JP3105576B2 - 携帯用交流電源装置 - Google Patents
携帯用交流電源装置Info
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Description
力供給用の携帯用交流電源装置に関する。
周波数を安定化させるためにインバータ装置を使用する
ことが多くなってきており、例えばエンジンで駆動され
る交流発電機によって商用周波数の交流電力を出力する
携帯用電源装置においては、エンジンを回転数の高い領
域にて運転させて発電機から高出力の交流電流を得、こ
の交流電流を一旦直流に変換した後、インバータ装置に
より商用周波数の交流に変換して出力するようにした装
置が、実開昭59−132398号公報等によって知ら
れている。
帯用交流電源装置に、例えば特開昭63−114527
号公報に示されるように、携帯型の比較的小電力容量の
電源装置としての特性を充分に考慮した過電流保護装置
を付加することも提案されるようになっている。
の携帯用交流電源装置において漏電遮断機能を設ける必
要がある場合、検出対象となる漏電電流量は比較的小量
なことが多いため、過電流保護装置とは別に漏電検出用
の機能を設けなければならない。従ってこの種の携帯用
交流電源装置の漏電対策としては未だ漏電遮断器を外付
けすることに頼る場合が多い。
けした携帯用交流電源装置は大型化・重畳化してしま
い、またコストも高いという問題があった。
願人自身により、カレントトランスを用いたインバータ
式電源装置が提案されている(特願平2−333714
号)。この方式は、小形、軽量、安価な構成で漏電検出
機能を持ち、かつ漏電検出時の遮断動作に速応性を持た
せることのできる極めて優れた方式ではあるが、カレン
トトランスを用いるため、回路基板に組込難く、形状の
小形化、コストの低減にも一定の限度があった。
で、携帯用交流電源装置内にインバータ駆動システムの
構成を利用してカレントトランスを用いない漏電遮断機
能を簡単な構成で組み込むことができ、小型、軽量、低
コスト化及び回路基板への実装容易化を図った携帯用交
流電源装置を提供することを目的とする。
に本発明によれば、交流発電機の出力巻線からの交流出
力を整流し、この整流出力を駆動信号に応じてスイッチ
ング動作するインバータ回路を介して任意の周波数を持
った交流出力に変換させる携帯用交流電源装置におい
て、前記インバータ回路の1組の出力ラインにカスケー
ド接続されたインピーダンス素子によるブリッジ平衡回
路と、該ブリッジ平衡回路の平衡点の一方を接地させる
接地端子と、該接地端子と前記ブリッジ平衡回路の他方
の平衡点間の電位差を検出する検出回路と、該検出回路
の出力信号を所定の範囲値と比較し、前記出力信号がこ
の所定の範囲値を超えたときに前記インバータ回路に供
給される前記駆動信号を遮断する判別回路とを設けたこ
とを特徴とするものである。
判別回路は、前記所定の範囲値の上限値に相当する上限
比較基準値を有する比較器と、前記所定の範囲値の下限
値に相当する下限比較基準値を有する比較器とを備え、
前記検出回路の出力信号がこれら2つの比較器の前記上
限比較基準値及び下限比較基準値と比較され、前記検出
信号が前記上限比較基準値あるいは下限比較基準値でし
きられる前記所定の範囲値を超えたときに前記インバー
タ回路に供給される前記駆動信号を遮断することを特徴
とするものである。
し、この整流出力を駆動信号に応じてスイッチング動作
するインバータ回路を介して任意の周波数を持った交流
出力に変換する。
電流が負荷されたときは、該漏電電流がブリッジ平衡回
路の接地端子へ還流し、他方の平衡点間に電位差が発生
する。この電位差が検出回路により検出され、所定の範
囲値を超えたときに、インバータ回路に供給される駆動
信号が遮断される。
ダンス素子によるブリッジ平衡回路で漏電電流を検出す
るので、回路への実装が容易で軽量、小形、安価に構成
できる。
号を遮断するので、ノイズによる誤動作もない。
説明する。
源装置の全体構成図であり、図2において、1,2はそ
れぞれ交流発電機の固定子に独立して巻装された出力巻
線であり、1は三相出力巻線、2は単相補助巻線であ
る。また回転子(図示せず)には多極の永久磁石の磁極
が形成されており、エンジン(図示せず)によって回転
駆動されるように構成されている。三相出力巻線1の出
力端は、3つのサイリスタと3つのダイオードとで構成
されるブリッジ整流回路3に接続され、ブリッジ整流回
路3の出力端は平滑回路4に接続される。
端子E,Fを有する定電圧供給装置5に接続される。定
電圧供給装置5は2組の整流回路、平滑回路、定電圧回
路5aから成り、単相補助巻線2からの一方の方向の電
流に対しては一方の組の各回路が働き、反対の方向の電
流に対しては他方の組の各回路が働き、これによって出
力端子E,Fに夫々正負の定電圧が出力される。
側の一端が定電圧供給装置5の正極出力端子Eに接続さ
れ、他端が平滑回路4の正極側端子とともに接地され
る。サイリスタ制御回路6の信号入力端はコンデンサC
1、抵抗R1〜R3の直列回路で構成され、コンデンサ
C1側の一端は定電圧供給装置5の正極出力端子Eに接
続され、抵抗R3側の他端は平滑回路4の負極側端子に
接続される。抵抗R1と抵抗R2との接続点はトランジ
スタQ1のベースに、このトランジスタQ1のコレクタ
はトランジスタQ2のベースに、このトランジスタQ2
のコレクタはブリッジ整流回路3の各サイリスタのゲー
ト入力回路に接続され、抵抗R1と抵抗R2との接続点
の電位に応じてゲート入力回路の入力信号を制御するよ
うに構成されている(サイリスタ制御回路6に関する詳
細な説明は、本願出願人による特願平1−230908
号に開示されているのでここでは省略する)。
は過渡抑制回路7の出力側が接続される。過渡抑制回路
7によれば、定電圧供給装置5の正極出力端子E側に設
けられた定電圧回路5aの入力側(G)にツェナーダイ
オードD1のカソード側が接続され、ツェナーダイオー
ドD1のアノード側が抵抗R4,R5を介して定電圧供
給装置5の負極出力端子Fに接続される。抵抗R4,R
5の接続点はオペアンプから成る反転比較器701の反
転端子(−)に接続され、反転比較器701非反転端子
(+)は抵抗を介して接地される。反転比較器701の
出力側はNOR回路702の入力側に接続され、一方N
OR回路702の入力側のもう1つの端子には後述する
本発明に係る漏電検出回路8が接続され、漏電状態の検
出時に高レベル信号がNOR回路702に供給される。
NOR回路702の出力側はインバータ703,抵抗R
6を介してトランジスタQ3のベースに接続される。ト
ランジスタQ3のエミッタは定電圧供給装置5の負極出
力端子Fに接続され、一方コレクタは、抵抗R7を介し
て定電圧供給装置5の正極出力端子Eに接続されるとと
もにコンデンサC2を介して定電圧供給装置5の負極出
力端子Fに接続される。コンデンサC2の正極端子には
トランジスタQ4のベースが接続され、トランジスタQ
4のコレクタは定電圧供給装置5の正極出力端子Eに接
続され、一方エミッタは、ダイオードD2のアノードに
接続されるとともにサイリスタ制御回路6のコンデンサ
C1と抵抗R1との接続点Kに接続される。ダイオード
D2のカソードはコンデンサC2の正極端子に接続され
る。
インバータ回路9に接続される。インバータ回路9は4
つのFET(電界効果トランジスタ)Q5〜Q8から成
るブリッジ回路で構成される。FETQ5〜Q8の各ゲ
ート端子に接続される駆動信号回路に関しては後述す
る。
ルタから成る出力回路10及び漏電回路8を介して負荷
(図示せず)が接続される出力端子11,12に接続さ
れる。
ルタを構成するコンデンサの両端H)は、図4に示すよ
うに、分割抵抗や差動アンプから成る歪み検出回路13
に接続される。歪み検出回路13は、出力端子11,1
2に現れる出力電圧の波形どうしを直接比較することに
よって出力の波形歪みあるいはオフセット成分を検出
し、検出信号を出力するものである。
60Hzの正弦波を発生する正弦波発振器である。この
正弦波発振器14の出力側と歪み検出回路13の出力側
とは差動アンプ15に接続される。差動アンプ15は、
正弦波発振器14から出力される正弦波の振幅基準レベ
ルを歪み検出回路13から出力される検出信号で補正
し、補正された正弦波信号を出力するものである。
振器16で発振される矩形波の周波数は正弦波発振器1
4から出力される正弦波の周波数よりも格段に大きい値
に設定される。矩形波発振器16の出力側は積分回路1
7に接続され、積分回路17は矩形波を積分して三角波
信号に変換する。
正弦波信号と積分回路17から出力される三角波信号と
は重畳されてインバータバッファ18に供給される。イ
ンバータバッファ18は所定のしきい値(スレッシュホ
ールドレベル)を有し、このしきい値を超えたレベルの
信号が入力したときは低レベルの信号を出力し、一方し
きい値以下のレベルの信号が入力したときは高レベルの
信号を出力し、いわゆるパルス幅変調(PWM)信号を
形成するものであり、例えばゲート端子への入力信号に
対し固定されたしきい値を有するC−MOSゲートIC
で構成する。
に示すように、インバータ19を経てNAND回路20
の一方の入力端に入力するとともにそのまま直接NAN
D回路21の一方の入力端にも入力する。NAND回路
20の他方の入力端とNAND回路21の他方の入力端
には過渡抑制回路7のNOR回路702の出力端Jが接
続される。
Tゲート駆動信号用回路22,23に夫々接続される。
FETゲート駆動信号用回路22はプッシュプル増幅
器、サージ吸収用ダイオード、低周波成分カット用のコ
ンデンサC3、パルストランスA,Cの一時側コイルか
ら構成され、同様にFETゲート駆動信号用回路23は
プッシュプル増幅器、サージ吸収用ダイオード、低周波
成分カット用のコンデンサC4、パルストランスB,D
の一時側コイルから構成される。パルストランスAの二
次側コイル(図3のインバータ回路9内に表示)は減衰
抵抗、復調用のコンデンサC5、双方向電圧規制ダイオ
ードD3,D4を介してFETQ5のゲートに接続され
る。パルストランスB,C,Dの各二次側コイルも、パ
ルストランスAの二次側回路と全く同様な回路を介して
FETQ6,Q7,Q8の各ゲートに夫々接続される。
回路及び異常判別回路)の詳細な回路構成を図1を参照
して説明する。
2へ至る2本の(1組の)出力ラインに抵抗R8,R
9,R10,R11から成るブリッジ平衡回路がカスケ
ード接続され、該ブリッジ平衡回路の一方の平衡点であ
る抵抗R10,R11の接続点は接地端子として接地さ
れている。また、他方の平衡点である抵抗R8,R9の
接続点は抵抗R12を介してオペアンプ802の非反転
端子(+)に接続され、前記接地端子は抵抗R13を介
してオペアンプ802の反転端子(−)に接続される。
また、オペアンプ802の非反転端子(+)は抵抗R1
4を介して接地され、オペアンプ802の反転端子
(−)は抵抗R15を介して出力端子と接続される。オ
ペアンプ802は、前記ブリッジ平衡回路の平衡点間の
電位差を検出して差動増幅する。
を介してテストスイッチ801が接地されている。
プであり、オペアンプ803の非反転端子(+)及びオ
ペアンプ804の反転端子(−)にはオペアンプ802
の出力側が接続される。オペアンプ803の反転端子
(−)には、定電圧供給回路5の正極出力端子Eとグラ
ンドとの電位差を抵抗R16,17で分割した所定のプ
ラス電圧値(上限比較基準値)が供給される。一方オペ
アンプ804の非反転端子(+)には、グランドと定電
圧供給回路5の負極端子Fとの電圧差を抵抗R18,1
9で分割した所定のマイナス電圧値(下限比較基準値)
が供給される、なお、オペアンプ803の各入力端子間
にはコンデンサC8が接続され、オペアンプ804の各
入力端子間にはコンデンサC9が接続される。オペアン
プ803,804の出力側は夫々OR回路805の入力
側に接続される。
の一方の入力端子に接続される。OR回路806の出力
側は抵抗R20とコンデンサC10の直列回路を経て定
電圧供給装置5の負極出力端子Fに接続される。抵抗R
20とコンデンサC10との接続点はバッファ807を
介して前記過渡抑制回路7のNOR回路702の入力端
Pに接続される。
806の他方の入力端子に接続されるととももに、抵抗
R21を介してトランジスタQ9のベースに接続され
る。トランジスタQ9のベースは抵抗R22を介して接
地され、エミッタは直接接地され、またコレクタは抵抗
R23と発光ダイオード808との直列回路を介して定
電圧供給装置5の正極出力端子Eに接続される。
電源装置の作動について説明する。
出力された三相交流電力はブリッジ整流回路3で整流さ
れ、続く平滑回路4で平滑されて直流電力に変換される
とともに、平滑回路4での直流電圧の変動が抵抗R2,
R3を介してサイリスタ制御回路6で検出され、その検
出信号に基づいてブリッジ整流回路3の各サイリスタの
導通角を制御することにより平滑回路4の出力電圧が所
定の直流電圧に安定に維持されるようなフィードバック
制御が行われる。なおサイリスタ制御回路6には過渡抑
制回路7からの出力信号も入力するが、この信号に基づ
くサイリスタ制御回路6及びブリッジ整流回路3の作動
については後述する。
FETQ6,Q8のゲートには後述するパルス幅変調信
号(PWM信号)が入力され、このPWM信号に応じて
FETQ5,Q7及びFETQ6,Q8を交互に導通さ
せることにより平滑回路4の直流出力をスイッチング制
御して出力回路10へ出力させる。出力回路10は高周
波成分をカットして商用周波数の交流電力を漏電検出回
路8を経て出力端子11,12から負荷に供給する。
力端子12に現れる出力電圧の波形は、歪み検出回路1
3で比較され、その差、即ち出力電圧の波形の歪みある
いはオフセット成分が検出され、その検出信号が差動ア
ンプ15に出力される。
出力された商用周波数の正弦波信号と検出回路13から
出力された出力電圧の波形の歪みあるいは直流オフセッ
ト分等を含んだフィードバック信号とを比較し、このフ
ィードバック信号によって正弦波信号の振幅基準レベル
を補正し、この補正された正弦波信号を出力する。
号は積分回路17で積分されて三角波信号に変換され
る。この三角波信号と差動アンプ15からの補正正弦波
信号とが重畳されて重畳信号が形成され、インバータバ
ッファ18に入力される。インバータバッファ18で
は、重畳信号がしきい値を超えるときには低レベルの信
号を出力し、一方しきい値以下のときには高レベルの信
号を出力して、結果的に三角波信号を搬送波とし、補正
正弦波によりパルス幅変調されたPWM信号を出力する
こととなる。このPWM信号は、補正された正弦波信号
に基づき形成されるため、前記出力電圧の歪み及びオフ
セット成分を減少させることが可能となるとともに、応
答時間がコンパレータ(約1μsec)に比べ格段に速い
インバータバッファ(約50nsec)をPWM信号の形
成に使用するため搬送波の周波数をより高くすることが
可能となり、これにより出力波形をより正弦波に近似さ
せた、より高品質の交流電力を供給することを可能なら
しめる。
WM信号は一方はインバータ19で反転されてNAND
回路20へ、他方はそのままNAND回路21へ入力さ
れる。NAND回路20,21には過渡抑制回路7か
ら、漏電状態が検出された時またはエンジンの低回転状
態(始動時でまだ回転数が十分に立ち上がっていない状
態等)が検出された時に低レベル信号が供給され、この
時にはNAND回路20,21の出力はPWM信号のい
かんに拘らず高レベル信号となり、この状態が継続され
るためPWM信号は伝送されない。一方、漏電状態が検
出されずかつエンジン回転数も十分高くなっている(低
回転でない)ときには過渡抑制回路7から高レベル信号
が供給され、この時にはNAND回路20,21は夫々
入力した反転または非反転PWM信号に応じて夫々反転
または非反転PWM信号を反転した信号を出力し、FE
Tゲート駆動信号用回路22にはPWM信号が、またF
ETゲート駆動信号用回路23には反転したPWM信号
が供給される。
WM信号は、プッシュプル増幅された後、コンデンサC
3で低周波成分、即ち商用周波数成分がカットされる。
コンデンサC3を通過する直前の信号は基準レベルに対
し振幅一定のPWM信号であるが、この信号の平均電圧
(積分値)は、正弦波発振器14からの正弦波と同一の
周期で変化しており、従ってこのPWM信号はこの正弦
波と同一の周波数(商用周波数)成分を含んでいる。こ
のPWM信号がコンデンサC3を通過した後は商用周波
数成分とは逆相にパルス列全体が上下して平均電圧が常
時零であるパルス信号列に変換される。
がパルストランスA,Cの各一次コイルに供給されるの
で、パルストランスA,Cを構成するトランスコアに
は、商用周波数成分による磁気飽和の悪影響がほとんど
なくなり、従ってトランスA,Cは、PWM搬送周波数
で磁気飽和しない程度の小型サイズのもので構成するこ
とが可能となる。
上記FETゲート駆動信号用回路22の作動と全く同様
である。
たパルス信号はツェナーダイオードD3,D4の各降伏
電圧と比較され、各降伏電圧を超えた分によりコンデン
サC5が充放電され、コンデンサC5の両端には各降伏
電圧を超えた分による平均電圧(これは商用周波数を有
する)が現れる。従って、FETQ5のゲート・ソース
間には、商用周波数を有するコンデンサC5の両端電圧
と、パルストランスAの二次コイルから出力したパルス
信号とが重畳した信号、即ちコンデンサC3を通過前の
PWM信号が復調される。FETQ5は、PWM信号の
正パルスがゲートに入力されている間だけ導通する。
たパルス信号も上述のパルストランスAの二次コイルか
ら出力したパルス信号と全く同様に処理され、FETQ
7の導通はFETQ5の導通と同じタイミングで行われ
る。
力したパルス信号も上述のパルストランスA,Cの二次
コイルから出力したパルス信号と全く同様に処理され
る。但しパルストランスB,Dに入力するPWM信号と
パルストランスA,Cに入力するPWM信号とは位相が
逆であるから、FETQ5,Q7が導通するときはFE
TQ6,Q8が非導通となり、反対にFETQ5,Q7
が非導通となるときはFETQ6,Q8が導通するよう
に作動する。
バック補正された商用周波数の正弦波を高周波の三角波
でパルス幅変調し、このパルス幅変調信号に基づきイン
バータ回路9でスイッチング制御が行われ、その後出力
回路10で搬送周波数成分がカットされ、ほぼ正弦波に
近似した商用周波数の交流電力が漏電検出回路8を経て
出力端子11,12から負荷に供給される。
乃至FETゲート駆動信号用回路23の構成及び作動に
関する、より詳細な説明は、既に本願出願人により平成
2年11月13日付で出願されたインバータ装置(特願
平2−307823号)に記載されている。
が低いため、定電圧供給装置5を構成する定電圧回路5
aの入力端の電圧は低く、従って始動当初、ツェナーダ
イオードD1の降伏電圧(定格運転時の回転数よりも低
い値に設定したエンジン回転数の設定値に相当)を超え
ることはなく、ツェナーダイオードD1は非導通であ
る。そのため反転比較器701の反転端子(−)は低レ
ベルであり、反転比較器701の出力は高レベルとな
る。
方に高レベル信号が入力すれば低レベル信号を出力する
ので、NOR回路702の出力は、反転比較器701の
高レベル出力または漏電状態が検出されたことを示す漏
電検出回路8の高レベル出力で低レベルとなる。
転されて高レベル信号となり、トランジスタQ3を導通
してコンデンサC2を放電させる。従って、トランジス
タQ4は非導通となり、コンデンサC1と抵抗R1との
接続点Kの電位は低レベルとなる。
タQ1は非導通となり、トランジスタQ2は導通とな
り、ブリッジ整流回路3の各サイリスタのゲートには低
レベル信号が供給される。これにより、各サイリスタは
導通せず、ブリッジ整流回路3は整流出力を供給しな
い。即ち、エンジン回転数が設定値以下であるか、また
は漏電が検出された状態のときにはブリッジ整流回路3
は整流出力を供給しないようにされ、これによりエンジ
ン始動時におけるインバータ回路の不安定動作が抑制さ
れるとともに漏電時に出力供給が停止される。
電圧が徐々に上昇し、定電圧回路5aの入力端の電圧が
高くなり、ツェナーダイオードD1の降伏電圧を超える
と、即ちエンジン回転数が設定値を超えるとツェナーダ
イオードD1は導通し、反転比較器701の反転端子
(−)は高レベルに転じ、反転比較器701の出力は低
レベルとなる。
ば、NOR回路702の出力は高レベルに転じ、インバ
ータ703の出力は低レベルとなる。従ってトランジス
タQ3は非導通となり、コンデンサC2は抵抗R7を介
して充電される。この充電によりコンデンサC2の正極
側電位は、コンデンサC2の容量及び抵抗R7の抵抗値
で決まる時定数に基づき徐々に上昇する。コンデンサC
2の正極側電位の上昇によりトランジスタQ4が導通す
るが、このトランジスタQ4の導通によりトランジスタ
Q4のエミッタ電位が上昇してトランジスタQ4のベー
ス電位より高くなるようなことがあればトランジスタQ
4は非導通に転じるので、K点の電位はコンデンサC2
の正極側電位より僅か低い値に常時維持されることにな
る。従ってK点の電位は、エンジン回転数が設定値を超
えた時点以降、コンデンサC2の容量及び抵抗R7の抵
抗値で決まる時定数に基づき徐々に上昇することとな
る。
はK点電位に比例するため、徐々に上昇し、最終的にK
点電位が略定電圧供給装置5の正極出力電位に至り、各
サイリスタのゲート電圧は抵抗R1と抵抗R2との接続
点の電位を所定値に維持するための所定のフィードバッ
ク制御入力値に至る。
端子11,12に負荷が接続されたままの状態であって
も交流発電機の出力電圧が十分上昇していない不安定な
状態でブリッジ整流回路3の各サイリスタに急激に電流
が突入することを防止できるものである。これによりイ
ンバータ回路9の各FETに対して不安定な状態で急激
な電圧変化が加わることも防止される。こうした防止効
果は、エンジン始動時に出力端子11,12に接続され
ている負荷が大きい程大きく、特に負荷が短絡状態にあ
る場合にはサイリスタやFETに対する悪影響の抑制効
果がきわめて大きい。
について詳述する。
に漏電が発生していないときには、抵抗R8,R9,R
10,R11からなるブリッジ平衡回路は平衡状態にあ
り、抵抗R8,R9の接続点及び抵抗R10,R11の
接続点間には電位差は生じない。一方、負荷装置に漏電
が発生しているときには、漏電電流が負荷装置からグラ
ンドを介して抵抗R10,R11の接続点に還流し、抵
抗R8,R9の接続点及び抵抗R10,R11の接続点
間に電位差が発生する。この電位差がオペアンプ802
で直流増幅され、オペアンプ803,804において所
定のプラス電圧値(上限比較基準値)及び所定のマイナ
ス電圧値(下限比較基準値)と夫々比較される。オペア
ンプ802の出力値がオペアンプ803の反転端子
(−)に供給される所定のプラス電圧値よりも大きいと
き、オペアンプ803は高レベル信号を出力し、一方、
オペアンプ802の出力値がオペアンプ804の非反転
端子(+)に供給される所定のマイナス電圧値よりも小
さいとき、オペアンプ804は高レベル信号を出力す
る。即ち、これら所定のプラス電圧値及び所定のマイナ
ス電圧値によってしきられる所定の範囲値を前記増幅さ
れた起電力が超える(逸脱する)ならばオペアンプ80
3又はオペアンプ804から高レベル信号が出力され
る。オペアンプ803又はオペアンプ804から高レベ
ル信号が出力されていれば、OR回路806の出力は高
レベルとなる。このOR回路806の高レベル出力によ
りコンデンサC10は、抵抗R20の抵抗値とコンデン
サC10の容量とで決まる時定数に基づき充電され、抵
抗R20とコンデンサC10との接続点の電位が所定の
高レベルに達するとバッファ807を経て高レベル信号
がNAND回路702へ出力される。従って、前述した
ようにブリッジ整流回路3及びインバータ回路9の作動
は停止される。前記時定数に基づく所定時間の経過後に
高レベル信号がNAND回路702へ出力されるので、
ノイズなどの混入による誤動作は抑制される。前記時定
数は、ノイズからの識別が明確にできる範囲内で、でき
るだけ動作速度を速くすることを考慮して設定されるも
のであり、例えば0.5msecの遅延時間を目安に設定され
る。
入力されるため、一度OR回路807の出力が高レベル
になれば、たとえOR回路805の出力が低レベルに反
転しようともバッファ807の出力は高レベルに保持さ
れる。従って漏電状態であることが一度検出されるとそ
の後はバッファ807の出力は高レベルに維持されてイ
ンバータ回路9の作動を停止させ続ける。そして、交流
発電機の駆動を停止し、当該インバータ制御式携帯発電
機の作動を停止することにより初めてリセットされる。
なるとトランジスタQ9が導通して発光ダイオード80
8が点灯する。従ってインバータ回路9の作動が停止さ
せられている間は発光ダイオード808が点灯し、漏電
状態が検出されたことを表示する。
ことを確認するにはテストスイッチ801をオンすれば
よい。テストスイッチ801に直列に接続された抵抗の
値を適切に選ぶことにより、所望の疑似漏電量を設定す
ることが可能である。
ジ平衡回路を抵抗器のみにより構成したが、コンデンサ
等の他のインピーダンス素子を用いて構成してもよい。
遮断装置のような機械的遮断接点が不要であり、そのた
め応答速度が速く、経年変化が少ないという利点があ
る。又、漏電遮断機能を、インバータ回路の駆動信号系
内を利用して組み込むため構成がきわめて簡単になり、
漏電遮断器を外付けした場合に比べ、軽量、小形、かつ
安価な装置を提供できる。
め、回路基板への実装が容易で、形状の小形、軽量化、
および低コスト化が更に促進できる。
帯用交流電源装置の回路基板上に漏電遮断機能を簡単な
構成で組み込むことができ、小形、軽量、低コストな装
置を提供することが可能となる。また漏電検出時の遮断
動作に速応性を持たせることができる。
値を超えたときにインバータを停止せしめるので、ノイ
ズ等による誤動作がない。
Claims (1)
- 【請求項1】 交流発電機の出力巻線からの交流出力を
整流し、この整流出力を駆動信号に応じてスイッチング
動作するインバータ回路を介して任意の周波数を持った
交流出力に変換して種々の負荷に交流電力を供給するす
る携帯用交流電源装置において、 前記インバータ回路の1組の出力ラインにカスケード接
続されたインピーダンス素子によるブリッジ平衡回路
と、 該ブリッジ平衡回路の平衡点の一方を接地させる接地端
子と、 該接地端子と前記ブリッジ平衡回路の他方の平衡点間の
電位差を検出する検出回路と、 該検出回路の出力信号を所定の範囲値と比較し、前記出
力信号がこの所定の範囲値を超えたときに前記インバー
タ回路に供給される前記駆動信号を遮断する判別回路と
を設け、 前記判別回路は、 前記所定の範囲値の上限値に相当する上限比較基準値を
有する比較器と、 前記所定の範囲値の下限値に相当する下限比較基準値を
有する比較器とを備え、 前記検出回路の出力信号がこれら2つの比較器の前記上
限比較基準値及び下限比較基準値と比較され、前記検出
信号が前記上限比較基準値あるいは下限比較基準値でし
きられる前記所定の範囲値を超えたときに前記インバー
タ回路に供給される前記駆動信号を遮断することを特徴
とする携帯用交流電源装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP03171762A JP3105576B2 (ja) | 1991-06-17 | 1991-06-17 | 携帯用交流電源装置 |
US08/214,010 US5416692A (en) | 1991-06-17 | 1994-03-15 | AC power supplying unit with self monitoring of AC out and detection of leakage |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP03171762A JP3105576B2 (ja) | 1991-06-17 | 1991-06-17 | 携帯用交流電源装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04368420A JPH04368420A (ja) | 1992-12-21 |
JP3105576B2 true JP3105576B2 (ja) | 2000-11-06 |
Family
ID=15929211
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP03171762A Expired - Lifetime JP3105576B2 (ja) | 1991-06-17 | 1991-06-17 | 携帯用交流電源装置 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5416692A (ja) |
JP (1) | JP3105576B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR960006825Y1 (ko) * | 1993-07-05 | 1996-08-08 | 주식회사 디엔에프전자 | 움직이는 네온사인 인버터 |
US6097580A (en) * | 1999-03-01 | 2000-08-01 | Leviton Manufacturing Co., Inc. | GFCI ground fault current filtering |
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US6731482B2 (en) | 2001-01-09 | 2004-05-04 | Gary Szerman | Ground fault circuit interrupter |
JP2007309907A (ja) * | 2006-05-22 | 2007-11-29 | Toyota Industries Corp | 地絡検出装置及び車載用直流交流変換装置 |
US9689910B2 (en) | 2013-06-10 | 2017-06-27 | Wabtec Holding Corp. | Detecting faults in a two-wire power line |
JP6649622B2 (ja) * | 2016-05-24 | 2020-02-19 | サンケン電気株式会社 | コンデンサ放電回路 |
CN106324354B (zh) * | 2016-08-29 | 2017-05-31 | 张正 | 一种变压器漏阻抗检测方法及装置、故障检测方法及装置 |
Family Cites Families (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2083920A (en) * | 1934-07-28 | 1937-06-15 | Gen Railway Signal Co | Railway track circuit |
US3066284A (en) * | 1957-10-14 | 1962-11-27 | Ca Nat Research Council | Dynamic ground detectors |
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JPH04207920A (ja) * | 1990-11-30 | 1992-07-29 | Honda Motor Co Ltd | インバータ制御式携帯発電機 |
-
1991
- 1991-06-17 JP JP03171762A patent/JP3105576B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-03-15 US US08/214,010 patent/US5416692A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5416692A (en) | 1995-05-16 |
JPH04368420A (ja) | 1992-12-21 |
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