JP2816387B2 - 電源装置 - Google Patents
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- H02M1/0085—Partially controlled bridges
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電源装置に関し、特に携
帯用の交流電源装置に関する。
帯用の交流電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、携帯用の交流電源装置には、出力
周波数を安定化させるためにインバータ装置を使用する
ことが多くなってきており、例えばエンジンで駆動され
る交流発電機によって商用周波数の交流電力を出力する
携帯用電源装置においては、エンジンを回転数の高い領
域にて運転させて発電機から高出力の交流電流を得、こ
の交流電流を一旦直流に変換した後、インバータ装置に
より商用周波数の交流に変換して出力するようにした装
置が、実開昭５９−１３２３９８号公報等によって知ら
れている。
周波数を安定化させるためにインバータ装置を使用する
ことが多くなってきており、例えばエンジンで駆動され
る交流発電機によって商用周波数の交流電力を出力する
携帯用電源装置においては、エンジンを回転数の高い領
域にて運転させて発電機から高出力の交流電流を得、こ
の交流電流を一旦直流に変換した後、インバータ装置に
より商用周波数の交流に変換して出力するようにした装
置が、実開昭５９−１３２３９８号公報等によって知ら
れている。
【０００３】ところで、このような交流電源装置におい
て、その使用用途によっては出力波形をできるだけ正弦
波に近似したものにしたいという要請があり、この要請
に応えるべく上記インバータ装置にパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）方式を採用した交流電源装置も検討され始めている
（特開昭６０−８２０９８号公報）。
て、その使用用途によっては出力波形をできるだけ正弦
波に近似したものにしたいという要請があり、この要請
に応えるべく上記インバータ装置にパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）方式を採用した交流電源装置も検討され始めている
（特開昭６０−８２０９８号公報）。
【０００４】ところで、以上のような携帯用エンジン発
電機においては、出力回路保護のために種々の工夫がな
されているが、発電機の出力特性や負荷の特性によって
は出力される負荷電流の大小がそのまま負荷状態を表わ
す指標となっていない場合があり、適切な保護システム
を構成していない一面があった。例えば、ただ単に負荷
電流が大きくなったときに出力を遮断するというような
構成では、電動機等のように始動時に一時的に大電流が
流れるような負荷装置が出力回路に接続された場合、負
荷装置の始動時に必要以上に出力遮断を施してしまう可
能性があり、出力回路の最適な保護システムとはなって
いなかった。
電機においては、出力回路保護のために種々の工夫がな
されているが、発電機の出力特性や負荷の特性によって
は出力される負荷電流の大小がそのまま負荷状態を表わ
す指標となっていない場合があり、適切な保護システム
を構成していない一面があった。例えば、ただ単に負荷
電流が大きくなったときに出力を遮断するというような
構成では、電動機等のように始動時に一時的に大電流が
流れるような負荷装置が出力回路に接続された場合、負
荷装置の始動時に必要以上に出力遮断を施してしまう可
能性があり、出力回路の最適な保護システムとはなって
いなかった。
【０００５】以上に鑑み、本願出願人は、インバータ制
御方式の発電機に対してではあるが、過電流状態を検出
したときには一定時間のみ出力を停止し、この一定時間
後に再び通電する、といった動作を繰返しながら電動機
等の始動が行なえるシステムを提案している（特開昭６
３−１１４５２７号公報）。
御方式の発電機に対してではあるが、過電流状態を検出
したときには一定時間のみ出力を停止し、この一定時間
後に再び通電する、といった動作を繰返しながら電動機
等の始動が行なえるシステムを提案している（特開昭６
３−１１４５２７号公報）。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記のよう
に負荷電流量があらかじめ設定した基準値を越えたとき
に保護回路を動作させるように構成することによってエ
ンジン発電機本体側、特にその出力スイッチング回路等
を保護することができるが、負荷の側から考えると、必
ずしも適切な保護とはなり得ない。
に負荷電流量があらかじめ設定した基準値を越えたとき
に保護回路を動作させるように構成することによってエ
ンジン発電機本体側、特にその出力スイッチング回路等
を保護することができるが、負荷の側から考えると、必
ずしも適切な保護とはなり得ない。
【０００７】例えば上述の電動機負荷のような始動時の
大負荷のために出力電圧が低下したり、発電機巻線の一
部がレアショートしたりして定格出力が出せない場合、
負荷を正常に動作させるに至るまでの過渡電流（負荷に
とっては、正常でない、過大電流）が負荷に流れ続けて
負荷を故障に至らしめる場合があり得る。
大負荷のために出力電圧が低下したり、発電機巻線の一
部がレアショートしたりして定格出力が出せない場合、
負荷を正常に動作させるに至るまでの過渡電流（負荷に
とっては、正常でない、過大電流）が負荷に流れ続けて
負荷を故障に至らしめる場合があり得る。
【０００８】本発明は上述の点に鑑みなされたものであ
り、電源装置自体のみならず、接続される負荷装置も適
切に保護する機能を備えた電源装置を提供することを目
的とする。
り、電源装置自体のみならず、接続される負荷装置も適
切に保護する機能を備えた電源装置を提供することを目
的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本発明は、交流発電機の出力巻線からの交流出力を整流
し、この整流出力を駆動信号に応じてスイッチング動作
するインバータ回路を介して任意の周波数を持った交流
電力に変換して出力する可搬型電源装置において、出力
電流を常時検出する負荷電流検出回路と、出力電圧を常
時検出する出力電圧検出回路と、前記負荷電流検出回路
の出力である負荷電流と、前記出力電圧検出回路の出力
とを入力し、前記負荷電流が所定電流値を越えたことを
検出した信号と、前記出力電圧が所定電圧値以下に低下
したことを検出した信号の、少なくともいずれか一方が
所定時間継続したときには前記インバータ回路からの出
力動作を停止させる保護回路とを有することを特徴とす
る。
本発明は、交流発電機の出力巻線からの交流出力を整流
し、この整流出力を駆動信号に応じてスイッチング動作
するインバータ回路を介して任意の周波数を持った交流
電力に変換して出力する可搬型電源装置において、出力
電流を常時検出する負荷電流検出回路と、出力電圧を常
時検出する出力電圧検出回路と、前記負荷電流検出回路
の出力である負荷電流と、前記出力電圧検出回路の出力
とを入力し、前記負荷電流が所定電流値を越えたことを
検出した信号と、前記出力電圧が所定電圧値以下に低下
したことを検出した信号の、少なくともいずれか一方が
所定時間継続したときには前記インバータ回路からの出
力動作を停止させる保護回路とを有することを特徴とす
る。
【００１０】
【００１１】
【００１２】
【作用】電源装置の出力電圧が所定電圧値以下の状態が
所定時間以上継続したときには、負荷電流が所定電流値
を越えていない場合であっても、出力が低減若しくは遮
断される。
所定時間以上継続したときには、負荷電流が所定電流値
を越えていない場合であっても、出力が低減若しくは遮
断される。
【００１３】
【実施例】以下、本発明の実施例を添付図面を参照して
説明する。
説明する。
【００１４】図１〜図６は、本発明に係るエンジン発電
機（電源装置）の全体構成図である。図１において、
１，２はそれぞれ交流発電機の固定子に独立して巻装さ
れた出力巻線であり、１は三相出力巻線、２は単相補助
巻線である。また回転子（図示せず）には多極の永久磁
石の磁極が形成されており、回転子はエンジン（図示せ
ず）によって回転駆動されるように構成されている。三
相出力巻線１の出力端は、３つのサイリスタと３つのダ
イオードとで構成されるブリッジ整流回路３に接続さ
れ、ブリッジ整流回路３の出力端は平滑回路４に接続さ
れる。
機（電源装置）の全体構成図である。図１において、
１，２はそれぞれ交流発電機の固定子に独立して巻装さ
れた出力巻線であり、１は三相出力巻線、２は単相補助
巻線である。また回転子（図示せず）には多極の永久磁
石の磁極が形成されており、回転子はエンジン（図示せ
ず）によって回転駆動されるように構成されている。三
相出力巻線１の出力端は、３つのサイリスタと３つのダ
イオードとで構成されるブリッジ整流回路３に接続さ
れ、ブリッジ整流回路３の出力端は平滑回路４に接続さ
れる。
【００１５】単相補助巻線２の出力端は、正極、負極出
力端子Ｅ，Ｆを有する定電圧供給装置５に接続される。
定電圧供給装置５は２組の整流回路、平滑回路、定電圧
回路５ａから成り、単相補助巻線２からの一の方向の電
流に対しては一方の組の各回路が働き、一の方向と反対
の方向の電流に対しては他方の組の各回路が働き、これ
によって出力端子Ｅ，Ｆに夫々正負の定電圧が出力され
る。
力端子Ｅ，Ｆを有する定電圧供給装置５に接続される。
定電圧供給装置５は２組の整流回路、平滑回路、定電圧
回路５ａから成り、単相補助巻線２からの一の方向の電
流に対しては一方の組の各回路が働き、一の方向と反対
の方向の電流に対しては他方の組の各回路が働き、これ
によって出力端子Ｅ，Ｆに夫々正負の定電圧が出力され
る。
【００１６】６はサイリスタ制御回路であり、電源入力
側の一端が定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続さ
れ、他端が平滑回路４の正極側端子とともに接地され
る。サイリスタ制御回路６の信号入力端はコンデンサＣ
１，抵抗Ｒ１〜Ｒ３の直列回路で構成され、信号入力端
のコンデンサＣ１側の一端は定電圧供給装置５の正極出
力端子Ｅに接続され、信号入力端の抵抗Ｒ３側の他端は
平滑回路４の負極側端子に接続される。抵抗Ｒ１と抵抗
Ｒ２との接続点はトランジスタＱ１のベースに、このト
ランジスタＱ１のコレクタはトランジスタＱ２のベース
に、このトランジスタＱ２のコレクタはブリッジ整流回
路３の各サイリスタのゲート入力回路に接続され、抵抗
Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点の電位に応じて上記ゲート入
力回路の入力信号を制御するように構成されている（サ
イリスタ制御回路６に関する詳細な説明は、本願出願人
による特願平１−２３０９０８号に開示されるので、こ
こでは省略する）。
側の一端が定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続さ
れ、他端が平滑回路４の正極側端子とともに接地され
る。サイリスタ制御回路６の信号入力端はコンデンサＣ
１，抵抗Ｒ１〜Ｒ３の直列回路で構成され、信号入力端
のコンデンサＣ１側の一端は定電圧供給装置５の正極出
力端子Ｅに接続され、信号入力端の抵抗Ｒ３側の他端は
平滑回路４の負極側端子に接続される。抵抗Ｒ１と抵抗
Ｒ２との接続点はトランジスタＱ１のベースに、このト
ランジスタＱ１のコレクタはトランジスタＱ２のベース
に、このトランジスタＱ２のコレクタはブリッジ整流回
路３の各サイリスタのゲート入力回路に接続され、抵抗
Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点の電位に応じて上記ゲート入
力回路の入力信号を制御するように構成されている（サ
イリスタ制御回路６に関する詳細な説明は、本願出願人
による特願平１−２３０９０８号に開示されるので、こ
こでは省略する）。
【００１７】コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点Ｋに
は過渡抑制回路７の出力側が接続される。過渡抑制回路
７によれば、定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅ側に設
けられた定電圧回路５ａの入力側（Ｇ）にツェナーダイ
オードＤ１のカソード側が接続され、ツェナーダイオー
ドＤ１のアノード側が抵抗を介して定電圧供給装置５の
負極出力端子Ｆに接続されるとともに、オペアンプから
成る反転比較器７０１の反転入力端子（−）に接続さ
れ、反転比較器７０１の非反転入力端子（＋）は抵抗を
介して接地される。反転比較器７０１の出力側はＮＯＲ
回路７０２の入力側の一方の端子に接続され、ＮＯＲ回
路７０２の入力側の他方の端子にはエンジン発電機の過
電流状態等の、保護が必要な状態になっていることを検
出するための保護装置８（図６）が接続され、保護が必
要な状態を検出した時に高レベル信号がＮＯＲ回路７０
２に供給される。また、反転比較器７０１の反転入力端
子（−）も保護装置８に接続されている（Ｓ）。
は過渡抑制回路７の出力側が接続される。過渡抑制回路
７によれば、定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅ側に設
けられた定電圧回路５ａの入力側（Ｇ）にツェナーダイ
オードＤ１のカソード側が接続され、ツェナーダイオー
ドＤ１のアノード側が抵抗を介して定電圧供給装置５の
負極出力端子Ｆに接続されるとともに、オペアンプから
成る反転比較器７０１の反転入力端子（−）に接続さ
れ、反転比較器７０１の非反転入力端子（＋）は抵抗を
介して接地される。反転比較器７０１の出力側はＮＯＲ
回路７０２の入力側の一方の端子に接続され、ＮＯＲ回
路７０２の入力側の他方の端子にはエンジン発電機の過
電流状態等の、保護が必要な状態になっていることを検
出するための保護装置８（図６）が接続され、保護が必
要な状態を検出した時に高レベル信号がＮＯＲ回路７０
２に供給される。また、反転比較器７０１の反転入力端
子（−）も保護装置８に接続されている（Ｓ）。
【００１８】ＮＯＲ回路７０２の出力側（Ｊ）はインバ
ータ７０３、抵抗を介してトランジスタＱ３のベースに
接続されるとともに、保護装置（図６）に接続されてい
る。トランジスタＱ３のエミッタは定電圧供給装置５の
負極出力端子Ｆに接続され、トランジスタＱ３のコレク
タは、抵抗Ｒ４を介して定電圧供給装置５の正極出力端
子Ｅに接続されるとともにコンデンサＣ２を介して定電
圧供給装置５の負極出力端子Ｆに接続される。コンデン
サＣ２の正極端子にはトランジスタＱ４のベースが接続
され、トランジスタＱ４のコレクタは定電圧供給装置５
の正極出力端子Ｅに接続され、トランジスタＱ４のエミ
ッタは、ダイオードＤ２のアノードに接続されるととも
もにサイリスタ制御回路６のコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１
との接続点Ｋに接続される。ダイオードＤ２のカソード
はコンデンサＣ２の正極端子に接続される。
ータ７０３、抵抗を介してトランジスタＱ３のベースに
接続されるとともに、保護装置（図６）に接続されてい
る。トランジスタＱ３のエミッタは定電圧供給装置５の
負極出力端子Ｆに接続され、トランジスタＱ３のコレク
タは、抵抗Ｒ４を介して定電圧供給装置５の正極出力端
子Ｅに接続されるとともにコンデンサＣ２を介して定電
圧供給装置５の負極出力端子Ｆに接続される。コンデン
サＣ２の正極端子にはトランジスタＱ４のベースが接続
され、トランジスタＱ４のコレクタは定電圧供給装置５
の正極出力端子Ｅに接続され、トランジスタＱ４のエミ
ッタは、ダイオードＤ２のアノードに接続されるととも
もにサイリスタ制御回路６のコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１
との接続点Ｋに接続される。ダイオードＤ２のカソード
はコンデンサＣ２の正極端子に接続される。
【００１９】平滑回路４の出力側は図２のブリッジ型イ
ンバータ回路９に接続される。ブリッジ型インバータ回
路９は４つのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）Ｑ５〜Ｑ
８から成るブリッジ回路で構成され、ＦＥＴＱ５，Ｑ６
のドレインと接地されている共通ラインとの間には負荷
電流を検出するための電流検出用抵抗Ｒ５，Ｒ６が接続
されている。ＦＥＴＱ５〜Ｑ８の各ゲート端子に接続さ
れる駆動信号用回路に関しては後述する。
ンバータ回路９に接続される。ブリッジ型インバータ回
路９は４つのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）Ｑ５〜Ｑ
８から成るブリッジ回路で構成され、ＦＥＴＱ５，Ｑ６
のドレインと接地されている共通ラインとの間には負荷
電流を検出するための電流検出用抵抗Ｒ５，Ｒ６が接続
されている。ＦＥＴＱ５〜Ｑ８の各ゲート端子に接続さ
れる駆動信号用回路に関しては後述する。
【００２０】ブリッジ型インバータ回路９の出力側は出
力ライン１０ａ，１０ｂとローパスフィルタから成る出
力回路１０とを介して負荷（図示せず）が接続される出
力端子１１，１２に接続される。出力回路１０は、負荷
に対し直列接続されるコイルＬ１，Ｌ２と負荷に対し並
列接続されるコンデンサＣ３とで構成されるローパスフ
ィルタから成る。
力ライン１０ａ，１０ｂとローパスフィルタから成る出
力回路１０とを介して負荷（図示せず）が接続される出
力端子１１，１２に接続される。出力回路１０は、負荷
に対し直列接続されるコイルＬ１，Ｌ２と負荷に対し並
列接続されるコンデンサＣ３とで構成されるローパスフ
ィルタから成る。
【００２１】出力ライン１０ａ，１０ｂは、分割抵抗や
差動アンプから成る図４の検出回路１３に接続される。
検出回路１３は、出力ライン１０ａ，１０ｂに現れる出
力電圧どうしを直接比較することによって出力の波形歪
みあるいはオフセット成分を検出し、検出信号を出力す
るものである。検出回路１３の出力（Ｕ）は差動増幅器
１７の非反転入力端子（＋）に接続されるとともに、保
護装置８に接続されている。
差動アンプから成る図４の検出回路１３に接続される。
検出回路１３は、出力ライン１０ａ，１０ｂに現れる出
力電圧どうしを直接比較することによって出力の波形歪
みあるいはオフセット成分を検出し、検出信号を出力す
るものである。検出回路１３の出力（Ｕ）は差動増幅器
１７の非反転入力端子（＋）に接続されるとともに、保
護装置８に接続されている。
【００２２】１４は商用周波数、例えば５０Hzまたは６
０Hzの正弦波を発生する正弦波発振器（正弦波形成回
路）である。この正弦波発振器１４の出力側は差動増幅
器１５の反転入力端子（−）に接続される。差動増幅器
１５のオペアンプの非反転入力端子（＋）には、差動増
幅器１５と共に補正回路を構成するピーク検出回路１６
（図３）の出力側が接続される。ピーク検出回路１６は
高速タイプのオペアンプ４段にて構成され、各オペアン
プでのゲインを１０倍程度にして高スルーレートを得る
ようにするとともにそれらを差動増幅器１５を含めて計
５段重ねることによって高ゲインを確保するようにして
いる。
０Hzの正弦波を発生する正弦波発振器（正弦波形成回
路）である。この正弦波発振器１４の出力側は差動増幅
器１５の反転入力端子（−）に接続される。差動増幅器
１５のオペアンプの非反転入力端子（＋）には、差動増
幅器１５と共に補正回路を構成するピーク検出回路１６
（図３）の出力側が接続される。ピーク検出回路１６は
高速タイプのオペアンプ４段にて構成され、各オペアン
プでのゲインを１０倍程度にして高スルーレートを得る
ようにするとともにそれらを差動増幅器１５を含めて計
５段重ねることによって高ゲインを確保するようにして
いる。
【００２３】図３のピーク検出回路１６は次のように構
成される。電流検出用抵抗Ｒ５，Ｒ６とＦＥＴＱ５，Ｑ
６との接続点Ｍ，Ｎは２段増幅器１６１の入力側１６１
１の非反転入力端子（＋）、反転入力端子（−）に接続
され、増幅器１６１１の出力側は２段増幅器１６１の出
力側増幅器１６１２に出力ライン１６１ａを介して接続
される。そして、増幅器１６１２の出力側はオフセット
増幅器１６２及びオフセット増幅器１６３の各非反転入
力端子（＋）に接続される。
成される。電流検出用抵抗Ｒ５，Ｒ６とＦＥＴＱ５，Ｑ
６との接続点Ｍ，Ｎは２段増幅器１６１の入力側１６１
１の非反転入力端子（＋）、反転入力端子（−）に接続
され、増幅器１６１１の出力側は２段増幅器１６１の出
力側増幅器１６１２に出力ライン１６１ａを介して接続
される。そして、増幅器１６１２の出力側はオフセット
増幅器１６２及びオフセット増幅器１６３の各非反転入
力端子（＋）に接続される。
【００２４】１６４は上下限値設定回路であり、４つの
直列抵抗Ｒ７〜Ｒ１０から成り、一端が定電圧供給回路
５の正極出力端子Ｅに接続され、他端が定電圧供給回路
５の負極出力端子Ｆに接続されるとともに、抵抗Ｒ８と
Ｒ９との接続点が接地される。この上下限値設定回路１
６４により得られた所定の上限電圧値がオフセット増幅
器１６２のオペアンプの反転入力端子（−）に供給さ
れ、また所定の下限電圧値がオフセット増幅器１６３の
オペアンプの反転入力端子（−）に供給される。
直列抵抗Ｒ７〜Ｒ１０から成り、一端が定電圧供給回路
５の正極出力端子Ｅに接続され、他端が定電圧供給回路
５の負極出力端子Ｆに接続されるとともに、抵抗Ｒ８と
Ｒ９との接続点が接地される。この上下限値設定回路１
６４により得られた所定の上限電圧値がオフセット増幅
器１６２のオペアンプの反転入力端子（−）に供給さ
れ、また所定の下限電圧値がオフセット増幅器１６３の
オペアンプの反転入力端子（−）に供給される。
【００２５】オフセット増幅器１６２の出力側はダイオ
ードＤ３のアノードに接続され、オフセット増幅器１６
３の出力側はダイオードＤ４のカソードに接続される。
ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のアノード
とは非反転増幅器１６５のオペアンプの非反転入力端子
（＋）に接続されるとともに、抵抗を介して接地され
る。非反転増幅器１６５の出力側（Ｌ）は図４の差動増
幅器１５のオペアンプの非反転入力端子（＋）に接続さ
れるとともに抵抗を介して接地される。また、２段増幅
器１６１の出力（Ｔ）は、図６の保護回路８に接続され
ている。
ードＤ３のアノードに接続され、オフセット増幅器１６
３の出力側はダイオードＤ４のカソードに接続される。
ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のアノード
とは非反転増幅器１６５のオペアンプの非反転入力端子
（＋）に接続されるとともに、抵抗を介して接地され
る。非反転増幅器１６５の出力側（Ｌ）は図４の差動増
幅器１５のオペアンプの非反転入力端子（＋）に接続さ
れるとともに抵抗を介して接地される。また、２段増幅
器１６１の出力（Ｔ）は、図６の保護回路８に接続され
ている。
【００２６】差動増幅器１５は、後に詳述するように、
出力ライン１０ａ，１０ｂの出力電流（負荷電流）に応
じたフィードバック信号によって、正弦波発振器１４か
ら出力される正弦波基準信号を補正するものである。
出力ライン１０ａ，１０ｂの出力電流（負荷電流）に応
じたフィードバック信号によって、正弦波発振器１４か
ら出力される正弦波基準信号を補正するものである。
【００２７】差動増幅器１５の出力側は差動増幅器１７
のオペアンプの反転入力端子（−）に接続され、差動増
幅器１７のオペアンプの非反転入力端子（＋）には検出
回路１３の出力側が接続される。差動増幅器１７は、正
弦波発振器１４から出力される正弦波基準信号レベルを
検出回路１３から出力される検出信号で補正し、補正さ
れた正弦波信号を出力するものである。
のオペアンプの反転入力端子（−）に接続され、差動増
幅器１７のオペアンプの非反転入力端子（＋）には検出
回路１３の出力側が接続される。差動増幅器１７は、正
弦波発振器１４から出力される正弦波基準信号レベルを
検出回路１３から出力される検出信号で補正し、補正さ
れた正弦波信号を出力するものである。
【００２８】１８は矩形波発振器であり、この矩形波発
振器１８で発振出力される矩形波信号の周波数は正弦波
発振器１４から出力される正弦波基準信号の周波数より
も格段に高い値に設定される。矩形波発振器１８の出力
側は積分回路１９に接続され、積分回路１９は上記矩形
波信号を積分して三角波信号に変換する。
振器１８で発振出力される矩形波信号の周波数は正弦波
発振器１４から出力される正弦波基準信号の周波数より
も格段に高い値に設定される。矩形波発振器１８の出力
側は積分回路１９に接続され、積分回路１９は上記矩形
波信号を積分して三角波信号に変換する。
【００２９】差動増幅器１７から出力される補正された
正弦波信号と積分回路１９から出力される三角波信号と
は重畳されてインバータバッファ（パルス幅変調回路）
２０に供給される。インバータバッファ２０は所定のし
きい値（スレッシュホールドレベル）を有し、このしき
い値を越えたレベルの信号が入力したときは低レベルの
信号を出力し、一方しきい値以下のレベルの信号が入力
したときは高レベルの信号を出力し、いわゆるパルス幅
変調（ＰＷＭ）信号を形成するものであり、例えばゲー
ト端子への入力信号に対し固定されたしきい値を有する
ＣＭＯＳゲートＩＣで構成される。
正弦波信号と積分回路１９から出力される三角波信号と
は重畳されてインバータバッファ（パルス幅変調回路）
２０に供給される。インバータバッファ２０は所定のし
きい値（スレッシュホールドレベル）を有し、このしき
い値を越えたレベルの信号が入力したときは低レベルの
信号を出力し、一方しきい値以下のレベルの信号が入力
したときは高レベルの信号を出力し、いわゆるパルス幅
変調（ＰＷＭ）信号を形成するものであり、例えばゲー
ト端子への入力信号に対し固定されたしきい値を有する
ＣＭＯＳゲートＩＣで構成される。
【００３０】インバータバッファ２０の出力側（Ｐ）
は、図５のインバータ２１を経てＮＡＮＤ回路２２の一
方の入力端に入力するとともにそのまま直接ＮＡＮＤ回
路２３の一方の入力端にも入力する。ＮＡＮＤ回路２２
の他方の入力端とＮＡＮＤ回路２３の他方の入力端には
保護回路８（図６）の出力端Ｑが接続される。
は、図５のインバータ２１を経てＮＡＮＤ回路２２の一
方の入力端に入力するとともにそのまま直接ＮＡＮＤ回
路２３の一方の入力端にも入力する。ＮＡＮＤ回路２２
の他方の入力端とＮＡＮＤ回路２３の他方の入力端には
保護回路８（図６）の出力端Ｑが接続される。
【００３１】図５のＮＡＮＤ回路２２、２３の各出力側
はＦＥＴゲート駆動信号用回路２４、２５に夫々接続さ
れる。ＦＥＴゲート駆動信号用回路２４はプッシュプル
増幅器、サージ吸収用ダイオード、低周波成分カット用
のコンデンサＣ４、パルストランスＡ，Ｃの一次側コイ
ルから構成され、同様にＦＥＴゲート駆動信号用回路２
５はプッシュプル増幅器、サージ吸収用ダイオード、低
周波成分カット用のコンデンサＣ５、パルストランス
Ｂ，Ｄの一次側コイルから構成される。
はＦＥＴゲート駆動信号用回路２４、２５に夫々接続さ
れる。ＦＥＴゲート駆動信号用回路２４はプッシュプル
増幅器、サージ吸収用ダイオード、低周波成分カット用
のコンデンサＣ４、パルストランスＡ，Ｃの一次側コイ
ルから構成され、同様にＦＥＴゲート駆動信号用回路２
５はプッシュプル増幅器、サージ吸収用ダイオード、低
周波成分カット用のコンデンサＣ５、パルストランス
Ｂ，Ｄの一次側コイルから構成される。
【００３２】パルストランスＡの二次側コイル（図２の
ブリッジ型インバータ回路９内に表示）は減衰抵抗、復
調用のコンデンサＣ６、双方向電圧規制ダイオードＤ
５，Ｄ６を介してＦＥＴＱ５のゲートに接続される。パ
ルストランスＢ，Ｃ，Ｄの各二次側コイルも、パルスト
ランスＡの二次側回路と全く同様な回路を介してＦＥＴ
Ｑ６，Ａ７，Ｑ８の各ゲートに夫々接続される（ＦＥＴ
ゲート駆動信号用回路２４、２５及び各パルストラン
ス、減衰抵抗、復調用コンデンサ、双方向電圧規制ダイ
オード等によりスイッチング制御回路が構成される）。
ブリッジ型インバータ回路９内に表示）は減衰抵抗、復
調用のコンデンサＣ６、双方向電圧規制ダイオードＤ
５，Ｄ６を介してＦＥＴＱ５のゲートに接続される。パ
ルストランスＢ，Ｃ，Ｄの各二次側コイルも、パルスト
ランスＡの二次側回路と全く同様な回路を介してＦＥＴ
Ｑ６，Ａ７，Ｑ８の各ゲートに夫々接続される（ＦＥＴ
ゲート駆動信号用回路２４、２５及び各パルストラン
ス、減衰抵抗、復調用コンデンサ、双方向電圧規制ダイ
オード等によりスイッチング制御回路が構成される）。
【００３３】図６の保護装置８は、第１及び第２の整流
平滑回路８０１，８０２と、第１及び第２の比較回路８
０３，８０４と、インバータ８０５と、ＯＲ回路８０６
と、第１及び第２のＡＮＤ回路８０７，８０８と、積分
回路８０９とから構成される。
平滑回路８０１，８０２と、第１及び第２の比較回路８
０３，８０４と、インバータ８０５と、ＯＲ回路８０６
と、第１及び第２のＡＮＤ回路８０７，８０８と、積分
回路８０９とから構成される。
【００３４】第１の整流平滑回路８０１の入力端は、図
４の検出回路１３の出力端（Ｕ）に接続されており、電
源装置の出力電圧に対応した振幅の信号が供給される。
第１の整流平滑回路８０１の出力端は、抵抗を介して比
較器８０３１の反転入力端子（−）に接続され、比較器
８０３１の非反転入力端子（＋）には、一端が定電圧供
給装置５の正極出力端子Ｅに接続された抵抗Ｒ２１と一
端が接地された抵抗Ｒ２２とが接続されている。第１の
比較回路８０３の出力端は、ＯＲ回路８０６の第１の入
力端に接続されている。第２の整流平滑回路８０２の入
力端は、図３の２段増幅器１６１の出力端（Ｔ）に接続
されており、電源装置の出力電流に対応した振幅の信号
が供給される。第２の整流平滑回路８０２の出力端は、
比較器８０４１の非反転入力端子（＋）に接続され、比
較器８０４１の反転入力端子（−）には、一端が定電圧
供給装置５の正極出力端子Ｅに接続された抵抗Ｒ２３と
一端が接地された抵抗Ｒ２４及びコンデンサとが接続さ
れている。第２の比較回路８０４の出力端は、ＯＲ回路
８０６の第２の入力端に接続されている。
４の検出回路１３の出力端（Ｕ）に接続されており、電
源装置の出力電圧に対応した振幅の信号が供給される。
第１の整流平滑回路８０１の出力端は、抵抗を介して比
較器８０３１の反転入力端子（−）に接続され、比較器
８０３１の非反転入力端子（＋）には、一端が定電圧供
給装置５の正極出力端子Ｅに接続された抵抗Ｒ２１と一
端が接地された抵抗Ｒ２２とが接続されている。第１の
比較回路８０３の出力端は、ＯＲ回路８０６の第１の入
力端に接続されている。第２の整流平滑回路８０２の入
力端は、図３の２段増幅器１６１の出力端（Ｔ）に接続
されており、電源装置の出力電流に対応した振幅の信号
が供給される。第２の整流平滑回路８０２の出力端は、
比較器８０４１の非反転入力端子（＋）に接続され、比
較器８０４１の反転入力端子（−）には、一端が定電圧
供給装置５の正極出力端子Ｅに接続された抵抗Ｒ２３と
一端が接地された抵抗Ｒ２４及びコンデンサとが接続さ
れている。第２の比較回路８０４の出力端は、ＯＲ回路
８０６の第２の入力端に接続されている。
【００３５】インバータ８０５の入力端及び第２のＡＮ
Ｄ回路８０８の一方の入力端は、図１のＮＯＲ回路７０
２の出力端（Ｊ）に接続され、第１のＡＮＤ回路８０７
の一方の入力端及び第２のＡＮＤ回路８０８の他方の入
力端は、図１の反転比較器７０１の反転入力端子（−）
に接続されている（Ｓ）。インバータ８０５の出力端
は、ＯＲ回路８０６の第３の入力端に接続され、ＯＲ回
路８０６の出力端は、第１のＡＮＤ回路８０７の他方の
入力端に接続されている。第１のＡＮＤ回路８０７の出
力端は、積分回路８０９を介して図１のＮＯＲ回路７０
２の入力端（Ｒ）に接続され、第２のＡＮＤ回路８０８
の出力端は、図５のＡＮＤ回路２２，２３の入力端
（Ｑ）に接続されている。
Ｄ回路８０８の一方の入力端は、図１のＮＯＲ回路７０
２の出力端（Ｊ）に接続され、第１のＡＮＤ回路８０７
の一方の入力端及び第２のＡＮＤ回路８０８の他方の入
力端は、図１の反転比較器７０１の反転入力端子（−）
に接続されている（Ｓ）。インバータ８０５の出力端
は、ＯＲ回路８０６の第３の入力端に接続され、ＯＲ回
路８０６の出力端は、第１のＡＮＤ回路８０７の他方の
入力端に接続されている。第１のＡＮＤ回路８０７の出
力端は、積分回路８０９を介して図１のＮＯＲ回路７０
２の入力端（Ｒ）に接続され、第２のＡＮＤ回路８０８
の出力端は、図５のＡＮＤ回路２２，２３の入力端
（Ｑ）に接続されている。
【００３６】次に、以上のように構成されたインバータ
装置を含むエンジン発電機の作動について説明する。
装置を含むエンジン発電機の作動について説明する。
【００３７】エンジンの駆動に伴い三相出力巻線１から
出力された三相交流電力はブリッジ整流回路３で整流さ
れ、続く平滑回路４で平滑されて直流電力に変換される
とともに、平滑回路４での直流電圧の変動が抵抗Ｒ２，
Ｒ３を介してサイリスタ制御回路６で検出され、その検
出信号に基いてブリッジ整流回路３の各サイリスタの導
通角を制御することにより平滑回路４の出力電圧が所定
の直流電圧に安定に維持されるようなフィードバック制
御が行われる。なおサイリスタ制御回路６には過渡抑制
回路７からの出力信号も入力されるが、この信号に基づ
くサイリスタ制御回路６及びブリッジ整流回路３の作動
については後述する。
出力された三相交流電力はブリッジ整流回路３で整流さ
れ、続く平滑回路４で平滑されて直流電力に変換される
とともに、平滑回路４での直流電圧の変動が抵抗Ｒ２，
Ｒ３を介してサイリスタ制御回路６で検出され、その検
出信号に基いてブリッジ整流回路３の各サイリスタの導
通角を制御することにより平滑回路４の出力電圧が所定
の直流電圧に安定に維持されるようなフィードバック制
御が行われる。なおサイリスタ制御回路６には過渡抑制
回路７からの出力信号も入力されるが、この信号に基づ
くサイリスタ制御回路６及びブリッジ整流回路３の作動
については後述する。
【００３８】インバータ回路９のＦＥＴＱ５，Ｑ７及び
ＦＥＴＱ６，Ｑ８のゲートには後述するパルス幅変調
（ＰＷＭ）信号が入力され、このＰＷＭ信号に応じてＦ
ＥＴＱ５，Ｑ７及びＦＥＴＱ６，Ｑ８を交互に導通させ
ることにより平滑回路４の直流出力をスイッチング制御
して出力回路１０へ出力させる。出力回路１０は高周波
成分をカットして商用周波数の交流電力を出力端子１
１，１２から負荷に供給する。
ＦＥＴＱ６，Ｑ８のゲートには後述するパルス幅変調
（ＰＷＭ）信号が入力され、このＰＷＭ信号に応じてＦ
ＥＴＱ５，Ｑ７及びＦＥＴＱ６，Ｑ８を交互に導通させ
ることにより平滑回路４の直流出力をスイッチング制御
して出力回路１０へ出力させる。出力回路１０は高周波
成分をカットして商用周波数の交流電力を出力端子１
１，１２から負荷に供給する。
【００３９】出力ライン１０ａに現れる出力電圧と出力
ライン１０ｂに現れる出力電圧とは、抵抗Ｒ１１，Ｒ１
２とコンデンサＣ７とから成るフィルタ回路でその高周
波成分が除去され、検出回路１３でその商用周波数成分
が増幅され、出力電圧の波形の歪みあるいはオフセット
成分等を含む出力電圧検出信号として差動増幅器１７及
び保護装置８に出力される。
ライン１０ｂに現れる出力電圧とは、抵抗Ｒ１１，Ｒ１
２とコンデンサＣ７とから成るフィルタ回路でその高周
波成分が除去され、検出回路１３でその商用周波数成分
が増幅され、出力電圧の波形の歪みあるいはオフセット
成分等を含む出力電圧検出信号として差動増幅器１７及
び保護装置８に出力される。
【００４０】正弦波発振器１４から出力された商用周波
数の正弦波基準信号は後に詳述する差動増幅器１５の作
動により交流出力電流に応じてピーク値補正を行われた
後、差動増幅器１７に入力される。
数の正弦波基準信号は後に詳述する差動増幅器１５の作
動により交流出力電流に応じてピーク値補正を行われた
後、差動増幅器１７に入力される。
【００４１】差動増幅器１７は、差動増幅器１５から出
力された補正正弦波信号と検出回路１３から出力された
出力電圧の波形の歪あるいは直流オフセット分等を含ん
だフィードバック信号とを比較し、このフィードバック
信号に依って補正正弦波信号のレベルを補正し、この再
度補正された正弦波信号を出力する。
力された補正正弦波信号と検出回路１３から出力された
出力電圧の波形の歪あるいは直流オフセット分等を含ん
だフィードバック信号とを比較し、このフィードバック
信号に依って補正正弦波信号のレベルを補正し、この再
度補正された正弦波信号を出力する。
【００４２】矩形波発振器１８から出力された矩形波信
号は積分回路１９で積分されて三角波信号に変換され
る。この三角波信号と差動増幅器１７からの補正正弦波
信号とが重畳されて重畳信号が形成され、インバータバ
ッファ２０に入力される。インバータバッファ２０で
は、重畳信号がしきい値を越えるときには低レベルの信
号を出力し、一方しきい値以下のときには高レベルの信
号を出力して、結果的に三角波信号を搬送波とし、補正
正弦波によりパルス幅変調されたＰＷＭ信号を出力する
こととなる。このＰＷＭ信号は、補正された正弦波信号
に基づき形成されるため、交流出力電流のピーク値補正
が行われることはもとより（これについては後述する）
前記出力電圧の歪み及びオフセット成分を減少させるこ
とが可能となるとともに、応答時間がコンパレータ（約
１μsec）に比べ格段に速いインバータバッファ（約５
０ｎsec）をＰＷＭ信号の形成に使用するため搬送波の
周波数をより高くすることが可能となり、これにより出
力波形をより正弦波に近似させた、より高品質の交流電
力を供給することを可能ならしめる。
号は積分回路１９で積分されて三角波信号に変換され
る。この三角波信号と差動増幅器１７からの補正正弦波
信号とが重畳されて重畳信号が形成され、インバータバ
ッファ２０に入力される。インバータバッファ２０で
は、重畳信号がしきい値を越えるときには低レベルの信
号を出力し、一方しきい値以下のときには高レベルの信
号を出力して、結果的に三角波信号を搬送波とし、補正
正弦波によりパルス幅変調されたＰＷＭ信号を出力する
こととなる。このＰＷＭ信号は、補正された正弦波信号
に基づき形成されるため、交流出力電流のピーク値補正
が行われることはもとより（これについては後述する）
前記出力電圧の歪み及びオフセット成分を減少させるこ
とが可能となるとともに、応答時間がコンパレータ（約
１μsec）に比べ格段に速いインバータバッファ（約５
０ｎsec）をＰＷＭ信号の形成に使用するため搬送波の
周波数をより高くすることが可能となり、これにより出
力波形をより正弦波に近似させた、より高品質の交流電
力を供給することを可能ならしめる。
【００４３】インバータバッファ２０から出力されたＰ
ＷＭ信号の一方はインバータ２１で反転されてＮＡＮＤ
回路２２へ、他方はそのままＮＡＮＤ回路２３へ入力さ
れる。ＮＡＮＤ回路２２，２３には保護装置８から、過
電流状態等の保護が必要な状態が検出された時またはエ
ンジン始動時等の低回転状態が検出された時に低レベル
信号が供給され、この時にはＮＡＮＤ回路２２，２３の
出力はＰＷＭ信号のいかんに拘らず高レベル信号とな
り、この状態が継続されるためＰＷＭ信号は伝送されな
い。一方、保護を必要とする状態が検出されず、かつエ
ンジン回転数も低回転でないときには保護装置８から高
レベル信号が供給され、この時にはＮＡＮＤ回路２２，
２３は夫々入力した反転または非反転ＰＷＭ信号に応じ
て夫々反転または非反転ＰＷＭ信号を反転した信号を出
力し、ＦＥＴゲート駆動信号用回路２４にはＰＷＭ信号
が、またＦＥＴゲート駆動信号用回路２５には反転した
ＰＷＭ信号が供給される。
ＷＭ信号の一方はインバータ２１で反転されてＮＡＮＤ
回路２２へ、他方はそのままＮＡＮＤ回路２３へ入力さ
れる。ＮＡＮＤ回路２２，２３には保護装置８から、過
電流状態等の保護が必要な状態が検出された時またはエ
ンジン始動時等の低回転状態が検出された時に低レベル
信号が供給され、この時にはＮＡＮＤ回路２２，２３の
出力はＰＷＭ信号のいかんに拘らず高レベル信号とな
り、この状態が継続されるためＰＷＭ信号は伝送されな
い。一方、保護を必要とする状態が検出されず、かつエ
ンジン回転数も低回転でないときには保護装置８から高
レベル信号が供給され、この時にはＮＡＮＤ回路２２，
２３は夫々入力した反転または非反転ＰＷＭ信号に応じ
て夫々反転または非反転ＰＷＭ信号を反転した信号を出
力し、ＦＥＴゲート駆動信号用回路２４にはＰＷＭ信号
が、またＦＥＴゲート駆動信号用回路２５には反転した
ＰＷＭ信号が供給される。
【００４４】ＦＥＴゲート駆動信号用回路２４では、Ｐ
ＷＭ信号は、プッシュプル増幅された後、コンデンサＣ
４で低周波成分、即ち商用周波数成分がカットされる。
コンデンサＣ４を通過する直前の信号は基準レベルに対
し振幅一定のＰＷＭ信号であるが、この信号の平均電圧
（積分値）は、正弦波発振器１４からの正弦波と同一の
周期で変化しており、従ってこのＰＷＭ信号はこの正弦
波と同一の周波数（商用周波数）成分を含んでいる。こ
のＰＷＭ信号がコンデンサＣ４を通過した後は商用周波
数成分とは逆相にパルス列全体が上下して平均電圧が常
時零であるパルス信号列に変換される。
ＷＭ信号は、プッシュプル増幅された後、コンデンサＣ
４で低周波成分、即ち商用周波数成分がカットされる。
コンデンサＣ４を通過する直前の信号は基準レベルに対
し振幅一定のＰＷＭ信号であるが、この信号の平均電圧
（積分値）は、正弦波発振器１４からの正弦波と同一の
周期で変化しており、従ってこのＰＷＭ信号はこの正弦
波と同一の周波数（商用周波数）成分を含んでいる。こ
のＰＷＭ信号がコンデンサＣ４を通過した後は商用周波
数成分とは逆相にパルス列全体が上下して平均電圧が常
時零であるパルス信号列に変換される。
【００４５】この平均電圧が常時零であるパルス信号列
がパルストランスＡ，Ｃの各一次コイルに供給されるの
で、パルストランスＡ，Ｃを構成するトランスコアに
は、商用周波数成分による磁気飽和の悪影響がほとんど
なくなり、従ってトランスＡ，Ｃは、ＰＷＭ搬送周波数
で磁気飽和しない程度の小型サイズのもので構成するこ
とが可能となる。
がパルストランスＡ，Ｃの各一次コイルに供給されるの
で、パルストランスＡ，Ｃを構成するトランスコアに
は、商用周波数成分による磁気飽和の悪影響がほとんど
なくなり、従ってトランスＡ，Ｃは、ＰＷＭ搬送周波数
で磁気飽和しない程度の小型サイズのもので構成するこ
とが可能となる。
【００４６】ＦＥＴゲート駆動信号用回路２５の作動も
上記ＦＥＴゲート駆動信号用回路２４の作動と全く同様
である。
上記ＦＥＴゲート駆動信号用回路２４の作動と全く同様
である。
【００４７】パルストランスＡの二次コイルから出力し
たパルス信号はツェナーダイオードＤ５，Ｄ６の各降伏
電圧と比較され、各降伏電圧を越えた分によりコンデン
サＣ６が充放電され、コンデンサＣ６の両端には各降伏
電圧を越えた分による平均電圧（これは商用周波数を有
する）が現れる。従って、ＦＥＴＱ５のゲート・ソース
間には、商用周波数を有するコンデンサＣ６の両端電圧
と、パルストランスＡの二次コイルから出力したパルス
信号とが重畳した信号、即ちコンデンサＣ４を通過前の
ＰＷＭ信号が復調される。ＦＥＴＱ５は、ＰＷＭ信号の
正パルスがゲートに入力されている間だけ導通する。
たパルス信号はツェナーダイオードＤ５，Ｄ６の各降伏
電圧と比較され、各降伏電圧を越えた分によりコンデン
サＣ６が充放電され、コンデンサＣ６の両端には各降伏
電圧を越えた分による平均電圧（これは商用周波数を有
する）が現れる。従って、ＦＥＴＱ５のゲート・ソース
間には、商用周波数を有するコンデンサＣ６の両端電圧
と、パルストランスＡの二次コイルから出力したパルス
信号とが重畳した信号、即ちコンデンサＣ４を通過前の
ＰＷＭ信号が復調される。ＦＥＴＱ５は、ＰＷＭ信号の
正パルスがゲートに入力されている間だけ導通する。
【００４８】パルストランスＣの二次コイルから出力し
たパルス信号も上述のパルストランスＡの二次コイルか
ら出力したパルス信号と全く同様に処理され、ＦＥＴＱ
７の導通はＦＥＴＱ５の導通と同じタイミングで行われ
る。
たパルス信号も上述のパルストランスＡの二次コイルか
ら出力したパルス信号と全く同様に処理され、ＦＥＴＱ
７の導通はＦＥＴＱ５の導通と同じタイミングで行われ
る。
【００４９】パルストランスＢ，Ｄの二次コイルから出
力したパルス信号も上述のパルストランスＡ，Ｃの二次
コイルから出力したパルス信号と全く同様に処理され
る。但しパルストランスＢ，Ｄに入力するＰＷＭ信号と
パルストランスＡ，Ｃに入力するＰＷＭ信号とは位相が
逆であるから、ＦＥＴＱ５，Ｑ７が導通するときはＦＥ
ＴＱ６，Ｑ８が非導通となり、反対にＦＥＴＱ５，Ｑ７
が非導通となるときはＦＥＴＱ６，Ｑ８が導通するよう
に作動する。
力したパルス信号も上述のパルストランスＡ，Ｃの二次
コイルから出力したパルス信号と全く同様に処理され
る。但しパルストランスＢ，Ｄに入力するＰＷＭ信号と
パルストランスＡ，Ｃに入力するＰＷＭ信号とは位相が
逆であるから、ＦＥＴＱ５，Ｑ７が導通するときはＦＥ
ＴＱ６，Ｑ８が非導通となり、反対にＦＥＴＱ５，Ｑ７
が非導通となるときはＦＥＴＱ６，Ｑ８が導通するよう
に作動する。
【００５０】以上のように、出力波形に基づきフィード
バック補正された商用周波数の正弦波信号を高周波の三
角波信号でパルス幅変調し、このパルス幅変調信号に基
づきインバータ回路９でスイッチング制御が行われ、そ
の後出力回路１０で搬送周波数成分がカットされ、ほぼ
正弦波に近似した商用周波数の交流電力が出力端子１
１，１２から負荷に供給される。
バック補正された商用周波数の正弦波信号を高周波の三
角波信号でパルス幅変調し、このパルス幅変調信号に基
づきインバータ回路９でスイッチング制御が行われ、そ
の後出力回路１０で搬送周波数成分がカットされ、ほぼ
正弦波に近似した商用周波数の交流電力が出力端子１
１，１２から負荷に供給される。
【００５１】以上のブリッジ型インバータ回路９及び検
出回路１３ないしＦＥＴゲート駆動信号用回路２５（但
し、差動増幅幅器１５及びピーク検出回路１６を除く）
の構成及び作動に関する、より詳細な説明は、既に本願
出願人による特願平２−３０７８２３号に記載されてい
る。
出回路１３ないしＦＥＴゲート駆動信号用回路２５（但
し、差動増幅幅器１５及びピーク検出回路１６を除く）
の構成及び作動に関する、より詳細な説明は、既に本願
出願人による特願平２−３０７８２３号に記載されてい
る。
【００５２】次に過渡抑制回路７の作動を説明する。
【００５３】エンジン始動直後は交流発電機の出力電圧
が低いため、定電圧供給装置５を構成する定電圧回路５
ａの入力端の電圧は低く、従って始動当初、ツェナーダ
イオードＤ１の降伏電圧（定格運転時の回転数よりも低
い値に設定したエンジン回転数の設定値に相当する電
圧）を越えることはなく、ツェナーダイオードＤ１は非
導通である。そのため反転比較器７０１の反転入力端子
（−）は低いレベルであり、反転比較器７０１の出力は
高レベルとなる。
が低いため、定電圧供給装置５を構成する定電圧回路５
ａの入力端の電圧は低く、従って始動当初、ツェナーダ
イオードＤ１の降伏電圧（定格運転時の回転数よりも低
い値に設定したエンジン回転数の設定値に相当する電
圧）を越えることはなく、ツェナーダイオードＤ１は非
導通である。そのため反転比較器７０１の反転入力端子
（−）は低いレベルであり、反転比較器７０１の出力は
高レベルとなる。
【００５４】ＮＯＲ回路７０２は入力側の少なくとも一
方に高レベル信号が入力すれば低レベル信号を出力する
ので、ＮＯＲ回路７０２の出力は、反転比較器７０１の
高レベル出力または保護装置８の高レベル出力で低レベ
ルとなる。
方に高レベル信号が入力すれば低レベル信号を出力する
ので、ＮＯＲ回路７０２の出力は、反転比較器７０１の
高レベル出力または保護装置８の高レベル出力で低レベ
ルとなる。
【００５５】この低レベル信号がインバータ７０３で反
転されて高レベル信号となり、トランジスタＱ３を導通
してコンデンサＣ２を放電させる。従ってトランジスタ
Ｑ４は非導通となり、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接
続点Ｋの電位は低レベルとなる。
転されて高レベル信号となり、トランジスタＱ３を導通
してコンデンサＣ２を放電させる。従ってトランジスタ
Ｑ４は非導通となり、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接
続点Ｋの電位は低レベルとなる。
【００５６】従ってサイリスタ制御回路６のトランジス
タＱ１は非導通となり、トランジスタＱ２は導通とな
り、ブリッジ整流回路３の各サイリスタのゲートには低
レベル信号が供給される。これにより、各サイリスタは
導通せず、ブリッジ整流回路３は整流出力を供給しな
い。即ち、エンジン回転数が設定値以下であるか、また
は保護が必要な状態が検出されたときにはブリッジ整流
回路３は整流出力を供給しないようにされ、これにより
エンジン始動時におけるインバータ装置の不安定動作が
抑制されるとともに過負荷による過電流状態等の保護が
必要とされる状態が検出された時の出力供給も停止され
る。
タＱ１は非導通となり、トランジスタＱ２は導通とな
り、ブリッジ整流回路３の各サイリスタのゲートには低
レベル信号が供給される。これにより、各サイリスタは
導通せず、ブリッジ整流回路３は整流出力を供給しな
い。即ち、エンジン回転数が設定値以下であるか、また
は保護が必要な状態が検出されたときにはブリッジ整流
回路３は整流出力を供給しないようにされ、これにより
エンジン始動時におけるインバータ装置の不安定動作が
抑制されるとともに過負荷による過電流状態等の保護が
必要とされる状態が検出された時の出力供給も停止され
る。
【００５７】次に、エンジン始動後、交流発電機の出力
電圧が徐々に上昇し、定電圧回路５ａの入力端の電圧が
高くなり、ツェナーダイオードＤ１の降伏電圧を越える
と、即ちエンジン回転数が設定値を越えるとツェナーダ
イオードＤ１は導通し、反転比較器７０１の反転入力端
子（−）は高レベルに転じ、反転比較器７０１の出力は
低レベルとなる。
電圧が徐々に上昇し、定電圧回路５ａの入力端の電圧が
高くなり、ツェナーダイオードＤ１の降伏電圧を越える
と、即ちエンジン回転数が設定値を越えるとツェナーダ
イオードＤ１は導通し、反転比較器７０１の反転入力端
子（−）は高レベルに転じ、反転比較器７０１の出力は
低レベルとなる。
【００５８】このとき保護が必要な状態が検出されてい
なければ、ＮＯＲ回路７０２の出力は高レベルに転じ、
インバータ７０３の出力は低レベルとなる。従ってトラ
ンジスタＱ３は非導通となり、コンデンサＣ２は抵抗Ｒ
４を介して充電される。この充電によりコンデンサＣ２
の正極側電位は、コンデンサＣ２の容量及び抵抗Ｒ４の
抵抗値で決まる時定数に基づき徐々に上昇する。コンデ
ンサＣ２の正極側電位の上昇によりトランジスタＱ４が
導通するが、このトランジスタＱ４の導通によりトラン
ジスタＱ４のエミッタ電位が上昇してトランジスタＱ４
のベース電位より高くなるようなことがあればトランジ
スタＱ４は非導通に転じるので、Ｋ点の電位はコンデン
サＣ２の正極側電位より僅かに低い値に常時維持される
ことになる。従ってＫ点の電位は、エンジン回転数が設
定値を越えた時点以降、コンデンサＣ２の容量及び抵抗
Ｒ４の抵抗値で決まる時定数に基づき徐々に上昇するこ
ととなる。
なければ、ＮＯＲ回路７０２の出力は高レベルに転じ、
インバータ７０３の出力は低レベルとなる。従ってトラ
ンジスタＱ３は非導通となり、コンデンサＣ２は抵抗Ｒ
４を介して充電される。この充電によりコンデンサＣ２
の正極側電位は、コンデンサＣ２の容量及び抵抗Ｒ４の
抵抗値で決まる時定数に基づき徐々に上昇する。コンデ
ンサＣ２の正極側電位の上昇によりトランジスタＱ４が
導通するが、このトランジスタＱ４の導通によりトラン
ジスタＱ４のエミッタ電位が上昇してトランジスタＱ４
のベース電位より高くなるようなことがあればトランジ
スタＱ４は非導通に転じるので、Ｋ点の電位はコンデン
サＣ２の正極側電位より僅かに低い値に常時維持される
ことになる。従ってＫ点の電位は、エンジン回転数が設
定値を越えた時点以降、コンデンサＣ２の容量及び抵抗
Ｒ４の抵抗値で決まる時定数に基づき徐々に上昇するこ
ととなる。
【００５９】従って、サイリスタ制御電圧（ＸＹ間）は
Ｋ点電位に比例するため、徐々に上昇し、最終的にＫ点
電位が略定電圧供給装置５の正極出力電位に至り、各サ
イリスタのゲート電圧は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点
の電位を所定値に維持するための所定フィードバック制
御入力値に至る。
Ｋ点電位に比例するため、徐々に上昇し、最終的にＫ点
電位が略定電圧供給装置５の正極出力電位に至り、各サ
イリスタのゲート電圧は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点
の電位を所定値に維持するための所定フィードバック制
御入力値に至る。
【００６０】斯くして、たとえエンジン始動のとき出力
端子１１，１２に負荷が接続されたままの状態であって
も交流発電機の出力電圧が十分上昇していない不安定な
状態でブリッジ整流回路３の各サイリスタに急激に電流
が突入することを防止できるものである。これによりブ
リッジ型インバータ回路９の各ＦＥＴに対して不安定な
状態で急激な電圧変化が加わることも防止される。こう
した防止効果は、エンジン始動時に出力端子１１，１２
に接続されている負荷が大きい程大きく、特に負荷が短
絡状態にある場合にはサイリスタやＦＥＴに対する悪影
響の抑制効果がきわめて大きい。
端子１１，１２に負荷が接続されたままの状態であって
も交流発電機の出力電圧が十分上昇していない不安定な
状態でブリッジ整流回路３の各サイリスタに急激に電流
が突入することを防止できるものである。これによりブ
リッジ型インバータ回路９の各ＦＥＴに対して不安定な
状態で急激な電圧変化が加わることも防止される。こう
した防止効果は、エンジン始動時に出力端子１１，１２
に接続されている負荷が大きい程大きく、特に負荷が短
絡状態にある場合にはサイリスタやＦＥＴに対する悪影
響の抑制効果がきわめて大きい。
【００６１】次に、補正回路を構成するピーク検出回路
１６及び差動増幅器１５の作動について説明する。
１６及び差動増幅器１５の作動について説明する。
【００６２】ブリッジ型インバータ回路９の一対の電流
検出用抵抗Ｒ５，Ｒ６にはブリッジ型インバータ回路９
の出力電流（負荷電流）に応じた電圧が生じる。図７
（ａ）に接続点Ｍの検出電流波形を示す。接続点Ｎの検
出電流波形は図７（ｂ）に示すように図７（ａ）と逆相
の関係になる。接続点Ｍ，Ｎの検出電流波形信号（出力
電流信号）はピーク検出回路１６のオペアンプ１６１１
の非反転入力端子（＋）、反転入力端子（−）に入力さ
れる。オペアンプ１６１１は積分回路を構成しており、
入力された接続点Ｍ，Ｎの電位信号は高周波成分が除去
され、接続点Ｍの電位信号のみに着目した場合には直流
成分および商用周波数成分を含む信号がオペアンプ１６
１１の出力側に現われる。この信号は積分回路を構成す
るオペアンプ１６１２で反転増幅されることにより図７
（ｃ）に示すような高周波成分が除去された商用周波数
の信号となり、オフセット増幅器１６２，１６３及び保
護装置８（Ｔ）に出力される。オフセット増幅器１６２
では、オペアンプ１６１２からの商用周波数信号の振幅
を、上下限値設定回路１６４からオペアンプの反転入力
端子（−）に入力した所定の上限電圧値と比較し、この
ピーク電流判別のしきい値となる所定の上限電圧値を越
えた分のみを増幅する（オフセット増幅）。オフセット
増幅器１６３では、オペアンプ１６１２からの商用周波
数信号の振幅を、上下限値設定回路１６４からオペアン
プの反転入力端子（−）に入力したピーク電流判別のし
きい値となる所定の下限電圧値と比較し、この所定の下
限電圧値を下回った分のみを増幅する（オフセット増
幅）。オフセット増幅器１６２，１６３の出力はダイオ
ードＤ３，Ｄ４を夫々通過して重畳される。従ってこの
重畳後の信号は、増幅された商用周波数信号のレベルが
所定の上限電圧値を越えた部分のみまたは下限電圧値を
下回った部分のみが合成された信号であり、増幅された
商用周波数信号のレベルが所定の上下限電圧値を越えな
いときにはこの合成信号は零レベルを維持することとな
る。
検出用抵抗Ｒ５，Ｒ６にはブリッジ型インバータ回路９
の出力電流（負荷電流）に応じた電圧が生じる。図７
（ａ）に接続点Ｍの検出電流波形を示す。接続点Ｎの検
出電流波形は図７（ｂ）に示すように図７（ａ）と逆相
の関係になる。接続点Ｍ，Ｎの検出電流波形信号（出力
電流信号）はピーク検出回路１６のオペアンプ１６１１
の非反転入力端子（＋）、反転入力端子（−）に入力さ
れる。オペアンプ１６１１は積分回路を構成しており、
入力された接続点Ｍ，Ｎの電位信号は高周波成分が除去
され、接続点Ｍの電位信号のみに着目した場合には直流
成分および商用周波数成分を含む信号がオペアンプ１６
１１の出力側に現われる。この信号は積分回路を構成す
るオペアンプ１６１２で反転増幅されることにより図７
（ｃ）に示すような高周波成分が除去された商用周波数
の信号となり、オフセット増幅器１６２，１６３及び保
護装置８（Ｔ）に出力される。オフセット増幅器１６２
では、オペアンプ１６１２からの商用周波数信号の振幅
を、上下限値設定回路１６４からオペアンプの反転入力
端子（−）に入力した所定の上限電圧値と比較し、この
ピーク電流判別のしきい値となる所定の上限電圧値を越
えた分のみを増幅する（オフセット増幅）。オフセット
増幅器１６３では、オペアンプ１６１２からの商用周波
数信号の振幅を、上下限値設定回路１６４からオペアン
プの反転入力端子（−）に入力したピーク電流判別のし
きい値となる所定の下限電圧値と比較し、この所定の下
限電圧値を下回った分のみを増幅する（オフセット増
幅）。オフセット増幅器１６２，１６３の出力はダイオ
ードＤ３，Ｄ４を夫々通過して重畳される。従ってこの
重畳後の信号は、増幅された商用周波数信号のレベルが
所定の上限電圧値を越えた部分のみまたは下限電圧値を
下回った部分のみが合成された信号であり、増幅された
商用周波数信号のレベルが所定の上下限電圧値を越えな
いときにはこの合成信号は零レベルを維持することとな
る。
【００６３】この合成信号は非反転増幅器１６５で増幅
されたあと、差動増幅器１５のオペアンプの非反転端子
（＋）に入力される。差動増幅器１５では、この合成信
号が正弦波発振器１４からの正弦波と比較され、差動増
幅される。即ち、交流出力電流が大きくなってこれに対
応する商用周波数信号のレベルが所定の上下限電圧値を
越えた場合、その越えた量に応じてフィートバック補正
が行われて対応する正弦波のピーク部が潰され、このピ
ーク部が補正された正弦波が次の差動増幅器１７に出力
される。
されたあと、差動増幅器１５のオペアンプの非反転端子
（＋）に入力される。差動増幅器１５では、この合成信
号が正弦波発振器１４からの正弦波と比較され、差動増
幅される。即ち、交流出力電流が大きくなってこれに対
応する商用周波数信号のレベルが所定の上下限電圧値を
越えた場合、その越えた量に応じてフィートバック補正
が行われて対応する正弦波のピーク部が潰され、このピ
ーク部が補正された正弦波が次の差動増幅器１７に出力
される。
【００６４】その結果、このように補正された正弦波信
号に基づいて行われるパルス幅変調制御によって得られ
る交流出力電流は対応するピーク部が潰され、これによ
り、交流出力電流のピーク電流値が制限されたことにな
る。なお、過電流が流れたときにピーク電流値を制限す
るだけで、電流供給を遮断してしまうことはせず、従っ
て一時的に出力のピーク電流値が大きくなる負荷にも何
等支障なく通電状態を継続させることができる。
号に基づいて行われるパルス幅変調制御によって得られ
る交流出力電流は対応するピーク部が潰され、これによ
り、交流出力電流のピーク電流値が制限されたことにな
る。なお、過電流が流れたときにピーク電流値を制限す
るだけで、電流供給を遮断してしまうことはせず、従っ
て一時的に出力のピーク電流値が大きくなる負荷にも何
等支障なく通電状態を継続させることができる。
【００６５】さらに、半波整流負荷のような特殊の負荷
の場合においても、図７（ｂ），（ｃ）に示すように直
流成分が失われることはないので、ピーク値を正確に検
出でき、従って過電流を適正に抑制することができる。
の場合においても、図７（ｂ），（ｃ）に示すように直
流成分が失われることはないので、ピーク値を正確に検
出でき、従って過電流を適正に抑制することができる。
【００６６】次に保護装置８（図６）の動作について説
明する。
明する。
【００６７】第１の整流平滑回路８０１の入力端には、
出力電圧に対応した振幅の信号が供給されるので、第１
の整流平滑回路８０１の出力端には、出力電圧の実効値
に対応する直流電圧Ｖｖが得られる。この電圧Ｖｖが第
１の比較回路８０３で抵抗Ｒ２１，Ｒ２２によって決ま
る基準電圧ＶＲＥＦ１と比較され、Ｖｖ＞ＶＲＥＦ１が
成立するときには、第１の比較回路８０３の出力は低レ
ベルとなり、Ｖｖ＜ＶＲＥＦ１が成立するときには高レ
ベルとなる。従って、出力電圧がＶＲＥＦ１に対応する
所定電圧値より低くなると、第１の比較回路８０３の出
力は高レベルとなる。
出力電圧に対応した振幅の信号が供給されるので、第１
の整流平滑回路８０１の出力端には、出力電圧の実効値
に対応する直流電圧Ｖｖが得られる。この電圧Ｖｖが第
１の比較回路８０３で抵抗Ｒ２１，Ｒ２２によって決ま
る基準電圧ＶＲＥＦ１と比較され、Ｖｖ＞ＶＲＥＦ１が
成立するときには、第１の比較回路８０３の出力は低レ
ベルとなり、Ｖｖ＜ＶＲＥＦ１が成立するときには高レ
ベルとなる。従って、出力電圧がＶＲＥＦ１に対応する
所定電圧値より低くなると、第１の比較回路８０３の出
力は高レベルとなる。
【００６８】一方、第２の整流平滑回路８０２の入力端
には、出力電流に対応した振幅の信号（図７（ｃ）参
照）が供給されるので、第２の整流平滑回路８０４の出
力端には、出力電流の実効値に対応する直流電圧Ｖｉが
得られる。この電圧Ｖｉが第２の比較回路８０４で抵抗
Ｒ２３，Ｒ２４によって決まる基準電圧ＶＲＥＦ２と比
較され、Ｖｉ＞ＦＲＥＦ２が成立するときには、第２の
比較回路８０４の出力は高レベルとなり、Ｖｉ＜ＶＲＥ
Ｆ２が成立するときには低レベルとなる。従って、出力
電流がＶＲＥＦ２に対応する所定電流値より大きくなる
と、第２の比較回路８０４の出力は高レベルとなる。
には、出力電流に対応した振幅の信号（図７（ｃ）参
照）が供給されるので、第２の整流平滑回路８０４の出
力端には、出力電流の実効値に対応する直流電圧Ｖｉが
得られる。この電圧Ｖｉが第２の比較回路８０４で抵抗
Ｒ２３，Ｒ２４によって決まる基準電圧ＶＲＥＦ２と比
較され、Ｖｉ＞ＦＲＥＦ２が成立するときには、第２の
比較回路８０４の出力は高レベルとなり、Ｖｉ＜ＶＲＥ
Ｆ２が成立するときには低レベルとなる。従って、出力
電流がＶＲＥＦ２に対応する所定電流値より大きくなる
と、第２の比較回路８０４の出力は高レベルとなる。
【００６９】第１又は第２の比較回路の少なくとも一方
の出力が高レベルとなると、即ち出力電圧が所定電圧値
より低くなり且つ／又は出力電流が所定電流値より大き
くなると、ＯＲ回路８０６の出力が高レベルとなり、第
１のＡＮＤ回路８０７の他方の入力が高レベルであれば
（後述するようにエンジン始動直後以外は高レベルとな
っている）、第１のＡＮＤ回路８０７の出力も高レベル
となる。その結果、積分回路８０９の出力は、この回路
の時定数によって決まる所定時間経過後に高レベルとな
る（ＮＯＲ回路７０２のスレッショルドレベルを越え
る）。従って、前記所定時間経過前に、ＡＮＤ回路８０
７の出力が低レベルとなると、積分回路８０９の出力は
高レベルとならない。積分回路８０９の出力が高レベル
となると、図１のＮＯＲ回路７０２の出力は低レベルと
なり、前述した過渡抑制回路７の作用により、ブリッジ
整流回路３の出力が停止される。
の出力が高レベルとなると、即ち出力電圧が所定電圧値
より低くなり且つ／又は出力電流が所定電流値より大き
くなると、ＯＲ回路８０６の出力が高レベルとなり、第
１のＡＮＤ回路８０７の他方の入力が高レベルであれば
（後述するようにエンジン始動直後以外は高レベルとな
っている）、第１のＡＮＤ回路８０７の出力も高レベル
となる。その結果、積分回路８０９の出力は、この回路
の時定数によって決まる所定時間経過後に高レベルとな
る（ＮＯＲ回路７０２のスレッショルドレベルを越え
る）。従って、前記所定時間経過前に、ＡＮＤ回路８０
７の出力が低レベルとなると、積分回路８０９の出力は
高レベルとならない。積分回路８０９の出力が高レベル
となると、図１のＮＯＲ回路７０２の出力は低レベルと
なり、前述した過渡抑制回路７の作用により、ブリッジ
整流回路３の出力が停止される。
【００７０】ＮＯＲ回路７０２の出力（Ｊ）は、保護装
置８のインバータ８０５及び第２のＡＮＤ回路８０８に
も入力されるので、Ｊ点が低レベルとなると、ＡＮＤ回
路８０８の出力は低レベルとなる。その結果、図５のＮ
ＡＮＤ回路２２，２３の出力が高レベル固定となり、Ｐ
ＷＭ信号の伝送が禁止される。また、インバータ８０５
の出力は高レベルとなり、ＯＲ回路８０６の出力は、第
１及び第２の比較回路の出力の高レベル／低レベルに拘
らず、高レベル状態を維持する。これにより、いったん
保護機能が作動した後は、出力電圧及び出力電流の値に
拘らず、この保護状態が継続されることになる。
置８のインバータ８０５及び第２のＡＮＤ回路８０８に
も入力されるので、Ｊ点が低レベルとなると、ＡＮＤ回
路８０８の出力は低レベルとなる。その結果、図５のＮ
ＡＮＤ回路２２，２３の出力が高レベル固定となり、Ｐ
ＷＭ信号の伝送が禁止される。また、インバータ８０５
の出力は高レベルとなり、ＯＲ回路８０６の出力は、第
１及び第２の比較回路の出力の高レベル／低レベルに拘
らず、高レベル状態を維持する。これにより、いったん
保護機能が作動した後は、出力電圧及び出力電流の値に
拘らず、この保護状態が継続されることになる。
【００７１】第１及び第２のＡＮＤ回路８０７，８０８
の他方の入力端には、反転比較器７０１の反転入力端子
（−）の入力電圧と同一の電圧が入力されるので、エン
ジン始動直後の交流発電機の出力電圧が低いときには、
ＡＮＤ回路８０７，８０８の出力は低レベルに維持され
る。これにより、第１のＡＮＤ回路８０７は、エンジン
始動直後において、出力電圧が所定電圧値以下（第１の
比較回路８０３の出力が高レベル）であっても保護機能
が作動することを禁止する作用をし、また、第２のＡＮ
Ｄ回路８０８は、エンジン始動直後においてインバータ
回路９の作動を禁止する作用をする。
の他方の入力端には、反転比較器７０１の反転入力端子
（−）の入力電圧と同一の電圧が入力されるので、エン
ジン始動直後の交流発電機の出力電圧が低いときには、
ＡＮＤ回路８０７，８０８の出力は低レベルに維持され
る。これにより、第１のＡＮＤ回路８０７は、エンジン
始動直後において、出力電圧が所定電圧値以下（第１の
比較回路８０３の出力が高レベル）であっても保護機能
が作動することを禁止する作用をし、また、第２のＡＮ
Ｄ回路８０８は、エンジン始動直後においてインバータ
回路９の作動を禁止する作用をする。
【００７２】以上のように、保護装置８によれば、出力
電流が過大となった（所定電流値を越えた）ときのみな
らず、出力電圧が所定電圧値より低くなり、積分回路８
０９によって決まる所定時間経過したときも保護機能が
作動して、出力が停止される。これは、負荷装置によっ
ては、電源装置自体の出力パワーが不足していることに
起因して出力電圧が低下して負荷の正常な始動がなかな
か行えなかったり、電源装置の一部が故障する等して供
給電圧が低下したりして、負荷にとっての始動過渡状態
のような定格電流を越える状態が長時間継続すると、電
源装置としては過負荷ではないのに負荷自体を内部温度
の上昇等で故障に至らせる場合がありうることを考慮し
たものであり、上記保護装置８によればこのような負荷
装置が接続された状態で出力電圧が所定電圧値より低く
なれば、出力電流の大きさに拘らず出力が停止されるの
で、上記のような場合における負荷装置の保護を図るこ
とができる。
電流が過大となった（所定電流値を越えた）ときのみな
らず、出力電圧が所定電圧値より低くなり、積分回路８
０９によって決まる所定時間経過したときも保護機能が
作動して、出力が停止される。これは、負荷装置によっ
ては、電源装置自体の出力パワーが不足していることに
起因して出力電圧が低下して負荷の正常な始動がなかな
か行えなかったり、電源装置の一部が故障する等して供
給電圧が低下したりして、負荷にとっての始動過渡状態
のような定格電流を越える状態が長時間継続すると、電
源装置としては過負荷ではないのに負荷自体を内部温度
の上昇等で故障に至らせる場合がありうることを考慮し
たものであり、上記保護装置８によればこのような負荷
装置が接続された状態で出力電圧が所定電圧値より低く
なれば、出力電流の大きさに拘らず出力が停止されるの
で、上記のような場合における負荷装置の保護を図るこ
とができる。
【００７３】なお、上述した実施例では保護機能作動時
は、出力を停止するようにしたが、これに限るものでは
なく、ある程度まで出力を低減するようにしてもよい。
は、出力を停止するようにしたが、これに限るものでは
なく、ある程度まで出力を低減するようにしてもよい。
【００７４】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、電
源装置の出力電流が所定電流値以上の状態が所定時間以
上継続したとき、又は電源装置の出力電圧が所定電圧値
以下の状態が所定時間以上継続したとき（負荷電流が所
定電流値を越えていない場合であっても）には、出力が
遮断されるので、電源装置自体の保護のみならず、これ
に接続される負荷装置の保護も図ることができる。
源装置の出力電流が所定電流値以上の状態が所定時間以
上継続したとき、又は電源装置の出力電圧が所定電圧値
以下の状態が所定時間以上継続したとき（負荷電流が所
定電流値を越えていない場合であっても）には、出力が
遮断されるので、電源装置自体の保護のみならず、これ
に接続される負荷装置の保護も図ることができる。
【図１】本発明に係るエンジン発電機を構成するブリッ
ジ型整流回路等を示す回路図である。
ジ型整流回路等を示す回路図である。
【図２】本発明に係るエンジン発電機を構成するブリッ
ジ型インバータ回路等を示す回路図である。
ジ型インバータ回路等を示す回路図である。
【図３】本発明に係るエンジン発電機を構成するピーク
検出回路を示す回路図である。
検出回路を示す回路図である。
【図４】本発明に係るエンジン発電機を構成するパルス
幅変調回路等を示す回路図である。
幅変調回路等を示す回路図である。
【図５】本発明に係るエンジン発電機を構成するＦＥＴ
ゲート駆動信号用回路等を示す回路図である。
ゲート駆動信号用回路等を示す回路図である。
【図６】本発明に係るエンジン発電機の保護装置の回路
図である。
図である。
【図７】図３のピーク検出回路の各部信号を示すタイム
チャートである。
チャートである。
７ 過渡抑制回路 ８ 保護装置 １３ 検出回路 １６ ピーク検出回路 ８０３ 第１の比較回路 ８０４ 第２の比較回路 ８０９ 積分回路
Claims (1)
- 【請求項１】 交流発電機の出力巻線からの交流出力を
整流し、この整流出力を駆動信号に応じてスイッチング
動作するインバータ回路を介して任意の周波数を持った
交流電力に変換して出力する可搬型電源装置において、 出力電流を常時検出する負荷電流検出回路と、 出力電圧を常時検出する出力電圧検出回路と、前記負荷電流検出回路の出力である負荷電流と、前記出
力電圧検出回路の出力とを入力し、前記負荷電流が所定
電流値を越えたことを検出した信号と、前記出力電圧が
所定電圧値以下に低下したことを検出した信号の、少な
くともいずれか一方が所定時間継続したときには前記イ
ンバータ回路からの出力動作を停止させる保護回路とを
有することを特徴とする可搬型電源装置。
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| JP3194901A JP2816387B2 (ja) | 1991-07-09 | 1991-07-09 | 電源装置 |
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ID=16332219
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1991
- 1991-07-09 JP JP3194901A patent/JP2816387B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-06-30 US US07/906,387 patent/US5282124A/en not_active Expired - Lifetime
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