JP2007159175A - 電流型インバータ装置およびその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷を構成する共振回路の近くに設ける、電流型インバータ装置の出力電圧検出装置を不要にする。
【解決手段】本発明では、電流型インバータ装置において、サージ電圧等の監視のために通常検出されている入力側の電圧Ｖ_dcを用いて、インバータ出力電圧（負荷に印加される電圧）の位相を検出し、インバータ回路の発振周波数制御を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、電流型インバータ装置および電流型インバータ制御方法に関する。

従来、誘導加熱装置のような共振回路を負荷に持つインバータ装置においては、インバータ回路の発振周波数制御が行われており、例えば、特許文献１に示すような制御方法が開示されている。インバータ回路の発振周波数制御においては、インバータ出力電圧（負荷に印加される電圧）やインバータ出力電流（負荷を流れる電流）の位相を検出して用いることが知られている。これらのデータを検出するために、従来、個別の検出装置がインバータ装置に設けられている。特に、電流型インバータ装置においては、負荷に印加される電圧の位相を検出するために、共振回路の近くに検出装置を設置する必要がある。
特開２００３−８６３４２号公報

上に述べたように、電流型インバータ装置において、負荷に印加される電圧を検出するためには、共振回路の近くに個別の検出装置を設置する必要がある。このため、検出装置用の長い配線が必要となる場合がある。また、例えば、インバータ回路に複数の共振回路が接続されている電流型インバータ装置においては、共振回路ごとに個別の検出装置が必要になる。しかしながら、インバータ装置を小型化し、コストを低減するためには、できるだけ装置の構成部品数を減らすことが求められる。よって、個別の検出装置を用いずに、負荷に印加される電圧を検出することが可能な電流型インバータ装置および電流型インバータ制御方法が求められている。

本発明にかかる電流型インバータ装置は、共振回路を構成する負荷と、スイッチング素子を備え、前記負荷に高周波電力を供給するインバータ回路と、前記負荷に流れる電流を検出する負荷電流検出手段と、前記インバータ回路の入力側電圧を検出する入力側電圧検出手段と、前記負荷電流検出手段と前記入力側電圧検出手段の検出結果に基づいて、前記入力側電圧と前記負荷に流れる電流との位相角値を検出する位相角検出手段と前記位相角値と予め設定された位相角指令値との差分を取得し、その差分を用いて前記インバータ回路の発振周波数の周期を定める周期指示値を演算して、該周期指示値を出力する発振周期演算手段と、前記周期指示値を取得し、前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフを制御するインバータ駆動信号を、前記周期指示値に基づいて生成し、該駆動信号を前記インバータ回路に出力するインバータ駆動信号生成手段とを備えることができる。

また、前記位相角検出手段は、前記入力側電圧と前記負荷に流れる電流との位相の時間差を検出する時間差検出手段と、前記時間差を位相角に変換する位相角変換手段とを備え、該位相角変換手段は、前記周期指示値に基づいて、周期の逆数を演算する逆数演算手段と、前記時間差検出手段によって検出される時間差と前記周期の逆数とを乗算する乗算手段とを備えることができる。

また、前記インバータ駆動信号生成手段が、所定周波数のクロック信号をカウントするカウント手段を備え、前記カウント手段が、前記周期指示値によって示される目標カウント数まで前記クロック信号をカウントする毎に、カウント数がリセットされ、前記目標カウント数までカウントすることによって得られる時間に基づいて、前記インバータ駆動信号を生成するように構成することができる。

また、前記入力側電圧検出手段が、検出した入力側電圧の波形の正負に応じて２値化した入力側電圧２値化信号を前記時間差検出手段に与えるように構成することができる。

加えて、前記時間差は、前記負荷に流れる電流が負から正へ変化する際のゼロクロス点の時点と、前記入力側電圧２値化信号の立ち上がり点の時点との差を示す値であって良い。

また、本発明にかかる電流型インバータ装置は、共振回路を構成する負荷と、スイッチング素子を備え、前記負荷に高周波電力を供給するインバータ回路と、前記インバータ回路の入力側電圧を検出する入力側電圧検出手段と、前記入力側電圧検出手段によって検出された入力側電圧と前記負荷に流れる電流との位相角を表す値を検出する位相角検出手段と、前記位相角を表す値と予め設定された位相角指令値との差分を取得し、その差分を用いて前記インバータ回路の発振周波数の周期を定める周期指示値を演算して、該周期指示値を出力する発振周期演算手段と、前記周期指示値を取得し、前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフを制御するインバータ駆動信号を、前記周期指示値に基づいて生成し、該駆動信号を前記インバータ回路に出力するインバータ駆動信号生成手段とを備えることができる。

また、前記位相角検出手段は、前記入力側電圧と前記負荷に流れる電流との位相の時間差を表す値を検出する時間差検出手段と、前記時間差を表す値を位相角値に変換することによって前記位相角を表す値を取得する位相角変換手段とを備え、該位相角変換手段は、前記周期指示値に基づいて、周期の逆数を演算する逆数演算手段と、前記時間差検出手段によって検出される時間差を表す値と前記周期の逆数とを乗算する乗算手段とを備えることができる。

また、前記インバータ駆動信号生成手段が、所定周波数のクロック信号をカウントするカウント手段を備え、前記カウント手段が、前記周期指示値によって示される目標カウント数まで前記クロック信号をカウントする毎に、カウント数がリセットされ、前記目標カウント数までカウントすることによって得られる時間に基づいて、前記インバータ駆動信号を生成するように構成することができる。

また、前記入力側電圧検出手段が、検出した入力側電圧の波形の正負に応じて２値化した入力側電圧２値化信号を前記時間差検出手段に与えるように構成することができる。

加えて、前記時間差を表す値は、前記カウントが目標カウント数に達してリセットされた時点と、前記入力側電圧２値化信号の立ち上がり点の時点との差を示す値であって良い。

さらに、本発明にかかる電流型インバータ装置は、共振回路を構成する負荷と、スイッチング素子を備え、前記負荷に高周波電力を供給するインバータ回路と、前記インバータ回路の入力側電圧を検出する入力側電圧検出手段と、前記入力側電圧検出手段によって検出された入力側電圧の位相を表す信号と前記負荷に流れる電流の位相を表す信号とを比較し、両信号から位相差を検出して、位相差信号を出力する位相比較手段と、前記位相差信号に基づいて、前記インバータ回路の発振周波数を、前記位相差をなくすように制御する周波数可変手段とを備えることができる。

また、前記入力側電圧検出手段が、検出した入力側電圧の波形の正負に応じて２値化した入力側電圧２値化信号を生成し、該入力側電圧２値化信号を分周して分周入力側電圧２値化信号を生成し、該信号を位相比較手段に与える分周手段を備えることができる。

また、本発明にかかる電流型インバータ制御方法は、前記インバータ回路の発振周波数を制御する電流型インバータ制御方法であって、前記インバータ回路に接続された負荷に流れる電流を検出する負荷電流検出ステップと、前記インバータ回路の入力側電圧を検出する入力側電圧検出ステップと、前記負荷電流検出ステップと前記入力側電圧検出ステップの検出結果に基づいて、前記入力側電圧と前記負荷に流れる電流との位相角値を検出する位相角検出ステップと、前記位相角値と予め設定された位相角指令値との差分を取得し、その差分を用いて前記発振周波数の周期を定める周期指示値を演算して、該周期指示値を出力する発振周期演算ステップと、前記周期指示値を取得し、前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフを制御するインバータ駆動信号を、前記周期指示値に基づいて生成し、該駆動信号を前記インバータ回路に出力するインバータ駆動信号生成ステップとを含むことができる。

また、前記位相角検出ステップは、前記入力側電圧と前記負荷に流れる電流との位相の時間差を検出する時間差検出ステップと、前記時間差を位相角に変換する位相角変換ステップとを含み、該位相角変換ステップは、前記周期指示値に基づいて、周期の逆数を演算する逆数演算ステップと、前記時間差検出ステップによって検出される時間差と前記周期の逆数とを乗算する乗算ステップとを含むことができる。

また、前記インバータ駆動信号生成ステップが、所定周波数のクロック信号をカウント手段によってカウントするステップを含み、前記カウント手段が、前記周期指示値によって示される目標カウント数まで前記クロック信号をカウントする毎に、カウント数がリセットされ、前記目標カウント数までカウントすることによって得られる時間に基づいて、前記インバータ駆動信号を生成するステップであっても良い。

また、前記入力側電圧検出ステップが、検出した入力側電圧の波形の正負に応じて２値化した入力側電圧２値化信号を前記時間差検出手段に与えることを含むことができる。

また、前記時間差は、前記負荷に流れる電流が負から正へ変化する際のゼロクロス点の時点と、前記入力側電圧２値化信号の立ち上がり点の時点との差を示す値であっても良い。

また、本発明にかかる電流型インバータ制御方法は、前記インバータ回路の発振周波数を制御する電流型インバータ制御方法であって、インバータ回路の入力側電圧を検出する入力側電圧検出ステップと、前記入力側電圧検出ステップで検出された前記入力側電圧とインバータ回路に接続された負荷に流れる電流との位相角を表す値を検出する位相角検出ステップと、前記位相角を表す値と予め設定された位相角指令値との差分を取得し、その差分を用いて前記発振周波数の周期を定める周期指示値を演算して、該周期指示値を出力する発振周期演算ステップと、前記周期指示値を取得し、前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフを制御するインバータ駆動信号を、前記周期指示値に基づいて生成し、該駆動信号を前記インバータ回路に出力するインバータ駆動信号生成ステップとを含むことができる。

また、前記位相角検出ステップは、前記入力側電圧と前記負荷に流れる電流との位相の時間差を表す値を検出する時間差検出ステップと、前記時間差を表す値を位相角値に変換することによって前記位相角値を表す値を取得する位相角変換ステップとを含み、該位相角変換ステップは、前記周期指示値に基づいて、周期の逆数を演算する逆数演算ステップと、前記時間差検出ステップによって検出される時間差を表す値と前記周期の逆数とを乗算する乗算ステップとを含むことができる。

また、前記インバータ駆動信号生成ステップが、所定周波数のクロック信号をカウント手段によってカウントするステップを含み、前記カウント手段が、前記周期指示値によって示される目標カウント数まで前記クロック信号をカウントする毎に、カウント数がリセットされ、前記目標カウント数までカウントすることによって得られる時間に基づいて、前記インバータ駆動信号を生成するステップであっても良い。

また、前記入力側電圧検出ステップが、検出した入力側電圧の波形の正負に応じて２値化した入力側電圧２値化信号を前記時間差検出手段に与えることを含むことができる。

加えて、前記時間差を表す値は、前記カウントが目標カウント数に達してリセットされた時点と、前記入力側電圧２値化信号の立ち上がり点の時点との差を示す値であって良い。

また、本発明にかかる電流型インバータ制御方法は、前記インバータ回路の発振周波数を制御する電流型インバータ制御方法であって、前記インバータ回路の入力側電圧を検出する入力側電圧検出ステップと、前記入力側電圧の位相を表す信号と負荷に流れる電流の位相を表す信号とを比較し、両信号から位相差を検出して、位相差信号を出力する位相比較ステップと、前記位相差信号に基づいて、前記インバータ回路の発振周波数を、前記位相差をなくすように制御する周波数可変ステップとを含むことができる。

また、前記入力側電圧検出ステップが、検出した入力側電圧の波形の正負に応じて２値化した入力側電圧２値化信号を生成することを含み、該入力側電圧２値化信号を分周して分周入力側電圧２値化信号を生成し、該信号を位相比較手段に与える分周ステップを含むことができる。

本発明においては、インバータ出力電圧（負荷に印加される電圧）の位相は、入力側電圧検出手段によって検出した入力側電圧の位相を用いて検知される。電流型インバータ装置においては、通常、サージ電圧等が発生してインバータ回路のスイッチング素子を破壊するのを防止するために、入力側電圧を検出して監視する監視装置が設けられている。本発明における入力側電圧検出手段は、入力側電圧を検出するものであるため、入力側電圧の検出に際し、通常設けられており入力側電圧を検出している上記監視装置を用いることができる。したがって、インバータ出力電圧（負荷に印加される電圧）の位相を検出するための装置を別個に設ける必要がなくなる。また、一つのインバータ装置に複数の共振回路が接続された場合であっても、複数の共振回路にそれぞれ個別の検出装置を設ける必要がなくなる。よって、安価で小型化されたインバータ装置を提供することが可能となる。また、装置が簡易化されることにより、故障の低減、メンテナンス性の向上も達成される。

以下、本発明の実施のいくつかの形態を添付の図により説明する。図１及び図２に本発明の第１の実施形態であるインバータ装置の全体的な構成を模式的に示す。図２は図１において点線で示された部分の詳細を示すものである。図１に示すインバータ装置１０は、電流型インバータ装置として構成され、誘導加熱装置として用いるものである。電流型インバータ装置１０は、共振負荷（共振回路を構成する負荷）１１と、インバータ回路１２とを備えている。また、電流型インバータ装置１０は、時間差検出部１３と、位相角変換部１４と、発振周期演算部１５と、インバータ駆動信号生成部１６とを備えている。加えて、サージ電圧の発生等、入力側電圧に異常がないか監視する入力側電圧監視部１７と絶縁・増幅部２７とが設けられている。なお、本実施形態では、時間差検出部１３と、位相角変換部１４によって位相角検出部が構成されている。

電流型インバータ装置の場合、共振負荷１１の共振回路は、並列共振回路となり、本実施形態では、加熱コイルＬｓと共振用コンデンサＣｓとを備えている。また、電流型インバータ装置１０によって加熱される被加熱物の抵抗をＲｓで示している。インバータ回路１２には、Ｇａによりそのゲートが示される２つのトランジスタ（ここでは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタを用いることができる）と、Ｇｂによりそのゲートが示される２つのトランジスタとからなるブリッジ回路が構成されている。各トランジスタには、ダイオードがそれぞれ直列に接続されている。また、インバータ回路１２は直流電源２６とを備えている。なお、配線によるインダクタンスをＬｃとして示している。

インバータ駆動信号生成部１６は、カウンタ２０と、クロック信号発振部２１と、５０パーセントデューティ比生成部２２と、重なり信号生成部５０と、異常時遮断部５１とを備えている。また、発振周期演算部１５は、本実施形態では、フィードバック制御を安定させるための積分演算を行う積分器３０を備えている。位相角変換部１４は、逆数演算部４０と、乗算部４１とを備えている。入力側電圧監視部１７は、入力側電圧検出部２４と比較器２５とを備えている。

また、図３に電流型インバータ装置１０におけるインバータ回路および共振負荷の回路図と対応する各信号波形を模式的に示す。Ｇａの波形は、スイッチング素子のゲートＧａに与えられるインバータ駆動信号の波形であり、Ｇｂの波形は、スイッチング素子のゲートＧｂに与えられるインバータ駆動信号の波形である。ｉ_invの波形は、回路図に対応するインバータ出力電流の波形である。ｖ_dc 、ｖ_inv 、ｖ_r の各波形はそれぞれ回路図に対応する電圧の波形である。また、ｖ_dc 、ｖ_inv 、ｖ_r の各波形の右側にそれぞれ各波形の正負に応じて２値化した信号波形を示している。

誘導加熱装置において、加熱の効率を高めるためには、インバータ回路の発振周波数を負荷である共振回路の共振周波数に近づける必要がある。この場合、共振周波数は、加熱コイルのインダクタンスＬｓと、共振用コンデンサの容量Ｃｓと、被加熱物の抵抗Ｒｓとから決定されるため、これらのパラメータの値が変動するのにつれて、共振周波数を追尾して制御する必要がある。共振周波数を追尾して制御するために、共振回路の特性を利用する。インバータ回路の発振周波数をｆｓ、共振周波数をｆｒ、位相角（インバータ回路の出力電圧と出力電流の位相差）をφとすると、位相角φは、次のように表すことができる。

ここで、ｑは共振の鋭さ（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を示しており、このｑは、共振回路の定数で決定される、その性質を表すパラメータである。図４に、インバータ回路の発振周波数ｆｓと、共振周波数ｆｒと、位相角φとの関係を示す。図４からも明らかなように、インバータ回路の出力電流（負荷に流れる電流）と出力電圧（負荷に印加される電圧）の位相角がゼロに近づくように制御すれば、発振周波数を共振周波数に近づけることできる。

図５に、本実施形態におけるインバータ出力電圧ｖ_rとインバータ出力電流ｉ_invとの出力波形のタイムチャートを模式的に示す。位相角φは位相差から求めると、図中ｔ_swに対するｔ_fbkの比となる。したがって、図４における位相角は、φ ＝ ２πｔ_fbk／ｔ_sw の式から求めることができる。

本実施形態では、インバータ出力電流と出力電圧との位相角がゼロに近づくようにインバータ回路の発振周波数を制御する。この制御においては、インバータ出力電流とインバータ出力電圧とのそれぞれの位相に関するデータが必要となる。インバータ出力電流（負荷に流れる電流）の位相の検出方法については、後述する。ここでは、本実施形態におけるインバータ出力電圧（負荷に印加される電圧）の位相の検出方法について述べる。

図３に示すｖ_rが検出したい負荷に印加される電圧の波形である。ｖ_rの位相をインバータ出力電流の位相と比較するためには、ｖ_rの波形のゼロクロス点を検出する必要がある。直接この電圧波形を検出するためには、共振負荷１１の近くに検出装置を個別に設けることが要求される。本実施形態では、ｖ_rを直接検出する代わりに、ｖ_dcの波形を用いて、ｖ_rの波形のゼロクロス点を検出する。ｄｉ／ｄｔ＝０の期間でＬｃ ｄｉ／ｄｔ＝０であり、伝導損失や電力半導体の導通損失は負荷損失より大幅に少ないので無視すると、ｖ_dcの波形を知ることによってもｖ_rのゼロクロス点を検出することが可能である。

インバータ回路の近くにおけるインバータ出力電圧ｖ_invの場合、スイッチング素子（ＧａとＧｂ）が同時にオンしている重なり時間において、電圧がゼロとなり、図３に示すような電圧波形となる。したがって、ｖ_invの波形を用いて、ｖ_rの波形のゼロクロス点を検出することは困難である。しかしながら、ｖ_dcは極性が揃っており、例えば、ｖ_dcの左の波形のマイナスとプラスに応じて信号が変わる回路を設けて、ｖ_dcの右の波形Ｂ（入力側電圧２値化信号）を生成することができる。この信号Ｂは、ｖ_dcの左の波形のマイナス期間がＬレベルでそれ以外の期間がＨレベルとなっているものである。ｖ_rの右側の２値化された波形におけるａおよびｂ点はｖ_rの左側の正弦波状波形のゼロクロス点と一致する。すなわち、ａおよびｂ点は、それぞれ信号波形Ｂのａ’およびｂ’点と一致する。したがって、信号波形Ｂを用いることで、負荷に印加される電圧ｖ_rの位相を検出することができ、ｖ_rを直接検出するための検出装置を共振負荷１１の近くに個別に設ける必要がなくなる。

本実施形態では、入力側電圧監視部１７の入力側電圧検出部２４によって、入力側電圧ｖ_dcを検出している。入力側電圧監視部１７は、インバータ回路の保護のために、通常設けられるものであって、サージ電圧の発生等入力側電圧の異常を監視するために、入力側電圧ｖ_dcを検出している。したがって、本実施形態によれば、この入力側電圧検出部２４を兼用して、検出された入力側電圧ｖ_dcの波形をｖ_rの位相検出に用いることが可能となる。本実施形態において、入力側電圧検出部２４は、入力側電圧ｖ_dcを検出して、上記信号波形Ｂを生成する。よって、ｖ_rを検出するための検出装置が不要となり、構成部品が減ることによってインバータ装置の小型化が実現し、コストも安くなる。また、一つのインバータ装置に複数の共振回路が接続された場合であっても、複数の共振回路にそれぞれ個別のｖ_rの検出装置を設ける必要がなくなる。

図６に本実施形態における時間差検出の概念図を示す。電流型インバータは、電流源に負荷が接続されて電圧が発生するものであり、したがって、本実施形態では、インバータ出力電圧ｖ_rとインバータ出力電流ｉ_invとの時間差は、電流を基準に検出されている。インバータ出力電圧ｖ_rの位相を示す上記信号波形Ｂと、インバータ出力電流ｉ_invの波形とを図６に示す。ａとａ´点、ｂとｂ´点、ｃとｃ´点とは、それぞれ両波形の位相において対応する点である。時間差検出部１３は、インバータ出力電流ｉ_invの立ち上がりゼロクロス点ａ（又はｃ）と信号波形Ｂの立ち上がり点ａ´（又はｃ´）との時間差を検出する。なお、インバータ出力電流ｉ_invの波形は、周期と位相を示すものとして、模式的に示したものであり、インダクタンスＬｃによる傾きは無視して示している。インバータ出力電流ｉ_invの本実施形態における検出方法および具体的な時間差検出方法は後に説明する。

ここで、位相角変換部１４は、時間差検出部１３で検出したインバータ出力電圧ｖ_rの位相（信号波形Ｂ）とインバータ出力電流ｉ_invとの位相の時間差を、逆数演算部４０と、乗算部４１とによって、位相角値に変換する。逆数演算部４０は、発振周期演算部１５を経て出力された周期指示値から周期の値を取得し、この値に対して逆数演算を行って、周期の逆数を出力する。乗算部４１は、この周期の逆数と、時間差検出部１３から出力された時間差とを乗算して、さらに２πを乗じることにより、位相角値を導出し、この位相角値を発振周期演算部１５に出力する。

発振周期演算部１５は、位相角指令値と、位相角変換部１４から出力された位相角値との差分を演算して取得する。ここで、位相角指令値は、ゼロではなく、１０〜２０度程度が望ましい。位相差がマイナス、つまり、インバータ回路の発振周波数が共振周波数よりも低下すると、並列共振回路が誘導性負荷になる。したがって、このような誘導性の状態で電流をスイッチングすると、サージ電圧が発生して、スイッチング素子を破壊する可能性があるので、ゼロでないプラスの位相角指令値とすることが望ましい。

上記のように、本実施形態では、インバータ出力電圧とインバータ出力電流との位相の時間差を位相角に変換する演算を行って、位相角の値と、予め設定される位相角指令値の値とを比較している。時間差を直接用いて目標時間差と比較する場合には、周波数が変化する毎に、予め設定される目標時間差を調整する必要がある。しかしながら、本実施形態では、時間差を位相角に変換しているため、予め設定される位相角指令値の値を周波数毎に調整する必要がなく、広帯域の周波数に対応することが可能となっている。

本実施形態においては、取得された差分に乗ずる値として積分ゲインが積分器３０に与えられる。積分ゲインは、負荷のｑ値（共振の鋭さ）の逆数に予め与えられる共振周波数の周期値とπとを乗じた値であることが望ましい。積分器３０は積分ゲインが乗じられた差分を用いて、積分演算を行う。また、積分演算処理が行われた後の差分情報と予め与えられる初期周期値とを用いて、周期指示値を演算する。初期周期値としては、例えば、制御対象として想定される発振周波数の帯域において、最大の周波数の周期を用いてもよい。周期指示値は、位相角指令値と算出した位相角値の差分を無くすように、インバータ回路の発振周波数の周期を定める値である。周期指示値は、インバータ駆動信号生成部１６に与えられる。また、前述のように、周期指示値は逆数演算部４０にも与えられる。

インバータ駆動信号生成部１６に備えられたカウンタ２０は、クロック信号発振部２１から与えられた所定周波数のクロック信号をカウントする。カウンタ２０が、周期指示値が示す数値（目標カウント数）まで前記クロック信号をカウントする毎に、該カウンタのカウント数がリセットされる。これらの動作を、図６にタイマ動作として示す。これは、１クロックごとにカウント数が増加していく様子を概念的に示したものである。ここで、図６に模式的に示すように、本実施形態の電流型インバータにおいて、カウントが目標カウント数に達してカウンタがリセットされた時点に、インバータ出力電流ｉ_invの立ち上がりゼロクロス点ａにおける時点が一致するように構成されている。したがって、本実施形態においては、時間差検出部１３は、与えられたインバータ出力電圧ｖ_rの位相を示す信号波形Ｂの立ち上がり点ａ´の時点をカウンタのカウント数から取得することによって、インバータ出力電圧ｖ_rと、インバータ出力電流ｉ_invとの位相の時間差Ｎ_fbkを検出する。なお、ｂとｂ´点についても、両点から１８０°を引くことによって、ａとａ´点として用いることができる。

インバータ駆動信号生成部１６は、カウンタ２０が所定周波数のクロック信号を目標カウント数までカウントするまでの時間を得ることにより周期を得ることができる。５０パーセントデューティ比生成部２２において、上記周期の長さを示すカウント数に基づいて、インバータ回路の発振周波数の周期が周期指示値によって指示された周期となるように、デューティ比５０パーセントの信号が生成される。図２に示すように、この信号の論理反転された信号も生成される。電流型インバータである本実施形態では、この２つの信号に重なり時間が設けられるように、重なり信号生成部５０によってデューティ比が調整される。重なり時間は電流とインダクタンスＬｃによって決まる。さらに、前記カウントが目標カウント数に達してリセットされた時点に、インバータ出力電流ｉ_invが負から正へ変化する際のゼロクロス点の時点が一致するように２つの信号が調整される。

調整された信号は、インバータ駆動信号Ａおよびインバータ駆動信号Ｂとして、絶縁・増幅部２７を介して、インバータ回路１２に与えられる。絶縁・増幅部２７は、インバータ駆動信号生成部１６とインバータ回路１２との間を電気的に絶縁する役目と、インバータ駆動信号生成部１６からの出力を電流増幅する役目とを果たすものである。スイッチング素子（ＧａとＧｂ）が調整されたインバータ駆動信号Ａおよびインバータ駆動信号Ｂによってオン・オフされることにより、インバータ回路の発振周波数の周期が周期指示値によって指示された周期となる。ここで、入力側電圧監視部１７によって、入力側電圧の異常が検知された場合には、異常信号が異常時遮断部５１に与えられ、異常時遮断部５１がインバータ回路を停止させる。電流型インバータの本実施形態では、スイッチング素子をすべてオンにすることで、インバータ回路を停止させる。

本実施形態では、入力側電圧監視部１７は、入力側電圧の瞬時値を監視しており、入力側電圧検出部２４が絶縁アンプで電圧を絶縁して取り出す。入力側電圧監視部１７は、予め設定された比較値と入力側電圧検出部２４で検出された電圧とを比較器２５で比較して、検出値が比較値で定められた範囲外の値であった場合、異常信号を異常時遮断部５１に出力する。

次に、本発明の第２の実施形態を説明する。図７に本発明の第２の実施形態である電流型インバータ装置の電気的構成を示す。図７に示す電流型インバータ装置１００は、誘導加熱装置として用いるものである。装置１００は、共振負荷（共振回路を構成する負荷）１１１と、インバータ回路１１２とを備えている。また、インバータ装置１００は、位相比較部１１３とフィルタ部１１４と周波数可変回路１１６とインバータ駆動回路１１８とを備えている。本実施形態では、フィルタ部はローパスフィルタによって構成されている。また、入力側電圧検出部１２４と比較器１２５とを備える入力側電圧監視部１１７が設けられている。また、電流型インバータ装置１００は、分周器１２２と直流電源１２６を備えている。

また、共振負荷１１１の共振回路は、加熱コイルＬｓと共振用コンデンサＣｓとを備えており、インバータ装置１００によって加熱される被加熱物の抵抗をＲｓで示している。インバータ回路１１２には、Ｇａでそのゲートが示される２つの絶縁ゲートバイポーラトランジスタとＧｂでそのゲートが示される２つの絶縁ゲートバイポーラトランジスタとからなるブリッジ回路が構成されている。各トランジスタには、ダイオードがそれぞれ直列に接続されている。なお、配線によるインダクタンスをＬｃとして示している。また、図７のＡ、Ｂ、Ｂ２に対応する信号波形を図８に示す。

本実施形態においては、インバータ出力電流（負荷に流れる電流）とインバータ出力電圧（負荷に印加される電圧）との位相差がゼロに近づくように発振周波数を制御する。インバータ出力電圧（負荷に印加される電圧）の位相の検出において、入力側電圧ｖ_dcを用いることは第１の実施形態と同様である。入力側電圧検出部１２４で検出され、第１の実施形態と同様の方法で、２値化された信号波形Ｂ（入力側電圧２値化信号）は、分周器１２２によって分周され、信号波形Ｂ２（分周入力側電圧２値化信号）が生成される。また、Ａの信号波形は、周波数可変回路１１６から出力される発振周波数の周期を定める信号である。本実施形態においては、信号Ａの立ち上がりの時点と、インバータ出力電流ｉ_invが負から正へ変化する際のゼロクロス点の時点とが一致するように構成されている。したがって、ここでは信号Ａは負荷に流れる電流の位相を表す信号となっている。また、本実施形態では、周波数可変回路１１６としてＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｅｄ Ｏｓｃｉｌａｔｏｒ）を用いており、位相比較部１１３とフィルタ部１１４と周波数可変回路１１６とでＰＬＬ（ｐｈａｓｅ ｌｏｏｋｅｄ ｌｏｏｐ）を構成している。

信号ＡとＢとでは、周波数とデューティ比が異なるため、直接両信号を比較することはできない。しかしながら、分周器１２２によって信号Ｂを分周して、信号Ａに対して周波数とデューティ比が同じである信号Ｂ２を生成することによって、信号Ａと信号Ｂ２とを直接比較することが可能となる。ここでは、信号Ｂ２が入力側電圧の位相を表す信号となる。図９（ａ）にＤフリップフロップを用いた回路図、図９（ｂ）にＪＫフリップフロップを用いた回路図を示す。図９（ａ）又は図９（ｂ）に示す回路を用いることにより、信号Ｂに基づいて、信号Ｂ２を作成することが可能である。図９（ａ）の回路は、ＤフリップフロップのＱ出力をインバータを介してデータ端子に加えるように構成される。また、図９（ｂ）に示す回路は、ＪＫフリップフロップのＪＫ端子を共にＨレベルに固定した構成を有している。

位相比較回路部１１３は、信号Ａと信号Ｂ２とを比較して、位相差信号を出力する。本実施形態では、位相差信号はフィルタ部１１４のローパスフィルタに与えられる。ローパスフィルタはパルス信号である位相差信号を平均化し、交流成分の少ない直流信号に変換する。変換された位相差信号は周波数可変回路１１６（ＶＣＯ）に入力され、ＶＣＯの発振周波数を制御する。周波数可変回路１１６（ＶＣＯ）から出力された信号は、インバータ回路の発振周波数の周期を定めるものであって、インバータ出力電流と同期する位相を有しており、インバータ出力電流（負荷に流れる電流）ｉ_invの位相を示す信号Ａとして位相比較部１１３に与えられる。本実施形態において、フィルタ部１１４と周波数可変回路１１６とはアナログ的に動作する。

また、周波数可変回路１１６（ＶＣＯ）から出力された信号は、インバータ駆動回路１１８に与えられ、この信号に基づいて、インバータ駆動回路１１８でスイッチング素子（ＧａとＧｂ）に与えられる２つのインバータ駆動信号が生成される。電流型インバータである本実施形態では、この２つの信号に重なり時間が設けられるように、デューティ比が調整される。さらに、前記信号Ａの立ち上がりの時点と、インバータ出力電流ｉ_invが負から正へ変化する際のゼロクロス点の時点とが一致するように、インバータ駆動信号が調整される。調整されたインバータ駆動信号は、インバータ回路に与えられる。スイッチング素子が調整されたインバータ駆動信号によってオン・オフされることにより、インバータ回路の発振周波数の周期が制御される。

また、本実施形態では、入力側電圧監視部１１７が、入力側電圧の瞬時値を監視しており、入力側電圧検出部１２４が絶縁アンプで電圧を絶縁して取り出す。入力側電圧監視部１１７によって、入力側電圧の異常が検知された場合には、異常信号がインバータ駆動回路１１８に与えられ、インバータ駆動回路１１８がインバータ回路を停止させる。電流型インバータの本実施形態では、スイッチング素子をすべてオンにすることで、インバータ回路を停止させる。

［他の態様］
本発明にかかるインバータ装置及びインバータ制御方法は、上記に説明した形態に限られるものではない。他の実施形態において、インバータ駆動信号生成部に、Ｔｅｘａｓ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ社のＴＭＳ３２０Ｆ２８１２のタイマを用いてもよい。このタイマは様々な機能を持っており、タイマに周期指示値Ｎｓｗを与えると、（Ｎ_sw＋１）×Ｐ_clk（所定の周波数を有するクッロク信号）の周期をタイマが生成し、比較器にＮｓｗ／２を与えるとデューティ比５０パーセントの信号が生成される。また、時間差検出部と位相角変換部と発振周期演算部においても、上記タイマを用いることができる。

また、上記実施形態において、インバータ回路には、４つのスイッチング素子を用いたブリッジ回路が構成されている。しかしながら、インバータ回路の構成は上記構成に限定されるものではなく、スイッチング素子の数も上記実施形態に限定されるものではない。また、位相角変換部における演算において、２πは固定値であるため、２πの値は用いても良いし用いなくても良い。また、入力側電圧監視部は、上記実施形態に限定されるものではなく、ブレイクオーバーダイオードとトランスを用いた回路など、さまざまな手段を用いて実現することができる。

また、本発明におけるインバータ装置及びインバータ制御方法は、誘導加熱装置のみではなく、オゾナイザ、コロナ放電装置のような共振回路を負荷に持つインバータ回路を用いた装置にも適用することができる。

本発明の第１の実施形態の全体的な電気系統を示す模式図である。 本発明の第１の実施形態の全体的な電気系統を示す模式図である。 図１の回路図に対応する各信号波形の模式図である。 共振回路の特性を示す図である。 第１の実施形態におけるインバータ出力電圧ｖ_rとインバータ出力電流ｉ_invとの出力波形のタイムチャートを模式的に示す模式図である。 第１の実施形態における時間差検出の概念図である。 本発明の第２の実施形態の全体的な電気系統を示す模式図である。 図７の回路図に対応する各信号波形の模式図である。 信号Ｂ２を生成する回路を模式的に示した模式図である。

符号の説明

１０ 電流型インバータ装置
１１ 共振負荷
１２ インバータ回路
１３ 時間差検出部
１４ 位相角変換部
１５ 発振周期演算部
１６ インバータ駆動信号生成部
１７ 入力側電圧監視部
２０ カウンタ
２１ クロック信号発振部
２２ ５０パーセントデューティ比生成部
２４ 入力側電圧検出部
３０ 積分器
４０ 逆数演算部
４１ 乗算部
５０ 重なり信号生成部
５１ 異常時遮断部
１００ 電流型インバータ装置
１１１ 共振負荷
１１２ インバータ回路
１１３ 位相比較部
１１４ フィルタ部
１１６ 周波数可変回路
１１７ 入力側電圧監視部
１１８ インバータ駆動回路
１２４ 入力側電圧検出部

Claims (6)

1. 共振回路を構成する負荷と、
   スイッチング素子を備え、前記負荷に高周波電力を供給するインバータ回路と、
   前記負荷に流れる電流を検出する負荷電流検出手段と、
   前記インバータ回路の入力側電圧を検出する入力側電圧検出手段と、
   前記負荷電流検出手段と前記入力側電圧検出手段の検出結果に基づいて、前記入力側電圧と前記負荷に流れる電流との位相角値を検出する位相角検出手段と、
   前記位相角値と予め設定された位相角指令値との差分を取得し、その差分を用いて前記インバータ回路の発振周波数の周期を定める周期指示値を演算して、該周期指示値を出力する発振周期演算手段と、
   前記周期指示値を取得し、前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフを制御するインバータ駆動信号を、前記周期指示値に基づいて生成し、該駆動信号を前記インバータ回路に出力するインバータ駆動信号生成手段と
   を備える電流型インバータ装置。
2. 共振回路を構成する負荷と、
   スイッチング素子を備え、前記負荷に高周波電力を供給するインバータ回路と、
   前記インバータ回路の入力側電圧を検出する入力側電圧検出手段と、
   前記入力側電圧検出手段によって検出された入力側電圧と前記負荷に流れる電流との位相角を表す値を検出する位相角検出手段と、
   前記位相角を表す値と予め設定された位相角指令値との差分を取得し、その差分を用いて前記インバータ回路の発振周波数の周期を定める周期指示値を演算して、該周期指示値を出力する発振周期演算手段と、
   前記周期指示値を取得し、前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフを制御するインバータ駆動信号を、前記周期指示値に基づいて生成し、該駆動信号を前記インバータ回路に出力するインバータ駆動信号生成手段と
   を備える電流型インバータ装置。
3. 共振回路を構成する負荷と、
   スイッチング素子を備え、前記負荷に高周波電力を供給するインバータ回路と、
   前記インバータ回路の入力側電圧を検出する入力側電圧検出手段と
   前記入力側電圧検出手段によって検出された入力側電圧の位相を表す信号と前記負荷に流れる電流の位相を表す信号とを比較し、両信号から位相差を検出して、位相差信号を出力する位相比較手段と、
   前記位相差信号に基づいて、前記インバータ回路の発振周波数を、前記位相差をなくすように制御する周波数可変手段と
   を備える電流型インバータ装置。
4. 前記インバータ回路の発振周波数を制御する電流型インバータ制御方法であって、
   前記インバータ回路に接続された負荷に流れる電流を検出する負荷電流検出ステップと、
   前記インバータ回路の入力側電圧を検出する入力側電圧検出ステップと、
   前記負荷電流検出ステップと前記入力側電圧検出ステップの検出結果に基づいて、前記入力側電圧と前記負荷に流れる電流との位相角値を検出する位相角検出ステップと、
   前記位相角値と予め設定された位相角指令値との差分を取得し、その差分を用いて前記発振周波数の周期を定める周期指示値を演算して、該周期指示値を出力する発振周期演算ステップと、
   前記周期指示値を取得し、前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフを制御するインバータ駆動信号を、前記周期指示値に基づいて生成し、該駆動信号を前記インバータ回路に出力するインバータ駆動信号生成ステップと
   を含む電流型インバータ制御方法。
5. 前記インバータ回路の発振周波数を制御する電流型インバータ制御方法であって、
   インバータ回路の入力側電圧を検出する入力側電圧検出ステップと、
   前記入力側電圧検出ステップで検出された前記入力側電圧とインバータ回路に接続された負荷に流れる電流との位相角を表す値を検出する位相角検出ステップと、
   前記位相角を表す値と予め設定された位相角指令値との差分を取得し、その差分を用いて前記発振周波数の周期を定める周期指示値を演算して、該周期指示値を出力する発振周期演算ステップと、
   前記周期指示値を取得し、前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフを制御するインバータ駆動信号を、前記周期指示値に基づいて生成し、該駆動信号を前記インバータ回路に出力するインバータ駆動信号生成ステップと
   を含む電流型インバータ制御方法。
6. 前記インバータ回路の発振周波数を制御する電流型インバータ制御方法であって、
   前記インバータ回路の入力側電圧を検出する入力側電圧検出ステップと、
   前記入力側電圧の位相を表す信号と負荷に流れる電流の位相を表す信号とを比較し、両信号から位相差を検出して、位相差信号を出力する位相比較ステップと、
   前記位相差信号に基づいて、前記インバータ回路の発振周波数を、前記位相差をなくすように制御する周波数可変ステップと
   を含む電流型インバータ制御方法。

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