222572A1 (en) 2017-08-03
JPWO2016051488A1 (ja) 2017-04-27
CN107078655A (zh) 2017-08-18
US9866140B2 (en) 2018-01-09
EP3203626A1 (en) 2017-08-09
CN107078655B (zh) 2019-08-16
EP3203626B1 (en) 2020-11-25
KR20170046174A (ko) 2017-04-28
EP3203626A4 (en) 2018-05-02
JP6410835B2 (ja) 2018-10-24
WO2016051488A1 (ja) 2016-04-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101965081B1 (ko) 전력 변환 장치
US10291122B2 (en) Input voltage detection circuit and power supply including the same
CN108282088B (zh) 谐波变换器的对称时移控制
EP2605387B1 (en) Power factor corrector with high power factor at low load or high mains voltage conditions
TWI568125B (zh) 感應式電源供應器之供電模組及其電壓測量方法
JP6279080B2 (ja) 電力変換装置
CN103973117B (zh) 电压转换器中的电压感测
US9991817B2 (en) Power converting device that uses a sine-wave-shaped current control range to output drive signal
CN108604867B (zh) 电力变换装置
JP2021027788A (ja) 電力変換装置の制御回路及び電力変換装置
KR101905345B1 (ko) 전력 변환 장치
KR20150006307A (ko) 스위치 제어 장치, 이를 포함하는 전력 공급 장치, 및 그 구동 방법
JP2014100022A (ja) 電力変換装置
CN108713286A (zh) 实现高功率因数和波谷切换的升降压型控制器
JP6598874B2 (ja) 電力変換装置
KR102122106B1 (ko) 역률 보상회로 및 역률 보상방법, 그의 컨버터 장치
KR960007569B1 (ko) 디형 영전압스위칭 인버터의 스위칭제어회로
JP2007159175A (ja) 電流型インバータ装置およびその制御方法
JP2007325416A (ja) 整流回路の制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant