JPH0515068A - インバータ式電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 複数台のインバータ式電源装置の並列運転を
行なうにあたって、特別のアダプタ等を使用したり操作
上の特別な工夫を必要としないようにする。 【構成】 複数台のインバータ式電源装置の出力ライン
どうしを並列接続したときの位相のずれによる電圧差に
基ずく出力ラインからの電流の流れ込みによって、交流
発電機１と整流平滑回路２とで構成する直流電源回路が
過電圧状態となったとき、インバータ及びＬＰＦ３のイ
ンバータの動作を停止し、このインバータの動作の停止
の後の該インバータの動作開始時には出力ラインにあら
われている他の電源装置の出力電圧波形を検出し、該出
力電圧波形が零ボルトとなるゼロクロス点のタイミング
に合わせて前記インバータの動作を自動的に開始する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はインバータ式電源装置に
係り、特に複数台並列に接続して運転するのに適したイ
ンバータ式電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】複数台のインバータ式電源装置を並列に
接続して運転を開始させるには、まず既に発電動作を行
っているインバータ式電源装置の出力ラインに停止中の
インバータ式電源装置の出力ラインを接続した後にこの
停止中のインバータ式電源装置の発電動作を開始して並
列運転する場合と、既に発電動作を行っている複数台の
インバータ式電源装置の出力ラインどうしをそのまま並
列接続して並列運転動作を開始する場合とがある。

【０００３】いずれの場合においても、並列運転するイ
ンバータ式電源装置の出力電圧波形間の位相が一致しな
いと、双方の電圧差により一方のインバータ式電源装置
から他方のインバータ式電源装置へ電流が流れ込み、構
成機器を破壊する恐れがあるのでそれぞれの出力電圧の
間で同期をとる必要がある。

【０００４】このため、たとえ同規格のインバータ式電
源装置を並列運転する場合であっても互いの運転状態を
確認するための信号用配線が必要となったり、また、例
えば特公昭56-20782号公報に示されるように、自動同期
装置が早く確実に働くように位相一致点を作るための工
夫が必要であったり、さらに、例えば実開昭62-145440
号公報に示されるように、特別の並列運転用アダプタを
使用して、２台のうちの１台をマスタ機とし、他方をス
レーブ機として並列運転するようにしたりしている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】本発明は上記事情に鑑
みてなされたものであり、その目的とするところは、並
列運転を行なうにあたって、既に発電動作を開始してい
るインバータ式電源装置の出力ラインどうしを複数台並
列接続しても、特別のアダプタ等を使用したり操作上の
特別な工夫を必要とせず、また並列運転動作開始時にイ
ンバータの駆動信号の乱れのないインバータ式電源装置
を提供することにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のインバータ式電源装置は、直流電源回路
と、該直流電源回路の出力を所定周波数の交流出力に変
換するインバータとを備えたインバータ式電源装置にお
いて、前記交流出力の出力ラインにあらわれる電圧波形
を検出する電圧波形検出手段と、前記直流電源回路の過
電圧状態を検出する過電圧検出手段と、該過電圧検出手
段が前記直流電源回路の過電圧状態を検出している間前
記インバータの動作を停止させる停止手段と、前記イン
バータのスイッチング動作の基準となる前記所定周波数
の出力目標波形信号を発生し、該インバータの動作開始
時には前記電圧波形検出手段により検出された前記出力
ラインにあらわれる電圧波形が略零ボルトとなるゼロク
ロス点のタイミングに合わせて前記出力目標波形信号の
前記インバータへの供給を開始する基準信号発生手段と
を設けたことを特徴とする。

【０００７】また、本発明のインバータ式電源装置の前
記停止手段は、前記過電圧検出手段が前記直流電源回路
の過電圧状態を検出している間前記インバータの動作を
停止させるとともに、前記基準信号発生手段による前記
出力目標波形信号の前記インバータへの供給をも停止さ
せることを特徴とする。

【０００８】更に、本発明のインバータ式電源装置は、
前記所定周波数の交流出力の電流波形を検出する電流波
形検出手段と、該電流波形検出手段により検出された前
記電流波形と前記電圧波形検出手段により検出された前
記電圧波形との位相差を検出する位相差検出手段と、該
位相差検出手段により検出された前記位相差を減少させ
るように前記出力目標波形信号の周波数を変化させる基
準信号発生手段とを設けたことを特徴とする。

【０００９】

【作用】本発明のインバータ式電源装置においては、出
力目標波形信号に応じてインバータ回路のスイッチング
制御を行ない、前記出力目標波形に応じた波形の交流出
力を得る。並列接続時に発生する出力電圧どうしの位相
のずれに起因して発生する直流電源回路の過電圧状態を
検出した時にはインバータの動作をいったん停止し、過
電圧状態が解消した後に、並列接続されている他のイン
バータ式電源装置の出力電圧波形が略零ボルトとなるゼ
ロクロス点のタイミングに位相を合わせてインバータを
再起動するので、再起動時には出力電圧波形間の位相差
がほとんど発生せず、また、零ボルトの位置からインバ
ータを再起動するのでインバータの駆動信号の乱れはほ
とんど生じない。

【００１０】発振手段の発振周波数は、交流出力の出力
電圧とその出力電流との位相差に応じた位相差電圧によ
り、上記出力電圧と出力電流との位相差が零となるよう
に制御される。これにより携帯用電源装置の並列運転が
可能となる。

【００１１】並列運転対象の電源装置相互間に電圧位相
差があるときは、相互間電流が発生して、一方の電源装
置においては交流出力の出力電圧の方が出力電流よりも
進相となり、他方の電源装置においては交流出力の出力
電圧の方が出力電流よりも遅相となる。従って、自機内
で交流出力の出力電圧と出力電流との位相を合わせれ
ば、必然的に自機の出力電圧と他機の出力電圧との位相
が合う。本発明はこのことに着目したものである。

【００１２】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。

【００１３】図１は、本発明によるインバータ式電源装
置の一実施例を示す回路図である。同図において、交流
発電機１の出力側は整流平滑回路２の入力側に接続さ
れ、整流平滑回路２の出力側は過電圧検出回路９の入力
側とインバータ及びＬＰＦ３の入力側に接続され、イン
バータ及びＬＰＦ３の出力側は、電圧波形検出器４およ
び電流波形検出器５を介して出力端子Ｔ１に接続されて
いる。過電圧検出回路９の出力側は運・停制御器１７に
接続されている。

【００１４】また、出力目標波形信号を作るための発振
信号を出力する電圧制御型発振器（以下「ＶＣＯ」とい
う）６の出力側は分周器７の入力側に接続され、分周器
７の出力側は出力目標波形信号を発生する正弦波化回路
８の入力側に接続され、正弦波化回路８の出力側は低域
ろ波器（以下「ＬＰＦ」という）１０を介してパルス幅
変調器（以下「ＰＷＭ」という）１１の入力側に接続さ
れている。

【００１５】さらに、電圧波形検出器４の出力側はオペ
アンプ１２の非反転端子に接続され、オペアンプ１２の
出力側は抵抗１３を介して矩形波変換器１４の入力側に
接続され、矩形波変換器１４の出力側はインバータ１８
の入力側および位相差検出器１６の入力側に接続されて
いる。電流波形検出器５の出力側は矩形波変換器１５を
介して位相差検出器１６の入力側に接続され、位相差検
出器１６の出力側はＶＣＯ６の入力側に接続されてい
る。位相差検出器１６の入力側は正弦波化回路８の出力
側にも接続されている。

【００１６】さらに、ナンド回路１９の入力側はインバ
ータ１８および運・停制御器１７の出力側に接続され、
運・停制御器１７の出力側はＤフリップフロップ２１の
Ｄ端子およびインバータ２０の入力側に接続されてい
る。Ｄフリップフロップ２１のＣＫ（クロック）端子は
ナンド回路１９の出力側、そのＲ（リセット）端子はイ
ンバータ２０の出力側、そのＱバー（反転出力）端子は
正弦波化回路８およびＰＷＭ１１のＲ（リセット）端子
に接続されている。また、インバータ２０の出力側はカ
ウンタ２２のＲ端子に接続されている。カウンタ２２と
しては例えばμＰＤ４０２４（日電）を用いればよい。
カウンタ２２のＣＫ端子は分周器７の出力側、そのＱ６
（出力）端子はインバータ２３の入力側に接続されてい
る。インバータ２３の出力側は抵抗２４を介して矩形波
変換器１４の入力側に接続されている。

【００１７】このような接続、構成のインバータ式電源
装置の並列運転は、自機の出力端子Ｔ１と他機の出力端
子Ｔ１とを接続することにより行なう。

【００１８】次に、図１のインバータ式電源装置の動作
について説明する。

【００１９】交流発電機１から出力される交流は整流平
滑回路２で整流平滑されて直流電力となる。この直流電
力はＰＷＭ１１により制御されるインバータ及びＬＰＦ
３により交流電力に変換され、電圧波形検出器４および
電流波形検出器５を介して出力端子Ｔ１から負荷へ出力
される。

【００２０】出力端子Ｔ１に運転中の他のインバータ式
電源装置の出力端子が並列接続されると、双方の位相差
に応じて発生する電圧差によって、相互に出力ラインか
ら電流が流れこむことになり、この流入電流に起因し
て、ＬＰＦのチョークコイル等の出力ラインのインダク
タンス分による変圧器作用で内部の整流平滑回路２の電
圧が押し上げられることになる。このようにして、この
並列接続されたインバータ式電源装置から本実施例のイ
ンバータ式電源装置に電流が流れ込んで整流平滑回路２
が過電圧状態となると、過電圧検出回路９がこの過電圧
状態を検出して運・停制御器１７を介してインバータ及
びＬＰＦ３のインバータのスイッチング動作を停止させ
る。インバータ及びＬＰＦ３のインバータのスイッチン
グ動作が停止すると、並列接続された他のインバータ式
電源装置の出力電圧が本実施例のインバータ式電源装置
の出力端子Ｔ１に印加されてその出力電圧波形が出力ラ
インにそのままあらわれ、電圧波形検出器４はこの出力
端子Ｔ１に印加された他のインバータ式電源装置の出力
電圧波形を検出する。この電圧波形検出器４で検出され
た検出電圧信号ａは図２（ａ）に示すように正弦波状で
あり、この信号ａはオペアンプ１２を介して矩形波変換
器１４に入力され、図２（ｂ）に示すような矩形波信号
ｂとしてインバータ１８および位相差検出器１６へ出力
される。この場合はインバータ及びＬＰＦ３のインバー
タは停止しているので、電流波形検出器５から何の出力
も出力されず、従って位相差検出器１６の出力レベルは
零ボルトに保たれ、ＶＣＯ６はこの零ボルトの制御信号
に対応した発振周波数で発振する。

【００２１】ＶＣＯ６から出力される発振信号は分周器
７で分周され、クロック信号として正弦波化回路８に入
力される。正弦波化回路８は上記クロック信号により階
段状の正弦波信号を発生し、その正弦波信号はＬＰＦ１
０を介してＰＷＭ１１に入力され、上記正弦波信号によ
りパルス幅変調されたパルスがＰＷＭ１１から出力され
る。ＬＰＦ１０は上記階段状正弦波信号の階段部分を除
去して滑らかな正弦波信号とするためのフィルタであ
る。

【００２２】インバータ及びＬＰＦ３のインバータが動
作しているときには、ＰＷＭ１１から出力されるパルス
によりインバータおよびＬＰＦ３のインバータを構成す
る各ゲートの通電時間が制御され、上記ＬＰＦ１０から
の正弦波信号に応じたパルス幅のパルス列として上記イ
ンバータから出力され、上記インバータの出力はインバ
ータおよびＬＰＦ３のＬＰＦにより正弦波状の交流電力
となり、電圧検出器４および電流検出器５を介して出力
端子Ｔ１から出力される。

【００２３】また、インバータ及びＬＰＦ３のインバー
タが停止することによって出力ラインからの電流流れ込
みがなくなって整流平滑回路２の過電圧状態が解消する
と、図２（ｃ）に示すように、運・停制御器１７の出力
信号ｃは「Ｌ」レベル（停止状態）から「Ｈ」レベルと
なる。

【００２４】Ｄフリップフロップ２１のＤ端子には上記
出力信号ｃ、そのＣＫ端子には矩形波信号ｂを反転した
信号と出力信号ｃのナンド信号ｄ（図２（ｄ）参照）、
そのＲ端子には出力信号ｃの反転信号ｆ（図２（ｆ）参
照）が入力される。Ｄフリップフロップ２１のＱバー端
子は、上記信号ｃ，ｄ，ｆに応じた信号Ｑバー（図２
（ｅ）参照）を出力する。信号Ｑバーと信号ｃ，ｄ，ｆ
の関係を表に示す。表において、↑はバルス信号ｄの立
上り部分、↓は立下り部分を示し、ｓはＤフリップフロ
ップ２１のＳ端子上の信号を示し、信号ｓは常に「Ｌ」
レベルである。また＊は「Ｌ」、「Ｈ」のいずれでも良
いこと（don't care）を示す。

【００２５】

【表１】 運・停制御器１７の出力信号ｃが「Ｈ」レベルとなる
と、表の３行目に示すように、信号Ｑバーは信号ｄの最
初の立上りで「Ｌ」レベルとなり（図２（ｄ）（ｅ）参
照）、正弦波化回路８のリセット状態は解除され、ＶＣ
Ｏ６の出力パルス信号を分周器７で分周し、正弦波化回
路８で正弦波状とされた出力目標波形信号が正弦波化回
路８からＬＰＦ１０へ出力される。これにより、ＬＰＦ
１０から、選択された出力目標波形の信号が出力され、
本実施例のインバータ式電源装置は交流出力を負荷へ供
給することができる。

【００２６】かくして、電圧波形検出器４で検出した並
列接続された他のインバータ式電源装置の出力電圧波形
が零ボルトとなるゼロクロス点で正弦波化回路８のリセ
ット状態が解除され、このタイミングに合わせてインバ
ータ及びＬＰＦ３のインバータのスイッチング動作が開
始されるため、本実施例のインバータ式電源装置は、並
列接続された他のインバータ式電源装置と同期して運転
されることとなる。

【００２７】なお、このようにして並列運転が開始され
た後は、電圧波形検出器４で検出された出力ラインにあ
らわれている出力電圧波形は、矩形波変換器１４で図２
（ｂ）に示す矩形波ｂとされ、電流波形検出器５で検出
された出力電流波形は矩形波変換器１５で同様の矩形波
ｂ′とされ、ともに位相差検出器１６に入力される。位
相差検出器１６は信号ｂ，ｂ′の位相差に応じた位相差
電圧をＶＣＯ６へ出力し、ＶＣＯ６の発振周波数を制御
する。この場合は、信号ｂ，ｂ′の位相差に応じたクロ
ック信号により正弦波化回路８の動作が制御されること
となる。

【００２８】なお、本実施例が並列運転されず単独で運
転される場合には、起動時には電圧波形検出器４は何の
電圧波形も検出しないので、Ｄフリップフロップ２１に
はクロック信号が供給されず、そのＱバー端子は「Ｈ」
レベルの状態（表の５行目参照）を維持し、正弦波化回
路８はリセット状態のままであり、従って正弦波化回路
８からは出力目標波形信号は出力されず、このままで
は、交流出力を負荷へ供給することができない。

【００２９】カウンタ２２は上記不具合を解消するため
のもので、インバータ式電源装置が単独でも立ち上がる
ことができるようにするものである。すなわち、運・停
制御器１７を運転状態として、信号ｃを「Ｈ」、信号ｆ
を「Ｌ」とすると、カウンタ２２のリセット状態は解除
され、分周器７からのクロックにより所定時間経過後、
出力端子Ｑ６のレベルは「Ｌ」から「Ｈ」から「Ｌ」へ
変化し、インバータ２３の出力信号レベルは「Ｈ」から
「Ｌ」から「Ｈ」へ変化する。これにより、表から分か
るように、Ｄフリップフロップ２１の出力信号Ｑバーは
「Ｌ」レベルとなり、正弦波化回路８のリセット状態は
解除されるので、インバータ式電源装置は、正弦波化回
路８から出力される出力目標波形信号に基づいた波形の
交流電力を出力することができる。

【００３０】次に、図１の各構成要素について図３以下
の各図を用いて詳細に説明する。

【００３１】図３以下の各図は図１の各構成要素とその
関連回路を示す構成図である。図３において、１ａは交
流発電機１の固定子に独立して巻装された三相出力巻
線、１ｂは単相補助巻線である。また交流発電機１の回
転子（図示せず）には多極の永久磁石の磁極が形成され
ており、エンジン（図示せず）によって回転駆動される
ように構成されている。三相出力巻線１ａの出力端は、
３つのサイリスタと３つのダイオードとで構成されるブ
リッジ整流回路２ａに接続され、ブリッジ整流回路２ａ
の出力端は平滑回路２ｂに接続される。上記ブリッジ整
流回路２ａと平滑回路２ｂとは整流平滑回路２を構成す
る。

【００３２】単相補助巻線１ｂの出力端は、正極、負極
出力端子Ｅ，Ｆを有する定電圧供給装置Ａ１に接続され
る。定電圧供給装置Ａ１は２組の整流回路、平滑回路、
定電圧回路Ａ１ａから成り、単相補助巻線１ｂからの一
の方向の電流に対しては一方の組の各回路が働き、一の
方向と反対の方向の電流に対しては他方の組の各回路が
働き、これによって出力端子Ｅ，Ｆにそれぞれ正負の定
電圧が出力される。

【００３３】Ａ２はサイリスタ制御回路であり、電源入
力側の一端が定電圧供給装置Ａ１の正極出力端子Ｅに接
続され、他端が平滑回路２ｂの正極側端子とともに接地
される。サイリスタ制御回路Ａ２の信号入力端はコンデ
ンサＣ１、抵抗Ｒ１〜Ｒ３の直列回路で構成され、コン
デンサＣ１側の一端は定電圧供給装置Ａ１の正極出力端
子Ｅに接続され、抵抗Ｒ３側の他端は平滑回路２ｂの負
極側端子に接続される。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点
はトランジスタＱ１のベースに、このトランジスタＱ１
のコレクタはトランジスタＱ２のベースに、このトラン
ジスタＱ２のコレクタはブリッジ整流回路２ａの各サイ
リスタのゲート入力回路に接続され、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ
２との接続点の電位に応じてゲート入力回路の入力信号
を制御するように構成されている。

【００３４】コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点Ｋに
は運・停制御器１７の出力側が接続される。運・停制御
器１７によれば、定電圧供給装置Ａ１の正極出力端子Ｅ
側に設けられた定電圧回路Ａ１ａの入力側（Ｇ）にツェ
ナーダイオードＤ１のカソード側が接続され、ツェナー
ダイオードＤ１のアノード側が抵抗を介して定電圧供給
装置Ａ１の負極出力端子Ｆに接続されるとともに、オペ
アンプから成る反転比較器１７１の反転端子（−）に接
続され、反転比較器１７１の非反転端子（＋）は抵抗を
介して接地される。反転比較器１７１の出力側はＮＯＲ
回路１７２の入力側に接続され、一方ＮＯＲ回路１７２
の入力側のもう１つの端子にはインバータ式電源装置の
過電圧状態を検出するための過電圧検出回路Ａ４が接続
され、過電圧状態を検出した時に「Ｈ」レベル信号がＮ
ＯＲ回路１７２に供給される。ＮＯＲ回路１７２の出力
側はインバータ１７３、抵抗を介してトランジスタＱ３
のベースに接続される。トランジスタＱ３のエミッタは
定電圧供給装置Ａ１の負極出力端子Ｆに接続され、一方
コレクタは、抵抗Ｒ４を介して定電圧供給装置Ａ１の正
極出力端子Ｅに接続されるとともにコンデンサＣ２を介
して定電圧供給装置Ａ１の負極出力端子Ｆに接続され
る。コンデンサＣ２の正極端子にはトランジスタＱ４の
ベースが接続され、トランジスタＱ４のコレクタは定電
圧供給装置Ａ１の正極出力端子Ｅに接続され、一方エミ
ッタは、ダイオードＤ２のアノードに接続されるととも
にサイリスタ制御回路Ａ２のコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１
との接続点Ｋに接続される。ダイオードＤ２のカソード
はコンデンサＣ２の正極端子に接続される。

【００３５】平滑回路２ｂの出力側は図４に示すインバ
ータ回路３ａ（スイチッング装置）に接続される。イン
バータ回路３ａは４つのＦＥＴ（電界効果トランジス
タ）Ｑ５〜Ｑ８から成るブリッジ回路で構成される。Ｆ
ＥＴＱ５〜Ｑ８の各ゲート端子に接続される駆動信号回
路に関しては後述する。

【００３６】インバータ回路３ａの出力側はローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）３ｂを介して負荷（図示せず）が接続
される出力端子Ｔ１，Ｔ１に接続される。ＬＰＦ３ｂ
は、負荷に対し直列接続されるコイルＬ１，Ｌ２、及び
負荷に対し並列接続されるコンデンサＣ３で構成され
る。上記インバータ回路３ａとＬＰＦ３ｂとはインバー
タ及びＬＰＦ３を構成する。

【００３７】インバータ回路３ａの負の入力側は過電圧
検出回路９の抵抗Ｒ９に接続され、抵抗Ｒ９の他端は、
オペアンプからなる反転比較器９１の反転端子（−）に
接続されている。該反転端子（−）は、定電圧供給装置
Ａ１の正極出力端子Ｅ側と抵抗Ｒ１０を介して接続さ
れ、比反転端子（＋）は抵抗を介して接地される。反転
比較器９１の出力端子は前記ＮＯＲ回路１７２の入力端
子に接続される。

【００３８】インバータ回路３ａの正及び負の出力ライ
ンは夫々、図５に示した抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の直列回路
及び抵抗Ｒ１３，Ｒ１４の直列回路の各一端に接続され
る。一方、これら抵抗直列回路の各他端は定電圧供給装
置Ａ１の正極出力端子Ｅに接続される。抵抗Ｒ１１，Ｒ
１２の接続点及び抵抗Ｒ１３，Ｒ１４の接続点は夫々、
抵抗Ｒ１５，Ｒ１６を介して、オペアンプ４１のプラス
側入力端子及びマイナス側入力端子に接続されるととも
に、上記２つの接続点間には高周波成分カット用のコン
デンサＣ４が接続される。オペアンプ４１のプラス側入
力端子は高周波成分カット用のコンデンサＣ５を介して
接地される。なお、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４、コンデンサＣ
４、オペアンプ４１及びその付属回路によって電圧波形
検出回路４が構成される。

【００３９】すなわち、インバータ回路３ａの２本の出
力ラインに現れる出力電圧は、それぞれが分圧抵抗Ｒ１
１，Ｒ１２及びＲ１３，Ｒ１４を経た後、コンデンサＣ
４と抵抗Ｒ１５との接続点及びコンデンサＣ４と抵抗Ｒ
１６との接続点に、交流信号となって現れ、この２つの
交流信号はオペアンプ４１にて比較され、その差、即ち
出力電圧の波形の歪みあるいはオフセット成分を含んだ
交流信号（波形の歪みるいはオフセット成分に応じた平
均レベルを有する交流信号）として検出し、この検出信
号を増幅して歪補正回路Ａ６に出力する。２本の出力ラ
インに現れる出力電圧波形どうしを直接比較するため出
力電圧波形の歪みが精度よく検出できる。

【００４０】インバータ回路３ａのＦＥＴＱ５及びＱ６
のドレイン端子と定電圧供給装置Ａ１の正極出力端子Ｅ
との間には電流検出用抵抗Ｒ７，Ｒ８がそれぞれ接続さ
れ、この電流検出用抵抗Ｒ７，Ｒ８とＦＥＴＱ５，Ｑ６
との接続点Ｍ，Ｎは、図６に示す電流波形検出回路５の
入力側オペアンプ５１の非反転入力端子（＋）、反転入
力端子（−）に接続され、オペアンプ５１の出力側は出
力側オペアンプ５２に出力ライン５１ａを介して接続さ
れる。そして、オペアンプ５２の出力側はオフセット増
幅器Ａ３２及びオフセットＡ３３の各非反転入力端子
（＋）に接続される。

【００４１】Ａ３４は上下限値設定回路であり、４つの
直列抵抗Ｒ１９〜Ｒ２２から成り、一端が定電圧供給回
路Ａ１の正極出力端子Ｅに接続され、他端が定電圧供給
回路Ａ１の負極出力端子Ｆに接続されるとともに、抵抗
Ｒ２０とＲ２１との接続点が接地される。この上下限値
設定回路Ａ３４により得られた所定の上限電圧値がオフ
セット増幅器Ａ３２のオペアンプの反転入力端子（−）
に供給され、また所定の下限電圧値がオフセット増幅器
Ａ３３のオペアンプの反転入力端子（−）に供給され
る。

【００４２】オフセット増幅器Ａ３２の出力側はダイオ
ードＤ３のアノードに接続され、オフセット増幅器Ａ３
３の出力側はダイオードＤ４のカソードに接続される。
ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のアノード
とは非反転増幅器Ａ３５のオペアンプの非反転入力端子
（＋）に接続されるとともに、抵抗を介して接地され
る。非反転増幅器Ａ３５の出力側（Ｌ）は図５の差動増
幅回路Ａ７のオペアンプの非反転入力端子（＋）に接続
される。

【００４３】これらの電流波形検出回路５，オフセット
増幅器Ａ３２，Ａ３３，上下限値設定回路Ａ３４及び非
反転増幅器Ａ３５並びにその附属回路は、全体としてピ
ーク電流検出回路Ａ３を構成する。

【００４４】図５において、１０はＬＰＦ、１１はＰＷ
Ｍである。正弦波化回路８の出力側はＬＰＦ１０を介し
て差動増幅回路Ａ７のオペアンプの反転入力端子（−）
に接続される。このＬＰＦ１０は、正弦波化回路８から
出力される階段状の正弦波を滑らかな正弦波とするもの
であり、差動増幅回路Ａ７でピーク電流検出回路Ａ３の
出力と差動増幅することにより、交流出力電流が所定の
電流レベルを越えているときにはこのピーク値のみを所
定内に抑えるように正弦波信号にフィードバック補正を
かけている。

【００４５】この差動増幅回路Ａ７の出力側は歪補正回
路Ａ６のオペアンプの反転入力端子（−）に接続され、
該オペアンプの非反転入力端子（＋）には電圧波形検出
回路４の出力側が接続される。歪補正回路Ａ６は、正弦
波化回路８からＬＰＦ１０を介して出力される正弦波レ
ベルを電圧波形検出回路４から出力される検出信号で補
正し、補正された正弦波信号を出力するものである。

【００４６】接続点Ｍ，Ｎの検出電流波形信号（出力電
流信号）は図６に示すピーク電流検出回路Ａ３のオペア
ンプ５１の非反転入力端子（＋）、反転入力端子（−）
に入力される。オペアンプ５１は積分回路を構成してお
り、入力された接続点Ｍ，Ｎの電位信号は高周波成分が
除去され、接続点Ｍの電位信号のみに着目した場合には
直流成分および商用周波数成分を含む信号がオペアンプ
５１の出力側に現われる。この信号は積分回路を構成す
るオペアンプ５２で反転増幅されることにより高周波成
分が除去された商用周波数の信号となり、オフセット増
幅器Ａ３２，Ａ３３に出力される。オフセット増幅器Ａ
３２では、オペアンプ５２からの商用周波数信号の振幅
を、上下限値設定回路Ａ３４からオペアンプの反転端子
（−）に入力した所定の上限電圧値と比較し、このピー
ク電流判別のしきい値となる所定の上限電圧値を越えた
分のみを増幅する（オフセット増幅）。オフセット増幅
器Ａ３３では、オペアンプ５２からの商用周波数信号の
振幅を、上下限値設定回路Ａ３４からオペアンプの反転
端子（−）に入力したピーク電流判別のしきい値となる
所定の下限電圧値と比較し、この所定の下限電圧値を下
回った分のみを増幅する（オフセット増幅）。オフセッ
ト増幅器Ａ３２，Ａ３３の出力はダイオードＤ３，Ｄ４
を夫々通過して重畳される。従ってこの重畳後の信号
は、増幅された商用周波数信号のレベルが所定の上限電
圧値を越えた部分のみまたは下限電圧値を下回った部分
のみが合成された信号であり、増幅された商用周波数信
号のレベルが所定の上下限電圧値を越えないときにはこ
の合成信号は零レベルを維持することとなる。

【００４７】この合成信号は非反転増幅器Ａ３５で増幅
されたあと、ＬＰＦ１０のオペアンプの非反転端子
（＋）に入力される。ＬＰＦ１０では、この合成信号が
正弦波化回路８からの正弦波と比較され、差動増幅され
る。即ち、交流出力電流が大きくなってこれに対応する
商用周波数信号のレベルが所定の上下限電圧値を越えた
場合、その越えた量に応じてフィートバック補正が行わ
れて対応する正弦波のピーク部が潰され、このピーク部
が補正された正弦波が次の歪補正回路Ａ６に出力され
る。

【００４８】その結果、このように補正された正弦波信
号に基づいて行われるパルス幅変調制御によって得られ
る交流出力電流は対応するピーク部が潰され、これによ
り、交流出力電流のピーク電流値が制限されたことにな
る。なお、過電流が流れたときにピーク電流値を制限す
るだけで、電流供給を遮断してしまうことはせず、従っ
て一時的に出力のピーク電流値が大きくなる負荷にも何
等支障なく通電状態を継続させることができる。

【００４９】図５において、１１１は矩形波発振器であ
り、この矩形波発振器１１１で発振される矩形波の周波
数はＬＰＦ１０から出力される正弦波の周波数よりも格
段に大きい値に設定される。矩形波発振器１１１の出力
側は積分回路１１２に接続され、積分回路１１２は矩形
波を積分して三角波信号に変換する。

【００５０】ＬＰＦ１０から出力され、差動増幅回路Ａ
７および歪補正回路Ａ６で補正された正弦波信号と積分
回路１１２から出力される三角波信号とは重畳されてイ
ンバータバッファ１１０（パルス幅変調回路）に供給さ
れる。インバータバッファ１１０は所定のしきい値（ス
レッシュホールドレベル）を有し、このしきい値を超え
たレベルの信号が入力したときは「Ｌ」レベルの信号を
出力し、一方しきい値以下のレベルの信号が入力したと
きは「Ｈ」レベルの信号を出力し、いわゆるパルス幅変
調（ＰＷＭ）信号を形成するものであり、例えばゲート
端子への入力信号に対し固定されたしきい値を有するＣ
−ＭＯＳゲートＩＣで構成する。

【００５１】インバータバッファ１１０の出力側は、イ
ンバータ１１３を経てＮＡＮＤ回路１１４の一方の入力
端に入力するとともにそのまま直接ＮＡＮＤ回路１１５
の一方の入力端にも入力する。ＮＡＮＤ回路１１４の他
方の入力端とＮＡＮＤ回路１１５の他方の入力端には運
・停制御器１７のＮＯＲ回路１７２の出力端Ｊが接続さ
れる。

【００５２】ＮＡＮＤ回路１１４の出力端はトランジス
タＱ９，Ｑ１０から成る第１のプッシュプル増幅器に接
続される。第１のプッシュプル増幅器のトランジスタＱ
９のコレクタは定電圧供給装置Ａ１の正極出力端子Ｅ
に、トランジスタＱ１０のコレクタは定電圧供給装置Ａ
１の負極出力端子Ｆに接続される。

【００５３】上記第１のプッシュプル増幅器の出力端
（トランジスタＱ９，Ｑ１０のエミッタどうしの接続
点）はダイオードＤ７のアノードとダイオードＤ８のカ
ソードとの接続点に接続される。ダイオードＤ７のカソ
ードは定電圧供給装置Ａ１の正極出力端子Ｅに、ダイオ
ードＤ８のアノードは定電圧供給装置Ａ１の負極出力端
子Ｆに接続される。ダイオードＤ７，Ｄ８は後述のパル
ストランスで発生するサージを吸収するためのものであ
る。

【００５４】ダイオードＤ７のアノードとダイオードＤ
８のカソードとの接続点は、低周波成分カット用のコン
デンサＣ６を介してパルストランスＡ，Ｃの一次側コイ
ルＬ３，Ｌ４の各一端に接続される。これら一次側コイ
ルＬ３，Ｌ４の各他端は定電圧供給装置Ａ１の負極出力
端子Ｆに接続される。コンデンサＣ６は、周波数の高い
ＰＷＭ搬送周波数信号のみを通し、低周波成分は通さな
いような定数値に設定される。

【００５５】またＮＡＮＤ回路１１５の出力端は上記同
様、トランジスタＱ１１，Ｑ１２から成る第２のプッシ
ュプル増幅器に接続され、第２のプッシュプル増幅器の
出力端はダイオードＤ９のアノードとダイオードＤ１０
のカソードとの接続点に接続される。この接続点は、上
述のコンデンサＣ６と同様にＰＷＭ搬送周波数信号のみ
を通し、低周波成分は通さないような定数値に設定され
たコンデンサＣ７を介してパルストランスＢ，Ｄの一次
側コイルＬ５，Ｌ６の各一端に接続される。

【００５６】次に、図４を参照して、インバータ回路３
ａのＦＥＴＱ５〜Ｑ８の各ゲート端子に接続される駆動
信号回路について説明する。パルストランスＡの二次側
の一端は、抵抗Ｒ５、復調用のコンデンサＣ８、抵抗Ｒ
６とダイオードＤ１３との並列回路を経てＦＥＴＱ５の
ゲート端子に接続され、一方パルストランスＡの二次側
の他端はＦＥＴＱ５のソース端子に接続される。コンデ
ンサＣ８と、抵抗Ｒ６、ダイオードＤ１３から成る並列
回路との接続点は、ツェナーダイオードＤ５，Ｄ６の直
列回路を介してパルストランスＡの二次側の前記他端に
接続される。ダイオードＤ１３はアノードがＦＥＴＱ５
のゲート端子側になるように、またツェナーダイオード
Ｄ５，Ｄ６は互いにアノードどうしが向き合うように接
続される。

【００５７】各パルストランスＢ，Ｃ，Ｄの二次側と、
対応する各ＦＥＴＱ６〜Ｑ８のゲート端子との間にも、
パルストランスＡの二次側とＦＥＴＱ５のゲート端子と
の間に設けられた回路と全く同様な回路が設けられる。

【００５８】図５において、インバータ１１６とアンド
回路１１７はＰＷＭ信号のゲート回路を構成し、Ｄフリ
ップフロップ２１からの信号Ｑバーが「Ｌ」となること
によりゲート開となる。従って、ＰＷＭ信号は信号Ｑバ
ーの立下り時点すなわち交流出力電圧の正勾配のゼロク
ロス点から出力されることになる。

【００５９】図７は、交流出力電圧信号の矩形波変換器
１４の一例を示す回路図であり、この回路はオペアンプ
を使用した正帰還増幅回路である。出力ラインにあらわ
れる交流出力電圧の位相に応じた位相の正弦波信号ａは
電圧波形検出器４から出力され、オペアンプ１２を介し
て矩形波変換器１４に入力され、矩形波変換器１４で正
帰還増幅され、急峻な立上り、立下り特性を持つ矩形波
信号ｂとなる。

【００６０】図８は、交流出力電流信号の矩形波変換器
１５の一例を示す回路図であり、この回路はオペアンプ
を使用した高増幅度回路である。矩形波増幅器１５に
は、負荷電流の位相に応じた位相の正弦波信号が電流波
形検出器５から入力され、急峻な立上り、立下り特性を
持つ矩形波信号ｂ′となって出力される。

【００６１】図９は、位相差検出器１６の一例を示す回
路図である。この位相差検出器１６の動作を図１０を用
いて説明する。矩形波変換器１４から出力され、交流出
力の電圧位相を示す矩形波信号ｇ（図１０（ａ））およ
び矩形波変換器１５から出力され、交流出力の電流位相
を示す矩形波信号ｈ（図１０（ｂ））は入力端子１６Ｔ
１及び１６Ｔ２を介してナンド回路１６１に入力され、
ナンド信号ｉ（図１０（ｃ））となる。信号ｉと信号ｇ
はナンド回路１６２に入力され、信号ｉと信号ｈはナン
ド回路１６３に入力され、それぞれナンド信号ｇ′（図
１０（ｄ））、ｈ′（図１０（ｅ))となる。信号ｇ′と
ｈ′とはナンド回路１６４に入力されナンド信号ｉ′
（図１０（ｆ））となる。図１０（ａ），（ｂ）および
（ｆ）から分かるように、ナンド信号ｉ′は交流出力の
電圧と電流の位相差に応じたパルス幅のパルスであり、
進み位相の矩形波信号ｇの前端および後端が立上り部分
となるパルスである。

【００６２】インバータ１６５，１６８とナンド回路１
６６，１６７とコンデンサ１６Ｃと抵抗１６Ｒ１，１６
Ｒ２とは、交流出力の電圧と電流の位相差に応じた電圧
を発生するための位相差／電圧変換部を構成する。信号
ｊ（図１０（ｇ））は、正弦波化回路８から出力される
パルスを入力端子１６Ｔ３を介して入力し、インバータ
１６５で反転して得られた信号であり、すなわちＶＣＯ
６から出力される発振信号の位相を示す信号であり、こ
の信号ｊの周波数は出力目標波形信号の倍周期となって
おり、すなわち交流出力波形のうちの半サイクルについ
て、この半サイクルを前半、後半に分けることによって
位相差信号ｉが遅れ位相か進み位相かを判別する基準信
号となっている。また信号ｊは信号ｉ′のゲート区間を
定めるものである。図９においては、信号ｊが「Ｈ」の
区間、信号ｉ′がナンド回路１６６から出力される。信
号ｊが「Ｌ」の区間においてはナンド回路１６７から信
号ｉ′が出力されることとなるが、信号ｊの「Ｌ」の区
間においては信号ｉ′は「Ｌ」であるので、ナンド回路
１６７の出力信号つまりインバータ１６８の出力信号ｌ
には変化は生じない。すなわち図１０（ｈ），（ｉ）に
示すように、信号ｋが信号ｉ′が「Ｈ」となる度に
「Ｌ」となるのに対して、信号ｌは「Ｌ」を維持する。
ここで、「Ｈ」レベル、「Ｌ」レベルとは例えば８Ｖ、
−８Ｖであり、信号ｋが「Ｈ」、信号ｌが「Ｌ」の場合
には、８Ｖと−８Ｖが打ち消しあって、信号ｍ（図１０
（ｊ））は０Ｖとなる。次に、信号ｋが「Ｌ」となる
と、信号ｋもｌも「Ｌ」となるので、−８Ｖに向かって
放電され、次に信号ｋが「Ｈ」となると０Ｖに向かって
充電され、結局、図１０（ｊ）に示すように、０Ｖと−
８Ｖとの間で平均電圧のレベルが変化する。なお、上記
のタイムチャートは交流電力の電流が電圧よりも遅相で
ある場合についての例であるが、電流が電圧よりも進相
の場合には、図１０（ｋ）に示すように、０Ｖと＋８Ｖ
との間で平均電圧のレベルが変化することになり、信号
ｊが出力目標波形の倍周期になっていることを合わせる
と、全体として位相差に応じた−４Ｖ〜＋４Ｖの間の電
圧を発生することになる。上記位相差に応じた電圧は出
力端子１６Ｔ４からＶＣＯ６へ出力される。

【００６３】図１１は、ＶＣＯ６の一例を示す回路図で
あり、可変容量ダイオードにより発振周波数を制御する
ものである。すなわち、可変容量ダイオードに印加され
る逆バイアス電圧が増加すると、その接合容量が減少す
ることを利用するものであり、例えば、逆バイアス電圧
の増加により周波数を高めることができ、交流出力の電
圧が電流より進相の場合は周波数を高め、遅相の場合は
周波数を低めることができる。ＶＣＯ６には上記位相差
検出器１６から位相差に応じた電圧が入力端子６Ｔ１を
介して入力され、ＶＣＯ６はその電圧に応じた周波数の
発振信号を出力端子６Ｔ２から出力する。なお、ＶＣＯ
６に水晶振動子を用いた場合は周波数は安定するが、組
合せ容量値により±0.01％程度の変化は可能である。

【００６４】図１２は、分周器７の一例を示す回路図で
あり、例えばカウンタ４０４０，４０１７等から構成さ
れる。分周器７の入力端子７Ｔ１にはＶＣＯ６から発振
信号が入力され、この信号を分周した分周信号が出力端
子７Ｔ２から出力される。

【００６５】図１３は、正弦波化回路８の一例を示す回
路図であり、例えばマルチプレクサ４０５１等から構成
される。マルチプレクサ４０５１の端子Ｘは出力端子で
あり、端子Ａ，Ｂ，Ｃの状態に応じて入力端子Ｘ０〜Ｘ
７のいずれか一つと接続される。各入力端子Ｘ０〜Ｘ７
は各分圧抵抗の接続部と接続されている。各接続部に
は、その電気的位置に応じた電圧が生じており、これら
各レベルの電圧を順次、各入力端子Ｘ０〜Ｘ７を介して
出力端子Ｘから出力することにより、階段状の正弦波信
号を得ることができ、この正弦波信号はＬＰＦ１０へ端
子８Ｔ４を介して出力される。なお、図１３において、
８Ｔ１は分周器７からの分周信号の入力端子、８Ｔ２は
発振信号の位相を示すパルスを位相差検出器１６へ出力
する出力端子、８Ｔ３および８Ｔ５はリセット端子であ
る。端子８Ｔ３，８Ｔ５には信号Ｑバーが入力されるの
で、信号Ｑバーの立下り時すなわち交流出力電圧の正勾
配のゼロクロス点から正弦波信号が発生し、交流出力電
圧の位相と上記正弦波信号すなわち出力目標波形信号の
位相とが合致する。

【００６６】また、上述したように、位相差電圧により
ＶＣＯ６の発振周波数を自動制御でき、各発電機の交流
出力電圧と出力電流の位相を自動的に合致させるように
できるので、並列運転状態の各発電機（何台でもよい）
の出力位相を自動的に一致させることができる。

【００６７】なお、力率１においては交流出力の電圧と
電流の位相は一致してその位相差は無くなるが、力率が
１でない場合、すなわち負荷が誘導負荷あるいは容量負
荷の場合には、電圧と電流は一致しない。しかし、他の
インバータ式電源装置においても本実施例のインバータ
式電源装置と同様の電圧・電流間の位相差を生じるの
で、相互間電流が発生することはない。つまり、電圧・
電流間に位相差を生じた状態で安定に並列運転が行なわ
れる。このような低力率時には交流出力周波数が力率１
のときとずれるが、ずれは０．０１％以内であり、商用
電源の変動より少ない。

【００６８】本実施例のインバータ式電源装置の発電動
作を開始した後に既に発電動作を開始している他のイン
バータ式電源装置と並列接続すると、前述した如く互い
の出力電圧波形どうしの位相のずれに起因して発生する
出力ラインからの電流の流れ込みにより出力段のＬＰＦ
３ｂのコイルＬ１，Ｌ２に電圧が発生し、この流れ込み
量が大きく、すなわち位相のずれが大きくて直流電源を
構成する整流平滑回路２が過電圧状態となった場合に
は、図４の過電圧検出回路９の反転端子（−）の電圧が
負方向へ大きくなって出力端子Ｐが「Ｈ」レベルとな
る。これにより、図３の運・停制御器１７のＮＯＲ回路
１７２の出力端子Ｊが「Ｌ」レベルとなり、図５のＰＷ
Ｍ１１のＮＡＮＤ回路１１４，１１５の出力端子「Ｈ」
レベルとなる。したがってＰＷＭ１１の第１のプッシュ
プル回路及び第２のプッシュプル回路の出力レベルは、
インバータバッファ１１０から出力区されるＰＷＭ信号
の如何に拘らずインバータ３ａの動作が停止する。

【００６９】インバータ３ａの動作が停止すると、出力
端子Ｔ１，Ｔ１には並列接続された他のインバータ式電
源装置の出力電圧が印加され、出力ラインにあらわれる
この他のインバータ式電源装置の出力電圧波形を電圧波
形検出回路４が検出する。

【００７０】過電圧状態が解消された後、このようにし
て検出された他のインバータ式電源装置の電圧波形が零
ボルトとなる点で、前述したＤフリップフロップ２１の
働きにより、本実施例のインバータ回路３ａが作動し
て、並列接続された他のインバータ式電源装置と同期し
て運転を開始する。

【００７１】このようにして出力電流波形を検出し、並
列運転時に並列接続された各インバータ式電源装置の出
力電圧の位相差が小さくて内部電圧があまり上昇せず、
前記過電圧検出回路が作動しない場合には、電圧波形検
出器４により検出した出力電圧の電圧波形と電流波形と
の位相差を、前述した方法で零とすることにより、並列
運転動作の安定を確保する。

【００７２】

【発明の効果】本発明のインバータ式電源装置は、以上
の如く構成したので、他の電源装置と並列接続しても並
列運転状態の各発電機の出力位相を自動的に一致させる
ことができ、並列運転を行なうにあたって特別のアダプ
タ等を使用したり操作上の特別な工夫を必要とせず、ま
た並列運転動作開始時にインバータの駆動信号の乱れが
生じないという大きな効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるインバータ式電源装置の一実施例
を示す回路図である。

【図２】図１の実施例の動作を説明するためのタイムチ
ャートである。

【図３】図１の実施例の構成の一部を詳細に示す回路図
である。

【図４】図１の実施例の構成の一部を詳細に示す回路図
である。

【図５】図１の実施例の構成の一部を詳細に示す回路図
である。

【図６】図１の実施例の構成の一部を詳細に示す回路図
である。

【図７】矩形波変換器の一例を示す回路図である。

【図８】矩形波変換器の一例を示す回路図である。

【図９】位相差検出器の一例を示す回路図である。

【図１０】図６の回路動作を説明するためのタイムチャ
ートである。

【図１１】ＶＣＯの一例を示す回路図である。

【図１２】分周器の一例を示す回路図である。

【図１３】正弦波化回路の一例を示す回路図である。

【符号の説明】

１ 交流発電機 ２ 整流平滑回路 ３ インバータ及びＬＰＦ ４ 電圧波形検出器 ５ 電流波形検出器 ６ ＶＣＯ ７ 分周器 ８ 正弦波化回路 ９ 過電圧検出回路 １０ ＬＰＦ １１ ＰＷＭ １２ オペアンプ １３，２４ 抵抗 １４，１５ 矩形波変換器 １６ 位相差検出器 １７ 運・停制御器 １８，２０，２３ インバータ １９ ナンド回路 ２１ Ｄフリップフロップ ２２ カウンタ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源回路と、該直流電源回路の出力
   を所定周波数の交流出力に変換するインバータとを備え
   たインバータ式電源装置において、前記交流出力の出力
   ラインにあらわれる電圧波形を検出する電圧波形検出手
   段と、前記直流電源回路の過電圧状態を検出する過電圧
   検出手段と、該過電圧検出手段が前記直流電源回路の過
   電圧状態を検出している間前記インバータの動作を停止
   させる停止手段と、前記インバータのスイッチング動作
   の基準となる前記所定周波数の出力目標波形信号を発生
   し、該インバータの動作開始時には前記電圧波形検出手
   段により検出された前記出力ラインにあらわれる電圧波
   形が略零ボルトとなるゼロクロス点のタイミングに合わ
   せて前記出力目標波形信号の前記インバータへの供給を
   開始する基準信号発生手段とを設けたことを特徴とする
   インバータ式電源装置。
2. 【請求項２】 前記停止手段は、前記過電圧検出手段が
   前記直流電源回路の過電圧状態を検出している間前記イ
   ンバータの動作を停止させるとともに、前記基準信号発
   生手段による前記出力目標波形信号の前記インバータへ
   の供給をも停止させる請求項１記載のインバータ式電源
   装置。
3. 【請求項３】 前記所定周波数の交流出力の電流波形を
   検出する電流波形検出手段と、該電流波形検出手段によ
   り検出された前記電流波形と前記電圧波形検出手段によ
   り検出された前記電圧波形との位相差を検出する位相差
   検出手段と、該位相差検出手段により検出された前記位
   相差を減少させるように前記出力目標波形信号の周波数
   を変化させる基準信号発生手段とを設けた請求項１又は
   ２記載のインバータ式電源装置。