JPH0224987A - 誘導加熱コイル用インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分母〕 この発明は、誘導加熱コイルに電力を供給する誘導加熱
コイル用インバータ装置に関するものである。

〔従来の技術〕

第３図は特開昭６０−１６０３８０号公報に示された従
来のインバータ装置を示す構成図である。

第３図において、（１）（よ直流電源、（２）；よ直流
電源（１）より供給される電流のリップル分を平滑する
りアクドル、（３）〜（５）は逆変換手段■を構成する
スイッチング素子であり、（３１、（６１とｆ４１．（
５１が各々対になって交互にオン、オフをくり返し、負
荷である加熱コイル（８）と力率改善コンデンサ（７）
に交流電力を供給する。θ荀はインバータ装置の出力電
圧波形を検出するＩ・ランス、■は積分器、（社）は電
圧制御発振器、１２Ｓ）はフリップフロップ、■はスイ
ッチング素子ｆ４１　（５１を導通させるための駆動回
路、■はスイ、ソチング素子（３１（６１を導通させろ
ための駆動回路、ＧＤ　Ｇ３はコンパレータ、＠■ば論
理的反転素子、（ト）〜（４Φは論理的ＡＮＤ素子、（
４１）　＠３は論理的ＯＲ素子、（４３）は−１倍のゲ
インを有する反転増幅器、■ば可変抵抗等による力率設
定器、（６）は変流器、６ｅは変流器θ５）の電流信号
を電圧信号に変換する変換器（例えば抵抗器のみでも構
成できろ）　、＠７）＠ＩＤは単安定マルチバイブレー
タ、（イ））［株］は論理的反転素子である。

次に第４図に示すインバータ装置での運転中の動作図を
用いて従来のインバータ装置の動作説明を行なう。まず
、このインバータ装置は電流形インバータとみなすこと
ができ、その出力電圧波形は第４図（λ）に示す正弦波
、出力電流波形は第４図（ｂｌに示す合波形となる。出
力電圧とＴｉ流の位相差がインバータ装置の運転力率を
決定し、第４図は進み力率の場合を示している。出力電
圧波形はトランス０４）によって検出されたのちコンパ
レータＧｌ）て整形され、第４図（ｅ）に示すように論
理回路レベルの矩形波が出力されろ（第１の電圧レベル
比較口′ｉａ！Ｉ）。一方、出力Ｗａ流流形形変流器（
６）によって検出され、その変圧器＠ωによって電圧レ
ベルに変！され、コンパレータ器によってａＫ　４　Ｓ
　（ｄ）に示すように論理回路レベルの矩形波が出力さ
れる（第２の電圧レベル比較回路）。第３図の点線で囲
まれた検出回路ＩＡの部分が上記出力電圧と出力４流の
位相差を検出する回路である。次に、反転素子（３）、
（至）はそれぞれコンパレークＧＤ、０２１の出力信号
を反転することによってそれぞれ第４図（Ｃ１，（ｄｌ
の波形を１８０°ずらせた波形が得られる。反転素子（
至）の出力信号とコンパレークＯＤの出力信号とをＡＮ
Ｄ素子缶）によって論理積をとると第４図（ｅ）に示す
ように、出力電圧と出力電流の位相差に応じた時間幅を
持つパルス列の内、出力電圧が正の期間についてのみ現
れる。一方、反転素子（イ）の出力信号とコンパレータ
Ｃ３ｚの出力信号とをＡＮＤ素子（至）によって論ＩＴ
Ｉ！積をとると第４図（ｆ）に示すように、上記のパル
ス列の内、出力電圧が負の期間についてのみ現れる。こ
こで１−ランジスク素子（３１〜（６）がスイッチング
する時点、すなわち導通素子が切換わる時点は、出力電
流が反対方向に流れようとする時点であるから第４図に
示すｓ、、ｓ、、ｓ、、ｓ、である。スイッチング素子
（３）〜（６）に対するベース信号はフリップフロップ
の）の出力Ｑ信号（第４図（ｋ））または互信号（第４
図（１））は第４図（２１，Ｈのパルス列より少し進ん
だ波形となる。ここで、進み力率と遅れ力率の判断を行
うため、単安定マルチバイブレータｆ４７）、ｔｍを設
けて発生するパルスの時間幅をインバータ装置の出力周
期の半分、すなわち上記Ｑ、Ｑ４：ｓ号の時＠輻の約半
分に設定しておく。上記Ｑ信号を単安定マルチバイブレ
ーク（’１７）に通すと第４図（、）に示す波形となり
、また上記Ｑ信号を単安定マルチバイブレータｅｌυに
通すと第４図（ｎ＋に示す波形となる。ここで本装置に
おける進み力率運転時、すなわち第４図のような動作チ
ャートの場合について第３図の構成図とともに説明する
。まず、ＡＮＤ素子Ｇ５）の出力信号（第４図（ｅ））
と単安定マ）ＬチバイブＬ−り（４７）の出力イス号（
第４図（ｍ））とをＡＮＤ素子ｏｎにより論理積をとり
、ＡＮＤ素子（至）の出力信号（第４図（ｒ））と単安
定マルチバイブレーク枇）の出力信号（第４図（ｈ））
をＡＮＤ素子（至）で論理積をとる。その結果、ＡＮＤ
素子Ｇ７）の出力に第４図（ｇ）に示すようにＡＮＤ素
子Ｇ！ｌＩ）の出力（３号（第４図（ｅ））がそのまま
現れ、ＡＮＤ素子（至）の出力に第４図（ｈｌに示すよ
うにＡＮＤ素子（至）の出力信号（第４図（ｒ））がそ
のまま現れる。その後、ＯＲ素子θＤによって上記各出
力信号の論理和をとると、第４図（１）に示すようにイ
ンバータ装置の出力電圧と出力電流の位相差に応じた時
間幅を持つパルス列が発生ずる。ここで、インバータ装
置の出力周期は同一の加熱コイルが使用される場合には
、被加熱材の状態によりわずか３０％程度しか変化しな
いので、単安定マルチバイブレーク（４７）、１１８）
の発生する時間幅は一定値に設定してもよい。一方、単
安定マルチバイブＬ・−タ（４７）、＠Ｆｂの出力信号
をそれぞれ反転素子（ａ）、（至）で反転させ（第４図
（ｐ）（ｑ））、ＡＮＤ素子ω）、　ｃ］Ｇ）とそれぞ
れ論理積をとってもＡＮＤ素子（ト）、（４Φの出力は
零になるので、第３図の内側点線で囲まれる位相差検出
回路１ａの遅れ力率時における検出信号は零である。

ところが第５図に示されるように、インバータ装置が遅
れ力率で運転されろ場合には前述の進み力率の場合とは
逆に、ＯＲ素子（４１）の出力信号が零になり、ＯＲ素
子Ｇ１３の出力信号はインバータ装置の出力電圧と出力
電流の位相差に応じた時間幅を持つパルス列となる。す
なわち、第３図の内側点線で囲まれる位相差検出回路１
ａは進み力率の程度を検出する回路であり、同様に点線
で囲まれる位相差検出口９１ｂは遅れ力率の程度を検出
する回路である。ここで遅れ力率の検出信号、すなわち
ＯＲ素子＠２の出力信号を−１のゲインを持つ反転増幅
器■により反転して負の電圧信号に変換すれば、インバ
ータ装置の力率が進むほどＯＲ素子（４Ｉ）の出力信号
は正の電圧でパルス幅が大きくなり、力率が遅れるほど
反転増幅器０田の出力信号は負の電圧でパルス幅が大き
くなる。力率が１の場合、すなオ）ちインバータ装置の
出力電圧波形と出力電流波形の位相差が零の場合には当
然ながら上記の２者の出力信号はいずれも零となる。乙
のようにして検出された位相差の信号は可変抵抗器で構
成されろ力率設定Ｎ８つの電圧信号との加算で積分器（
至）に入力されろ。積分器＠の積分時定数は制御系の安
定性を考慮してインバータ装置のスイッチング周期より
けるかに大きく設定されており、上記積分時定数（ま上
記の位相差信号のパルス列の周期よりはるかに大きく、
上記積分器に入力される上記パルス列はその平均電圧で
表オ）してよい。従って、積分器（至）の出力電圧信号
すなわち電圧制御発振器（イ）の入力電圧信号は短期間
においてはほぼ一定値である。電圧信号に比例した周波
数を持つパルス列の信号が電圧制御発振器の出力に現れ
（第４図（ｊ）　）　、信号のパルスがひとつ入るたび
に７リツプ（ト）の出力Ｑ、Ｑの論理レベルは反転する
（第４図ｎ）、　ｆｌ））。Ｑ、回の信号はベース駆動
回路圓、（至）によって増幅され、スイッチング素子（
３）〜（６）にベース電流を流し、スイッチング素子１
３１．（６）とｆ４）、　ｆ５Ｊをそれぞれ対にして交
互に導通させて負荷である力率改善用コンデンサ（７）
および加熱コイＡ（８）に交流電力を供給している。

ここで・上記のインバータ装置の運転力率は以下に記す
動作によって所望値に一定に保たれる。

インバータ装置が第４図に示されるように進み力率で運
転されている状態で、何らかの事情により出力電圧と出
力Ｔｉ１ｆｔの位相差が大きくなった時、すなわち力率
が低下したとすると、ＯＲ素子ｆ４Ｄより出力される進
み力率時の位相差信号の平均電圧値が増大する。この時
、積分器■は負帰還をかけられているので積分器＠の出
力電圧信号は減少し、電圧制御発振器（至）より出力さ
れるパルス列の周波数、並びにインバータ装置のスイッ
チング周波数も減少することによりスイッチング周期が
増大する３、スイッチング周期とは第４図に示されろＳ
。

〜Ｓ４の時間間隔であり、この間隔が増大することによ
り、第４図（ｂ）に示す出力電流波形は第４図（ｎ）に
示す出力電圧波形に対して時間的に遅れの方向に進行す
ることになり、両者の位相差’ｅ　′ｊｊｉ少させろ。

一方、前述した運転状態で出力電圧と出力電流の位相差
が何らかの事情により逆に減少したとすると、上記の現
象と逆の動作が起こり最終的に両者の位相差を増大させ
ろように第３図の回路が働く。すなわち、力率の変化に
対してそれを抑制するように制御され、積分器（至）の
入力電圧が零になった時点、すなわち、ＯＲ素子（４Ｄ
より出力される位相差信号が力率設定ｒＪｉ鵠の電圧信
号の絶対値に一致した時点で積分器＠の出力電圧は一定
になり、インバータ装置のスイッチング周波数も一定に
なる。上記の位相差のパルスの時間幅をδ（秒）、スイ
ッチング周波数をＴ（秒）とすれば、位相差信号の平均
電圧値はδ／Ｔに比例する。

従って、δ／Ｔが一定値になるということはスイッチン
グ周期、すなオ〕ちインバータ装置のスイッチング周波
数にかかわらず、スイッチング周期に対する位相差の時
間幅が一定になり、これば力率が一定になることに他な
らない。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来のインバータ装置は以上のように構成されているの
で、インバータ装置の出力電流を検出する変流器が必要
であるが、一般に誘導加熱として要求されろ５００ヘル
ツから１０キロヘルツのインバータ出力周波数を持つ台
形波を持つ数百アンペアの電流を検出する変流器を安価
に製作することは困難であり、検出精度も高くできない
という欠点があった。

また、負荷（加熱コイルと力率改菖コンデンサで構成さ
れる並列共振回路）が軽い場合、出力電流値が小さくな
って検出が困難になるばかりでなく、出力電流が断続す
ることもあり、インバータ出力力率の一定制御が困難に
なるという欠点があっｔこ。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、出力Ｔｓ　ＦＩＺを検出せずにインバータ出
力の力率を一定に保つことができる誘導加熱コイル用イ
ンバータ装置を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係る誘導加熱コイル用インバータ装置は、逆
変換部の入力電圧波形を検出する検出器を設けたもので
ある。

〔作用〕 この発明におけろ逆変換部の入力電圧波形検出器は、イ
ンバータ出力電圧に対する出力？Ｓ流の位相に相当する
時間幅を検出して、インバータ出力力率の一定制御回路
にフィードバックする。

〔発明の実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、ｆｌ）〜（８）、（至）、（社）、■２面
。

＠弔は第３図の従来例と同様である。ＯＩ）は逆変換手
段（２）の入力電圧波形を検出する検出器、■はコンパ
レータ、Ｃ３）は光フアイバ式伝送回路である。

次に第２図に示す動作チャー１・にもとずいて、本発明
のインバータ装置の動作を説明する。

インバータの出力電圧ｖ０および出力電流■。

ば従来例と同じく第２図（ａ）および（ｂ）に示すよう
に各々正弦波、台形波となる、ここで逆変換手段（６）
の入力電圧■４は第２図（Ｃ１に示すような波形となり
、時間Ｔ、は出力電圧ｖ０と出力電流■。

の位相差にほぼ等しい。上記の入力電圧■１は検出器（
ＩＩ）にて検出された後、コンパレータ■にて上記の時
間Ｔ１に等しい時間幅を持つパルス列（第２図（ｄ））
に変換され光フアイバ式伝送回路０３）にて絶縁されて
伝送されろ。上記のパルス列は出力電圧Ｖ０と出力電流
■。の位相差に対応するとみなすことができ、パルスの
時間幅（第２図（ｄ）のＴＩ）が大きい場合は上記の位
相差が大きく、パルスの時間幅が小さい場合は上記の位
相差が小さい。上記のパルス列と、位相差の基準信号と
なる基準信号発生器＠弔の電圧レベルとの差が積分器（
至）に入力され、電圧制御発振器（至）によって第２図
（ｅ）のようなパル１列に変換されて、ベースドライブ
回路■２面により増幅され、逆変換手段■のｌ・ランジ
スク（３）〜（６）のペース信号（第２図（ｆｌ　、　
（ｇ）　）となってスイッチングを行なわせる。

ここで、インバータ装置の動作中に出力電圧■。

と出力量？＆Ｉ０の位相差が大きくなり、第２図（ｄ）
のパルス列の時間幅Ｔ、が増大してパルス列の平均電圧
が基準信号発生器８４の電圧レベルより大きくなると、
積分器（至）の出力パルス列の周期が減少する。これは
出力電圧Ｖ０と出力電流Ｉ０の位相差を減少させろこと
になる。一方、出力電圧Ｖ。

と出力量Ｋ　ｒ　ｅの位相差が小さくなり、第２図Ｆｄ
ｌのパルス列の時間幅が減少してパルス列の平均電圧が
基準信号発生Ｈｆｊ＜の電圧レベルより小さくなると、
積分器■の出力が減少し、電圧制御発振器（社）の出力
パルス列の周期が増大する。これば出力電圧■。と出力
電流Ｉ０の位相差を増大させることになる。

以上のように、出力電圧■。と出力電流Ｉ。の位相差は
基準信号発生器＠弔て設定される位相差に一致するよう
に一定に制御されるため、インバータ装置は常に安定し
て動作する。

なお、上記実施例では伝送回路θ３）に光ファイバを使
用しているが、フォトアイソレータまたはフォトカプラ
を使用してもよく、光ファイバと同しく絶縁の機能も得
られる。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によればインバータの出力電圧
と出力電流の位相差を検出する手段として逆変換手段の
入力電圧波形の検出器を設けたので、精度の高い出力の
力率一定の制御が可能になるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の実施例によるインバータ装置を示す
回路構成図、第２図：よ第１ｚのイ、バー夕装置の動作
チャー１・、第３図は従来のインバータ装置を示す回路
構成図、第４図および第５図は第３図のインバータ装置
の動作チャー１・である。 図において、（１）は直流電源、（２）はりアクドル、
（３）〜（６）はスイッチング素子、（７）はコンデン
サ、（８）は誘導加熱フィル、ＱＩ）は検出型、０（ま
コンパし−タ（第１のパルス発生手段）、６つは基準信
号発生θｇ（電圧設定器）、■は積分器、［株］は電圧
制御発振器（第２のパルス発生手段）、■、潤は駆動＠
略である。 なお、各図中同一符号は、同一または相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）スイッチング素子によるブリッジ構成からなる逆
   変換手段と直流電源と平滑リアクトルとを直列接続し、
   上記逆変換手段の出力を上記誘導加熱コイルと力率改善
   用コンデンサとからなる負荷に交流電力を供給するもの
   において、上記逆変換手段の入力電圧波形を検出器で検
   出して、上記入力電圧波形に同期した第１のパルスを第
   １のパルス発生手段で発生し、電圧設定により発生する
   基準信号と上記第１のパルスとの加算結果を積分して、
   出力電圧に比例した周波数の第２のパルスを第２のパル
   ス発生手段で発生し、上記各スイッチング素子を駆動回
   路により上記第２のパルスに同期して導通制御すること
   を特徴とする誘導加熱コイル用インバータ装置。