JP3192498B2

JP3192498B2 - インバータ装置

Info

Publication number: JP3192498B2
Application number: JP29203492A
Authority: JP
Inventors: 元壽清水; 政史中村
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 1991-11-07
Filing date: 1992-10-06
Publication date: 2001-07-30
Anticipated expiration: 2016-07-30
Also published as: JPH05211777A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はインバータ装置に関し、
特に携帯用の交流電源装置等に使用される、パルス幅変
調方式のインバータ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、携帯用の交流電源装置には、出力
周波数を安定化させるためにインバータ装置を使用する
ことが多くなってきており、例えばエンジンで駆動され
る交流発電機によって商用周波数の交流電力を出力する
携帯用電源装置においては、エンジンを回転数の高い領
域にて運転させて発電機から高出力の交流電流を得、こ
の交流電流を一旦直流に変換した後、インバータ装置に
より商用周波数の交流に変換して出力するようにした装
置が、実開昭５９−１３２３９８号公報等によって知ら
れている。

【０００３】ところで、このような交流電源装置におい
て、その使用用途によっては出力波形をできるだけ正弦
波に近似したものにしたいという要請があり、この要請
に応えるべく上記インバータ装置にパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）方式を採用した交流電源装置も検討され始めている
（特開昭６０−８２０９８号公報）。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、この種の交
流電源装置においては、負荷の力率（ｃｏｓφ；φは電
圧と電流の位相差）によって、同一の大きさの出力電流
であっても出力電圧が大きく変動する。

【０００５】この出力電圧の変動の程度を無負荷時の出
力電圧と比較した一例を本出願人がパルス変調方式の交
流電源装置について測定したデータ例で示すと、負荷電
流１５Ａの状態において、抵抗負荷で−６．６％、遅相
負荷（ｃｏｓφ＝０．４）で−１１．０％、進相負荷
（ｃｏｓφ＝２．５）で＋９．７％という具合に負荷の
力率により±１０％も変動してしまう。

【０００６】このことは、次のように説明できる。

【０００７】すなわち、交流電源装置の内部出力電圧を
Ｖ0［Ｖ］、負荷電圧をＶ［Ｖ］、交流電源装置の出力
段のチョークインダクタンスをＬ［Ｈ］、負荷電流をＩ
［Ａ］、負荷インピーダンスをＺ［Ω］、出力電圧の角
速度をωとすると、出力電圧Ｖ0は、Ｖ0＝｜ωＬ＋Ｚ｜・Ｉとなり、負荷電流Ｉは、Ｉ＝Ｖ／｜Ｚ｜であるから、上
式は、Ｖ0＝｜ωＬ＋Ｚ｜・Ｖ／｜Ｚ｜と表せ、したがって負荷電圧Ｖは、Ｖ＝Ｖ0・｜Ｚ／（ωＬ＋Ｚ）｜と表せる。

【０００８】ここで、｜Ｚ／（ωＬ＋Ｚ）｜＝Ａとおく
と、抵抗負荷及び遅相負荷では、Ａ＜１となり、Ｖ＜Ｖ
0となるが、進相負荷では、｜ωＬ＋Ｚ｜が減少して、
Ａ＞１となり、Ｖ＞Ｖ0となる。このことにより、進相
負荷では出力電圧が上昇するのが分かる。

【０００９】このような出力電圧の変動は好ましくな
く、極力変動幅を小さく抑えるのが望ましい。また、出
力電圧が上昇する方向の変動は、負荷に対しても電源装
置側自体に対しても、故障原因となり易いため、特に小
さくするのが好ましい。

【００１０】本発明は、このような事情によりなされた
もので、負荷の力率の違いによる出力電圧の変動を低減
でき、特に出力電圧が上昇する方向に変化する進相負荷
による出力電圧変動を大幅に低減できるインバータ装置
を提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、直流電源回路と、該直流電源回路の出力を
スイッチング制御するインバータ回路と、所定周波数の
正弦波基準信号を出力する正弦波出力回路と、該正弦波
出力回路から出力される前記正弦波基準信号をパルス幅
変調してＰＷＭ信号を出力するパルス幅変調回路と、該
パルス幅変調回路から出力される前記ＰＷＭ信号に基づ
いて前記インバータ回路をスイッチング動作させること
により前記所定周波数の交流電力を形成するスイッチン
グ制御回路とを有するインバータ装置において、前記交
流電力の出力電流を検出する電流検出回路と、該電流検
出回路により検出された検出電流の位相を略９０゜進相
させて前記正弦波基準信号にフィードバックすることに
よりこの正弦波基準信号の振幅を補正する力率補正回路
とを設けたことを特徴とするものである。

【００１２】また、好ましくは、前記交流電力の出力周
波数を切り換える切り換え回路と、該切り換え回路によ
り前記出力周波数がより高い周波数に切り換えられるほ
ど前記力率補正回路のフィードバックゲインを増加させ
ることにより、前記力率補正回路が前記検出電流の位相
を略９０°進相し得るようにするフィードバックゲイン
変更回路とを設けたことを特徴とする。

【００１３】さらに、前記切り換え回路は、出力周波数
を５０ヘルツと６０ヘルツとに切り換え可能であり、前
記フィードバックゲイン変更回路は、前記力率補正回路
のフィードバックゲインを、前記出力周波数が５０ヘル
ツの場合よりも６０ヘルツの場合の方が高くなるように
制御することを特徴とする。

【００１４】

【作用】本発明によるインバータ装置においては、スイ
ッチング制御回路により形成される交流電力の出力電流
を電流検出回路により検出し、力率補正回路により、該
電流検出回路により検出された検出電流の位相を略９０
゜進相させて前記正弦波基準信号にフィードバックする
ことによりこの正弦波基準信号の振幅を補正する。

【００１５】このことにより、負荷の力率の違いによる
出力電圧の変動を低減でき、特に出力電圧が上昇する方
向に変化する進相負荷による出力電圧変動を大幅に低減
できる。

【００１６】また、フィードバックゲイン変更回路は、
切り換え回路によって出力される交流電力の出力周波数
がより高い周波数に切り換えられるほど力率補正回路の
フィードバックゲインを増加させる。これにより力率補
正回路は、交流電力の出力周波数の切り換えに拘らず検
出電流の位相を略９０°進相する。

【００１７】

【実施例】以下、本発明の実施例を添付図面を参照して
説明する。

【００１８】図１〜図６は、本発明に係るインバータ装
置を含むエンジン発電機の全体構成図である。図１にお
いて、１，２はそれぞれ交流発電機の固定子に独立して
巻装された出力巻線であり、１は三相出力巻線、２は単
相補助巻線である。また回転子（図示せず）には多極の
永久磁石の磁極が形成されており、回転子はエンジン
（図示せず）によって回転駆動されるように構成されて
いる。三相出力巻線１の出力端は、３つのサイリスタと
３つのダイオードとで構成されるブリッジ整流回路３に
接続され、ブリッジ整流回路３の出力端は平滑回路４に
接続される。

【００１９】単相補助巻線２の出力端は、正極、負極出
力端子Ｅ，Ｆを有する定電圧供給装置５に接続される。
定電圧供給装置５は２組の整流回路、平滑回路、定電圧
回路５ａから成り、単相補助巻線２からの一の方向の電
流に対しては一方の組の各回路が働き、一の方向と反対
の方向の電流に対しては他方の組の各回路が働き、これ
によって出力端子Ｅ，Ｆに夫々正負の定電圧が出力され
る。

【００２０】６はサイリスタ制御回路であり、電源入力
側の一端が定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続さ
れ、他端が平滑回路４の正極側端子とともに接地され
る。サイリスタ制御回路６の信号入力端はコンデンサＣ
１，抵抗Ｒ１〜Ｒ３の直列回路で構成され、信号入力端
のコンデンサＣ１側の一端は定電圧供給装置５の正極出
力端子Ｅに接続され、信号入力端の抵抗Ｒ３側の他端は
平滑回路４の負極側端子に接続される。抵抗Ｒ１と抵抗
Ｒ２との接続点はトランジスタＱ１のベースに、このト
ランジスタＱ１のコレクタはトランジスタＱ２のベース
に、このトランジスタＱ２のコレクタはブリッジ整流回
路３の各サイリスタのゲート入力回路に接続され、抵抗
Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点の電位に応じて上記ゲート入
力回路の入力信号を制御するように構成されている（サ
イリスタ制御回路６に関する詳細な説明は、本願出願人
による特願平１−２３０９０８号に開示されるので、こ
こでは省略する）。

【００２１】コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点Ｋに
は過渡抑制回路７の出力側が接続される。過渡抑制回路
７によれば、定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅ側に設
けられた定電圧回路５ａの入力側（Ｇ）にツェナーダイ
オードＤ１のカソード側が接続され、ツェナーダイオー
ドＤ１のアノード側が抵抗を介して定電圧供給装置５の
負極出力端子Ｆに接続されるとともに、オペアンプから
成る反転比較器７０１の反転端子（−）に接続され、反
転比較器７０１の非反転端子（＋）は抵抗を介して接地
される。反転比較器７０１の出力側はＮＯＲ回路７０２
の入力側の一方の端子に接続され、ＮＯＲ回路７０２の
入力側の他方の端子にはエンジン発電機の過電流状態等
の、保護が必要な状態になっていることを検出するため
の保護装置８が接続され、保護が必要な状態を検出した
時に高レベル信号がＮＯＲ回路７０２に供給される。Ｎ
ＯＲ回路７０２の出力側はインバータ７０３、抵抗を介
してトランジスタＱ３のベースに接続される。トランジ
スタＱ３のエミッタは定電圧供給装置５の負極出力端子
Ｆに接続され、トランジスタＱ３のコレクタは、抵抗Ｒ
４を介して定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続さ
れるとともにコンデンサＣ２を介して定電圧供給装置５
の負極出力端子Ｆに接続される。コンデンサＣ２の正極
端子にはトランジスタＱ４のベースが接続され、トラン
ジスタＱ４のコレクタは定電圧供給装置５の正極出力端
子Ｅに接続され、トランジスタＱ４のエミッタは、ダイ
オードＤ２のアノードに接続されるととももにサイリス
タ制御回路６のコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点Ｋ
に接続される。ダイオードＤ２のカソードはコンデンサ
Ｃ２の正極端子に接続される。

【００２２】平滑回路４の出力側は図２のブリッジ型イ
ンバータ回路９に接続される。ブリッジ型インバータ回
路９は４つのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）Ｑ５〜Ｑ
８から成るブリッジ回路で構成され、ＦＥＴＱ５，Ｑ６
のドレインと接地されている共通ラインとの間には負荷
電流を検出するための電流検出用抵抗Ｒ５，Ｒ６が接続
されている。ＦＥＴＱ５〜Ｑ８の各ゲート端子に接続さ
れる駆動信号用回路に関しては後述する。

【００２３】ブリッジ型インバータ回路９の出力側は出
力ライン１０ａ，１０ｂとローパスフィルタから成る出
力回路１０とを介して負荷（図示せず）が接続される出
力端子１１，１２に接続される。出力回路１０は、負荷
に対し直列接続されるコイルＬ１，Ｌ１と負荷に対し並
列接続されるコンデンサＣ３とで構成されるローパスフ
ィルタから成る。

【００２４】出力ライン１０ａ，１０ｂは、分割抵抗や
差動アンプから成る図４の検出回路１３に接続される。
検出回路１３は、出力ライン１０ａ，１０ｂに現れる出
力電圧どうしを直接比較することによって出力の波形歪
みあるいはオフセット成分を検出し、検出信号を出力す
るものである。

【００２５】１４は商用周波数、例えば５０Hzまたは６
０Hzの正弦波基準信号を発生する正弦波発振器（正弦波
形成回路）である。この正弦波発振器１４の出力側は差
動増幅器１５の反転入力端子（−）に接続される。該差
動増幅器１５の反転入力端子（−）には、後述する力率
補正回路２６（図５）の出力側が接続される。差動増幅
器１５のオペアンプの非反転入力端子（＋）には、差動
増幅器１５と共に補正回路を構成するピーク検出回路１
６（図３）の出力側が接続される。ピーク検出回路１６
は高速タイプのオペアンプ３段にて構成され、各オペア
ンプでのゲインを１０倍程度にして高スルーレートを得
るようにするとともにそれらを差動増幅器１５を含めて
計４段重ねることによって高ゲインを確保するようにし
ている。

【００２６】図３のピーク検出回路１６は次のように構
成される。電流検出用抵抗Ｒ５，Ｒ６とＦＥＴＱ５，Ｑ
６との接続点Ｍ，Ｎは２段増幅器１６１の入力側増幅器
１６１１の非反転入力端子（＋）、反転入力端子（−）
に接続され、増幅器１６１１の出力側は２段増幅器１６
１の出力側増幅器１６１２に出力ライン１６１ａを介し
て接続される。そして、増幅器１６１２の出力側はオフ
セット増幅器１６２及びオフセット増幅器１６３の各非
反転入力端子（＋）並びに力率補正回路２６の入力側に
接続される。

【００２７】力率補正回路２６においては、増幅器１６
１２の出力側が抵抗Ｒ１３を介してオペアンプ２６１の
反転入力端子（−）に接続され、かつコンデンサＣ８と
抵抗Ｒ１４の移相回路を介してオペアンプ２６１の非反
転入力端子（＋）に接続される。オペアンプ２６１の出
力端子は、抵抗Ｒ１５を介して差動増幅器１５の反転入
力端子（−）に接続される。この力率補正回路に入力し
た信号は、コンデンサＣ８と抵抗Ｒ１４からなる移相回
路により位相が９０゜進相して出力される。

【００２８】１６４は上下限値設定回路であり、４つの
直列抵抗Ｒ７〜Ｒ１０から成り、一端が定電圧供給回路
５の正極出力端子Ｅに接続され、他端が定電圧供給回路
５の負極出力端子Ｆに接続されるとともに、抵抗Ｒ８と
Ｒ９との接続点が接地される。この上下限値設定回路１
６４により得られた所定の上限電圧値がオフセット増幅
器１６２のオペアンプの反転入力端子（−）に供給さ
れ、また所定の下限電圧値がオフセット増幅器１６３の
オペアンプの反転入力端子（−）に供給される。

【００２９】オフセット増幅器１６２の出力側はダイオ
ードＤ３のアノードに接続され、オフセット増幅器１６
３の出力側はダイオードＤ４のカソードに接続される。
ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のアノード
とは抵抗を介して接地されるとともに、図４の差動増幅
器１５のオペアンプの非反転入力端子（＋）に接続され
る。差動増幅器１５は、後に詳述するように、出力ライ
ン１０ａ，１０ｂの出力電流（負荷電流）に応じたフィ
ードバック信号及び力率補正回路２６から出力されるフ
ィードバック信号によって、正弦波発振器１４から出力
される正弦波基準信号を補正するものである。

【００３０】差動増幅器１５の出力側は差動増幅器１７
のオペアンプの反転入力端子（−）に接続され、差動増
幅器１７のオペアンプの非反転入力端子（＋）には検出
回路１３の出力側が接続される。差動増幅器１７は、正
弦波発振器１４から出力される正弦波基準信号レベルを
検出回路１３から出力される検出信号で補正し、補正さ
れた正弦波信号を出力するものである。

【００３１】１８は矩形波発振器であり、この矩形波発
振器１８で発振出力される矩形波信号の周波数は正弦波
発振器１４から出力される正弦波基準信号の周波数より
も格段に高い値に設定される。矩形波発振器１８の出力
側は積分回路１９に接続され、積分回路１９は上記矩形
波信号を積分して三角波信号に変換する。

【００３２】差動増幅器１７から出力される補正された
正弦波信号と積分回路１９から出力される三角波信号と
は重畳されてインバータバッファ（パルス幅変調回路）
２０に供給される。インバータバッファ２０は所定のし
きい値（スレッシュホールドレベル）を有し、このしき
い値を超えたレベルの信号が入力したときは低レベルの
信号を出力し、一方しきい値以下のレベルの信号が入力
したときは高レベルの信号を出力し、いわゆるパルス幅
変調（ＰＷＭ）信号を形成するものであり、例えばゲー
ト端子への入力信号に対し固定されたしきい値を有する
ＣＭＯＳゲートＩＣで構成される。

【００３３】インバータバッファ２０の出力側は、図６
のインバータ２１を経てＮＡＮＤ回路２２の一方の入力
端に入力するとともにそのまま直接ＮＡＮＤ回路２３の
一方の入力端にも入力する。ＮＡＮＤ回路２２の他方の
入力端とＮＡＮＤ回路２３の他方の入力端には過渡抑制
回路７のＮＯＲ回路７０２の出力端Ｊが接続される。図
６のＮＡＮＤ回路２２、２３の各出力側はＦＥＴゲート
駆動信号用回路２４、２５に夫々接続される。ＦＥＴゲ
ート駆動信号用回路２４はプッシュプル増幅器、サージ
吸収用ダイオード、低周波成分カット用のコンデンサＣ
４、パルストランスＡ，Ｃの一次側コイルから構成さ
れ、同様にＦＥＴゲート駆動信号用回路２５はプッシュ
プル増幅器、サージ吸収用ダイオード、低周波成分カッ
ト用のコンデンサＣ５、パルストランスＢ，Ｄの一次側
コイルから構成される。

【００３４】パルストランスＡの二次側コイル（図２の
ブリッジ型インバータ回路９内に表示）は減衰抵抗、復
調用のコンデンサＣ６、双方向電圧規制ダイオードＤ
５，Ｄ６を介してＦＥＴＱ５のゲートに接続される。パ
ルストランスＢ，Ｃ，Ｄの各二次側コイルも、パルスト
ランスＡの二次側回路と全く同様な回路を介してＦＥＴ
Ｑ６，Ａ７，Ｑ８の各ゲートに夫々接続される（ＦＥＴ
ゲート駆動信号用回路２４、２５及び各パルストラン
ス、減衰抵抗、復調用コンデンサ、双方向電圧規制ダイ
オード等によりスイッチング制御回路が構成される）。

【００３５】次に、以上のように構成されたインバータ
装置を含むエンジン発電機の動作について説明する。

【００３６】エンジンの駆動に伴い三相出力巻線１から
出力された三相交流電力はブリッジ整流回路３で整流さ
れ、続く平滑回路４で平滑されて直流電力に変換される
とともに、平滑回路４での直流電圧の変動が抵抗Ｒ２，
Ｒ３を介してサイリスタ制御回路６で検出され、その検
出信号に基いてブリッジ整流回路３の各サイリスタの導
通を制御することにより平滑回路４の出力電圧が所定の
直流電圧に安定に維持されるようなフィードバック制御
が行われる。なおサイリスタ制御回路６には過渡抑制回
路７からの出力信号も入力するが、この信号に基づくサ
イリスタ制御回路６及びブリッジ整流回路３の動作につ
いては後述する。

【００３７】インバータ回路９のＦＥＴＱ５，Ｑ７及び
ＦＥＴＱ６，Ｑ８のゲートには後述するパルス幅変調
（ＰＷＭ）信号が入力され、このＰＷＭ信号に応じてＦ
ＥＴＱ５，Ｑ７及びＦＥＴＱ６，Ｑ８を交互に導通させ
ることにより平滑回路４の直流出力をスイッチング制御
して出力回路１０へ出力させる。出力回路１０は高周波
成分をカットして商用周波数の交流電力を出力端子１
１，１２から負荷に供給する。

【００３８】出力ライン１０ａに現れる出力電圧と出力
ライン１０ｂに現れる出力電圧とは、抵抗Ｒ１１，Ｒ１
２とコンデンサＣ７とから成るフィルタ回路でその高周
波成分が除去され、検出回路１３でその商用周波数成分
が比較され、その差、即ち出力電圧の波形の歪みあるい
はオフセット成分が検出され、その検出信号が差動増幅
器１７に出力される。

【００３９】正弦波発振器１４から出力された商用周波
数の正弦波基準信号は後に詳述する差動増幅器１５の動
作により交流出力電流に応じて力率補正及びピーク値補
正が行われた後、差動増幅器１７に入力される。

【００４０】差動増幅器１７は、差動増幅器１５から出
力された補正正弦波信号と検出回路１３から出力された
出力電圧の波形の歪あるいは直流オフセット分等を含ん
だフィードバック信号とを比較し、このフィードバック
信号に依って補正正弦波信号のレベルを補正し、この再
度補正された正弦波信号を出力する。

【００４１】矩形波発振器１８から出力された矩形波信
号は積分回路１９で積分されて三角波信号に変換され
る。この三角波信号と差動増幅器１７からの補正正弦波
信号とが重畳されて重畳信号が形成され、インバータバ
ッファ２０に入力される。インバータバッファ２０で
は、重畳信号がしきい値を超えるときには低レベルの信
号を出力し、一方しきい値以下のときには高レベルの信
号を出力して、結果的に三角波信号を搬送波とし、補正
正弦波によりパルス幅変調されたＰＷＭ信号を出力する
こととなる。このＰＷＭ信号は、補正された正弦波信号
に基づき形成されるため、交流出力電流の力率補正及び
ピーク値補正が行われることはもとより（これについて
は後述する）前記出力電圧の歪み及びオフセット成分を
減少させることが可能となるとともに、応答時間がコン
パレータ（約１μsec）に比べ格段に速いインバータバ
ッファ（約５０ｎsec）をＰＷＭ信号の形成に使用する
ため搬送波の周波数をより高くすることが可能となり、
これにより出力波形をより正弦波に近似させた、より高
品質の交流電力を供給することを可能ならしめる。

【００４２】インバータバッファ２０から出力されたＰ
ＷＭ信号の一方はインバータ２１で反転されてＮＡＮＤ
回路２２へ、他方はそのままＮＡＮＤ回路２３へ入力さ
れる。ＮＡＮＤ回路２２，２３には過渡抑制回路７か
ら、過電流状態等の保護が必要な状態が検出された時ま
たはエンジン始動時等の低回転状態が検出された時に低
レベル信号が供給され、この時にはＮＡＮＤ回路２２，
２３の出力はＰＷＭ信号のいかんに拘らず高レベル信号
となり、この状態が継続されるためＰＷＭ信号は伝送さ
れない。一方、保護を必要とする状態が検出されず、か
つエンジン回転数も所定回転数以上になっているときに
は過渡抑制回路７から高レベル信号が供給され、この時
にはＮＡＮＤ回路２２，２３は夫々入力した反転または
非反転ＰＷＭ信号に応じて夫々反転または非反転ＰＷＭ
信号を反転した信号を出力し、ＦＥＴゲート駆動信号用
回路２４にはＰＷＭ信号が、またＦＥＴゲート駆動信号
用回路２５には反転したＰＷＭ信号が供給される。

【００４３】ＦＥＴゲート駆動信号用回路２４では、Ｐ
ＷＭ信号は、プッシュプル増幅された後、コンデンサＣ
４で低周波成分、即ち商用周波数成分がカットされる。
コンデンサＣ４を通過する直前の信号は基準レベルに対
し振幅一定のＰＷＭ信号であるが、この信号の平均電圧
（積分値）は、正弦波発振器１４からの正弦波と同一の
周期で変化しており、従ってこのＰＷＭ信号はこの正弦
波と同一の周波数（商用周波数）成分を含んでいる。こ
のＰＷＭ信号がコンデンサＣ４を通過した後は商用周波
数成分とは逆相にパルス列全体が上下して平均電圧が常
時零であるパルス信号列に変換される。

【００４４】この平均電圧が常時零であるパルス信号列
がパルストランスＡ，Ｃの各一次側コイルに供給される
ので、パルストランスＡ，Ｃを構成するトランスコアに
は、商用周波数成分による磁気飽和の悪影響がほとんど
なくなり、従ってトランスＡ，Ｃは、ＰＷＭ搬送周波数
で磁気飽和しない程度の小型サイズのもので構成するこ
とが可能となる。

【００４５】ＦＥＴゲート駆動信号用回路２５の動作も
上記ＦＥＴゲート駆動信号用回路２４の動作と全く同様
である。

【００４６】パルストランスＡの二次側コイルから出力
したパルス信号はツェナーダイオードＤ５，Ｄ６の各降
伏電圧と比較され、各降伏電圧を超えた分によりコンデ
ンサＣ６が充放電され、コンデンサＣ６の両端には各降
伏電圧を超えた分による平均電圧（これは商用周波数を
有する）が現れる。従って、ＦＥＴＱ５のゲート・ソー
ス間には、商用周波数を有するコンデンサＣ６の両端電
圧と、パルストランスＡの二次側コイルから出力したパ
ルス信号とが重畳した信号、即ちコンデンサＣ４を通過
前のＰＷＭ信号が復調される。ＦＥＴＱ５は、ＰＷＭ信
号の正パルスがゲートに入力されている間だけ導通す
る。

【００４７】パルストランスＣの二次側コイルから出力
したパルス信号も上述のパルストランスＡの二次側コイ
ルから出力したパルス信号と全く同様に処理され、ＦＥ
ＴＱ７の導通はＦＥＴＱ５の導通と同じタイミングで行
われる。

【００４８】パルストランスＢ，Ｄの二次側コイルから
出力したパルス信号も上述のパルストランスＡ，Ｃの二
次側コイルから出力したパルス信号と全く同様に処理さ
れる。但しパルストランスＢ，Ｄに入力するＰＷＭ信号
とパルストランスＡ，Ｃに入力するＰＷＭ信号とは位相
が逆であるから、ＦＥＴＱ５，Ｑ７が導通するときはＦ
ＥＴＱ６，Ｑ８が非導通となり、反対にＦＥＴＱ５，Ｑ
７が非導通となるときはＦＥＴＱ６，Ｑ８が導通するよ
うに動作する。

【００４９】以上のように、出力波形に基づきフィード
バック補正された商用周波数の正弦波信号を高周波の三
角波信号でパルス幅変調し、このパルス幅変調信号に基
づきインバータ回路９でスイッチング制御が行われ、そ
の後出力回路１０で搬送周波数成分がカットされ、ほぼ
正弦波に近似した商用周波数の交流電力が出力端子１
１，１２から負荷に供給される。

【００５０】以上のブリッジ型インバータ回路９及び検
出回路１３ないしＦＥＴゲート駆動信号用回路２４，２
５（但し、差動増幅幅器１５及びピーク検出回路１６，
力率補正回路２６を除く）の構成及び動作に関する、よ
り詳細な説明は、既に本願出願人による特願平２−３０
７８２３号に記載されている。

【００５１】次に過渡抑制回路７の動作を説明する。

【００５２】エンジン始動直後は交流発電機の出力電圧
が低いため、定電圧供給装置５を構成する定電圧回路５
ａの入力端の電圧は低く、従って始動当初、ツェナーダ
イオードＤ１の降伏電圧（定格運転時の回転数よりも低
い値に設定したエンジン回転数の設定値に相当する電
圧）を超えることはなく、ツェナーダイオードＤ１は非
導通である。そのため反転比較器７０１の反転端子
（−）は低いレベルであり、反転比較器７０１の出力は
高レベルとなる。

【００５３】ＮＯＲ回路７０２は入力側の少なくとも一
方に高レベル信号が入力すれば低レベル信号を出力する
ので、ＮＯＲ回路７０２の出力は、反転比較器７０１の
高レベル出力または保護装置８の高レベル出力で低レベ
ルとなる。

【００５４】この低レベル信号がインバータ７０３で反
転されて高レベル信号となり、トランジスタＱ３を導通
してコンデンサＣ２を放電させる。従ってトランジスタ
Ｑ４は非導通となり、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接
続点Ｋの電位は低レベルとなる。

【００５５】従ってサイリスタ制御回路６のトランジス
タＱ１は非導通となり、トランジスタＱ２は導通とな
り、ブリッジ整流回路３の各サイリスタのゲートには低
レベル信号が供給される。これにより、各サイリスタは
導通せず、ブリッジ整流回路３は整流出力を供給しな
い。即ち、エンジン回転数が設定値以下であるか、また
は保護が必要な状態が検出されたときにはブリッジ整流
回路３は整流出力を供給しないようにされ、これにより
エンジン始動時におけるインバータ装置の不安定動作が
抑制されるとともに、過負荷による過電流状態等の保護
が必要とされる状態が検出された時の出力供給も停止さ
れる。

【００５６】次に、エンジン始動後、交流発電機の出力
電圧が徐々に上昇し、定電圧回路５ａの入力端の電圧が
高くなり、ツェナーダイオードＤ１の降伏電圧を超える
と、即ちエンジン回転数が設定値を超えるとツェナーダ
イオードＤ１は導通し、反転比較器７０１の反転端子
（−）は高レベルに転じ、反転比較器７０１の出力は低
レベルとなる。

【００５７】このとき保護が必要な状態が検出されてい
なければ、ＮＯＲ回路７０２の出力は高レベルに転じ、
インバータ７０３の出力は低レベルとなる。従ってトラ
ンジスタＱ３は非導通となり、コンデンサＣ２は抵抗Ｒ
４を介して充電される。この充電によりコンデンサＣ２
の正極側電位は、コンデンサＣ２の容量及び抵抗Ｒ４の
抵抗値で決まる時定数に基づき徐々に上昇する。コンデ
ンサＣ２の正極側電位の上昇によりトランジスタＱ４が
導通するが、このトランジスタＱ４の導通によりトラン
ジスタＱ４のエミッタ電位が上昇してトランジスタＱ４
のベース電位より高くなるようなことがあればトランジ
スタＱ４は非導通に転じるので、Ｋ点の電位はコンデン
サＣ２の正極側電位より僅かに低い値に常時維持される
ことになる。従ってＫ点の電位は、エンジン回転数が設
定値を超えた時点以降、コンデンサＣ２の容量及び抵抗
Ｒ４の抵抗値で決まる時定数に基づき徐々に上昇するこ
ととなる。

【００５８】従って、サイリスタ制御電圧（ＸＹ間）は
Ｋ点電位に比例するため、徐々に上昇し、最終的にＫ点
電位が略定電圧供給装置５の正極出力電位に至り、各サ
イリスタのゲート電圧は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点
の電位を所定値に維持するための所定フィードバック制
御入力値に至る。

【００５９】斯くして、たとえエンジン始動のとき出力
端子１１，１２に負荷が接続されたままの状態であって
も交流発電機の出力電圧が十分上昇していない不安定な
状態でブリッジ整流回路３の各サイリスタに急激に電流
が突入することを防止できるものである。これによりブ
リッジ型インバータ回路９の各ＦＥＴに対して不安定な
状態で急激な電圧変化が加わることも防止される。こう
した防止効果は、エンジン始動時に出力端子１１，１２
に接続されている負荷が大きい程大きく、特に負荷が短
絡状態にある場合にはサイリスタやＦＥＴに対する悪影
響の抑制効果がきわめて大きい。

【００６０】次に、力率補正回路２６の動作について説
明する。

【００６１】ブリッジ型インバータ回路９の一対の電流
検出用抵抗Ｒ５，Ｒ６にはブリッジ型インバータ回路９
の出力電流（負荷電流）に応じた電圧が生じる。図７
（ａ）に接続点Ｍの検出電流波形を示す。接続点Ｎの検
出電流波形は図７（ｂ）に示すように図７（ａ）と逆相
の関係になる。接続点Ｍ，Ｎの検出電流波形信号（出力
電流信号）はピーク検出回路１６のオペアンプ１６１１
の非反転入力端子（＋）、反転入力端子（−）に入力さ
れる。オペアンプ１６１１は積分回路を構成しており、
入力された接続点Ｍ，Ｎの電位信号は高周波成分が除去
され、接続点Ｍの電位信号のみに着目した場合には直流
成分および商用周波数成分を含む信号がオペアンプ１６
１１の出力側に現われる。この信号は積分回路を構成す
るオペアンプ１６１２で反転増幅されることにより図７
（ｃ）に示すような高周波成分が除去された商用周波数
の信号となり、図５の力率補正回路２６に入力される。

【００６２】力率補正回路２６では、入力された電流波
形は移相回路により位相が９０゜進相されて出力され
る。

【００６３】ここで、正弦波発振器１４から出力される
正弦波基準信号が入力される差動増幅器１５の入力端点
をａ、力率補正回路２６の入力端点をｂ、力率補正回路
２６のオペアンプ２６１の出力端点をｃ、差動増幅器１
５のオペアンプの反転入力端点をｄとすると、ｄ点にお
いては、力率補正回路２６の出力段の抵抗Ｒ１５と差動
増幅器１５のオペアンプの反転入力端に接続された抵抗
とにより、抵抗ミキシングがなされるので、ｄ点の電圧
値Ｘ（φ）はａ点の正弦波基準信号の電圧値ｓｉｎθと
ｃ点の力率補正回路２６の出力電圧値ｓｉｎ（θ＋φ＋
π／２）との和となり、Ｘ（φ）＝ｓｉｎθ＋Ｂｓｉｎ（θ＋φ＋π／２）と表せる。ここで、Ｂは、力率補正回路２６の出力段の
抵抗Ｒ１５と差動増幅器１５のオペアンプの反転入力端
に接続された抵抗とにより決まる混合比である。

【００６４】上式に基づいて、抵抗負荷の場合（ｃｏｓ
φ＝１）、進相負荷の場合（ｃｏｓφ＝０）及び遅相負
荷の場合（ｃｏｓφ＝０）の各場合の信号波形を図示す
ると図８のようになる。すなわち、ａ点での正弦波基準
信号の振幅ＶMを１とし、混合比Ｂを１と仮定すると、
抵抗負荷の場合は、ｂ点の出力電流の信号波形はａ点で
の正弦波基準信号波形と同位相同振幅であり、力率補正
回路２６の出力端点であるｃ点の信号波形はこのｂ点の
信号波形を９０゜進相した波形となる。したがって、ａ
点の信号波形とｃ点の信号波形とを混合比Ｂを１として
抵抗ミキシングしたｄ点の信号波形の振幅Ｘ（φ）は√
２となる。

【００６５】また、進相負荷の場合は、ｂ点の出力電流
の信号波形はａ点での正弦波基準信号波形より９０゜進
相しており、このｂ点の信号波形をさらに９０゜進相さ
せたｃ点の信号波形はａ点の信号波形より１８０゜進相
する事となる。これにより、この場合のｄ点の信号波形
の振幅Ｘ（φ）は０となる。

【００６６】さらに、遅相負荷の場合は、ｂ点の出力電
流の信号波形はａ点での正弦波基準信号波形より９０゜
遅相しており、このｂ点の信号波形を９０゜進相させた
ｃ点の信号波形はａ点の信号波形と同相になる。したが
って、この場合のｄ点の信号波形の振幅Ｘ（φ）は２と
なる。

【００６７】図８に典型的場合を示したｄ点の信号振幅
Ｘ（φ）をさらに｜ｓｉｎθ｜で割った絶対増幅率Ｙ
（φ）＝｜Ｘ（φ）｜／｜ｓｉｎθ｜を各種の混合比に
ついて位相角φの関数として示したグラフを図９に示
す。なお、実施化するには混合比Ｂは０．１７程度が適
当である。

【００６８】このようにして検出電流の位相を９０゜進
相させて力率補正された正弦波基準信号を新たな正弦波
基準信号として用いることにより、出力電圧の変動を最
小限に抑えることができる。例えば、本実施例の実測デ
ータによれば、抵抗負荷時の電圧変動率−６．２％（−
６．６％）、遅相負荷時の電圧変動率−１．４％（−１
１．０％）、進相負荷時の電圧変動率−１．７％（＋
９．７％）；（括弧内は本発明による力率補正を施さな
い場合の電圧変動率）のごとく、抵抗負荷時を除いて、
電圧変動率を著しく減少することができ、特に、電圧増
大方向の変動をほぼ完璧に無くすことができる。このこ
とにより、出力電圧変動に起因する負荷あるいは交流電
源装置自体の故障を回避することができる。

【００６９】次に、補正回路の一つであるピーク検出回
路１６及び差動増幅器１５の動作について説明する。

【００７０】ピーク検出回路１６の２段増幅器１６１に
入力された検出電流信号は、２段増幅器１６１で積分増
幅され、高周波成分が除去された商用周波数の信号とな
り、オフセット増幅器１６２，１６３に出力される。オ
フセット増幅器１６２では、オペアンプ１６１２からの
商用周波数信号の振幅を、上下限値設定回路１６４から
オペアンプの反転端子（−）に入力した所定の上限電圧
値と比較し、このピーク電流判別のしきい値となる所定
の上限電圧値を超えた分のみを増幅する（オフセット増
幅）。オフセット増幅器１６３では、オペアンプ１６１
２からの商用周波数信号の振幅を、上下限値設定回路１
６４からオペアンプの反転端子（−）に入力したピーク
電流判別のしきい値となる所定の下限電圧値と比較し、
この所定の下限電圧値を下回った分のみを増幅する（オ
フセット増幅）。オフセット増幅器１６２，１６３の出
力はダイオードＤ３，Ｄ４を夫々通過して重畳される。
従ってこの重畳後の信号は、増幅された商用周波数信号
のレベルが所定の上限電圧値を超えた部分のみまたは下
限電圧値を下回った部分のみが合成された信号であり、
増幅された商用周波数信号のレベルが所定の上下限電圧
値を超えないときにはこの合成信号は零レベルを維持す
ることとなる。

【００７１】この合成信号は、差動増幅器１５のオペア
ンプの非反転端子（＋）に入力される。差動増幅器１５
では、この合成信号が、前述した力率補正のなされた正
弦波基準信号と比較され、差動増幅される。即ち、交流
出力電流が大きくなってこれに対応する商用周波数信号
のレベルが所定の上下限電圧値を超えた場合、その超え
た量に応じてフィートバック補正が行われて対応する正
弦波のピーク部が潰され、このピーク部が補正された正
弦波が次の差動増幅器１７に出力される。

【００７２】その結果、このように補正された正弦波信
号に基づいて行われるパルス幅変調制御によって得られ
る交流出力電流は対応するピーク部が潰され、これによ
り、交流出力電流のピーク電流値が制限されたことにな
る。なお、過電流が流れたときにピーク電流値を制限す
るだけで、電流供給を遮断してしまうことはせず、従っ
て一時的に出力のピーク電流値が大きくなる負荷にも何
等支障なく通電状態を継続させることができる。

【００７３】さらに、半波整流負荷のような特殊の負荷
の場合においても、図６（ｂ），（ｃ）に示すように直
流成分が失われることはないので、ピーク値を正確に検
出でき、従って過電流を適正に抑制することができる。

【００７４】図１０は、図５の力率補正回路の他の実施
例を示す回路図である。

【００７５】この実施例は、上述した実施例に対して、
交流電力の出力周波数の変更に応じて力率補正回路のフ
ィードバックゲインを変更できるようにした点が異な
る。

【００７６】即ち、本実施例は、上述した図５の力率補
正回路２６において回路定数を出力周波数が５０ヘルツ
（Ｈｚ）のとき、略９０°進相させるような値に設定し
た場合、Ｕ点に入力する入力電流に対してＷ点から出力
する出力電流の位相は、例えば、該入力電流周波数が５
０ヘルツのとき、９０°進相するが、６０ヘルツのとき
には、９０°まで進相しないと云う不具合を解消するも
のである。以下、実際に回路定数を設定して説明する。

【００７７】図１１は、図５の力率補正回路の内、説明
に必要な要素のみ取り出したものである。同図におい
て、オペアンプ２６１の反転入力端子（−）と出力端子
との間に接続されている抵抗をＲ１７とし、入力電流に
対して出力電流を９０°進相させる周波数をｆ₉₀とする
と、ｆ₉₀は下記の数式（１）により求められる。

【００７８】ｆ₉₀＝［１／（２πＲ１４・Ｃ８）］・［（Ｒ１３＋Ｒ１７）／（２Ｒ１３）］‥‥（１）また、このときのゲインＡは、

【００７９】

【数１】となる。

【００８０】ここで、回路定数として、Ｒ１３＝１０Ｋ
Ω，Ｒ１４＝３３ＫΩ，Ｃ８＝０．１μＦと設定する
と、５０ヘルツの周波数を有する入力電流は、ゲインＡ
＝１で、９０°進相する。

【００８１】図１２は、この回路定数を用いてシミュレ
ーションした結果を示すグラフである。同図において、
縦軸はゲイン、位相差および遅延時間を示し、横軸は、
周波数を示し、３つのグラフの特性曲線は、上から順に
遅延時間、ゲイン、位相差を示す。位相差のグラフから
示されるように、５０ヘルツの周波数を有する入力電流
は９０°進相されるが、６０ヘルツの周波数を有する入
力電流は、７７°のみ進相されるに留まっている。本実
施例は、この点を解決するものである。

【００８２】図１０に示すように、本実施例の力率補正
回路２６′は、図５に示す力率補正回路２６に対して、
出力周波数の切り換え回路およびフィードバックゲイン
変更回路を構成する抵抗１８、アナログスイッチ２６
２、オペアンプ２６３およびスイッチ２６４が付加され
ている。図１０において、図５に対応する要素には同一
符号を付し、その詳細な説明は省略する。

【００８３】図１０において、抵抗Ｒ１８とアナログス
イッチ２６２は直列に接続され、この直列回路は抵抗Ｒ
１７と並列に接続されている。さらに、アナログスイッ
チ２６２のオン／オフを制御する制御入力端子ＣＯＮＴ
には、オペアンプ２６３の出力側が接続され、オペアン
プ２６３の反転入力端子（−）は、出力周波数が５０ヘ
ルツのとき−５Ｖ電圧を、６０ヘルツのとき０Ｖ電圧を
夫々切換選択するスイッチ２６４が接続され、非反転入
力端子（＋）には、−５Ｖ電圧が各々抵抗値１０ＫΩを
有する２つの抵抗Ｒ１９，Ｒ２０により分圧され、−
２．５Ｖ電圧が印加されている。上記スイッチ２６４
は、例えば、インバータ装置のパネルに取り付けられ、
出力周波数（５０ヘルツまたは６０ヘルツ）を切り換え
るためのスイッチ（図示せず）に連動して、その出力周
波数に応じて切り換えられる。

【００８４】以上のように構成された力率補正回路２
６′において、５０ヘルツの周波数を有する電流が入力
されると、スイッチ２６４の切換動作により、オペアン
プ２６３の反転入力端子（−）には、−５Ｖ電圧が印加
され、非反転入力端子（＋）の印加電圧−２．５Ｖと比
較されて、オペアンプ２６３は高レベルの電圧（オペア
ンプ２６３の供給電圧）を出力する。この出力電圧によ
りアナログスイッチ２６２はオンされ、抵抗Ｒ１８は抵
抗Ｒ１７に並列に接続されて、合成抵抗Ｒ１７・Ｒ１８
／（Ｒ１７＋Ｒ１８）がオペアンプ２６１の反転入力端
子（−）および出力側に接続されることとなる。この合
成抵抗の値を数式（１）のＲ１７の値に代入することに
より、ｆ₉₀は６０ヘルツとなる。このとき、Ｒ１８＝３
６ＫΩであり、他の回路定数は、図１１で説明した値と
同一である。また、６０ヘルツの周波数を有する電流が
入力されたときのゲインをＡ₆₀とし、５０ヘルツのとき
のゲインをＡ₅₀とすると、数式（２）によりＡ₆₀＞Ａ₅₀
となる。

【００８５】図１３、図１４は、それぞれ本実施例の出
力周波数切り換え回路およびフィードバックゲイン変更
回路を有しない場合の力率負荷特性と有する場合の力率
負荷特性とを比較して示す図であり、縦軸、横軸はそれ
ぞれ出力電圧、出力電流を示す。図１３においては、進
相負荷時では出力電圧の対出力電流の勾配特性は、出力
周波数が５０ヘルツの場合は平坦であるが、６０ヘルツ
の場合は出力電圧が出力電流の増大に応じて上昇する上
り勾配特性を示し、また遅相負荷時では５０ヘルツの場
合、勾配特性は出力電圧が出力電流の増大に対してさほ
ど落ち込まないが、６０ヘルツの場合では、かかる落ち
込み量がかなり大きい。一方、本実施例により得られる
図１４の特性においては、進相負荷時および遅相負荷時
共に５０ヘルツと６０ヘルツ間での特性の差はほとんど
無く、６０ヘルツでは進相負荷時の上り勾配も抑えら
れ、遅相負荷時の落ち込みも改善されている。

【００８６】以上のように、本実施例では、交流電力の
出力周波数の変更に拘らず、出力周波数の位相は入力周
波数に対して９０°進相することができ、負荷の力率の
変動による出力電圧変動を最小限に抑えることができ
る。

【００８７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のインバー
タ装置においては、電流検出回路により検出された検出
電流の位相を略９０゜進相させて正弦波基準信号にフィ
ードバックすることによりこの正弦波基準信号の振幅を
補正するようにしたので、交流電源装置の負荷の力率の
変動による出力電圧変動を最小限に抑え、特に出力電圧
が上昇する方向に変化する進相負荷による出力電圧変動
を大幅に低減できる。

【００８８】また、請求項２記載の発明によれば、交流
電力の出力周波数に拘らず電流検出回路により検出され
た検出電流の位相を略９０°進相させて正弦波基準信号
にフィードバックすることができるので、交流電力の出
力周波数に変更があった場合でも、上述の効果を確実に
奏することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るインバータ装置を含むエンジン発
電機を構成するブリッジ型整流回路等を示す回路図であ
る。

【図２】本発明に係るインバータ装置を含むエンジン発
電機を構成するブリッジ型インバータ回路等を示す回路
図である。

【図３】本発明に係るインバータ装置を含むエンジン発
電機を構成するピーク検出回路を示す回路図である。

【図４】本発明に係るインバータ装置を含むエンジン発
電機を構成するパルス幅変調回路等を示す回路図であ
る。

【図５】本発明に係るインバータ装置を含むエンジン発
電機を構成する力率補正回路を示す回路図である。

【図６】本発明に係るインバータ装置を含むエンジン発
電機を構成するＦＥＴゲート駆動信号用回路等を示す回
路図である。

【図７】図３のピーク検出回路の各部信号を示すタイム
チャートである。

【図８】図５の力率補正回路の各部信号波形の代表的例
を示す波形図である。

【図９】図５の力率補正回路の絶対増幅率を示すグラフ
である。

【図１０】力率補正回路の他の実施例を示す回路図であ
る。

【図１１】図５の力率補正回路の主要要素を取り出した
回路図である。

【図１２】図１１の回路に回路定数を設定してシミュレ
ーションを行った結果を示すグラフである。

【図１３】図５の力率補正回路を有するインバータ装置
の力率負荷特性を示す図である。

【図１４】図１０の力率補正回路を有するインバータ装
置の力率負荷特性を示す図である。

【符号の説明】

９ブリッジ型インバータ回路１４正弦波発振器（正弦波形成回路）１５，１６差動増幅器，ピーク検出器（補正回路）２０インバータバッファ（パルス幅変調回路）２６力率補正回路Ｒ５，Ｒ６電流検出用抵抗Ｒ１４移相用抵抗Ｃ８移相用コンデンサ

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源回路と、該直流電源回路の出力
をスイッチング制御するインバータ回路と、所定周波数
の正弦波基準信号を出力する正弦波出力回路と、該正弦
波出力回路から出力される前記正弦波基準信号をパルス
幅変調してＰＷＭ信号を出力するパルス幅変調回路と、
該パルス幅変調回路から出力される前記ＰＷＭ信号に基
づいて前記インバータ回路をスイッチング動作させるこ
とにより前記所定周波数の交流電力を形成するスイッチ
ング制御回路とを有するインバータ装置において、前記
交流電力の出力電流を検出する電流検出回路と、該電流
検出回路により検出された検出電流の位相を略９０゜進
相させて前記正弦波基準信号にフィードバックすること
によりこの正弦波基準信号の振幅を補正する力率補正回
路とを設けたことを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】前記交流電力の出力周波数を切り換える
切り換え回路と、該切り換え回路により前記出力周波数
がより高い周波数に切り換えられるほど前記力率補正回
路のフィードバックゲインを増加させることにより、前
記力率補正回路が前記検出電流の位相を略９０°進相し
得るようにするフィードバックゲイン変更回路とを設け
たことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項３】前記切り換え回路は、出力周波数を５０
ヘルツと６０ヘルツとに切り換え可能であり、前記フィ
ードバックゲイン変更回路は、前記力率補正回路のフィ
ードバックゲインを、前記出力周波数が５０ヘルツの場
合よりも６０ヘルツの場合の方が高くなるように制御す
ることを特徴とする請求項２記載のインバータ装置。