JPH04207973A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はインバータ装置に関し、特に携帯用の交流電源
装置等に使用される、パルス幅変調方式のインバータ装
置に関する。

（従来の技術） 近年、携帯用の交流電源装置には、出力周波数を安定化
させるためにインバータ装置を使用することが多くなっ
てきており、例えばエンジンで駆動される交流発電機に
よって商用周波数の交流電力を出力する携帯用電源装置
においては、エンジンを回転数の高い領域にて運転させ
て発電機から高出力の交流電流を得、この交流電流を一
旦直流に変換した後、インバータ装置により商用周波数
の交流に変換して出力するようにした装置が、実開昭５
９−１３２３９８号公報等によって知られている。

ところで、このような交流電源装置において、その使用
用途によっては出力波形をできるだけ正弦波に返信した
ものにしたいという要請かあり、この要請に応えるべく
上記インバータ装置にパルス幅変調（ＰＷＭ）方式を採
用した交流電源装置も検討され始めている（特開昭６０
−８２０９８号公報）。

（発明が解決しようとする課題） しかしながら、こうした交流電源装置の始動時に最初か
ら比較的大きな負荷が接続されていると始動電流か一時
的に大電流となって大きなピーク電流が流れる場合があ
り得、これは交流電源装置自体に悪影響を及はし易いた
め、こうしたピーク電流はできるだけ遮断したいが、一
方、出力電流の通電は継続したいという要請もある。

更に加えて、上記負荷が一時的に短絡状態となった場合
でも交流電源装置の回路保護を速やかに行なえることが
好ましい。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、交流電源装
置の始動時に始動電流が一時的に大電流となっても交流
電源装置自体に悪影響を及はすことなく出力電流の通電
を継続できるように構成したインバータ装置を提供する
ことを目的とする。

（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するために本発明によれば、直流電源回
路の出力をスイッチング制御するスイッチング装置と、
所定周波数の正弦波基準信号を出力する正弦波形成回路
と、この正弦波基準信号を入力してパルス幅変調してＰ
ＷＭ信号を出力するパルス幅変調回路と、このパルス幅
変調回路から出力されるＰＷＭ信号に基づいて前記スイ
ッチング装置をスイッチング動作させるスイッチング制
御回路と、前記スイッチング装置に接続され、正弦波状
の交流電力を出力する出力回路とを有するインバータ装
置において、前記出力回路の交流出力電流の波形を検出
する波形検出回路と、この波形検出回路で検出される出
力電流波形の振幅が所定の振幅範囲を越えた場合にこの
振幅範囲を越えた部分の波形信号をフィードバック信号
として前記正弦波形成回路から出力される前記正弦波基
準信号と比較して差動増幅する補正回路とから成り、前
記パルス幅変調回路は、この補正回路からの出力信号を
入力してＰＷＭ信号を形成するように構成することを特
徴とするインバータ装置が提供される。

（作用） 所定周波数の正弦波基準信号をパルス幅変調してＰＷＭ
信号を形成し、このＰＷＭ信号に基づいて直流電源回路
の出力をスイッチング制御し、正弦波状の交流電力を出
力する。

更に、出力回路の交流出力電流の波形を検出し、この出
力電流波形の振幅が所定の振幅範囲を越えた場合にこの
振幅範囲を越えた部分の波形信号をフィードバック信号
として正弦波基準信号と比較して差動増幅して正弦波基
準信号を補正し、この補正された正弦波基準信号に基づ
きＰＷＭ信号を形成する。

（実施例） 以下、本発明の実施例を添付図面を参照して説明する。

第１図は、本発明に係るインバータ装置を含むエンジン
発電機の全体構成図であり、図中１．２はそれぞれ交流
発電機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、
１は三相出力巻線、２は単相補助巻線である。また回転
子（図示せず）には多極の永久磁石の磁極が形成されて
おり、エンジン（図示せず）によって回転駆動されるよ
うに構成されている。三相出力巻線１の出力端は、３つ
のサイリスタと３つのダイオードとで構成されるブリッ
ジ整流回路３に接続され、ブリッジ整流回路３の出力端
は平滑回路４に接続される。

単相補助巻線２の出力端は、正負両極出力端子Ｅ、Ｆを
有する定電圧供給装置５に接続される。

定電圧供給装置５は２組の整流回路、平滑回路、定電圧
回路５ａから成り、単相補助巻線２からの−の方向の電
流に対しては一方の組の各回路が働き、反対の方向の電
流に対しては他方の組の各回路が働き、これによって出
力端子Ｅ、　　Ｆに夫々正負の定電圧が出力される。

６はサイリスタ制御回路であり、電源入力側の一端が定
電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続され、他端が平
滑回路４の正極側端子とともに接地される。サイリスタ
制御回路６の信号入力端はコンデンサＣＩ、抵抗Ｒ１〜
Ｒ３の直列回路で構成され、コンデンサＣ１側の一端は
定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続され、抵抗Ｒ
３側の他端は平滑回路４の負極側端子に接続される。抵
抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点はトランジスタＱ１のベー
スに、このトランジスタＱ１のコレクタはトランジスタ
Ｑ２のベースに、このトランジスタＱ２のコレクタはブ
リッジ整流回路３の各サイリスタのゲート入力回路に接
続され、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点の電位に応して
ゲート入力回路の入力信号を制御するように構成されて
いる（サイリスタ制御回路６に関する詳細な説明は、本
願出願人による特願平１−２３０９０８号に開示される
のでここでは省略する）。

コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点Ｋには過渡抑制回
路７の出力側が接続される。過渡抑制回路７によれば、
定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅ側に設けられた定電
圧回路５ａの入力側（Ｇ）にツェナーダイオードＤ１の
カソード側か接続され、ツェナーダイオードＤ１のアノ
ード側が抵抗を介して定電圧供給装置５の負極出力端子
Ｆに接続されるとともに、オペアンプから成る反転比較
器７０１の反転端子（−）に接続され、反転比較器７０
１の非反転端子（＋）は抵抗を介して接地される。反転
比較器７０１の出力側はＮＯＲ回路７０２の入力側に接
続され、一方ＮＯＲ回路７０２の入力側のもう１つの端
子にはエンジン発電機の過電流状態とか等の、保護が必
要な状態になっていることを検出するための保護装置８
が接続され、保護が必要な状態を検出した時に高レベル
信号がＮＯＲ回路７０２に供給される。ＮＯＲ回路７０
２の出力側はインバータ７０３．抵抗を介してトランジ
スタＱ３のベースに接続される。トランジスタＱ３のエ
ミッタは定電圧供給装置５の負極出力端子Ｆに接続され
、一方コレクタは、抵抗Ｒ４を介して定電圧供給装置５
の正極出力端子Ｅに接続されるとともにコンデンサＣ２
を介して定電圧供給装置５の負極出力端子Ｆに接続され
る。コンデンサＣ２の正極端子にはトランジスタＱ４の
ベースが接続され、トランジスタＱ４のコレクタは定電
圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続され、一方エミッ
タは、ダイオードＤ２のアノードに接続されるとともに
サイリスク制御回路６のコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との
接続点Ｋに接続される。ダイオードＤ２のカソードはコ
ンデンサＣ２の正極端子に接続される。

平滑回路４の出力側はインバータ回路９（スイッチング
装置）に接続される。インバータ回路９は４つのＦＥＴ
（電界効果トランジスタ）Ｑ５〜Ｑ８から成るブリッジ
回路で構成される。ＦＥＴＱ５〜Ｑ８の各ゲート端子に
接続される駆動信号回路に関しては後述する。

インバータ回路９の出力側はローパスフィルタから成る
出力回路１０を介して負荷（図示せず）が接続される出
力端子１１．１２に接続される。

出力回路１０は、負荷に対し直列接続されるコイルＬｌ
、Ｌ２、及び負荷に対し並列接続されるコンデンサＣ３
で構成されるローパスフィルタと、コイルＬ１とコンデ
ンサＣ３との間に、負荷に対して直列接続されるカレン
トトランスＣＴ（波形検出回路）とから成る。

出力端子１１．１２の両端（ローパスフィルタを構成す
るコンデンサの両端Ｈ）は、分割抵抗や差動アンプから
成る検出回路１３に接続される。

検出回路１３は、出力端子１１．１２に現れる出力電圧
の波形どうしを直接比較することによって出力の波形歪
みあるいはオフセット成分を検出し、検出信号を出力す
るものである。

１４は商用周波数、例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正
弦波を発生する正弦波発振器（正弦波形成回路）である
。この正弦波発振器１４の出力側は差動増幅器１５の反
転入力端子（−）に接続される。差動増幅器１５のオペ
アンプの非反転入力端子（＋）には、本発明に係るピー
ク検出回路１６の出力側か接続される。ピーク検出回路
１６は高速タイプのオペアンプ３段にて構成され、各オ
ペアンプでのゲインを１０倍程度にして高スルーレート
を得るようにするとともにそれ等を差動増幅器１５を含
めて計４段重ねることによって高ゲインを確保するよう
にしている。

ピーク検出回路１６は次のように構成される。

カレントトランスＣＴの二次側は反転増幅器１６１０入
力端に接続され、反転増幅器１６１の出力側はオフセッ
ト増幅器１６２及びオフセット増幅器１６３の各非反転
入力端子（＋）に接続される。

１６４は上下限値設定回路であり、４つの直列抵抗から
成り、一端が定電圧供給回路５の正極出力端子Ｅに接続
され、他端が定電圧供給回路５の負極出力端子Ｆに接続
されるとともに、４つの直列抵抗の中心部が接地される
。この上下限値設定回路１６４により得られた所定の上
限電圧値がオフセット増幅器１Ｂ２のオペアンプの反転
入力端子（−）に供給され、また所定の下限電圧値がオ
フセット増幅器１８３のオペアンプの反転入力端子（−
）に供給される。

オフセット増幅器１６２の出力側はダイオードＤ３のア
ノードに接続され、オフセット増幅器１６３の出力側は
ダイオードＤ４のカソードに接続される。ダイオードＤ
３のカソードとダイオードＤ４のアノードとは非反転増
幅器１６５のオペアンプの非反転入力端子（＋）に接続
されるとともに、抵抗を介して接地される。非反転増幅
器１６５の出力側（Ｌ）は差動増幅器１５のオペアンプ
の非反転入力端子（＋）に接続されるとともに抵抗を介
して接地される。差動増幅器１５は後に詳述するように
、出力回路１０の交流出力電流に応じたフィードバック
信号によって、正弦波発振器１４から出力される正弦波
信号を補正するものである（差動増幅器１５及びピーク
検出回路１６が補正回路を構成する）。

差動増幅器１５の出力側は差動増幅器１７のオペアンプ
の反転入力端子（−）に接続され、差動増幅器１７のオ
ペアンプの非反転入力端子（＋）には検出回路１３の出
力側が接続される。差動増幅器１７は、正弦波発振器１
４から出力される正弦波の振幅基準レベルを検出回路１
３から出力される検出信号で補正し、補正された正弦波
信号を出力するものである。

１８は矩形波発振器であり、この矩形波発振器１８で発
振される矩形波の周波数は正弦波発振器１４から出力さ
れる正弦波の周波数よりも格段に大きい値に設定される
。矩形波発振器１８の出力側は積分回路１９に接続され
、積分回路１９は矩形波を積分して三角波信号に変換す
る。

差動増幅器１７から出力される補正された正弦波信号と
積分回路１９から出力される三角波信号とは重畳されて
インバータバッファ２０（パルス幅変調回路）に供給さ
れる。インバータバッファ２０は所定のしきい値（スレ
ッシュホールドレベル）を有し、このしきい値を越えた
レベルの信号が入力したときは低レベルの信号を出力し
、一方しきい値以下のレベルの信号が入力したときは高
レベルの信号を出力し、いわゆるパルス幅変調（ＰＷＭ
）信号を形成するものであり、例えばゲート端子への人
力信号に対し固定されたしきい値を有するＣ　−ＭＯＳ
ゲートＩＣで構成する。

インバータバッファ２０の出力側は、インバータ２１を
経てＮＡＮＤ回路２２の一方の入力端に入力するととも
にそのまま直接ＮＡＮＤ回路２３の一方の入力端にも入
力する。ＮＡＮＤ回路２２の他方の入力端とＮＡＮＤ回
路２３の他方の入力端には過渡抑制回路７のＮＯＲ回路
７０２の出力端Ｊが接続される。

ＮＡＮＤ回路２２．２３の各出力側はＦＥＴゲート駆動
信号用回路２４．２５に夫々接続される。ＦＥＴゲート
駆動信号用回路２４はプッシュプル増幅器、サージ吸収
用ダイオード、低周波成分カット用のコンデンサＣ４、
パルストランスＡ、Ｃの一次側コイルから構成され、同
様にＦＥＴゲート駆動信号用回路２５はプッシュプル増
幅器、サージ吸収用ダイオード、低周波成分カット用の
コンデンサＣ５、パルストランスＢ、　Ｄの一次側コイ
ルから構成される。

パルストランスＡの二次側コイル（インバータ回路９内
に表示）は減衰抵抗、復調用のコンンデンサＣ６、双方
向電圧規制ダイオードＤ５．　Ｄ６を介してＦＥＴＱ５
のゲートに接続される。パルストランスＢ、Ｃ，Ｄの各
二次側コイルも、パルストランスへの二次側回路と全く
同様な回路を介してＦＥＴＱ６．Ｑ７．Ｑ８の各ゲート
に夫々接続される（ＦＥＴゲート駆動信号用回路２４，
２５及び各パルストランス、減衰抵抗、復調用コンデン
サ、双方向電圧規制ダイオード等によりスイッチング制
御回路が構成される）。

次に、以上のように構成されるインバータ装置を含むエ
ンジン発電機の作動について説明する。

エンジンの駆動に伴い三相出力巻線１から出力された三
相交流電力はブリッジ整流回路３で整流され、続く平滑
回路４で平滑されて直流電力に変換されるとともに、平
滑回路４での直流電圧の変動が抵抗Ｒ２，Ｒ３を介して
サイリスタ制御回路６で検出され、その検出信号に基づ
いてブリッジ整流回路３の各サイリスタの導通角を制御
することにより平滑回路４の出力電圧が所定の直流電圧
に安定に維持されるようなフィードバック制御が行われ
る。なおサイリスタ制御回路６には過渡抑制回路７から
の出力信号も入力するが、この信号に基づくサイリスタ
制御回路６及びブリッジ整流回路３の作動については後
述する。

インバータ回路９のＦＥＴＱ５．Ｑ７及びＦＥＴＱ６．
Ｑ８のゲートには後述するパルス幅変調信号（ＰＷＭ）
信号が人力され、このＰＷＭ信号に応してＦＥＴＱ５．
Ｑ７及びＦＥＴＱ６．Ｑ８を交互に導通させることによ
り平滑回路４の直流出力をスイッチング制御して出力回
路１０へ出力させる。出力回路ユＯは高周波成分をカッ
トして商用周波数の交流電力を出力端子１１．１２から
負荷に供給する。

出力端子１１に現れる出力電圧の波形と出力端子１２に
現れる出力電圧の波形は、検出回路１３で比較され、そ
の差、即ち出力電圧の波形の歪みあるいはオフセット成
分が検出され、その検出信号が差動増幅器１７に出力さ
れる。

正弦波発振器１４から出力された商用周波数の正弦波信
号は後に詳述する差動増幅器１５の作動により交流出力
電流に応じてピーク値補正を行われた後、差動増幅器１
７に入力される。

差動増幅器１７は、差動増幅器１５から出力された補正
正弦波信号と検出回路１３から出力された出力電圧の波
形の歪あるいは直流オフセット分等を含んたフィードバ
ック信号とを比較し、このフィードバック信号によって
補正正弦波信号の振幅基準レベルを補正し、この再度補
正された正弦波信号を出力する。

矩形波発振器１８から出力された矩形波信号は積分回路
１９で積分されて三角波信号に変換される。この三角波
信号と差動増幅器１７からの補正正弦波信号とが重畳さ
れて重畳信号が形成され、インバータバッファ２０に入
力される。インバータバッファ２０では、重畳信号がし
きい値を越えるときには低レベルの信号を出力し、一方
しきい値以下のときには高レベルの信号を出力して、結
果的に三角波信号を搬送波とし、補正正弦波によりパル
ス幅変調されたＰＷＭ信号を出力することとなる。この
ＰＷＭ信号は、補正された正弦波信号に基づき形成され
るため、交流出力電流のピーク値補正が行われることは
もとより（これについては後述する）前記出力電圧の歪
み及びオフセット成分を減少させることか可能となると
ともに、応答時間かコンパレータ（約１μ５ｅｃ）に比
べ格段に速いインバータバッファ（約５０　ｎ５ｃｃ）
をＰＷＭ信号の形成に使用するため搬送波の周波数をよ
り高くすることか可能となり、これにより出力波形をよ
り正弦波に近似させた、より高品質の交流電力を供給す
ることを可能ならしめる。

インバータバッファ２０から出力されたＰＷＭ信号は一
方はインバータ２１て反転されてＮＡＮＤ回路２２へ、
他方はそのままＮＡＮＤ回路２３へ入力される。ＮＡＮ
Ｄ回路２２．２３には過渡抑制回路７から、過電流状態
等の、保護が必要な状態が検出された時またはエンジン
始動時等の低回転状態か検出された時に低レベル信号が
供給され、この時にはＮＡＮＤ回路２２．２３の出力は
ＰＷＭ信号のいかんに拘らず高レベル信号となり、この
状態が継続されるためＰＷＭ信号は伝送されない。一方
、保護を必要とする状態が検出されず、かつエンジン回
転数も低回転でないときには過渡抑制回路７から高レベ
ル信号が供給され、この時にはＮＡＮＤ回路２２．２３
は夫々入力した反転または非反転ＰＷＭ信号に応じて夫
々反転または非反転ＰＷＭ信号を反転した信号を出力し
、ＦＥＴゲート駆動信号用回路２４にはＰＷＭ信号か、
またＦＥＴゲート駆動信号用回路２５には反転したＰＷ
Ｍ信号が供給される。

ＦＥＴゲート駆動信号用回路２４では、ＰＷＭ信号は、
プッシュプル増幅された後、コンデンサＣ４で低周波成
分、即ち商用周波数成分がカットされる。コンデンサＣ
４を通過する直前の信号は基準レベルに対し振幅一定の
ＰＷＭ信号であるが、この信号の平均電圧（積分値）は
、正弦波発振器１４からの正弦波と同一の周期で変化し
ており、従ってこのＰＷＭ信号はこの正弦波と同一の周
波数（商用周波数）成分を含んでいる。このＰＷＭ信号
かコンデンサＣ４を通過した後は商用周波数成分とは逆
相にパルス列全体が上下して平均電圧が常時零であるパ
ルス信号列に変換される。

この平均電圧か常時零であるパルス信号列がパルストラ
ンスＡ、Ｃの各−次コイルに供給されるので、パルスト
ランスＡ、Ｃを構成するトランスコアには、商用周波数
成分による磁気飽和の悪影響かほとんどなくなり、従っ
てトランスＡ、Ｃは、ＰＷＭ搬送周波数で磁気飽和しな
い程度の小型サイズのもので構成することが可能となる
。

ＦＥＴゲート駆動信号用回路２５の作動も上記ＦＥＴゲ
ート駆動信号用回路２４の作動と全く同様である。

パルストランスＡの二次コイルから出力したパルス信号
はツェナーダイオードＤ５．Ｄ６の各降伏電圧と比較さ
れ、各降伏電圧を越えた分によりコンデンサＣ６が充放
電され、コンデンサＣ６の両端には各降伏電圧を越えた
分による平均電圧（これは商用周波数を有する）が現れ
る。従って、ＦＥＴＱ５のゲート・ソース間には、商用
周波数を有するコンデンサＣ６の両端電圧と、パルスト
ランスＡの二次コイルから出力したパルス信号とが重畳
した信号、即ちコンデンサＣ４を通過前のＰＷＭ信号か
復調される。ＦＥＴＱ５は、ＰＷＭ信号の正パルスかゲ
ートに入力されている間だけ導通する。

パルストランスＣの二次コイルから出力したパルス信号
も上述のパルストランスＡの二次コイルから出力したパ
ルス信号と全く同様に処理され、ＦＥＴＱ７の導通はＦ
ＥＴＱ５の導通と同じタイミングで行われる。

パルストランスＢ、Ｄの二次コイルから出力したパルス
信号も上述のパルストランスＡ、Ｃの二次コイルから出
力したパルス信号と全く同様に処理される。但しパルス
トランスＢ、Ｄに入力するＰＷＭ信号とパルストランス
Ａ、Ｃに入力するＰＷＭ信号とは位相が逆であるから、
ＦＥＴＱ５゜Ｑ７が導通するときはＦＥＴＱ６．Ｑ８が
非導通となり、反対にＦＥＴＱ５．Ｑ７が非導通となる
ときはＦＥＴＱ６．Ｑ８が導通するように作動する。

以上のように、出力波形に基づきフィードバック補正さ
れた商用周波数の正弦波を高周波の三角波でパルス幅変
調し、このパルス幅変調信号に基づきインバータ回路９
てスイッチング制御が行われ、その後出力回路１０て搬
送周波数成分がカットされ、はぼ正弦波に近似した商用
周波数の交流電力が出力端子１１．１２から負荷に供給
される。

以上のインバータ回路９及び検出回路１３乃至ＦＥＴゲ
ート駆動信号用回路２５（但し、差動増幅器１５及びピ
ーク検出回路１６を除く）の構成及び作動に関する、よ
り詳細な説明は、既に本願出願人により平成２年１１月
１３日付で出願されたインバータ装置に記載されている
。

次に過渡抑制回路７の作動を説明する。

エンジン始動直後は交流発電機の出力電圧が低いため、
定電圧供給装置５を構成する定電圧回路５ａの入力端の
電圧は低く、従って始動当初、ツェナーダイオードＤ１
の降伏電圧（定格運転時の回転数よりも低い値に設定し
たエンジン回転数の設定値に相当）を越えることはなく
、ツェナーダイオードＤ１は非導通である。そのため反
転比較器７０１の反転端子（−）は低レベルであり、反
転比較器７０１の出力は高レベルとなる。

ＮＯＲ回路７０２は入力側の少なくとも一方に高レベル
信号が入力すれば低レベル信号を出力するのて、ＮＯＲ
回路７０２の出力は、反転比較器７０１の高レベル出力
または保護装置８の高レベル出力で低レベルとなる。

この低レベル信号がインバータ７０３て反転されて高レ
ベル信号となり、トランジスタＱ３を導通してコンデン
サＣ２を放電させる。従ってトランジスタＱ４は非導通
となり、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点にの電位
は低レベルとなる。

従ってサイリスタ制御回路６のトランジスタＱ１は非導
通となり、トランジスタＱ２は導通となり、ブリッジ整
流回路３の各サイリスタのゲートには低レベル信号が供
給される。これにより、各サイリスタは導通せず、ブリ
ッジ整流回路３は整流出力を供給しない。即ち、エンジ
ン回転数が設定値以下であるか、または保護が必要な状
態が検出されたときにはブリッジ整流回路３は整流出力
を供給しないようにされ、これによりエンジン始動時に
おけるインバータ回路の不安定動作が抑制されるととも
に過負荷による過電流状態等の、保護が必要とされる状
態が検出された時の出力供給も停止される。

次に、エンジン始動後、交流発電機の出力電圧が徐々に
上昇し、定電圧回路５ａの入力端の電圧が高くなり、ツ
ェナーダイオードＤ１の降伏電圧を越えると、即ちエン
ジン回転数が設定値を越えるとツェナーダイオードＤ１
は導通し、反転比較器７０１の反転端子（−）は高レベ
ルに転じ、反転比較器７０１の出力は低レベルとなる。

このとき保護が必要な状態が検出されていなければ、Ｎ
ＯＲ回路７０２の出力は高レベルに転じ、インバータ７
０３の出力は低レベルとなる。従ってトランジスタＱ３
は非導通となり、コンデンサＣ２は抵抗Ｒ７を介して充
電される。この充電によりコンデンサＣ２の正極側電位
は、コンデンサＣ２の容量及び抵抗Ｒ７の抵抗値で決ま
る時定数に基づき徐々に上昇する。コンデンサＣ２の正
極側電位の上昇によりトランジスタＱ４が導通するが、
このトランジスタＱ４の導通によりトランジスタＱ４の
エミッタ電位が上昇してトランジスタＱ４のベース電位
より高くなるようなことがあればトランジスタＱ４は非
導通に転じるので、Ｋ点の電位はコンデンサＣ２の正極
側電位より僅か低い値に常時維持されることになる。従
ってに点の電位は、エンジン回転数が設定値を越えた時
点以降、コンデンサＣ２の容量及び抵抗Ｒ７の抵抗値で
決まる時定数に基づき徐々に上昇することとなる。

従って、トランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧は
徐々に上昇してトランジスタＱ１は徐々に導通し、トラ
ンジスタＱ２は徐々に非導通となり、ブリッジ整流回路
３の各サイリスタに入力するゲート電圧は徐々に上昇し
、徐々に導通角を広げていくことになる。そして最終的
にに点電位が略定電圧供給装置５の正極出力電位に至り
、各サイリスクのゲート電圧は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との
接続点の電位を所定値に維持するための所定のフィード
バック制御入力値に至る。

斯くして、たとえエンジン始動のとき出力端子１１．１
２に負荷が接続されたままの状態であってもブリッジ整
流回路３の各サイリスタに急激に電流が突入することを
防止できるものである。それと同時に、ブリッジ整流回
路３の各サイリスタに入力するゲート電圧が徐々に上昇
するように制御されることにより、平滑回路４の直流出
力はエンジン始動後徐々に上昇し、これによりインバー
夕回路９の各ＦＥＴに対して急激な電圧変化が加わるこ
とも防止される。こうした防止効果は、エンジン始動時
に出力端子１１．１２に接続されている負荷が大きい程
大きく、特に負荷が短絡状態にある場合にはサイリスク
やＦＥＴに対する悪影響の抑制効果がきわめて大きい。

次に、本発明に係るピーク検出回路１６及び差動増幅器
１５の作動について説明する。

まずカレントトランスＣＴにより交流出力電流を検出す
る。交流出力電流を出力回路１０のコイルＬ１とコンデ
ンサＣ３との間から検出するので、インバータ回路９に
流れる電流を位相遅れなく検出できるとともに、インバ
ータ回路９かスイッチング動作することでインバータ回
路９の出力電圧値が急激に変化するが、それに伴う外乱
を除去した交流出力電流を検出できる。

検出された交流出力電流はピーク検出回路１６の反転増
幅器１８１で反転増幅されてオフセット増幅器１６２，
１６３に夫々出力される。オフセット増幅器１６２では
、反転増幅器１６１からの出力の振幅を、上下限値設定
回路１６４からオペアンプの反転端子（−）に人力した
所定の上限電圧値と比較し、このピーク電流判別のしき
い値となる所定の上限電圧値を越えた分のみを増幅する
（オフセット増幅）。オフセット増幅器１６３では、反
転増幅器１６１からの出力波形の振幅を、上下限値設定
回路１６４からオペアンプの反転端子（−）に入力した
ピーク電流判別のしきい値となる所定の下限電圧、値と
比較し、この所定の下限電圧値を下回った分のみを増幅
する（オフセット増幅）。オフセット増幅器１８２．１
１３３の出力はダイオードＤＢ、Ｄ４を夫々通過して重
畳される。従ってこの重畳後の信号は、増幅された交流
出力電流が所定の上限電圧値を越えた部分のみまたは下
限電圧値を下回った部分のみが合成された信号であり、
増幅された交流出力電流が所定の上下限電圧値を越えな
いときにはこの合成信号は零レベルを維持することとな
る。

この合成信号は非反転増幅器】６５て増幅されたあと、
差動増幅器１５のオペアンプの非反転端子（＋）に入力
される。差動増幅器１５では、この合成信号が正弦波発
振器１４からの正弦波と比較され、差動増幅される。即
ち、交流出力電流が所定の上下限電圧値を越えた場合、
その越えた量に応じてフィードバック補正が行われて対
応する正弦波のピーク部が潰され、このピーク部が補正
された正弦波が次の差動増幅器１７に出力される。

その結果、このように補正された正弦波に基づいて行わ
れるパルス幅変調制御によって得られる交流出力電流は
対応するピーク部が潰され、これにより交流出力電流の
ピーク電流値が制限されたことになる。なお、過電流が
流れたときにピーク電流値を制限するだけで、電流供給
を遮断してしまうことはせず、従って一時的に出力のピ
ーク電流値が大きくなる負荷にも同等支障なく通電状態
を継続させることができる。

（発明の効果） 以上詳述したように本発明は、直流電源回路の出力をス
イッチング制御するスイッチング装置と、所定周波数の
正弦波基準信号を出力する正弦波形成回路と、この正弦
波基準信号を入力してパルス幅変調してＰＷＭ信号を出
力するパルス幅変調回路と、このパルス幅変調回路から
出力されるＰＷＭ信号に基づいて前記スイッチング装置
をスイッチング動作させるスイッチング制御回路と、前
記スイッチング装置に接続され、正弦波状の交流電力を
出力する出力回路とを有するインバータ装置において、
前記出力回路の交流出力電流の波形を検出する波形検出
回路と、この波形検出回路で検出される出力電流波形の
振幅が所定の振幅範囲を越えた場合にこの振幅範囲を越
えた部分の波形信号をフィードバック信号として前記正
弦波形成回路から出力される前記正弦波基準信号と比較
して差動増幅する補正回路とから成り、前記パルス幅変
調回路は、この補正回路からの出力信号を入力してＰＷ
Ｍ信号を形成するように構成するので、交流出力電流の
ピーク電流値を所定範囲内に制限して過電流保護を行う
ことができ、このため、例えば−時的にピーク電流値が
大きくなる負荷に対しても同等支障なく通電状態を継続
させることができる。

また、交流出力電流のピーク電流値のみを抑制しながら
電流供給を継続することができるので、電動機等のよう
な始動電流の大きな負荷でもすみやかに定常運転状態に
至らせることができる。

更に請求項３に記載のように、前記出力回路はコイル及
びコンデンサから成るローパスフィルタで構成されると
ともに、これらコイルとコンデンサとの間にカレントト
ランスを設け、前記波形検出回路はこの出力回路のカレ
ントトランスから前記交流出力電流の波形を検出するの
で、交流出力電流を位相遅れなく検出できるとともに、
スイッチング時の外乱を受けることなく交流出力電流を
検出でき、従って高速で精度の良い過電流保護システム
を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るインバータ制御式エンジン発電機
の全体構成図である。 ９・・・インバータ回路（スイッチング装置）。 ユＯ・・出力回路。 ］４・・・正弦波発信器（正弦波形成回路）。 １５．１６・・・差動増幅器、ピーク検出回路（補正回
路）。 ２０・・・インバータバッファ（パルス幅変調回路）１
ＣＴ・・・カレントトランス（波形検出回路）。 出願人　　　本田技研工業株式会社

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、直流電源回路の出力をスイッチング制御するスイッ
   チング装置と、所定周波数の正弦波基準信号を出力する
   正弦波形成回路と、この正弦波基準信号を入力してパル
   ス幅変調してＰＷＭ信号を出力するパルス幅変調回路と
   、このパルス幅変調回路から出力されるＰＷＭ信号に基
   づいて前記スイッチング装置をスイッチング動作させる
   スイッチング制御回路と、前記スイッチング装置に接続
   され、正弦波状の交流電力を出力する出力回路とを有す
   るインバータ装置において、前記出力回路の交流出力電
   流の波形を検出する波形検出回路と、この波形検出回路
   で検出される出力電流波形の振幅が所定の振幅範囲を越
   えた場合にこの振幅範囲を越えた部分の波形信号をフィ
   ードバック信号として前記正弦波形成回路から出力され
   る前記正弦波基準信号と比較して差動増幅する補正回路
   とから成り、前記パルス幅変調回路は、この補正回路か
   らの出力信号を入力してＰＷＭ信号を形成するように構
   成することを特徴とするインバータ装置。 ２、前記補正回路は、前記出力回路の交流出力電流の１
   サイクルを正、負の半サイクルずつオフセット増幅して
   、前記交流出力電流の前記所定の振幅範囲を越える部分
   に対応する信号のみを取出し、この取出された夫々の信
   号を合成して前記フィードバック信号を形成することを
   特徴とする請求項１記載のインバータ装置。 ３、前記出力回路はコイル及びコンデンサから成るロー
   パスフィルタで構成されるとともに、これらコイルとコ
   ンデンサとの間にカレントトランスを設け、前記波形検
   出回路はこの出力回路のカレントトランスから前記交流
   出力電流の波形を検出することを特徴とする請求項１記
   載のインバータ装置。