JPH0522837A

JPH0522837A - 携帯用電源装置

Info

Publication number: JPH0522837A
Application number: JP3194902A
Authority: JP
Inventors: Motohisa Shimizu; 元壽清水; Masafumi Nakamura; 政史中村
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 1991-07-09
Filing date: 1991-07-09
Publication date: 1993-01-29

Abstract

(57)【要約】【目的】一時的な過負荷状態が繰り返して発生して
も、内部の回路要素の加熱状態の許容範囲を考慮しつつ
この範囲内で電動機等の負荷の始動動作等を円滑に動作
せることのできる携帯用電源装置を提供すること。【構成】計時手段３０は、過負荷状態の発生と同時に
計時動作を開始し、所定の遮断時間に達する前に過負荷
状態が解消した場合は、計時動作を停止して、過負荷状
態計時動作継続時間に応じた復帰時間後に初期状態に復
帰し、復帰時間経過以前に過負荷状態が再発した場合に
は、前記遮断時間より短い時間で出力電流を遮断する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、携帯用エンジン発電機
等のように、携帯用交流電源装置として使用される携帯
用電源装置に関する。

【０００２】

【従来技術】近年、携帯用の交流電源装置には、出力周
波数を安定化させるためにインバータ装置を使用するこ
とが多くなってきており、例えばエンジンで駆動される
交流発電機によって商用周波数の交流電力を出力する携
帯用電源装置においては、エンジンを回転数の高い領域
にて運転させて発電機から高出力の交流電流を得、この
交流電流を一旦直流に変換した後、インバータ装置によ
り商用周波数の交流に変換して出力するようにした装置
が、実開昭５９−１３２３９８号公報等によって知られ
ている。

【０００３】ところで、このような交流電源装置におい
て、その使用用途によっては出力波形をできるだけ正弦
波に近似したものにしたいという要請があり、この要請
に応えるべく上記インバータ装置にパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）方式を採用した交流電源装置も検討され始めている
（特開昭６０−８２０９８号公報）ところで、以上のよ
うな携帯用の電源装置においては、出力回路保護のため
に種々の工夫がなされているが、電源装置の出力特性や
負荷の特性によっては出力される負荷電流の大小がその
まま負荷状態を表わす指標となっていない場合があり、
適切な保護システムを構成していない一面があった。例
えば、ただ単に負荷電流が大きくなったときに出力を遮
断するというような構成では、電動機等のように始動時
に一時的に大電流が流れるような負荷装置が出力回路に
接続された場合、負荷装置の始動時に必要以上に出力遮
断を施してしまう可能性があり、出力回路の最適な保護
システムとはなっていなかった。

【０００４】以上に鑑み、本願出願人は、インバータ制
御方式の発電機に対してではあるが、過電流状態を検出
したときには一定時間のみ出力を停止し、この一定時間
後に再び通電する、といった動作を繰返しながら電動機
等の始動が行なえるシステムを提案している（特開昭６
３−１１４５２７号公報）。

【０００５】また、これとは着眼点を変え、負荷装置に
短絡等が発生したら素早く出力を遮断する一方、過電流
状態であっても出力電圧があまり低下していないときに
は出力遮断を遅らせることにより、電動機等の負荷装置
の始動も容易ならしめるシステムも提案している（特願
平２−４１４９２７号）。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】このように、従来から
提案されている各種のシステムによって、電動機の始動
時のように、携帯用電源装置が一時的に大電流を出力す
る場合にも携帯用電源装置の動作を完全に遮断してしま
うことなく、一時的に出力を停止させる等の手段により
電動機等の始動を容易ならしめることができるが、この
ような始動動作が短時間内で繰り返された場合、例えば
インバータ式発電機では、出力段のスイッチング素子の
ような電流回路部分が過熱して故障の原因になり易くな
り、このため、回路要素の電流容量をかなり余裕をもた
せて設定しなければならない等の問題を生じる。

【０００７】すなわち、図６（２）に示すように短時間
に出力遮断までに至らない過負荷状態が繰り返され、携
帯用電源装置の出力電流が規定値Ｉを中心に断続的に変
化すると、図６（１）に示すように、携帯用電源装置の
回路要素が、冷却し切らないうちに加熱されることの繰
り返しにより、素子温度が徐々に上昇し、遂には素子の
破壊温度Ｔに達してしまうことになる。

【０００８】本発明は、従来の携帯用電源装置のこのよ
うな欠点を解消するためになされたものであり、一時的
な過負荷状態が繰り返し発生しても、内部の回路要素の
加熱状態の許容範囲を考慮しつつこの範囲内で電動機等
の負荷の始動動作等を円滑に動作させることのできる携
帯用電源装置を提供することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の携帯用電源装置は、出力電流を検出する電流
検出手段と、該電流検出手段が検出した出力電流を所定
の閾値と比較する比較手段と、前記出力電流が前記閾値
を超えた過負荷状態の継続時間を計時する計時手段と、
該計時手段が計時した前記過負荷状態の継続時間が所定
の時間に達した時に前記出力電流を遮断する保護手段と
を備えた携帯用電源装置において、前記計時手段は、前
記過負荷状態の発生と同時に計時動作を開始し、前記所
定の時間に達する前に該過負荷状態が解消した場合には
前記過負荷状態計時動作を停止し、該過負荷状態計時動
作の開始時から該過負荷状態の解消時までの過負荷状態
計時動作継続時間に応じた復帰時間の経過後に初期状態
に復帰するとともに、該復帰時間の経過以前に再び前記
過負荷状態が発生した場合には前記所定の時間より短い
時間の該過負荷状態の継続で前記保護手段を動作させる
信号を出力するよう構成したことを特徴とする。

【００１０】また、本発明の携帯用電源装置の前記復帰
時間は、前記過負荷状態計時動作継続時間より長いこと
を特徴とする。

【００１１】また、本発明の携帯用電源装置の前記計時
手段は、前記過負荷状態計時動作時には高い周波数のク
ロック信号を供給し、前記初期状態への復帰時には低い
周波数のクロック信号を供給するクロック信号供給手段
と、該クロック信号供給手段から供給されたクロック信
号を計数するカウンタとを備えたことを特徴とする。さ
らに、本発明の携帯用電源装置の前記計時手段は、前記
過負荷状態計時動作中はアップカウントし、前記復帰動
作中はダウンカウントするとともに、該復帰動作中に再
び前記過負荷状態が発生した場合に、該過負荷状態発生
時の計数値を初期値としてアップカウントするアップダ
ウンカウンタを備えたことを特徴とする。

【００１２】

【作用】本発明の携帯用電源装置においては、過負荷状
態発生と同時に計時手段が過負荷状態計時動作を開始
し、過負荷状態が解消した場合には過負荷状態計時動作
を停止し、該過負荷状態計時動作の開始時から該過負荷
状態の解消時までの過負荷状態計時動作継続時間に応じ
た復帰時間の経過後に初期状態に復帰するとともに、該
復帰時間の経過以前に再び前記過負荷状態が発生した場
合には前記所定の時間より短い時間の該過負荷状態の継
続で前記保護手段を動作させるので、一時的な過負荷状
態が繰り返して発生しても内部回路が過熱し過ぎて破損
することがない。

【００１３】また、本発明の携帯用電源装置の前記復帰
時間は、前記過負荷状態計時動作継続時間より長くする
ことによって、内部回路の過熱抑制効果は大きくなる。

【００１４】また、本発明の携帯用電源装置の計時手段
は、前記過負荷状態計時動作時には高い周波数のクロッ
ク信号をカウントし、前記初期状態への復帰時には低い
周波数のクロック信号をカウントするように構成するこ
とによって、簡単な構成で過負荷状態計時動作継続時間
より復帰時間を長くすることができる。

【００１５】さらに、本発明の携帯用電源装置の前記計
時手段は、前記過負荷状態計時動作中はアップカウント
し、前記復帰動作中はダウンカウントするとともに、該
復帰動作中に再び前記過負荷状態が発生した場合に、該
過負荷状態発生時の計数値を初期値としてアップカウン
トするように構成することによって、復帰動作中に再び
過負荷状態が発生した場合、前回の過負荷状態と今回の
過負荷状態の合算した継続時間が所定の時間に達した時
間に保護手段が動作して内部回路の過熱を防止する。

【００１６】

【実施例】以下、本発明の実施例を添付図面を参照して
説明する。

【００１７】図１〜図５は、本発明に係る携帯用電源装
置の一実施例の回路図であり、図２中１、２はそれぞれ
交流発電機の固定子に独立して巻装された出力巻線であ
り、１は三相出力巻線、２は単相補助巻線である。また
回転子（図示せず）には多極の永久磁石の磁極が形成さ
れており、エンジン（図示せず）によって回転駆動され
るように構成されている。三相出力巻線１の出力端は、
３つのサイリスタと３つのダイオードとで構成されるブ
リッジ整流回路３に接続され、ブリッジ整流回路３の出
力端は平滑回路４に接続される。

【００１８】単相補助巻線２の出力端は、正負両極出力
端子Ｅ，Ｆを有する定電圧供給装置５に接続される。定
電圧供給装置５は２組の整流回路、平滑回路、定電圧回
路5aから成り、単相補助巻線２からの一の方向の電流に
対しては一方の組の各回路が働き、反対の方向の電流に
対しては他方の組の各回路が働き、これによって出力端
子Ｅ，Ｆに夫々正負の定電圧が出力される。

【００１９】６はサイリスタ制御回路であり、電源入力
側の一端が定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続さ
れ、他端が平滑回路４の正極側端子とともに接地され
る。サイリスタ制御回路６の信号入力端はコンデンサＣ
１、抵抗Ｒ１〜Ｒ３の直列回路で構成され、コンデンサ
Ｃ１側の一端は定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接
続され、抵抗Ｒ３側の他端は平滑回路４の負極側端子に
接続される。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点はトランジ
スタＱ１のベースに、このトランジスタＱ１のコレクタ
はトランジスタＱ２のベースに、このトランジスタＱ２
のコレクタはブリッジ整流回路３の各サイリスタのゲー
ト入力回路に接続され、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点
の電位に応じてゲート入力回路の入力信号を制御するよ
うに構成されている（サイリスタ制御回路６に関する詳
細な説明は、後述する）。

【００２０】コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点Ｋに
は過渡抑制回路７の出力側が接続される。過渡抑制回路
７によれば、定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅ側に設
けられた定電圧回路５ａの入力側（Ｇ）にツェナーダイ
オードＤ１のカソード側が接続され、ツェナーダイオー
ドＤ１のアノード側が抵抗を介して定電圧供給装置５の
負極出力端子Ｆに接続されるとともに、オペアンプから
成る反転比較器７０１の反転端子（−）に接続され、反
転比較器７０１の非反転端子（＋）は抵抗を介して接地
される。反転比較器７０１の出力側はＮＯＲ回路７０２
の入力側に接続され、またＮＯＲ回路７０２の入力側に
は後述のタイマ回路３０及び運転停止指令回路３１から
の出力がそれぞれ供給される。ＮＯＲ回路７０２の出力
側はインバータ７０３、抵抗を介してトランジスタＱ３
のベースに接続される。トランジスタＱ３のエミッタは
定電圧供給装置５の負極出力端子Ｆに接続され、一方コ
レクタは、抵抗Ｒ４を介して定電圧供給装置５の正極出
力端子Ｅに接続されるとともにコンデンサＣ２を介して
定電圧供給装置５の負極出力端子Ｆに接続される。コン
デンサＣ２の正極端子にはトランジスタＱ４のベースが
接続され、トランジスタＱ４のコレクタは定電圧供給装
置５の正極出力端子Ｅに接続され、一方エミッタは、ダ
イオードＤ２のアノードに接続されるとともにサイリス
タ制御回路６のコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点Ｋ
に接続される。ダイオードＤ２のカソードはコンデンサ
Ｃ２の正極端子に接続される。

【００２１】平滑回路４の出力側は、図３に示すよう
に、インバータ回路９（スイッチング装置）に接続され
る。インバータ回路９は４つのＦＥＴ（電界効果トラン
ジスタ）Ｑ５〜Ｑ８から成るブリッジ回路で構成され
る。ＦＥＴＱ５，Ｑ６のドレインと接地されている共通
ラインとの間には負荷電流を検出するための電流検出用
抵抗Ｒ５，Ｒ６が接続されている。ＦＥＴＱ５〜Ｑ８の
各ゲート端子に接続される駆動信号回路に関しては後述
する。

【００２２】インバータ回路９の出力側はローパスフィ
ルタから成る出力回路１０を介して負荷（図示せず）が
接続される出力端子１１、１２に接続される。出力回路
１０は、負荷に対し直列接続されるコイルＬ１，Ｌ２及
び負荷に対し並列接続されるコンデンサＣ３で構成され
るローパスフィルタから成る。

【００２３】出力端子１１、１２の両端(ローパスフィ
ルタを構成するコンデンサの両端Ｈ)は、図４に示すよ
うに、分割抵抗や差動アンプから成る歪検出回路１３に
接続される。歪検出回路１３は、出力端子１１、１２に
現れる出力電圧の波形どうしを直接比較することによっ
て出力の波形歪みあるいはオフセット成分を検出し、検
出信号を出力するものである。

【００２４】１４は商用周波数、例えば５０Ｈｚまたは
６０Ｈｚの正弦波を発生する正弦波発振器である。この
正弦波発振器１４の出力側は差動増幅器１５のオペアン
プの反転入力端子（−）に抵抗を介して接続される。差
動増幅器１５のオペアンプの非反転入力端子（＋）に
は、ピーク検出回路１６の出力側が接続される。

【００２５】図３のピーク検出回路１６は次のように構
成される。電流検出用抵抗Ｒ５，Ｒ６とＦＥＴＱ５，Ｑ
６との接続点は、それぞれ２段増幅器１６１の入力側増
幅器１６１１の非反転入力端子（＋）、反転入力端子
（−）に接続され、増幅器１６１１の出力側は２段増幅
器１６１の出力側増幅器１６１２に接続される。そし
て、増幅器１６１２の出力側はオフセット増幅器１６２
及びオフセット増幅器１６３の各非反転入力端子（＋）
に接続される。

【００２６】１６４は上下限値設定回路であり、４つの
直列抵抗Ｒ７〜Ｒ１０から成り、一端が定電圧供給回路
５の正極出力端子Ｅに接続され、他端が定電圧供給回路
５の負極出力端子Ｆに接続されるとともに、抵抗Ｒ８と
Ｒ９との接続点が接地される。この上下限値設定回路１
６４により得られた所定の上限電圧値がオフセット増幅
器１６２のオペアンプの反転入力端子（−）に供給さ
れ、また所定の下限電圧値がオフセット増幅器１６３の
オペアンプの反転入力端子（−）に供給される。

【００２７】オフセット増幅器１６２の出力側はダイオ
ードＤ３のアノードに接続され、オフセット増幅器１６
３の出力側はダイオードＤ４のカソードに接続される。
ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のアノード
とは非反転増幅器１６５のオペアンプの非反転入力端子
（＋）に接続されるとともに、抵抗を介して接地され
る。非反転増幅器１６５の出力側（Ｌ）は図４の差動増
幅器１５のオペアンプの非反転入力端子（＋）に接続さ
れるとともに抵抗を介して接地される。差動増幅器１５
は、後に詳述するように、出力端子１１，１２の出力電
流（負荷電流）に応じたフィードバック信号によって、
正弦波発振器１４から出力される正弦波基準信号を補正
するものである。

【００２８】差動増幅器１５の出力側は差動増幅器１７
のオペアンプの反転入力端子（−）に接続され、差動増
幅器１７のオペアンプの非反転入力端子（＋）には歪検
出回路１３の出力側が接続される。差動増幅器１７は、
差動増幅器１５から出力される補正された正弦波の振幅
基準レベルを歪検出回路１３から出力される検出信号で
更に補正し、補正された正弦波信号を出力するものであ
る。

【００２９】１８は矩形波発振器であり、この矩形波発
振器１８で発振される矩形波の周波数は正弦波発振器１
４から出力される正弦波の周波数よりも格段に大きい値
に設定される。矩形波発振器１８の出力側は積分回路１
９に接続され、積分回路１９は矩形波を積分して三角波
信号に変換する。

【００３０】差動増幅器１７から出力される補正された
正弦波信号と積分回路１９から出力される三角波信号と
は重畳されてインバータバッファ２０（パルス幅変調回
路）に供給される。インバータバッファ２０は所定の閾
値（スレッシュホールドレベル）を有し、この閾値を超
えたレベルの信号が入力したときは低レベルの信号を出
力し、一方閾値以下のレベルの信号が入力したときは高
レベルの信号を出力し、いわゆるパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）信号を形成するものであり、例えばゲート端子への
入力信号に対し固定された閾値を有するＣ−ＭＯＳゲー
トＩＣで構成する。

【００３１】インバータバッファ２０の出力側は、イン
バータ２１を経てＮＡＮＤ回路２２の一方の入力端に入
力するとともにそのまま直接ＮＡＮＤ回路２３の一方の
入力端にも入力する。ＮＡＮＤ回路２２の他方の入力端
とＮＡＮＤ回路２３の他方の入力端には、図２に示す、
過渡抑制回路７のＮＯＲ回路７０２の出力端Ｊが接続さ
れる。

【００３２】ＮＡＮＤ回路２２、２３の各出力端はＦＥ
Ｔゲート駆動信号用回路２４、２５に夫々接続される。
ＦＥＴゲート駆動信号用回路２４はプッシュプル増幅
器、サージ吸収用ダイオード、低周波成分カット用のコ
ンデンサＣ４、パルストランスＡ、Ｃの一次側コイルか
ら構成され、同様にＦＥＴゲート駆動信号用回路２５は
プッシュプル増幅器、サージ吸収用ダイオード、低周波
成分カット用のコンデンサＣ５，パルストランスＢ，Ｄ
の一次側コイルから構成される。

【００３３】パルストランスＡの二次側コイル（図３の
インバータ回路９内に表示）は減衰抵抗、復調用のコン
デンサＣ６、双方向電圧規制ダイオードＤ５，Ｄ６を介
してＦＥＴＱ５のゲートに接続される。パルストランス
Ｂ，Ｃ，Ｄの各二次側コイルも、パルストランスＡの二
次側回路と全く同様な回路を介してＦＥＴＱ６，Ｑ７，
Ｑ８の各ゲートに夫々接続される。

【００３４】次に、過負荷検出部の回路構成を図１及び
図５を参照して説明する。

【００３５】図３の２段増幅器１６１の出力側増幅器１
６１２の出力端子は、抵抗とコンデンサから成る積分回
路を介して、図５の過電流検出回路２８に接続される。
過電流検出回路２８はオペアンプ２６、２７、２９、抵
抗Ｒ₁₁、Ｒ₁₂を有しており、前記積分回路の出力側
（Ｐ）は抵抗を介してオペアンプ２６の非反転端子
（＋）に接続されるとともに、抵抗を介してオペアンプ
２７の反転端子（−）に接続される。オペアンプ２６の
反転端子（−）及びオペアンプ２７の非反転端子(＋)は
夫々抵抗を介して接地され、オペアンプ２６及びオペア
ンプ２７の各出力端子は夫々ダイオードを介して接続さ
れて、続く積分回路Ｓに接続される。オペアンプ２６で
はＰ点から入力する信号のプラス側のみを増幅し、オペ
アンプ２７ではＰ点から入力する信号のマイナス側のみ
を反転増幅して、それらを重畳した上で、積分回路Ｓで
平滑する。

【００３６】この平滑出力はオペアンプ２９の非反転端
子(＋)に接続され、オペアンプ２９の反転端子（−）に
は、定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅとグランドとの
電位差を抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で分割した所定比較電圧が
供給される。オペアンプ２９の出力側は、図１のタイマ
回路３０のカウント開始用の端子（Ｗ）に接続される。
タイマ回路３０のカウント停止用の端子（Ｚ）には、図
５の運転停止指令回路３１の出力が接続される。タイマ
回路３０は、例えば汎用のＣ−ＭＯＳゲートのアップダ
ウンカウンタ「４５１６」を使用したカウンタ３０１を
有し、カウンタ３０１のＰ０〜Ｐ３端子及びＱ０〜Ｑ３
端子はそれぞれ互いに接続されている。Ｑ０〜Ｑ３の各
端子には４端子ＮＯＲ回路３０２及び４端子ＡＮＤ回路
３０３の各入力端子が接続されている。ＮＯＲ回路３０
２の出力端子はインバータ３０４の入力端子に接続さ
れ、インバータ３０４の出力端子はＮＯＲ回路３０６の
一方の入力端子に接続されている。ＮＯＲ回路３０６の
他方の入力端子は、カウント開始用端子Ｗ及びインバー
タ３０５の入力側並びにカウンタ３０１のアップダウン
端子Ｕ／Ｄに接続され、インバータ３０５の出力側は、
クロックパルス発生回路３３のＮＡＮＤ回路３３３の一
方の入力端子及びインバータ３３２の入力側に接続され
ている。ＮＯＲ回路３０６の出力側はＮＯＲ回路３０７
の一方の入力端子に接続され、ＮＯＲ回路３０７の他方
の入力端子はカウント停止用の端子Ｚ及び図２の過渡抑
制回路７のＮＯＲ回路７０２の一入力端子に接続されて
いる。ＮＯＲ回路３０７の出力端子は、インバータ３０
８を介して、カウンタ３０１のリセット端子Ｒに接続さ
れている。

【００３７】ＮＡＮＤ回路３０３の出力端子Ｑは、カウ
ンタ３０１のプリセットイネイブル端子ＰＥに接続され
るとともに、過渡抑制回路７のＮＯＲ回路７０２の他の
入力端子に接続されている。

【００３８】図５の運転停止指令回路３１は、携帯用電
源装置の発電出力を停止させたいとき、例えば人為的に
操作して止めたいときとかその他のオプショナルな付加
機能に応動させて止めたいときとかに高レベル信号を出
力するものであり、この停止用の高レベル信号の入力に
よりタイマ回路３０は、クロックパルスのカウントを停
止し、タイマ回路が作動開始する前の状態に復帰する。

【００３９】タイマ回路３０の出力端子（Ｑ）は、図２
の過渡抑制回路７のＮＯＲ回路７０２の入力側に接続
し、また図５の運転停止指令回路３１の出力端子（Ｒ）
もＮＯＲ回路７０２の入力側に接続する。

【００４０】クロックパルス発生回路３３の入力端子に
は図４の正弦波発振器１４の出力端子（Ｎ）がパルス列
形成回路１４１および分周器３４を介して接続される。
クロックパルス発生回路３３の出力はタイマ回路３０の
クロックパルス端子（ＣＫ）に供給される。

【００４１】クロックパルス発生回路３３のＮＡＮＤ回
路３３１の一方の入力端子は分周器３４の１／１６分周
の出力端子に接続され、他方の入力端子はインバータ３
３２の出力端子に接続されている。ＮＡＮＤ回路３３３
の一方の入力端子は分周器３４の１／３２分周の出力端
子に接続され、他方の入力端子はインバータ３０５の出
力端子に接続されている。ＮＡＮＤ回路３３１と３３３
の出力端子はＮＡＮＤ回路３３４の各入力端子と接続さ
れ、ＮＡＮＤ回路３３４の出力端子は、前述の如く、カ
ウンタ３０１のクロックパルス端子（ＣＫ）に接続され
ている。

【００４２】図４の正弦波発振器１４から出力する所定
周波数の正弦波信号は、パルス列形成回路１４１でパル
ス列信号に成形された後分周器３４に入力され、これを
１／１６、１／３２に分周してクロックパルス発生回路
３３に供給する。

【００４３】次に以上のように構成される携帯用電源装
置の作動について説明する。

【００４４】エンジンの駆動に伴い三相出力巻線１から
出力された三相交流電力はブリッジ整流回路３で整流さ
れ、続く平滑回路４で平滑されて直流電力に変換される
とともに、平滑回路４での直流電圧の変動が抵抗Ｒ２，
Ｒ３を介してサイリスタ制御回路６で検出され、その検
出信号に基づいてブリッジ整流回路３の各サイリスタの
導通制御することにより平滑回路４の出力電圧が所定の
直流電圧に安定に維持されるようなフィードバック制御
が行われる。なおサイリスタ制御回路６には過渡抑制回
路７からの出力信号も入力するが、この信号に基づくサ
イリスタ制御回路６及びブリッジ整流回路３の作動につ
いては後述する。

【００４５】インバータ回路９のＦＥＴＱ５，Ｑ７及び
ＦＥＴＱ６，Ｑ８のゲートには後述するパルス幅変調
（ＰＷＭ）信号が入力され、このＰＷＭ信号に応じてＦ
ＥＴＱ５，Ｑ７及びＦＥＴＱ６，Ｑ８を交互に導通させ
ることにより平滑回路４の直流出力をスイッチング制御
して出力回路１０へ出力させる。出力回路１０は高周波
成分をカットして商用周波数の交流電力を出力端子１
１、１２から負荷に供給する。

【００４６】出力端子１１に現れる出力電圧の波形と出
力端子１２に現れる出力電圧の波形は、歪検出回路１３
で比較され、その差、即ち出力電圧の波形の歪みあるい
はオフセット成分が検出され、その検出信号が差動増幅
器１７に出力される。

【００４７】正弦波発振器１４から出力された商用周波
数の正弦波基準信号は後に詳述する差動増幅器１５の作
動により交流出力電流に応じてピーク値補正を行われた
後、差動増幅器１７に入力される。

【００４８】差動増幅器１７は、差動増幅器１５から出
力された補正正弦波信号と歪検出回路１３から出力され
た直流分のフィードバック信号とを比較し、フィードバ
ック信号によって補正正弦波信号の振幅基準レベルを補
正し、この再度補正された正弦波信号を出力する。

【００４９】矩形波発振器１８から出力された矩形波信
号は積分回路１９で積分されて三角波信号に変換され
る。この三角波信号と差動増幅器１７からの補正正弦波
信号とが重畳されて重畳信号が形成され、インバータバ
ッファ２０に入力される。インバータバッファ２０で
は、重畳信号が閾値を超えるときには低レベルの信号を
出力し、一方閾値以下のときには高レベルの信号を出力
して、結果的に三角波信号を搬送波とし、補正正弦波に
よりパルス幅変調されたＰＷＭ信号を出力することとな
る。このＰＷＭ信号は、補正された正弦波信号に基づき
形成されるため、交流出力電流のピーク値補正が行われ
ることはもとより、前記出力電圧の歪み及びオフセット
成分を減少させることが可能となるとともに、応答時間
がコンパレータ（約１μｓｅｃ）に比べ格段に速いイン
バータバッファ（約５０ｎｓｅｃ）をＰＷＭ信号の形成
に使用するため搬送波の周波数をより高くすることが可
能となり、これにより出力波形をより正弦波に近似させ
た、より高品質の交流電力を供給することを可能ならし
める。

【００５０】インバータバッファ２０から出力されたＰ
ＷＭ信号は一方はインバータ２１で反転されてＮＡＮＤ
回路２２へ、他方はそのままＮＡＮＤ回路２３へ入力さ
れる。ＮＡＮＤ回路２２、２３には過渡抑制回路７か
ら、過電流状態等の、保護が必要な状態が検出された時
またはエンジン始動時等の低回転状態が検出された時に
低レベル信号が供給され、この時にはＮＡＮＤ回路２
２、２３の出力はＰＷＭ信号のいかんに拘らず高レベル
信号となり、この状態が継続されるためＰＷＭ信号は伝
送されない。一方、後述のように過負荷時やエンジンの
低回転でないときには過渡抑制回路７から高レベル信号
が供給され、この時にはＮＡＮＤ回路２２、23は夫々入
力した反転または非反転ＰＷＭ信号に応じて夫々反転ま
たは非反転ＰＷＭ信号を反転した信号を出力し、ＦＥＴ
ゲート駆動信号用回路２４にはＰＷＭ信号が、またＦＥ
Ｔゲート駆動信号用回路２５には反転したＰＷＭ信号が
供給される。

【００５１】ＦＥＴゲート駆動信号用回路２４では、Ｐ
ＷＭ信号は、プッシュプル増幅された後、コンデンサＣ
４で低周波成分、即ち商用周波数成分がカットされる。
コンデンサＣ４を通過する直前の信号は基準レベルに対
し振幅一定のＰＷＭ信号であるが、この信号の平均電圧
（積分値）は、正弦波発振器１４からの正弦波と同一の
周期で変化しており、従ってこのＰＷＭ信号はこの正弦
波と同一の周波数（商用周波数）成分を含んでいる。こ
のＰＷＭ信号がコンデンサＣ４を通過した後は商用周波
数成分とは逆相にパルス列全体が上下して平均電圧が常
時零であるパルス信号列に変換される。

【００５２】この平均電圧が常時零であるパルス信号列
がパルストランスＡ，Ｃの各一次コイルに供給されるの
で、パルストランスＡ，Ｃを構成するトランスコアに
は、商用周波数成分による磁気飽和の悪影響がほとんど
なくなり、従ってトランスＡ，Ｃは、ＰＷＭ搬送周波数
で磁気飽和しない程度の小型サイズのもので構成するこ
とが可能となる。

【００５３】ＦＥＴゲート駆動信号用回路２５の作動も
上記ＦＥＴゲート駆動信号用回路24の作動と全く同様で
ある。

【００５４】パルストランスＡの二次コイルから出力し
たパルス信号はツェナーダイオードＤ５，Ｄ６の各降伏
電圧と比較され、各降伏電圧を超えた分によりコンデン
サＣ６が充放電され、コンデンサＣ６の両端には各降伏
電圧を超えた分による平均電圧（これは商用周波数を有
する）が現れる。従って、ＦＥＴＱ５のゲート・ソース
間には、商用周波数を有するコンデンサＣ６の両端電圧
と、パルストランスＡの二次コイルから出力したパルス
信号とが重畳した信号、即ちコンデンサＣ４を通過前の
ＰＷＭ信号が復調される。ＦＥＴＱ５は、ＰＷＭ信号の
正パルスがゲートに入力されている間だけ導通する。

【００５５】パルストランスＣの二次コイルから出力し
たパルス信号も上述のパルストランスＡの二次コイルか
ら出力したパルス信号と全く同様に処理され、ＦＥＴＱ
７の導通はＦＥＴＱ５の導通と同じタイミングで行われ
る。

【００５６】パルストランスＢ，Ｄの二次コイルから出
力したパルス信号も上述のパルストランスＡ，Ｃの二次
コイルから出力したパルス信号と全く同様に処理され
る。但しパルストランスＢ，Ｄに入力するＰＷＭ信号と
パルストランスＡ，Ｃに入力するＰＷＭ信号とは位相が
逆であるから、ＦＥＴＱ５，Ｑ７が導通するときはＦＥ
ＴＱ６，Ｑ８が非導通となり、反対にＦＥＴＱ５，Ｑ７
が非導通となるときはＦＥＴＱ６，Ｑ８が導通するよう
に作動する。

【００５７】以上のように、出力波形に基づきフィード
バック補正された商用周波数の正弦波を高周波の三角波
でパルス幅変調し、このパルス幅変調信号に基づきイン
バータ回路９でスイッチング制御が行われ、その後出力
回路１０で搬送周波数成分がカットされ、ほぼ正弦波に
近似した商用周波数の交流電力が出力端子１１、１２か
ら負荷に供給される。

【００５８】以上のインバータ回路９及び歪検出回路１
３乃至ＦＥＴゲート駆動信号用回路２５（但し、差動増
幅器１５及びピーク検出回路１６を除く）の構成及び作
動に関する、より詳細な説明は、既に本願出願人により
出願されたインバータ装置（特願平２−３０７８２３
号）に記載されている。

【００５９】次に過渡抑制回路７の作動を説明する。

【００６０】エンジン始動直後は交流発電機の出力電圧
が低いため、定電圧供給装置５を構成する定電圧回路５
ａの入力端の電圧は低く、従って始動当初、ツェナーダ
イオードＤ１の降伏電圧（定格運転時の回転数よりも低
い値に設定したエンジン回転数の設定値に相当）を超え
ることはなく、ツェナーダイオードＤ１は非導通であ
る。そのため反転比較器７０１の反転端子（−）は低レ
ベルであり、反転比較器７０１の出力は高レベルとな
る。

【００６１】ＮＯＲ回路７０２は入力側の少なくとも１
つに高レベル信号が入力すれば低レベル信号を出力する
ので、ＮＯＲ回路７０２の出力は、反転比較器７０１の
高レベル出力またはタイマ回路３０又は運転停止指令回
路３１からの高レベル出力で低レベルとなる。

【００６２】この低レベル信号がインバータ７０３で反
転されて高レベル信号となり、トランジスタＱ３を導通
してコンデンサＣ２を放電させる。従ってトランジスタ
Ｑ４は非導通となり、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接
続点Ｋの電位は低レベルとなる。

【００６３】従ってサイリスタ制御回路６のトランジス
タＱ１は非導通となり、トランジスタＱ２は導通とな
り、ブリッジ整流回路３の各サイリスタのゲートには低
レベル信号が供給される。これにより、各サイリスタは
導通せず、ブリッジ整流回路３は整流出力を供給しな
い。即ち、エンジン回転数が設定値以下であるか、また
は過負荷が検出されたときにはブリッジ整流回路３は整
流出力を供給しないようにされ、これによりエンジン始
動時におけるインバータ回路の不安定動作が抑制される
とともに過負荷による過電流状態等の、保護が必要とさ
れる状態が検出された時の出力供給も停止される。

【００６４】次に、エンジン始動後、交流発電機の出力
電圧が徐々に上昇し、定電圧回路5aの入力端の電圧が高
くなり、ツェナーダイオードＤ１の降状電圧を超える
と、即ちエンジン回転数が設定値を超えるとツェナーダ
イオードＤ１は導通し、反転比較器７０１の反転端子
（−）は高レベルに転じ、反転比較器７０１の出力は低
レベルとなる。

【００６５】このときタイマ回路３０又は、運転停止指
令回路３１から高レベル信号が入力していなければ、Ｎ
ＯＲ回路７０２の出力は高レベルに転じ、インバータ７
０３の出力は低レベルとなる。従ってトランジスタＱ３
は非導通となり、コンデンサＣ２は抵抗Ｒ４を介して充
電される。この充電によりコンデンサＣ２の正極側電位
は、コンデンサＣ２の容量及び抵抗Ｒ４の抵抗値で決ま
る時定数に基づき徐々に上昇する。コンデンサＣ２の正
極側電位の上昇によりトランジスタＱ４が導通するが、
このトランジスタＱ４の導通によりトランジスタＱ４の
エミッタ電位が上昇してトランジスタＱ４のベース電位
より高くなるようなことがあればトランジスタＱ４は非
導通に転じるので、Ｋ点の電位はコンデンサＣ２の正極
側電位より僅か低い値に常時維持されることになる。従
ってＫ点の電位は、エンジン回転数が設定値を超えた時
点以降、コンデンサＣ２の容量及び抵抗Ｒ４の抵抗値で
決まる時定数に基づき徐々に上昇することとなる。

【００６６】従って、サイリスタ制御電圧（Ｘ，Ｙ間）
はＫ点電位に比例するため徐々に上昇し、最終的にＫ点
電位が略定電圧供給装置５の正極出力電位に至り、各サ
イリスタのゲート電圧は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点
の電位を所定値に維持するための所定のフィードバック
制御入力値に至る。

【００６７】斯くして、たとえエンジン始動のとき出力
端子１１，１２に負荷が接続されたままの状態であって
も交流発電機の出力電圧が十分上昇していない不安定な
状態でブリッジ整流回路３の各サイリスタに急激に電流
が突入することを防止できるものである。これによりイ
ンバータ回路９の各ＦＥＴに対して不安定な状態で急激
な電圧変化が加わることも防止される。こうした防止効
果は、エンジン始動時に出力端子１１，１２に接続され
ている負荷が大きい程大きく、特に負荷が短絡状態にあ
る場合にはサイリスタやＦＥＴに対する悪影響の抑制効
果がきわめて大きい。

【００６８】次に、補正回路を構成するピーク検出回路
１６及び差動増幅器１５の作動について説明する。

【００６９】インバータ回路９の一対の電流検出用抵抗
Ｒ５，Ｒ６にはインバータ回路９の出力電流（負荷電
流）に応じた電圧が生じる。電流検出用抵抗Ｒ５，Ｒ６
の検出電流波形信号（出力電流信号）はピーク検出回路
１６のオペアンプ１６１１の非反転入力端子（＋）、反
転入力端子（−）に入力される。オペアンプ１６１１は
積分回路を構成しており、入力された電流検出用抵抗Ｒ
５，Ｒ６の電位信号は高周波成分が除去され、直流成分
および商用周波数成分を含む信号がオペアンプ１６１１
の出力側に現われる。この信号は積分回路を構成するオ
ペアンプ１６１２で反転増幅されることにより高周波成
分が除去された商用周波数の信号となり、オフセット増
幅器１６２，１６３に出力される。オフセット増幅器１
６２では、オペアンプ１６１２からの商用周波数信号の
振幅を、上下限値設定回路１６４からオペアンプの反転
端子（−）に入力した所定の上限電圧値と比較し、この
ピーク電流判別の閾値となる所定の上限電圧値を越えた
分のみを増幅する（オフセット増幅）。オフセット増幅
器１６３では、オペアンプ１６１２からの商用周波数信
号の振幅を、上下限値設定回路１６４からオペアンプの
反転端子（−）に入力したピーク電流判別の閾値となる
所定の下限電圧値と比較し、この所定の下限電圧値を下
回った分のみを増幅する（オフセット増幅）。オフセッ
ト増幅器１６２，１６３の出力はダイオードＤ３，Ｄ４
を夫々通過して重畳される。従ってこの重畳後の信号
は、増幅された商用周波数信号のレベルが所定の上限電
圧値を越えた部分のみまたは下限電圧値を下回った部分
のみが合成された信号であり、増幅された商用周波数信
号のレベルが所定の上下限電圧値を越えないときにはこ
の合成信号は零レベルを維持することとなる。

【００７０】この合成信号は非反転増幅器１６５で増幅
されたあと、差動増幅器１５のオペアンプの非反転端子
（＋）に入力される。差動増幅器１５では、この合成信
号が正弦波発振器１４からの正弦波と比較され、差動増
幅される。即ち、交流出力電流が大きくなってこれに対
応する商用周波数信号のレベルが所定の上下限電圧値を
超えた場合、その超えた量に応じてフィードバック補正
が行われて対応する正弦波のピーク部が潰され、このピ
ーク部が補正された正弦波が次の差動増幅器１７に出力
される。

【００７１】その結果、このように補正された正弦波信
号に基づいて行われるパルス幅変調制御によって得られ
る交流出力電流は対応するピーク部が潰され、これによ
り、交流出力電流のピーク電流値が制限されたことにな
る。なお、過電流が流れたときにピーク電流値を制限す
るだけで、電流供給を遮断してしまうことはせず、従っ
て一時的に出力のピーク電流値が大きくなる負荷にも何
等支障なく通電状態を継続させることができる。

【００７２】次に、過負荷検出部の回路（図５）の作動
を説明する。

【００７３】まず図３の電流検出用抵抗Ｒ５，Ｒ６で負
荷電流が検出され、検出された負荷電流がオペアンプ１
６１１，１６１２及び図５の過電流検出回路２８のオペ
ンプ２６，２７で全波整流された後に平滑され、オペア
ンプ２９で基準電圧と比較される。従って負荷電流が所
定値より大きいとき、即ち過電流が流れているときには
オペアンプ２９の出力が高レベルとなり、タイマ回路３
０は入力しているクロックパルスのカウントを開始す
る。

【００７４】図１のタイマ回路３０のＺ端子から入力さ
れる信号をｚ、Ｗ端子から入力される信号をｗ、インバ
ータ３０４の出力信号をｋ、ＡＮＤ回路３０３の出力信
号をｑとすると、カウンタ３０１のアップダウン端子Ｕ
／Ｄの入力信号の論理式Ｕ／ＤＳは、Ｕ／ＤＳ＝ｗ、リ
セット端子Ｒの入力信号の論理式ＲＳは、ＲＳ＝ｋ′
ｗ′＋ｚ（以下、論理式上反転記号として′を用い
る）、プリセットイネイブル端子ＰＥの入力信号の論理
式ＰＥＳは、ＰＥＳ＝ｑとなる。また、分周器３４の１
／１６分周のクロックパルス信号をＡ、１／３２分周の
クロックパルス信号をＢとすると、クロックパルス発生
回路３３の出力信号、即ちカウンタ３０１のクロック端
子ＣＫの入力信号の論理式ＣＫＳは、ＣＫＳ＝Ａｗ＋Ｂ
ｗ′となる。

【００７５】したがって、過電流が検出され、信号ｗが
論理レベル“１”となると、カウンタ３０１の各端子の
入力信号は、Ｕ／ＤＳ＝１、ＲＳ＝ｚ、ＰＥＳ＝ｑ、Ｃ
ＫＳ＝Ａとなり、いま、運転停止指令信号ｚの論理レベ
ルは“０”であると仮定するとＲＳ＝０となり、また、
カウンタ３０１の初期状態では、ＡＮＤ回路３０３の出
力レベルは「Ｌ」レベルで、信号ｑの論理レベルは
“０”となるから、ＰＥＳ＝０となる。このことから、
カウンタ３０１は、高速の１／１６分周のクロックパル
ス信号Ａのアップカウント動作を開始し、Ｑ₀〜Ｑ₃の全
ての出力端子が論理レベル“１”となったときにＡＮＤ
回路３０３の出力信号ｑの論理レベルが“１”となっ
て、プリセットイネイブル端子ＰＥの論理レベルが
“１”となる。したがって、カウンタ３０１は計数値を
保持するとともに、図２の過渡抑制回路７のＮＯＲ回路
７０２の出力信号が「Ｌ」レベルとなり、インバータ９
は動作を停止し、本実施例の携帯用電源装置は出力電流
を遮断する。この状態になると、エンジンを停止し、全
ての電源を遮断して、一旦初期状態に復帰しないと携帯
用電源装置は再起動しない。

【００７６】この状態に至る直前、例えばカウンタ３０
１がクロックパルス信号を１４個カウントした時に過負
荷状態が解消されて、信号ｗが論理レベル“０”となる
と、カウンタ３０１の各端子の入力信号は、Ｕ／ＤＳ＝
０、ＲＳ＝ｋ′＋ｚ＝ｋ′、ＰＥＳ＝ｑ、ＣＫＳ＝Ｂと
なり、この状態ではＮＯＲ回路３０２の出力信号ｋ′は
論理レベル“０”であるから、ＲＳ＝０、また、ＡＮＤ
回路３０３の出力信号ｑは論理レベル“０”であるから
ＰＥＳ＝０であり、したがってカウンタ３０１はカウン
ト値１４から１／３２分周の低速クロックパルス信号Ｂ
のダウンカウント動作を開始する。カウンタ３０１が１
４個のクロックパルスをカウントし、表示値が０に戻る
と、ＮＯＲ回路３０２の出力信号ｋ′が論理レベル
“１”となり、したがってＲＳ＝１となって、カウンタ
３０１はリセットされる。

【００７７】カウンタ３０１は、過負荷状態でアップカ
ウントするときは１／１６分周のクロックパルス信号Ａ
をカウントし、本実施例の携帯用電源装置が遮断される
前に過負荷状態が解消されたときには、過負荷状態にカ
ウントアップした計数値から１／３２分周のクロックパ
ルス信号Ｂでカウントダウンするので、図７に示すよう
に、例えば過負荷状態時にクロックパルス信号Ａを１４
個カウントアップするのに１０秒間かかったとすると、
完全にカウントダウンするには、その倍の２０秒間かか
る。

【００７８】このカウントダウンの途中で、例えば図８
に示すようにクロックパルスを７個カウントした後（復
帰動作開始後１０秒後）に、再び過負荷状態となり信号
ｗの論理レベルが“１”となると、Ｕ／ＤＳ＝１、ＲＳ
＝０、ＰＥＳ＝ｑ＝０、ＣＫＳ＝Ａとなって、カウンタ
３０１は、過負荷状態となったときのカウント値からク
ロックパルス信号Ａをカウントアップすることとなるの
で、カウントダウンしていた時間に反比例した時間で、
出力端子Ｑ０〜Ｑ３の全てが論理レベル“１”となって
しまう。図８の例では、１０秒間カウントダウンしてい
たので、５秒間過負荷状態が継続すると本実施例の携帯
用電源装置は出力電流を遮断してしまうこととなる。こ
のことにより、内部回路の過熱状態が十分に解消しない
うちに、再び過負荷状態となって内部回路が破壊されて
しまうことが防止できる。

【００７９】また、例えば図９に示すように、過負荷状
態となっている時間が短ければ（図９の例では５秒
間）、過負荷状態時にカウントアップされる計数値が小
さいので、リセット状態になるまでカウントダウンする
のに要する復帰時間が短くて済み（図９の例では１０秒
間）、短時間の復帰時間後に再び過負荷状態となっても
出力電流が遮断されるまでに十分な時間が得られる。

【００８０】以上の如く、本実施例では、過負荷状態が
続いてカウンタ３０１がカウントアップしている過負荷
状態計時動作継続時間に応じた復帰時間の経過後に初期
状態に復帰し、該復帰時間の経過以前に再び前記過負荷
状態が発生した場合には、図１０（２）に示すように、
予め設定された出力電流遮断時間より短い時間の過負荷
状態の継続でインバータ回路９の動作を停止させるの
で、図１０（１）に示すように、本実施例の内部回路の
温度が上昇して破壊温度Ｔにまで達することを防止でき
る。また、例えば電動機のような始動時に一時的に大電
流が流れるもののような負荷についてのくり返し始動
も、内部回路に悪影響をおよぼさない範囲内で出力遮断
されることなく立ち上げることが可能となる。

【００８１】なお、運転停止指令回路３１から高レベル
信号が出力されると、タイマ回路３０のカウント動作は
停止され、またＮＯＲ回路７０２を経て、ブリッジ整流
回路３及びインバータ回路９の作動が停止される。

【００８２】

【発明の効果】本発明の携帯用電源装置は、以上の如く
構成したので、一時的な過負荷状態が繰り返して発生し
ても、内部の回路要素の加熱状態の許容範囲を考慮しつ
つこの範囲内で電動機等の負荷の始動動作等を円滑に動
作させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の携帯用電源装置の一実施例の全体構成
図の一部である。

【図２】本発明の携帯用電源装置の一実施例全体構成図
の一部である。

【図３】本発明の携帯用電源装置の一実施例全体構成図
の一部である。

【図４】本発明の携帯用電源装置の一実施例全体構成図
の一部である。

【図５】本発明の携帯用電源装置の一実施例全体構成図
の一部である。

【図６】従来の携帯用電源装置の温度特性と出力電流特
性を示す図である。

【図７】本発明の携帯用電源装置の一実施例の出力電流
特性の一例を示す図である。

【図８】本発明の携帯用電源装置の一実施例の出力電流
特性の他の例を示す図である。

【図９】本発明の携帯用電源装置の一実施例の出力電流
特性の他の例を示す図である。

【図１０】本発明の携帯用電源装置の一実施例の温度特
性と出力特性の一例を示す図である。

【符号の説明】

１三相出力巻線２単相補助巻線３ブリッジ整流回路５定電圧供給装置６サイリスタ制御回路７過渡抑制回路９インバータ回路１０出力回路１３歪検出回路１６ピーク検出回路２４，２５ＦＥＴゲート駆動信号用回路２８過電流検出回路３０タイマ回路３１運転停止指令回路３３クロックパルス発生回路３４分周器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】出力電流を検出する電流検出手段と、該
電流検出手段が検出した出力電流を所定の閾値と比較す
る比較手段と、前記出力電流が前記閾値を超えた過負荷
状態の継続時間を計時する計時手段と、該計時手段が計
時した前記過負荷状態の継続時間が所定の時間に達した
時に前記出力電流を遮断する保護手段とを備えた携帯用
電源装置において、前記計時手段は、前記過負荷状態の
発生と同時に計時動作を開始し、前記所定の時間に達す
る前に該過負荷状態が解消した場合には前記過負荷状態
計時動作を停止し、該過負荷状態計時動作の開始時から
該過負荷状態の解消時までの過負荷状態計時動作継続時
間に応じた復帰時間の経過後に初期状態に復帰するとと
もに、該復帰時間の経過以前に再び前記過負荷状態が発
生した場合には前記所定の時間より短い時間の該過負荷
状態の継続で前記保護手段を動作させる信号を出力する
よう構成したことを特徴とする携帯用電源装置。
【請求項２】前記復帰時間は、前記過負荷状態計時動
作継続時間より長い請求項１記載の携帯用電源装置。
【請求項３】前記計時手段は、前記過負荷状態計時動
作時には高い周波数のクロック信号を供給し、前記初期
状態への復帰時には低い周波数のクロック信号を供給す
るクロック信号供給手段と、該クロック信号供給手段か
ら供給されたクロック信号を計数するカウンタとを備え
た請求項２記載の携帯用電源装置。
【請求項４】前記計時手段は、前記過負荷状態計時動
作中はアップカウントし、前記復帰動作中はダウンカウ
ントするとともに、該復帰動作中に再び前記過負荷状態
が発生した場合に、該過負荷状態発生時の計数値を初期
値としてアップカウントするアップダウンカウンタを備
えた請求項１又は３記載の携帯用電源装置。