JP3283042B2

JP3283042B2 - 携帯用電源装置

Info

Publication number: JP3283042B2
Application number: JP19840191A
Authority: JP
Inventors: 元壽清水; 政史中村
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 1991-07-12
Filing date: 1991-07-12
Publication date: 2002-05-20
Anticipated expiration: 2017-05-20
Also published as: JPH0549174A; US5444592A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、携帯用発電機等の携帯
用電源装置に係り、特に複数台並列に接続して運転する
場合に、それぞれの出力電圧特性のバラツキに起因する
過負荷の片寄りを防止する機能を備えた携帯用電源装置
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】複数の携帯用電源装置、例えば複数の携
帯用発電機を並列に接続して運転を行なう場合、それぞ
れの携帯用発電機の出力電圧の間で同期がとれないと、
電圧差により一方の携帯用発電機から他方の携帯用発電
機へ電流が流れ込み、一方の携帯用発電機に過電流が流
れて構成機器を破壊するおそれがあるので、それぞれの
携帯用発電機の出力電圧の間で同期をとる必要がある。

【０００３】このため、同規格の携帯用発電機を並列運
転する場合であっても互いの運転状態を確認するための
信号用配線が必要となったり、また、例えば特公昭56-2
0782号公報に示されるように、自動同期装置が早く確実
に働くように位相一致点を作るための工夫が必要であっ
たり、さらに、例えば実開昭62-145440号公報に示され
るように、特別の並列運転用アダプタを使用して、２台
のうちの１台をマスタ機とし、他方をスレーブ機として
並列運転するようにしている。

【０００４】これに対し本願出願人は、特願平３−２４
１３３号で、特別なアダプタ等を使用したり操作上の特
別な工夫を必要としない携帯用電源装置を提案してい
る。

【０００５】

【発明が解決しようとしている課題】ところで、この種
の携帯用電源装置は、通常過負荷状態のときに出力電流
を遮断して出力回路等を保護する保護回路を有している
が、複数台並列にして運転している場合には夫々の定格
出力電圧のバラツキ（各電源装置毎の回路構成部品の精
度あるいは温度特性等のバラツキによってわずかではあ
るが発生し、避けるのはきわめてむずかしい）に起因し
て、図１６に示すように、出力電圧が定格出力電圧のバ
ラツキの範囲内で一番高いもの（図１６の例では特性Ｓ
１を示す携帯用電源装置）すなわち出力電圧が一番高い
電源装置の負荷の分担量が多くなって、負荷電流が多く
流れることになり、したがって、この一番多くの負荷電
流の流れる電源装置の前述した保護回路の動作によって
たとえ、他の電源装置の出力容量に十分な余裕が残って
いたとしても並列運転している全体としての、保護動作
のタイミングが決定されてしまい、すなわち並列運転す
る携帯用電源装置全体としての合算出力の値が制限さ
れ、並列運転による出力増大の効果が十分得られない。
即ち、図１６の例では、特性Ｓ１を示す携帯用電源装置
が最大出力電流ＩＡを出力しているとき、特性Ｓ２を示
す携帯用電源装置では出力電流はＩＢしか出力しておら
ず、この結果、並列運転時の最大合計出力ＰＭは、ＰＭ
＝ＶＭ（ＩＡ＋ＩＢ）としかならない。

【０００６】なお、ΔＶは出力電圧の設定ばらつきであ
る。

【０００７】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、その目的とするところは、並列運転時に各携帯用
電源装置の合算出力を効率よく取り出すことができ、各
携帯用電源装置の保護回路の機能を一台のみ運転のとき
と同様に十分に発揮できる携帯用電源装置を提供するこ
とにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の携帯用電源装置は、直流電源回路から出力
される直流電力を所定周波数の交流電力に変換するイン
バータ回路と、このインバータ回路からのインバータ出
力が過負荷状態のときに出力電流を遮断する保護回路を
有する携帯用電源装置であって、この電源装置と他の電
源装置の出力端子同士を並列接続した状態で運転できる
ようにしたものにおいて、前記出力電流を検出する電流
検出手段と、該電流検出手段により検出された前記出力
電流が第１の閾値に達するまでは当該出力電流の増加に
応じて出力電圧が低下する出力特性と、前記出力電圧が
前記第１の閾値に達したときに、それ以上の負荷の増加
に対してはこの出力電流が当該第１の閾値を維持するよ
うに出力電圧を低下させる電圧低下手段とを備え、前記
電圧低下手段により、前記並列接続された電源装置のそ
れぞれの出力電流値が前記第１の閾値に到達した時点で
揃うようにしたことを特徴とするものである。また、本
発明の携帯用電源装置は、前記電圧低下手段により前記
出力電圧が低下させられた状態で、前記出力電流が前記
第１の閾値より小さい第２の閾値まで低下したときに、
前記電圧低下手段の動作を解除して前記出力電圧を復帰
させる解除手段を設けたことを特徴とするものである。

【０００９】また、本発明の携帯用電源装置は、前記出
力電流が前記第１の閾値を超えている時間が所定時間継
続したときに前記出力電流を遮断する遮断手段を前記保
護回路に設けたことを特徴とするものである。

【００１０】更に、本発明の前記電圧低下手段は、時間
の経過量に対応して出力電圧を低下せしめるよう構成し
たことを特徴とするものである。

【００１１】

【作用】本発明の携帯用電源装置においては、出力電流
を検出し、該出力電流が増加して第１の閾値に達したと
きに出力電圧を低下させることにより他の並列運転して
いる電源装置の出力電流を増加させて合算出力を効率よ
く取り出すことができる。

【００１２】前記出力電流が第２の閾値まで低下したと
きには、出力電圧を復帰させ、通常運転状態に復する。

【００１３】また、前記出力電流が第１の閾値を超えて
いる時間が所定時間継続したときは出力電流を遮断する
ことにより、保護回路機能を並列運転時にも十分に発揮
できる。

【００１４】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。

【００１５】図１は、本発明による携帯用電源装置の一
実施例の全体的構成を示すブロック図である。同図にお
いて、交流発電機１の出力側は整流平滑回路２の入力側
に接続され、整流平滑回路２の出力側はインバータ及び
ＬＰＦ３の入力側に接続され、インバータ及びＬＰＦ３
の出力側は電圧検出器４および電流検出器５を介して出
力端子Ｔ１，Ｔ１に接続されている。

【００１６】また、出力目標波形信号を作るための発振
信号を出力する電圧制御型発振器（以下「ＶＣＯ」とい
う）６の出力側は分周器７の入力側に接続され、分周器
７の出力側は出力目標波形信号を発生する正弦波化回路
８の入力側に接続され、正弦波化回路８の出力側は電子
ボリューム（電子減衰手段）９の入力側に接続され、電
子ボリューム９の出力側は低域ろ波器（以下「ＬＰＦ」
という）１０を介してパルス幅変調器（以下「ＰＷＭ」
という）１１の入力側に接続されている。

【００１７】さらに、電圧検出器４の出力側はオペアン
プ１２の非反転端子に接続され、オペアンプ１２の出力
側は抵抗１３を介して矩形波変換器１４の入力側に接続
され、矩形波変換器１４の出力側はインバータ１８の入
力側および位相差検出器１６の入力側に接続されてい
る。電流検出器５の出力側は、矩形波変換器１５及び比
較回路２５の入力側に接続されている。矩形波変換器１
５の出力側は、位相差検出器１６の入力側に接続され、
位相差検出器１６の出力側はＶＣＯ６の入力側に接続さ
れている。位相差検出器１６の入力側は正弦波化回路８
の出力側にも接続されている。比較回路２５の出力側
は、電子ボリューム９の制御入力端子及び保護回路２６
の入力側に接続されている。

【００１８】さらに、ナンド回路１９の入力側はインバ
ータ１８および運・停制御器１７の出力側に接続され、
運・停制御器１７の出力側はＤフリップフロップ２１の
Ｄ端子およびインバータ２０の入力側に接続されてい
る。運・停制御器１７の入力側は保護回路２６の出力側
に接続されている。また、運・停制御器１７の制御端子
はＰＷＭ１１の制御入力端子に接続されている。Ｄフリ
ップフロップ２１のＣＫ（クロック）端子はナンド回路
１９の出力側、そのＲ（リセット）端子はインバータ２
０の出力側、そのＱバー（反転出力）端子は正弦波化回
路８およびＰＷＭ１１のＲ（リセット）端子に接続され
ている。また、インバータ２０の出力側はカウンタ２２
のＲ端子に接続されている。カウンタ２２としては例え
ばμＰＤ４０２４（日電）を用いればよい。カウンタ２
２のＣＫ端子は分周器７の出力側、そのＱ６（出力）端
子はインバータ２３の入力側に接続されている。インバ
ータ２３の出力側は抵抗２４を介して矩形波変換器１４
の入力側に接続されている。

【００１９】このような接続、構成の携帯用電源装置の
並列運転は、自機の出力端子Ｔ１，Ｔ１と他機の出力端
子Ｔ１，Ｔ１とを接続することにより行なう。

【００２０】次に、図１の携帯用電源装置の動作につい
て説明する。

【００２１】交流発電機１から出力される交流は整流平
滑回路２で整流平滑されて直流電力となる。この直流電
力はＰＷＭ１１により制御されるインバータ及びＬＰＦ
３により交流電力に変換されて出力端子Ｔ１，Ｔ１から
負荷へ出力される。出力ラインに表われる出力電圧は電
圧検出器４で検出されこの電圧検出器４から出力される
出力電圧信号ａは図２（ａ）に示すように正弦波状であ
り、この信号ａはオペアンプ１２を介して矩形波変換器
１４に入力され、図２（ｂ）に示すような矩形波信号ｂ
としてインバータ１８および位相差検出器１６へ出力さ
れる。電流検出器５からの出力電流信号を入力して矩形
波変換器１５から出力される信号ｂ′も同様の信号であ
り、位相差検出器１６に入力される。位相差検出器１６
は信号ｂ、ｂ′の位相差に応じた位相差電圧をＶＣＯ６
へ出力し、ＶＣＯ６の発振周波数を制御する。

【００２２】周波数を制御されてＶＣＯ６から出力され
る発振信号は分周器７で分周され、クロック信号として
正弦波化回路８に入力される。正弦波化回路８は上記ク
ロック信号により階段状の正弦波信号を発生し、その正
弦波信号は電子ボリューム９へ出力される。電子ボリュ
ーム９は上記正弦波信号の通過および通過時の減衰度を
制御し、このように制御された正弦波信号はＬＰＦ１０
を介してＰＷＭ１１に入力され、上記正弦波信号により
パルス幅変調されたパルスがＰＷＭ１１から出力され
る。ＬＰＦ１０は上記階段状正弦波信号の階段部分を除
去して滑らかな正弦波信号とするためのフィルタであ
る。ＰＷＭ１１から出力されるパルスによりインバータ
およびＬＰＦ３のインバータを構成する各ゲートの通電
時間が制御され、上記ＬＰＦ１０からの正弦波信号に応
じたパルス幅のパルス列として上記インバータから出力
され、上記インバータの出力はインバータおよびＬＰＦ
３のＬＰＦにより正弦波状の交流電力となり、出力端子
Ｔ１，Ｔ１から出力される。

【００２３】運・停制御器１７を運転状態に設定する
と、図２（ｃ）に示すように、運・停制御器１７の出力
信号ｃは「Ｌ」レベル（停止状態）から「Ｈ」レベルと
なる。

【００２４】Ｄフリップフロップ２１のＤ端子には上記
出力信号ｃ、そのＣＫ端子には矩形波信号ｂを反転した
信号と出力信号ｃのナンド信号ｄ（図２（ｄ）参照）、
そのＲ端子には出力信号ｃの反転信号ｆ（図２（ｆ）参
照）が入力される。Ｄフリップフロップ２１のＱバー端
子は、上記信号ｃ，ｄ，ｆに応じた信号Ｑバー（図２
（ｅ）参照）を出力する。信号Ｑバーと信号ｃ，ｄ，ｆ
の関係を表に示す。表において、↑はバルス信号ｄの立
上り部分、↓は立下り部分を示し、ｓはＤフリップフロ
ップ２１のＳ端子上の信号を示し、信号ｓは常に「Ｌ」
レベルである。また＊は「Ｌ」、「Ｈ」のいずれでも良
いこと（don't care）を示す。

【００２５】

【表１】運転開始に際して、自電源装置が他電源装置と並列に接
続され、他電源装置から自電源装置の出力ラインに交流
出力電圧が供給され、運・停制御器１７が運転モードに
入ると信号ｃが「Ｈ」レベルとなり、表の２行目に示す
ように、信号Ｑバーは信号ｄの最初の立上りで「Ｌ」レ
ベルとなり（図２（ｄ）（ｅ）参照）、正弦波回路８の
リセット状態は解除され、出力目標波形信号が正弦波化
回路８から電子ボリューム９へ出力される。これによ
り、電子ボリューム９から、出力目標波形の信号が出力
され、自電源装置は他電源装置の出力波形の位相に略合
致した位相の交流出力を負荷へ供給することができる。
しかし、他電源装置が停止していたり、接続が外れてい
たりして交流出力電圧の供給がない場合には、Ｄフリッ
プフロップ２１のＣＫ端子にはパルス信号の供給がな
く、そのＱバー端子は最初の状態である「Ｈ」レベルの
状態を維持し、正弦波回路８はリセット状態のままであ
り、従って回路８からは出力目標波形信号は出力され
ず、自電源装置は交流出力を負荷へ供給することができ
ない。

【００２６】カウンタ２２は上記不具合を解消するため
のもので、携帯用電源装置が単独でも立ち上がることが
できるようにするものである。すなわち、運・停制御器
１７を運転状態として、信号ｃを「Ｈ」、信号ｆを
「Ｌ」とすると、カウンタ２２のリセット状態は解除さ
れ、分周器７からのクロックにより所定時間経過後、出
力端子Ｑ６のレベルは「Ｌ」から「Ｈ」から「Ｌ」へ変
化し、インバータ２３の出力信号レベルは「Ｈ」から
「Ｌ」から「Ｈ」へ変化する。これにより、表から分か
るように、Ｄフリップフロップ２１の出力信号Ｑバーは
「Ｌ」レベルとなり、正弦波化回路８のリセット状態は
解除されるので、自電源装置は、正弦波化回路８から出
力される出力目標波形信号に基づいた波形の交流電力を
出力することができる。

【００２７】このようにして運転を開始した携帯用電源
装置が単体で運転されているときの出力特性について説
明する。

【００２８】出力電流が増大してくると、交流発電機１
自体の出力電流−電圧特性に応じて図３のに示すよう
に、徐々に出力電圧が低下してくる。出力電流による電
圧値が図３のに示す比較回路２５に設定された第１の
閾値に達すると、比較回路２５の出力信号により電子ボ
リューム９が作動し、出力電圧のみが時間の経過量に応
じて徐々に低下を開始し、最大低下幅である図３のの
位置まで低下する（本実施例では電圧低下幅Ｖｄの最大
値は４Ｖである。また、並列運転時においては、この
〜の間で他電源装置の出力電圧とのバランスをとりな
がら他電源装置の出力電流を調節する）。

【００２９】出力電圧がいったんまで低下すると、出
力電圧特性が下方へレベルシフトされる。このレベルシ
フトされた出力電圧特性のまま出力電流が減少して図３
のの位置で比較回路２５に設定された第２の閾値まで
低下すると、比較回路２５の出力信号により電子ボリュ
ーム９の作動が反転し、出力電圧は図３のの状態に徐
々に復帰する。

【００３０】また、出力電圧が低下したにも拘らず出力
電流が増加し続け、図３のの状態に入り、この状態が
所定時間以上継続すると、即ち比較回路２５からの過電
流状態を示す出力信号が保護回路２６に所定時間以上入
力され続けると、保護回路２６からの出力信号が運・停
制御器１７に入力され、運・停制御器１７を介してＰＷ
Ｍ１１に動作停止信号が入力され、インバータ及びＬＰ
Ｆ３のインバータの動作が停止される。

【００３１】本実施例の携帯用電源装置を他の電源装置
と並列接続して運転した場合、図４に示すように、本実
施例の携帯用電源装置の出力電流値が先にの第１の閾
値の点に到達すると、出力電圧が低下し始める。このこ
とにより他の電源装置側で分担する出力電流が増加し始
め、すなわち、自電源装置の出力電流値は第１の閾値に
維持したまま、この値よりも小さな出力電流しか負担し
ていなかった他電源装置側の電流値のみを徐々に増加さ
せ始め、電圧低下量が図４のの点に達した時点から両
者の最大出力電流の合算値が出力電流として得られるこ
ととなる。こうして上述した保護回路２６が作動するま
で、最大の合算出力が得られる。

【００３２】次に、図１の各構成要素について図５以下
の各図を用いて詳細に説明する。

【００３３】図５以下の各図は図１の各構成要素とその
関連回路を示す構成図である。図５において、１ａは交
流発電機１の固定子に独立して巻装された三相出力巻
線、１ｂは単相補助巻線である。また交流発電機１の回
転子（図示せず）には多極の永久磁石の磁極が形成され
ており、エンジン（図示せず）によって回転駆動される
ように構成されている。三相出力巻線１ａの出力端は、
３つのサイリスタと３つのダイオードとで構成されるブ
リッジ整流回路２ａに接続され、ブリッジ整流回路２ａ
の出力端は平滑回路２ｂに接続される。上記ブリッジ整
流回路２ａと平滑回路２ｂとは整流平滑回路２を構成す
る。

【００３４】単相補助巻線１ｂの出力端は、正極、負極
出力端子Ｅ，Ｆを有する定電圧供給装置Ａ１に接続され
る。定電圧供給装置Ａ１は２組の整流回路、平滑回路、
定電圧回路Ａ１ａから成り、単相補助巻線１ｂからの一
の方向の電流に対しては一方の組の各回路が働き、一の
方向と反対の方向の電流に対しては他方の組の各回路が
働き、これによって出力端子Ｅ，Ｆにそれぞれ正負の定
電圧が出力される。

【００３５】Ａ２はサイリスタ制御回路であり、電源入
力側の一端が定電圧供給装置Ａ１の正極出力端子Ｅに接
続され、他端が平滑回路２ｂの正極側端子とともに接地
される。サイリスタ制御回路Ａ２の信号入力端はコンデ
ンサＣ１、抵抗Ｒ１〜Ｒ３の直列回路で構成され、コン
デンサＣ１側の一端は定電圧供給装置Ａ１の正極出力端
子Ｅに接続され、抵抗Ｒ３側の他端は平滑回路２ｂの負
極側端子に接続される。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点
はトランジスタＱ１のベースに、このトランジスタＱ１
のコレクタはトランジスタＱ２のベースに、このトラン
ジスタＱ２のコレクタはブリッジ整流回路２ａの各サイ
リスタのゲート入力回路に接続され、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ
２との接続点の電位に応じてゲート入力回路の入力信号
を制御するように構成されている。

【００３６】コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点Ｋに
は運・停制御器１７の出力側が接続される。運・停制御
器１７によれば、定電圧供給装置Ａ１の正極出力端子Ｅ
側に設けられた定電圧回路Ａ１ａの入力側（Ｇ）にツェ
ナーダイオードＤ１のカソード側が接続され、ツェナー
ダイオードＤ１のアノード側が抵抗を介して定電圧供給
装置Ａ１の負極出力端子Ｆに接続されるとともに、オペ
アンプから成る反転比較器１７１の反転端子（−）に接
続され、反転比較器１７１の非反転端子（＋）は抵抗を
介して接地される。反転比較器１７１の出力側はＮＯＲ
回路１７２の入力側に接続され、一方ＮＯＲ回路１７２
の入力側のもう１つの端子には発電機の過電流状態を検
出するカウンタ等から成る保護回路２６が接続され、カ
ウンタが所定数のパルスをカウント時に「Ｈ」レベル信
号がＮＯＲ回路１７２に供給される。ＮＯＲ回路１７２
の出力側はインバータ１７３、抵抗を介してトランジス
タＱ３のベースに接続される。トランジスタＱ３のエミ
ッタは定電圧供給装置Ａ１の負極出力端子Ｆに接続さ
れ、一方コレクタは、抵抗Ｒ４を介して定電圧供給装置
Ａ１の正極出力端子Ｅに接続されるとともにコンデンサ
Ｃ２を介して定電圧供給装置Ａ１の負極出力端子Ｆに接
続される。コンデンサＣ２の正極端子にはトランジスタ
Ｑ４のベースが接続され、トランジスタＱ４のコレクタ
は定電圧供給装置Ａ１の正極出力端子Ｅに接続され、一
方エミッタは、ダイオードＤ２のアノードに接続される
とともにサイリスタ制御回路Ａ２のコンデンサＣ１と抵
抗Ｒ１との接続点Ｋに接続される。ダイオードＤ２のカ
ソードはコンデンサＣ２の正極端子に接続される。ＮＯ
Ｒ回路１７２の出力側は図１のＮＡＮＤ回路１９及びＤ
フリップフロップのＤ端子、インバータ２０の入力側並
びにＰＷＭ１１の制御端子にも接続されている。

【００３７】平滑回路２ｂの出力側は図６に示すインバ
ータ回路３ａ（スイチッング装置）に接続される。イン
バータ回路３ａは４つのＦＥＴ（電界効果トランジス
タ）Ｑ５〜Ｑ８から成るブリッジ回路で構成される。Ｆ
ＥＴＱ５〜Ｑ８の各ゲート端子に接続される駆動信号回
路に関しては後述する。

【００３８】インバータ回路３ａの出力側はローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）３ｂを介して負荷（図示せず）が接続
される出力端子Ｔ１，Ｔ１に接続される。ＬＰＦ３ｂ
は、負荷に対し直列接続されるコイルＬ１，Ｌ２、及び
負荷に対し並列接続されるコンデンサＣ３で構成され
る。上記インバータ回路３ａとＬＰＦ３ｂとはインバー
タ及びＬＰＦ３を構成する。

【００３９】ＦＥＴＱ５，Ｑ６のドレインと平滑回路２
ｂの正側の出力線との間には電流検出用抵抗Ｒ７，Ｒ８
がそれぞれ接続されている。電流検出用抵抗Ｒ７，Ｒ８
とＦＥＴＱ５，Ｑ６との接続点Ｍ，Ｎは、図７に示す電
流検出器５に接続されている。電流検出器５は、Ｎ点か
らの入力信号を反転させてＭ点からの入力信号に足し合
わせて増幅し、正弦波形を形成するオペアンプ５１と、
該オペアンプ５１の出力信号を全波整流するオペアンプ
５２，５３、ダイオードＤ７，Ｄ８と、該ダイオードＤ
７，Ｄ８の出力信号を平滑する抵抗Ｒ９，コンデンサＣ
７と、抵抗Ｒ９，コンデンサＣ７で平滑された出力信号
を増幅するオペアンプ５４とから成る。

【００４０】電流検出器５の出力側は矩形波変換器１５
の入力側に接続されるとともに、比較回路２５の入力側
に接続される。

【００４１】比較回路２５は、２個の比較器２５１，２
５２と、一端を定電圧供給装置Ａ１の正極出力端子Ｅに
接続され、他端を接続された３個の直列接続された抵抗
Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２とから成る。抵抗Ｒ１０とＲ１
１との接続点は比較器２５１の反転端子（−）に接続さ
れ、第１の閾値を形成する。抵抗Ｒ１１とＲ１２の接続
点は比較器２５２の非反転端子（＋）に接続され、第２
の閾値を形成する。電流検出器５の出力側は比較器２５
１，２５２のそれぞれ非反転端子（＋），反転端子
（−）に接続されている。

【００４２】Ｍ，Ｎ端子から入力されたインバータ回路
３ａのＦＥＴＱ５，Ｑ６を流れる電流はオペアンプ５１
で反転して重ね合わされて正弦波状電圧信号となる。オ
ペアンプ５１から出力された正弦波状電圧信号は、正の
半波がオペアンプ５２，ダイオードＤ７で整流され、負
の半波がオペアンプ５３，ダイオードＤ８で整流され、
抵抗Ｒ９，コンデンサＣ７で平滑されて正の直流電圧と
なる。この直流電圧はオペアンプ５４で直流増幅され、
比較回路２５に入力される。

【００４３】比較回路２５の比較器２５２の出力端子Ｐ
は、電流検出器５の出力電圧が第２の閾値より小さいと
きのみ「Ｈ」レベルとなり、比較器２５１の出力端子Ｏ
は、電流検出器５の出力電圧が第１の閾値より大きいと
きのみに「Ｈ」レベルとなる。

【００４４】比較回路２５の出力端子Ｏ，Ｐは電子ボリ
ューム９の制御入力端子に接続される。

【００４５】インバータ回路３ａの２本の出力ライン
は、図８に示した電圧検出回路４の入力端子Ｇに接続さ
れ。すなわち、入力端子Ｇには、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４の
直列回及び抵抗Ｒ１５，Ｒ１６のの直列回路の各一端が
接続される。一方、これら抵抗直列回路の各他端は定電
圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続される。抵抗Ｒ１
３，Ｒ１４の接続点及び抵抗Ｒ１５，Ｒ１６の接続点は
夫々、抵抗Ｒ１７，Ｒ１８を介して、オペアンプ４１の
プラス側入力端子及びマイナス側入力端子に接続される
とともに、上記２つの接続点間には高周波成分カット用
のコンデンサＣ８が接続される。オペアンプ４１のプラ
ス側入力端子は高周波成分カット用のコンデンサＣ９を
介して接地される。また、オペアンプ４１の出力端子
は、抵抗を介して歪補正回路Ａ６の非反転端子（＋）及
びオペアンプ１２の非反転端子（＋）に接続される。

【００４６】インバータ回路３ａの一方の出力ラインに
現れる出力電圧と他方の出力ラインに現れる出力電圧
（これらの出力電圧の波形はＰＷＭ波形である）は、そ
れぞれが分圧抵抗Ｒ１３，Ｒ１４及びＲ１５，Ｒ１６を
経た後、コンデンサＣ８と抵抗Ｒ１７との接続点及びコ
ンデンサＣ８と抵抗Ｒ１８との接続点に、コンデンサＣ
８によりＰＷＭ信号の搬送周波数分が除かれた信号すな
わち出力端子Ｔ１，Ｔ１の交流出力電圧と同様の交流信
号となって現れ、この２つの交流信号はオペアンプ４１
にて比較され、その差、即ち出力電圧の波形の歪みある
いはオフセット成分を含んだ交流信号（波形の歪みある
いはオフセット成分に応じた平均レベルを有する交流信
号）として検出し、この検出信号を歪補正回路Ａ６に出
力する。

【００４７】図８において、１０はＬＰＦ、１１はＰＷ
Ｍである。電子ボリューム９の出力側はＬＰＦ１０のオ
ペアンプの反転入力端子（−）に接続される。このＬＰ
Ｆ１０は、電子ボリューム９から出力される階段状の正
弦波を滑らかな正弦波とするものである。ＬＰＦ１０の
出力側は歪補正回路Ａ６のオペアンプの反転入力端子
（−）に接続され、オペアンプの非反転入力端子（＋）
には電圧検出器４の出力側が接続される。歪補正回路Ａ
６は、電子ボリューム９からＬＰＦ１０を介して出力さ
れる正弦波レベルを電圧検出器４から出力される検出信
号で補正し、補正された正弦波信号を出力するものであ
る。

【００４８】図８において、１１１は矩形波発振器であ
り、この矩形波発振器１１１で発振される矩形波の周波
数はＬＰＦ１０から出力される正弦波の周波数よりも格
段に大きい値に設定される。矩形波発振器１１１の出力
側は積分回路１１２に接続され、積分回路１１２は矩形
波を積分して三角波信号に変換する。

【００４９】ＬＰＦ１０から出力され、歪補正回路Ａ６
で補正された正弦波信号と積分回路１１２から出力され
る三角波信号とは重畳されてインバータバッファ１１０
（パルス幅変調回路）に供給される。インバータバッフ
ァ１１０は所定のしきい値（スレッシュホールドレベ
ル）を有し、このしきい値を越えたレベルの信号が入力
したときは「Ｌ」レベルの信号を出力し、一方しきい値
以下のレベルの信号が入力したときは「Ｈ」レベルの信
号を出力し、いわゆるパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を形
成するものであり、例えばゲート端子への入力信号に対
し固定されたしきい値を有するＣ−ＭＯＳゲートＩＣで
構成する。

【００５０】インバータバッファ１１０の出力側は、Ａ
ＮＤ回路１１７の一方の入力端子に接続され、ＡＮＤ回
路１１７の他方の入力端子には、Ｄフリップフロップ２
１のＱバー端子の出力（信号Ｑバー）がインバータ１１
６を介して入力される。ＡＮＤ回路１１７の出力は、イ
ンバータ１１３を経てＮＡＮＤ回路１１４の一方の入力
端に入力するとともにそのまま直接ＮＡＮＤ回路１１５
の一方の入力端にも入力する。ＮＡＮＤ回路１１４の他
方の入力端とＮＡＮＤ回路１１５の他方の入力端には運
・停制御器１７のＮＯＲ回路１７２の出力端Ｊが接続さ
れる。

【００５１】ＮＡＮＤ回路１１４の出力端はトランジス
タＱ９，Ｑ１０から成る第１のプッシュプル増幅器に接
続される。第１のプッシュプル増幅器のトランジスタＱ
９のコレクタは定電圧供給装置Ａ１の正極出力端子Ｅ
に、トランジスタＱ１０のコレクタは定電圧供給装置Ａ
１の負極出力端子Ｆに接続される。

【００５２】上記第１のプッシュプル増幅器の出力端
（トランジスタＱ９，Ｑ１０のエミッタどうしの接続
点）はダイオードＤ７のアノードとダイオードＤ８のカ
ソードとの接続点に接続される。ダイオードＤ７のカソ
ードは定電圧供給装置Ａ１の正極出力端子Ｅに、ダイオ
ードＤ８のアノードは定電圧供給装置Ａ１の負極出力端
子Ｆに接続される。ダイオードＤ７，Ｄ８は後述のパル
ストランスで発生するサージを吸収するためのものであ
る。

【００５３】ダイオードＤ７のアノードとダイオードＤ
８のカソードとの接続点は、低周波成分カット用のコン
デンサＣ４を介してパルストランスＡ，Ｃの一次側コイ
ルＬ３，Ｌ４の各一端に接続される。これら一次側コイ
ルＬ３，Ｌ４の各他端は定電圧供給装置Ａ１の負極出力
端子Ｆに接続される。コンデンサＣ４は、周波数の高圧
供給装置Ａ１の負極出力端子Ｆに接続される。コンデン
サＣ４は、周波数の高いＰＷＭ搬送周波数信号のみを通
し、低周波成分は通さないような定数値に設定される。

【００５４】またＮＡＮＤ回路１１５の出力端は上記同
様、トランジスタＱ１１，Ｑ１２から成る第２のプッシ
ュプル増幅器に接続され、第２のプッシュプル増幅器の
出力端はダイオードＤ９のアノードとダイオードＤ１０
のカソードとの接続点に接続される。この接続点は、上
述のコンデンサＣ４と同様にＰＷＭ搬送周波数信号のみ
を通し、低周波成分は通さないような定数値に設定され
たコンデンサＣ５を介してパルストランスＢ，Ｄの一次
側コイルＬ５，Ｌ６の各一端に接続される。

【００５５】次にインバータ回路３ａのＦＥＴＱ５〜Ｑ
８の各ゲート端子に接続される駆動信号回路について説
明する。パルストランスＡの二次側の一端は、抵抗Ｒ
５、復調用のコンデンサＣ６、抵抗Ｒ６とダイオードＤ
１３との並列回路を経てＦＥＴＱ５のゲート端子に接続
され、一方パルストランスＡの二次側の他端はＦＥＴＱ
５のソース端子に接続される。コンデンサＣ６と、抵抗
Ｒ６、ダイオードＤ１３から成る並列回路との接続点
は、ツェナーダイオードＤ５，Ｄ６の直列回路を介して
パルストランスＡの二次側の前記他端に接続される。ダ
イオードＤ１３はアノードがＦＥＴＱ５のゲート端子側
になるように、またツェナーダイオードＤ５，Ｄ６は互
いにアノードどうしが向き合うように接続される。

【００５６】各パルストランスＢ，Ｃ，Ｄの二次側と、
対応する各ＦＥＴＱ６〜Ｑ８のゲート端子との間にも、
パルストランスＡの二次側とＦＥＴＱ５のゲート端子と
の間に設けられた回路と全く同様な回路が設けられる。

【００５７】図８において、インバータ１１６とアンド
回路１１７はＰＷＭ信号のゲート回路を構成し、Ｄフリ
ップフロップ２１からの信号Ｑバーが「Ｌ」となること
によりゲート開となる。従って、ＰＷＭ信号は信号Ｑバ
ーの立下り時点すなわち交流出力電圧の正勾配のゼロク
ロス点から出力されることになる。

【００５８】図９は、交流出力電圧信号の矩形波変換器
１４の一例を示す回路図であり、この回路はオペアンプ
を使用した正帰還増幅回路である。交流出力電圧の位相
に応じた位相の正弦波信号は電圧検出器４から出力さ
れ、オペアンプ１２を介して矩形波変換器１４に入力さ
れ、矩形波変換器１４で正帰還増幅され、急峻な立上
り、立下り特性を持つ矩形波信号ｂとなる。

【００５９】図１０は、交流出力電流信号の矩形波変換
器１５の一例を示す回路図であり、この回路はオペアン
プを使用した高増幅度回路である。矩形波増幅器１５に
は、負荷電流の位相に応じた位相の正弦波信号が電流検
出器５から入力され、急峻な立上り、立下り特性を持つ
矩形波信号ｂ′となって出力される。

【００６０】図１１は、位相差検出器１６の一例を示す
回路図である。図１１において、矩形波変換器１４から
出力され、交流出力の電圧位相を示す矩形波信号ｇおよ
び矩形波変換器１５から出力され、交流出力の電流位相
を示す矩形波信号ｈは入力端子１６Ｔ１及び１６Ｔ２を
介してナンド回路１６１に入力され、ナンド信号ｉ（ｉ
＝［ｇｈ］）（以下、論理式上の反転記号は［］で表わ
す。）となる。信号ｉと信号ｇはナンド回路１６２に入
力され、信号ｉと信号ｈはナンド回路１６３に入力さ
れ、それぞれナンド信号ｇ′（ｇ′＝［ｇ］＋ｇｈ）、
ｈ′（ｈ′＝［ｈ］＋ｇｈ)となる。信号ｇ′とｈ′と
はナンド回路１６４に入力されナンド信号ｉ′（ｉ′＝
ｇ［ｈ］＋ｈ［ｇ］）となる。ナンド信号ｉ′は矩形波
信号ｇ又はｈのいずれか一方のみ「Ｈ」レベルのとき
「Ｈ」レベルとなる信号であるから、ナンド信号ｉ′は
交流出力の電圧と電流の位相差に応じたパルス幅のパル
スであり、進み位相の矩形波信号ｇの前端および後端が
立上り部分となるパルスである。

【００６１】インバータ１６５，１６８とナンド回路１
６６，１６７とコンデンサ１６Ｃと抵抗１６Ｒ１，１６
Ｒ２とは、交流出力の電圧と電流の位相差に応じた電圧
を発生するための位相差／電圧変換部を構成する。信号
ｊは、正弦波化回路８から出力されるパルスを入力端子
１６Ｔ３を介して入力し、インバータ１６５で反転して
得られた信号であり、ＶＣＯ６から出力される発振信号
の位相を示す信号であり、この信号ｊの周波数は出力目
標波形信号の１／２倍周期となっており、すなわち交流
出力波形のうちの半サイクルについて、この半サイクル
を前半、後半に分けることによって位相差信号ｉが遅れ
位相か進み位相かを判別する基準信号となっている。ま
た信号ｊは信号ｉ′のゲート区間を定めるものである。
図１１においては、信号ｊが「Ｈ」の区間、信号ｉ′が
ナンド回路１６６から反転されて出力される。信号ｊが
「Ｌ」の区間においてはナンド回路１６７から信号ｉ′
が反転されて出力されることとなるが、信号ｊの「Ｌ」
の区間においては信号ｉ′は「Ｌ」であるので、ナンド
回路１６７の出力信号つまりインバータ１６８の出力信
号ｌには変化は生じない。すなわち信号ｋ（ｋ＝
［ｉ′］＋［ｊ］）が、信号ｉ′が「Ｌ」となる度に
「Ｈ」となるのに対して、信号ｌ（ｌ＝ｉ’［ｊ］）は
「Ｌ」を維持する。ここで、「Ｈ」レベル、「Ｌ」レベ
ルとは例えば８Ｖ、−８Ｖであり、信号ｋが「Ｈ」、信
号ｌが「Ｌ」の場合には、８Ｖと−８Ｖが打ち消しあっ
て、信号ｍは０Ｖとなる。次に、信号ｋが「Ｌ」となる
と、信号ｋもｌも「Ｌ」となるので、−８Ｖに向かって
放電され、次に信号ｋが「Ｈ」となると０Ｖに向かって
充電され、結局、０Ｖと−８Ｖとの間で平均電圧のレベ
ルが変化する。なお、上記のタイムチャートは交流電力
の電流が電圧よりも遅相である場合についての例である
が、電流が電圧よりも進相の場合には、０Ｖと＋８Ｖと
の間で平均電圧のレベルが変化することになり、信号ｊ
が出力目標波形の１／２倍周期になっていることを合わ
せると、全体として位相差に応じた−４Ｖ〜＋４Ｖの間
の電圧を発生することになる。上記位相差に応じた電圧
は出力端子１６Ｔ４からＶＣＯ６へ出力される。

【００６２】図１２は、ＶＣＯ６の一例を示す回路図で
あり、可変容量ダイオードにより発振周波数を制御する
ものである。すなわち、可変容量ダイオードに印加され
る逆バイアス電圧が増加すると、その接合容量が減少す
ることを利用するものであり、例えば、逆バイアス電圧
の増加により周波数を高めることができ、交流出力の電
圧が電流より進相の場合は周波数を高め、遅相の場合は
周波数を低めることができる。ＶＣＯ６には上記位相差
検出器１６から位相差に応じた電圧が入力端子６Ｔ１を
介して入力され、ＶＣＯ６はその電圧に応じた周波数の
発振信号を出力端子６Ｔ２から出力する。なお、ＶＣＯ
６に水晶振動子を用いた場合は周波数は安定するが、組
合せ容量値により±0.01％程度の変化は可能である。

【００６３】図１３は、分周器７の一例を示す回路図で
あり、例えばカウンタ４０４０，４０１７等から構成さ
れる。分周器７の入力端子７Ｔ１にはＶＣＯ６から発振
信号が入力され、この信号を分周した分周信号が出力端
子７Ｔ２から出力される。

【００６４】図１４は、正弦波化回路８の一例を示す回
路図であり、例えばマルチプレクサ４０５１等から構成
される。マルチプレクサ４０５１の端子Ｘは出力端子で
あり、端子Ａ，Ｂ，Ｃ，ＩＨの状態に応じて入力端子Ｘ
０〜Ｘ７のいずれか一つと接続されるかまたは非接続状
態とされる。各入力端子Ｘ０〜Ｘ７は各分圧抵抗の接続
部と接続されている。各接続部には、その電気的位置に
応じた電圧が生じており、これら各レベルの電圧を順
次、各入力端子Ｘ０〜Ｘ７を介して出力端子Ｘから出力
することにより、階段状の正弦波信号を得ることがで
き、この正弦波信号は電子ボリューム９へ端子８Ｔ４を
介して出力される。また、クロック信号も正弦波化回路
８から電子ボリューム９へ端子８Ｔ６を介して出力され
る。なお、図１４において、８Ｔ１は分周器７からの分
周信号の入力端子、８Ｔ２は発振信号の位相を示すパル
スを位相差検出器１６へ出力する出力端子、８Ｔ３およ
び８Ｔ５はリセット端子である。端子８Ｔ３，８Ｔ５に
は信号Ｑバーが入力されるので、信号Ｑバーの立下り時
すなわち交流出力電圧の正勾配のゼロクロス点から正弦
波信号が発生し、交流出力電圧の位相と上記正弦波信号
すなわち出力目標波形信号の位相とが合致する。

【００６５】図１５は、電子ボリューム９の一例を示す
回路図であり、例えばマルチプレクサ４０５１等から構
成される。入力端子９Ｔ４には、正弦波化回路８から出
力目標波形信号が入力される。また、入力端子９Ｔ２に
は正弦波化回路８からクロック信号が入力される。

【００６６】アップダウンカウンタ９１のＰ０，Ｑ０、
Ｐ１，Ｑ１、Ｐ２，Ｑ２、Ｐ３，Ｑ３の各端子は相互に
接続されており、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３端子はそれぞれマル
チプレクサ９２のＡ，Ｂ，Ｃ端子に接続されている。

【００６７】アップダウンカウンタ９１のＱ０，Ｑ１，
Ｑ２，Ｑ３端子には、４端子ＮＯＲ回路９３及び４端子
ＡＮＤ回路９４の各入力端子がそれぞれ接続されてい
る。ＮＯＲ回路９３の出力端子はインバータ９５を介し
てＮＯＲ回路９６の一方の入力端子に接続されており、
ＮＯＲ回路９６の他方の入力端子は比較回路２５の出力
端子Ｏ及びカウンタ９１のアップダウン端子Ｕ／Ｄに接
続されている。ＮＯＲ回路９６の出力端子はカウンタ９
１のリセット端子ＲＳＴに接続されている。

【００６８】ＡＮＤ回路９４の出力端子はＮＯＲ回路９
７の一方の入力端子に接続され、ＮＯＲ回路９７の他方
の入力端子はＮＯＲ回路９８の出力端子に接続されてい
る。ＮＯＲ９７の出力端子はＮＯＲ回路９９の一方の入
力端子に接続され、ＮＯＲ９９の他方の入力端子は比較
回路２５の出力端子Ｐ及びＮＯＲ回路９８の一方の入力
端子に接続されている。ＮＯＲ回路９９の出力端子はア
ップダウンカウンタ９１のプリセットイネイブル端子Ｐ
Ｅに接続され、ＮＯＲ回路９８の他方の入力端子は比較
回路２５の出力端子Ｏに接続されている。

【００６９】マルチプレクサ９２の入力端子Ｘ０は入力
端子９Ｔ４に接続されるとともに、各入力端子Ｘ０〜Ｘ
７の間にはそれぞれ抵抗Ｒ９１〜Ｒ９７が接続されてい
る。マルチプレクサ９２の出力端子はバッファ用オペア
ンプ１００を介して出力端子９Ｔ５に接続され、出力端
子９Ｔ５はＬＰＦ１０の入力側に接続されている。

【００７０】このように構成したので、図７の比較回路
２５の出力端子Ｏ，Ｐに現れる出力信号をそれぞれｏ，
ｐ、ＮＯＲ回路９３の出力信号をｑ、ＡＮＤ回路９４の
出力信号をｒとすると、アップダウン９１のプリセット
イネイブル端子ＰＥに入力される信号ＰＥＳの論理式は
ＰＥＳ＝［ｐ］（［ｏ］＋ｒ）、アップダウン端子Ｕ／
Ｄに入力される信号Ｕ／ＤＳの論理式はＵ／ＤＳ＝ｏ、
リセット端子ＲＳＴに入力される信号ＲＳＴＳの論理式
はＲＳＴＳ＝ｑ［ｏ］となる。

【００７１】したがって、本実施例の携帯用電源装置が
図３のの範囲で運転されているときは、ｐ信号の論理
レベルが“１”、ｏ信号の論理レベルが“０”であるか
ら、ＰＥＳ＝０、Ｕ／ＤＳ＝０、ＲＳＴＳ＝ｑとなり、
頭初はアップダウンカウンタ９１のカウンタ値は０であ
るからｑ＝１となり、したがってアップダウンカウンタ
９１はリセット状態となり、カウント動作をせず、この
ため、マルチプレクサ９２の出力端子Ｘからは、正弦波
化回路８の出力端子８Ｔ４から入力された信号がそのま
ま出力される。

【００７２】図３のの点近くまで出力電流が増大し、
出力電流による電圧値（即ち、電流検出器５のオペアン
プ５４の出力）が比較回路２５の第２の閾値を超えた時
点では、ｏ＝０、ｐ＝０となるが、これに対応してＰＥ
Ｓ＝ｒ（アップダウンカウンタ９１のカウンタ値は０で
あるからｒ＝０）、Ｕ／ＤＳ＝０、ＲＳＴＳ＝ｑ（上記
と同様にｑ＝１）となり、したがって上と同様にアップ
ダウンカウンタ９１はリセットがかかっていてカウント
動作せず、正弦波化回路８の出力がそのまま電子ボリュ
ーム９の出力として出力端子９Ｔ５から出力される。

【００７３】本実施例の携帯用電源装置の出力電流がさ
らに増大し、該出力電流による電圧値が図３の点、即
ち比較回路２５の第１の閾値に達すると、ｏ＝１，ｐ＝
０となり、したがって、ＰＥＳ＝ｒ（ｒは依然として
０）、Ｕ／ＤＳ＝１、ＲＳＴＳ＝０となり、アップダウ
ンカウンタ９１はリセットが解除され、アップカウント
のカウント動作を開始する。

【００７４】ここで、本実施例の２台の携帯用発電装置
Ｓ₁₀，Ｓ₂₀が並列運転されているものとして、図４に基
づいて説明を続ける。２台の発電装置Ｓ₁₀，Ｓ₂₀は夫々
の定格出力電圧に回路構成部品の精度とか温度特性等の
わずかな違い等に起因する不可避なバラツキを有してお
り（このバラツキは、各発電装置毎に必ず発生する）、
いま仮に出力電圧が高い特性を有する方を自発電装置Ｓ
₁₀とする。自発電装置Ｓ₁₀の出力電流が、上述のように
第１の閾値（１５Ａ）に到達した時点での他発電装置Ｓ
₂₀の出力電流は１１Ａであり、まだ４Ａの余裕を有して
いる。そして自発電装置Ｓ₁₀のアップダウンカウンタ９
１がアップカウントを開始すると、マルチプレクサ９２
は、アップダウンカウンタ９１がクロックパルスを２個
カウントするたびに入力端子Ｘ０，…Ｘ７と出力端子Ｘ
との接続を切り替える。即ち、アップダウンカウンタ９
１がクロックパルスを２個カウントすると入力端子Ｘ１
と出力端子Ｘとが接続され、したがって電子ボリューム
９の出力端子９Ｔ５の出力信号は、入力端子９Ｔ４から
入力された入力信号のＲ９８／（Ｒ９１＋Ｒ９８）倍に
減衰させられる。次の２クロックパルスがカウントされ
ると、入力端子Ｘ２と出力端子Ｘとが接続され、出力端
子９Ｔ５の出力信号は入力端子９Ｔ４の入力信号のＲ９
８／（Ｒ９１＋Ｒ９２＋Ｒ９８）となり、以下同様にし
て電子ボリューム９の出力信号は、アップダウンカウン
タ９１がクロックパルスを２個カウントするたびに順次
減衰して行き、アップダウンカウンタ９１がクロックパ
ルスを１４個カウントするとマルチプレクサ９２の入力
端子Ｘ７と出力端子Ｘとが接続され、電子ボリューム９
の出力端子９Ｔ５から出力される出力信号のレベルは、
入力端子９Ｔ４から入力される入力信号のレベルの

【数１】倍となる。このとき本実施例の携帯用電源装置の出力電
圧は、入力端子Ｘ０，…Ｘ７と出力端子Ｘとの接続が切
り替わる度に図４の点から点方向へ低下し、最終的
にはＶｄ＝４［Ｖ］低下して図４の点に到達する。

【００７５】ところで、図４に示す本実施例において
は、自電源装置Ｓ₁₀の出力電圧が２Ｖ低下した時点（図
中点）で他電源装置Ｓ₂₀の出力電流も１５Ａとなり、
並列運転による最大出力電流１５Ａ＋１５Ａ＝３０Ａを
得ることができる。したがって、負荷電流が２６Ａ〜３
０Ａの間でまに合えば、図４中の点から点の間で出
力電圧のバランスがとれて、点には到達しない。

【００７６】このように、本発明を適用しない場合には
一方の電源装置が最大電流になった時点で並列運転の合
計出力が制限されてしまうのに対して、本発明によっ
て、双方の最大電流の合計出力を取り出すことができる
ようになる。

【００７７】次に、３０Ａではまだ不足で点に到達
し、さらにアップダウンカウンタ９１がもう１個のクロ
ックパルスをカウントし、Ｑ０〜Ｑ３端子の全ての端子
の出力信号が論理レベル“１”となると、ｒ＝１とな
り、したがってＰＥＳ＝１となって、アップダウンカウ
ンタ９１のカウント値はホールドされ、マルチプレクサ
の入力端子の接続の切り替えは行われなくなる。

【００７８】携帯用電源装置Ｓ₁₀の出力電流がこの状態
から低下して、該出力電流による電圧値が、図７の比較
回路２５の第１の閾値より小さくなると、比較回路２５
の出力信ｏは論理レベル“０”、出力信号ｐは論理レベ
ル“０”となる。しかし、この状態では、アップダウン
カウンタ９１のプリセットイネイブル端子ＰＥの入力信
号ＰＥＳは論理レベル“１”で変らず、リセット端子の
入力信号ＲＳＴも論理レベル“０”でリセット動作は行
われず、アップダウンカウンタ９１のカウント値は保持
されたままである。したがって、このときは電子ボリュ
ーム９は動作せず、携帯用電源装置Ｓ₁₀は出力電圧が下
方へレベルシフトしたままの出力特性で出力電流が減少
して、図３の点まで徐々に出力電圧が増大する。

【００７９】出力電流が更に減少し、該出力電流による
電圧が、図７の比較回路２５の第２の閾値よりも小さく
なると、ｏ＝０，ｐ＝１となり、したがって、ＰＥＳ＝
０，Ｕ／ＤＳ＝０，ＲＳＴＳ＝ｑ＝０となる。これによ
りアップダウンカウンタ９１は、カウント値「１５」よ
りダウンカウントを開始し、マルチプレクサ９２の入力
端子Ｘ０〜Ｘ７は先程のアップカウント時とは逆の切り
替え接続が順次なされる。したがって本携帯用電源装置
の出力電圧は、図３の点から点に復帰し、１５個の
のクロックパルスでｑ＝１、ＲＳＴＳ＝１となってアッ
プダウンカウンタ９１は元の状態に復帰したこととな
る。

【００８０】なお、ｏ＝１となると、図５の保護回路２
６のカウンタがカウント動作を開始し、所定時間以上ｏ
＝１の状態が継続して該カウンタのカウント値が所定値
に達すると保護回路２６の出力が「Ｈ」レベルとなっ
て、インバータ回路３ａの動作が停止し、本携帯用電源
装置は遮断される。

【００８１】また、本実施例においては、自電源装置Ｓ
₁₀の出力電圧の方が他電源装置Ｓ₂₀よりも高い場合につ
いて説明したが、逆に他電源装置Ｓ₂₀の方が高い場合に
は、本実施例の自電源装置Ｓ₁₀の動作が他電源装置Ｓ₂₀
の動作として同様に行なわれる。

【００８２】

【発明の効果】本発明による携帯用電源装置は、以上の
如く構成したので、他の携帯用電源装置と並列運転した
場合、各携帯用電源装置を最大出力まで駆動でき、全携
帯用電源装置の合算出力を効率よく取り出すことができ
る。また、並列運転時も単体での運転時と同様に、保護
回路の機能を十分に発揮できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案による携帯用電源装置の一実施例を示す
回路図である。

【図２】図１の実施例の動作を説明するためのタイムチ
ャートである。

【図３】図１の実施例の動作を説明するための出力電流
−電圧特性図である。

【図４】図１の実施例を他の電源装置と並列運転したと
きの出力電流−電圧特性図である。

【図５】図１の実施例の構成の一部を詳細に示す回路図
である。

【図６】図１の実施例の構成の一部を詳細に示す回路図
である。

【図７】電流検出器と比較回路の一例を示す回路図であ
る。

【図８】図１の実施例の構成の一部を詳細に示す回路図
である。

【図９】矩形波変換器の一例を示す回路図である。

【図１０】矩形波変換器の一例を示す回路図である。

【図１１】位相差検出器の位置地形を示す回路図であ
る。

【図１２】ＶＣＯの一例を示す回路図である。

【図１３】分周器の一例を示す回路図である。

【図１４】正弦波化回路の一例を示す回路図である。

【図１５】電子ボリュームの一例を示す回路図である。

【図１６】並列運転時の使用可能力を説明するためのグ
ラフである。

【符号の説明】

１交流発電機２整流平滑回路３インバータ及びＬＰＦ４電圧検出器５電流検出器６ＶＣＯ７分周器８正弦波化回路９電子ボリューム１０ＬＰＦ１１ＰＷＭ１２オペアンプ１４，１５矩形波変換器１６位相差検出器１７運・停制御器２５比較回路２６保護回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/00 - 3/44 H02M 7/00 - 7/98

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源回路から出力される直流電力を
所定周波数の交流電力に変換するインバータ回路と、こ
のインバータ回路からのインバータ出力が過負荷状態の
ときに出力電流を遮断する保護回路を有する携帯用電源
装置であって、この電源装置と他の電源装置の出力端子
同士を並列接続した状態で運転できるようにしたものに
おいて、前記出力電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出された前記出力電流が第１の
閾値に達するまでは当該出力電流の増加に応じて出力電
圧が低下する出力特性と、前記出力電圧が前記第１の閾値に達したときに、それ以
上の負荷の増加に対してはこの出力電流が当該第１の閾
値を維持するように出力電圧を低下させる電圧低下手段
とを備え、前記電圧低下手段により、前記並列接続された電源装置
のそれぞれの出力電流値が前記第１の閾値に到達した時
点で揃うようにしたことを特徴とする携帯用電源装置。
【請求項２】前記電圧低下手段により前記出力電圧が
低下させられた状態で、前記出力電流が前記第１の閾値
より小さい第２の閾値まで低下したときに、前記電圧低
下手段の動作を解除して前記出力電圧を復帰させる解除
手段を設けた請求項１記載の携帯用電源装置。
【請求項３】前記出力電流が前記第１の閾値を超えて
いる時間が所定時間継続したときに前記出力電流を遮断
する遮断手段を前記保護回路に設けた請求項１又は２記
載の携帯用電源装置。
【請求項４】前記電圧低下手段は、時間の経過量に対
応して出力電圧を低下せしめるよう構成した請求項１乃
至３記載の携帯用電源装置。