JP2004515091A

JP2004515091A - パラメトリックスピーカー用電力アンプ

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Publication number: JP2004515091A
Application number: JP2002508864A
Authority: JP
Inventors: バンク，ジェーヴァン・ジー; クロフト，ジェイムス・ジェイ・ザ・サード
Original assignee: アメリカン・テクノロジー・コーポレーション
Priority date: 2000-07-11
Filing date: 2001-07-11
Publication date: 2004-05-20
Also published as: CN1476667A; CA2414491A1; WO2002005588A3; ATE408269T1; CN100336299C; WO2002005588A2; DE60135762D1; AU2001277864A1; EP1320927B1; EP1320927A4; EP1320927A2

Abstract

【課題】スイッチモード電力変換を利用して効率を向上したパラメトリックスピーカーシステム用電力アンプ。
【解決手段】アンプのスイッチング周波数をパラメトリックスピーカーシステムのキャリア周波数に対し調整し、パワーアンプが超音波周波数信号を増幅しなければならないときでも低スイッチング周波数を使用できるように電力アンプを構成する。キャリア周波数における変換器リアクタンスを相殺するようにアンプを更に最適化することができる。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、パラメトリックスピーカーシステムに関する。特に、パラメトリックスピーカー用電力供給システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
パラメトリックスピーカーは、例えば４０ｋＨｚの超音波キャリア周波数を発生させ、次にこれをオーディオ入力信号により変調することによって動作する電気音響システムである。変調によりオーディオ周波数を、キャリア周波数＋オーディオ周波数にまで上方にシフトさせる。この上方シフト周波数（ｆ１）をキャリア周波数（ｆ２）と相互作用させてオーディオ入力信号を可聴音として再生するため、空気を非線形駆動し可聴信号（ｆ１−ｆ２）とその他の成分（例えば、ｆ１＋ｆ２）を発生させる。パラメトリックシステムの超音波上方周波数条件は、２０ｋＨｚのオーディオ信号を４０ｋＨｚのキャリア信号の上に乗せて変調可能とするために、通常少なくとも６０ｋＨｚである。
【０００３】
歴史的に、パラメトリックスピーカーの使用は制限されてきた。その部分的理由はパラメトリックスピーカーの非効率性にある。非効率となる理由は、空気中の超音波を可聴音に復調する際の二次効果に基づいて音出力を得ているからである。この二次効果はシステムを駆動しオーディオ出力を供給するのに、大量の電力を必要とする。
【０００４】
パラメトリックシステムは連続キャリア周波数出力を必要とするため、その効率は更に低下する。最大オーディオ出力において、キャリア周波数は一定の１／４電力出力レベルで動作するために、アンプにおける電力消費が大きくなる。低オーディオレベルや音楽の休止中でも、キャリア信号を高い定電力レベルで駆動しなければならない。
【０００５】
更に、ほとんどのパラメトリックスピーカー変換器は高いリアクティブ負荷を示す。従来技術において、パラメトリックスピーカー変換器は変換器を直接駆動する通常のリニア電力アンプで駆動される、このため出力段においてかなりの電力と熱を消費する非常に大きな電力アンプを必要とする。
【０００６】
高い連続電力レベルを必要とするので、パラメトリック又は超音波スピーカー用として最良に作動する変換器は支配的にリアクティブ（容量性及び／又は誘導性）特性を有する傾向を持つ。これは、支配的に抵抗性特性を有する傾向を持つ通常の電磁式スピーカーとは対照的である。パラメトリックシステムにおいて、リアクティブスピーカーを使用する理由の一つは、キャリア周波数の高い平均電力レベルにより変換器の抵抗性素子において高い熱消費が生じるからである。完全にリアクティブな変換器は、アンプにリアクティブ負荷を供給するので装置自体において熱はほとんど消費しない。したがって、リアクティブ変換器又はスピーカーに結合する電力アンプ（特にリニアアンプ）の出力段はかなりの熱損失を生じる。これらの損失は、リアクティブ負荷を直接駆動する際に高リアクティブ充電電流を増幅しなければならない電力アンプにより生じる。この問題は、再生する最低オーディオ周波数に関連するキャリア周波数等の最大出力周波数において特に悪化する。
【０００７】
従来のパラメトリックスピーカーに関する主要な問題はリアクティブ負荷変換器が相当なリアクティブ充電電力を必要とすることである。この電力要件のため、この無駄な電力を供給するのに一層大きな出力電力アンプの使用を強いられる。
【０００８】
従来のパラメトリックスピーカーはいわゆるリニア又はＢ級アンプを用い、アンプ構成を最大電力において最高効率となって、１／４電力レベルすなわち等価的には１／２電圧レベルで最低熱効率モードとなるようにする。例えば、１００ワットＢ級アンプは１／４電力レベル動作時に５０ワットを熱の浪費に費やし２５ワットのみを利用可能な電力として負荷に出力する。これは電力の無駄であるとともに高価な冷却システムを必要とするのでシステムのコストがかさむ。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
パラメトリックシステムにおけるリニア電力アンプの非効率性の主因は、パラメトリックスピーカーで常用する変換器タイプが電力アンプにより駆動しなければならないリアクティブインピーダンスを持つという事実である。周知のようにリニアアンプはリアクティブ負荷の駆動時に効率性を相当低下させ熱を上昇させる。したがって、パラメトリックスピーカーシステムにおいてアンプ電力を効率よく利用できるシステムを提供することが望ましい。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明はパラメトリックスピーカーシステムにおける電力効率を改善するパラメトリックスピーカー用電力アンプを提供する。電力アンプはスイッチング電力段を有し、電力アンプには少なくとも１つの変換器が結合する。更に、スイッチング電力段と少なくとも１つの変換器との間にリアクティブ回路素子が結合する。キャリア周波数はオーディオ周波数範囲で変調される。すなわち、キャリア周波数から広がり動作周波数に対応するキャリア周波数側波帯はスイッチング電力段により増幅され変換器により再生される。
【００１１】
本発明の１構成例によれば、システムはスイッチモード電力アンプを有し、スイッチモード電力アンプのスイッチング周波数はパラメトリックスピーカーシステムのキャリア周波数の実質上整数倍である。
【００１２】
本発明のもう１つの構成例によれば、本発明はパラメトリックスピーカー電力アンプにおける電力効率を改善する方法を含む。第１ステップとしてパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を発生する。次に、キャリア周波数とオーディオ関連側波帯信号を含むパラメトリック信号をＰＷＭ信号により増幅する。次に、このパラメトリック信号を少なくとも１つの共振周波数を有する少なくとも１つの変換器とリアクティブ負荷に供給する。最後のステップとして、リアクティブ回路素子を用いて変換器のリアクティブ負荷を相殺する、すなわち、打ち消す。
【００１３】
本発明の追加的特徴及び利点は例として本発明の諸特徴を全体として図示する添付図面を参照してなされる以下の詳細な説明に記載される。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明の諸原理に対する理解を深める目的で、以下、図に示す例示実施形態を参照し、これらを特定の言語を用いて説明する。しかし、本発明の範囲をこれによって制限することを意図するものではない、と解されなければならない。本開示を知悉した当業者が想到するところの、本書において説明した本発明の諸特徴に対する任意の代替形態及び変形形態、ならびに本書において説明した発明の諸原理に対する任意の追加的応用は本発明の範囲内であると解すべきである。
【００１５】
パラメトリックスピーカーの通常モードはアイドル時でも１／４出力電力であり、パラメトリックスピーカーで使用する変換器は負荷インピータンスにおける相当なリアクティブ成分を通常占めるので、通常のリニアアンプはパラメトリックスピーカーにおいて非効率で動作する傾向を持つ。上述した諸問題の結果として理解されるように従来技術のパラメトリックシステムにおける非効率性の主因はリニアＢ級アンプシステムを使用した点にある。
【００１６】
もう１つのタイプのアンプはスイッチモード又はＤ級電力アンプである。このアンプはスイッチング出力段を使用し、その出力電力信号はＢ級設計のリニア信号モードとは異なりオン又はオフ状態となる。スイッチモード電力アンプを使用すると、効率は非常に高くなり、その効率をリアクティブ負荷の場合にも維持できる。この技術は低周波システムの効率を相当改善するものとして知られてきたが、２０ｋＨｚ（最高可聴周波数）までのオーディオ装置に適用した場合に有効に動作することは今日まで限られてきた。適用した場合でも容量性変換器と共に使用した場合には２０ｋＨｚ以下の周波数であっても大きな歪み又は高周波応答エラー無しに動作させることは困難であった。
【００１７】
図１はパラメトリックシステムにおいて信号を負荷又は変換器に送る前に出力フィルターリングするＤ級アンプ又はパルス幅変調（ＰＷＭ）アンプの一実施例を示したものである。入力信号源１００を、信号利得を制御するフィードバックアンプ１０３からの反転入力を受け取る誤差アンプ１０２に入力する。その出力信号をフィードバックループを安定化させる遅れ進みフィルターであり得るループフィルター１０４に供給する。パルス幅変調器１０６において、発生するパルスのパルス幅又は長さを発生し、制御し、変化させる。ブリッジドライバ１０８は出力電力スイッチ１１０のスイッチングを制御する。ブリッジドライバとパルス幅変調器は一つの集積チップにまとめてもよいし、又は図示のように別チップ上に設けてもよい。出力電力スイッチは電源１１２からの電力を受け、半ブリッジ又は全ブリッジスイッチング構成を用いてスイッチングされる増幅信号を供給する。フィルター１１４を用いてパルス幅変調をアナログ信号に変換し、スイッチングノイズを減少させる。半ブリッジスイッチング構成を使用した場合には一組のフィルターが必要であり、全ブリッジスイッチング構成を使用した場合には第２組の対称フィルター１１６を使用する。変換器負荷１１８は図示のようにフィルターに接続する。
【００１８】
従来のＤ級アンプの一つの問題は、Ｂ級設計の場合と同様なアプローチで高周波数用のＤ級アンプを設計する場合に、再生する最高周波数の少なくとも１０〜２５倍のスイッチング周波数が必要であり、好ましくは更に高い周波数を必要とすることである。これは、わずか０〜２０ｋＨｚのオーディオ信号帯域幅に対しても実現が困難な設計基準であり、その理由は２００ｋＨｚ〜５００ｋＨｚのスイッチング周波数のＤ級アンプを必要とするからであり、この周波数範囲で使用したこともあるが広範な成功はしていない。
【００１９】
性能向上のために更に高いスイッチング周波数を使用することは、リニア性（直線性）、出力インピーダンス及び低コストフィルター設計の観点からは望ましいが、スイッチング損失と熱損失の観点からは避けるべきである。事実、Ｄ級アンプを高スイッチング周波数（４００ｋＨｚ超）で試みた場合、標準のＢ級アンプ並の非効率なアンプとなった。
【００２０】
従来のＤ級アンプのもう一つの問題は、リニア信号を得るために出力上に１以上のＬＣフィルターを通常使用することにある。これらのＬＣフィルターはＤ級アンプのスイッチングノイズを最小化するのに十分な大きな値で設計するが、同時に、高オーディオ周波数におけるスピーカー負荷との相互作用を避けるのに十分な小さな値でなければならないという矛盾した要件をかかえている。
【００２１】
従来のＤ級スイッチングアンプの更にもう一つの問題は電源から負荷へのエネルギーを循環させ電源に再び戻す可能性があることである。この問題のため、ほとんどのＤ級アンプは２倍の数の電力トランジスタ、ドライバ、整流器及び出力フィルターを必要とするブリッジ出力段を使用しなければならない。この構成を使用しなければ、正電源端子から負荷へのエネルギーの流れが循環して負電源端子に戻ることになる。この循環は過電圧を発生し、破壊的な過電圧状態を引き起こす。より高価なブリッジ出力回路の有無によらず、複雑な電源平行システムが必要となる。
【００２２】
Ｄ級アンプの欠点にもかかわらず、アンプ効率が一般に向上する点、特にリアクティブ負荷の場合１／４電力における効率が向上する点からＤ級アンプをパラメトリックスピーカーシステムで使用することが望ましい。パラメトリックスピーカーシステム（再生すべき最高周波数は通常、オーディオ帯域より少なくとも３倍高い６０ｋＨｚであり、Ｄ級アンプでの実現は困難であった）に適用した場合、従来のＤ級アンプの最低１０〜２５倍の要件は６００〜１５００ｋＨｚのＤ級アンプスイッチング周波数となる。このような高いスイッチング周波数をＤ級アンプを用いて実現するのは困難であり高価である。高価で複雑なＤ級アンプの追加的欠点は、６００〜１５００ｋＨｚの周波数を発生する場合にＤ級アンプの効率が低下し、かなりの電力損失が発生し、リニアアンプに近づくことである。超音波周波数においてＤ級アンプを使用した場合、低スイッチング周波数におけるＤ級アンプの効率を維持することはできず、アンプシステムのコストが増大し、構成が複雑化する。したがって、低スイッチング周波数において得られる効率を維持しながらパラメトリックスピーカーシステムにおいてＤ級アンプの効率を利用することに価値がある。
【００２３】
図２に示すように、パラメトリックスピーカーシステムは、Ｈブリッジアンプ、出力フィルター、及び変圧器負荷結合回路を有するＤ級アンプを有する。１２０ａ〜１２０ｄとして示す４つのスイッチング電力素子は電源ライン１２２から入力される電力をスイッチングする。複数のパルスドライバライン１３０ａ〜１３０ｄはこれらのスイッチング素子を駆動するためにブリッジドライバに接続される。スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴの高速バイポーラトランジスタ又は当分野で知られた他の高速電力スイッチング素子であり得る。このシステムで使用する素子の代表的な定格電圧は６０ボルトＭＯＳＦＥＴである。例えば２００ボルトのようなより高い電圧のＭＯＳＦＥＴを使用することもできるが高価である。
【００２４】
更に、全ブリッジ構成において２つのスイッチフィルター１２４ａと１２４ｄを用いて高周波スイッチングノイズを除去する。コンデンサ１２６によりＤＣ信号を除去する。電圧を変換器１３２に整合するため、変圧器１２８を用いてスイッチング素子１３０ａ〜ｄから供給される電圧を昇圧（逓昇）又は降圧（逓降）する。超音波変換器はアンプの最適直接出力より高い電圧又は高い電流を必要とするので超音波信号を発生する場合は変圧器は特に有効である。もちろん、変圧器を省略し、高電圧電力素子（例えばＭＯＳＦＥＴ）を高電圧変換器に整合させることも可能であるが、いずれを選択するかはどちらの方法が望ましいかに依存する。２つの二極フィルター１３１ａと１３１ｂを設けて高周波を更にフィルターリング除去し、及び／又はリアクティブ負荷との整合のために同調させ得る。
【００２５】
図３は出力フィルターを有する半ブリッジアンプの回路図である。１４０ａと１４０ｂで示す２つのスイッチング電力素子は電源ライン１４２から入力される電力をスイッチングする。パルスドライバライン１４４ａと１４４ｂはスイッチング素子を駆動するためにブリッジドライバに接続される。スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴの高速バイポーラトランジスタ又は当分野で知られる同様な高速電力スイッチング素子であり得る。全ブリッジ構成では、四極フィルター１４５を設けて高周波スイッチングノイズを除去する。更に、変圧器結合回路をＤ級アンプと変換器１４８との間に設けてアンプ出力を変換器インピーダンスに整合させる。
【００２６】
図４はキャリア周波数信号１５２の約２０〜２５倍、すなわち８００ｋＨｚ〜１ＭＨｚの周波数であるパルス幅変調周波数１５０を示すチャートである。超音波信号は２０ｋＨｚ超のキャリア信号を使用する。好ましいキャリア周波数は３０〜６０ｋＨｚであり、オーディオ信号側波帯により変調されてキャリア周波数に１５又は２０ｋＨｚが加わる。Ｄ級電力アンプは再生最高周波数の約２０倍又はそれ以上のスイッチング周波数を使用するが、これにより必要となるスイッチング周波数は１．２ＭＨｚ以上となり本スイッチモード又はＤ級技術では実用的でない。低スイッチング周波数を使用した場合には、オーディオ関連側波帯域内に歪みが生じ、これにより可聴音が歪み、及び／又はこれらの低歪み周波数を除去するのに大きなフィルターを必要とするためフィルター相互作用が大きくなる。更に、フィルターとスピーカー負荷との間の相互作用により低スイッチング周波数を用いた場合には周波数応答異常が発生する虞がある。
【００２７】
再び図４を参照するとキャリア波の整数倍の高調波１５３も図示されている。図５は図４のキャリア周波数の接近図であり、高調波１５３を下線で示してある。パルス幅変調（ＰＷＭ）周波数がキャリアの２５倍未満のときは、帯域内歪みスパー１５４が発生する。これらの帯域内歪みスパーはパラメトリック変換器で再生したオーディオ中に聴こえる。図６は約１７０ｋＨｚのパルス幅変調周波数１５６を示したものである。パルス幅変調がキャリア１５８に近い場合であっても、依然として歪みスパー１６０が上側波帯オーディオ周波数１６２内に発生する。図では単側波帯（ＳＳＢ）（すなわちキャリア上に変調した上側波帯（ＵＳＢ）オーディオ信号）を示しているが、下側波帯（ＬＳＢ）又は両側波帯（ＤＳＢ）を使用することもできる。図示のものは単側波帯（上側波帯）の場合を示しているが、下又は両側波帯変調を用いた場合歪みスパーが対称に発生する。
【００２８】
パルス幅変調のために任意の周波数を使用するのではなくキャリア周波数の倍数のパルス幅変調を周波数を使用すると驚くほど有利であることが見い出された。価値ある結果はＰＷＭ周波数の右歪み高調波がキャリアと一致し、その他の小さな高調波はキャリアの高調波と一致することである。図７に、ＰＷＭ周波数１６４をキャリア周波数１５８の４倍の周波数に設定した場合を示す。ＰＷＭ周波数の歪み高調波は上側波帯オーディオ１６２（又は下側波帯）の外側に位置するので可聴歪みは発生しない。図７にはＰＷＭ周波数として用いることのできるその他の整数高調波１６６を示してある。
【００２９】
ＰＷＭ周波数をキャリア周波数の適当な倍数に同期（一致）させることにより、第２高調波をフィルターリングなしに打ち消すこともできるので小さなフィルター素子を使用できる。換言すると同期化により所要カットオフレートが減少し、及び／又はカットオフフィルターの設定周波数が増加する。ＰＷＭ周波数をキャリア周波数の高調波において使用することの主要な利点は、オーディオ周波数、例えば４００ｋＨｚに対して使用したのと同一のＤ級アンプを予想される８００ｋＨｚ〜１．５ＭＨｚの代わりに４００ｋＨｚの超音波周波数に対して使用できることである。同期化を使用することにより２０ｋＨｚ以下をフィルター除去する同調帯域フィルターリングも可能となる。これにより低周波数は不要となるので変圧器を小さくできる。
【００３０】
キャリア周波数の丁度整数倍を使用するのが最も好ましいが、ＰＷＭ周波数は、可聴歪みを生じることなくキャリアの整数倍から若干ずらすことができる。ＰＷＭ周波数をキャリアの実質上倍数にした場合でも有利な効果は依然として発生する。この場合、スイッチモード電力アンプの電力段スイッチング周波数はパラメトリックスピーカーシステムのキャリア周波数の整数倍に「周波数許容限界」の範囲内で実質上対応することになる。周波数許容限界はパラメトリックスピーカーの最低可聴動作周波数に対応付けて定められる。換言すると、パラメトリック変換器は閾値周波数を有し、この閾値周波数以下では可聴音を有効に再生することはできない。ＰＷＭにより発生する歪みうち閾値周波数以下のものは聴こえない。この最低可聴周波数はしばしば２００Ｈｚ〜４００Ｈｚの間かそれ以下であり、周波数許容限界内の歪み成分は最低可聴動作周波数よりも低い。周波数許容限界Ｔ_Ｌはキャリアの倍数（ｘＣ）に最低周波数限界（ＬＦＬ）を乗じたものに等しいかそれ以下である。これを数式で表すと
【００３１】
【数１】
Ｔ_Ｌ＜（ｘＣ）＊ＬＦＬ
となる。したがって、キャリアの倍数が３で、最低可聴周波数が３００Ｈｚであれば周波数許容限界は９００Ｈｚとなる。これが可聴歪みなしにＰＷＭを高調波からずらすことのできる最大値である。
【００３２】
一例として１００ｋＨＺのキャリア周波数とキャリアを増幅するための４００ｋＨｚ（すなわちキャリアの４倍）のスイッチングＰＷＭ周波数を使用する。このＰＷＭ周波数をキャリアの４倍（４００ｋＨｚ）から若干、２００Ｈｚだけずらすと、５０Ｈｚの歪みが生ずる。歪み周波数を求めるには、周波数のずれである変位（２００Ｈｚ）を整数倍４（ＰＷＭ周波数乗数すなわち（ｘＣ））で割ることにより得られる。発生する５０Ｈｚの歪みは２００Ｈｚまでの低周波再生能力しか持たないパラメトリックスピーカーシステムでは聴こえない。もし変位が２０００Ｈｚだと歪み高調波は５００Ｈｚとなって再生可能な閾値周波数を超え、望ましくない。
【００３３】
図８は、設定周波数においてパルス幅変調（ＰＷＭ）電力信号を発生する回路を有するＤ級アンプのブロック図である。まず、２００でキャリア周波数を発生させる。キャリア周波数はキャリア周波数参照入力２０２と一般化振幅変調（キャリアを含む）２０４に供給される。一般化振幅変調はオーディオ入力２０６により変調されてキャリア変調オーディオ信号となる。キャリア変調信号は比較器２１０に入力される前に誤差アンプ２０８を通る。
【００３４】
同時に、キャリア参照入力は位相ロックループ周波数マルチプライヤ２１２に供給されついで三角波発生器２１４に送られる。位相ロックループ参照周波数は変調器で使用するキャリアと同一周波数である。したがって、三角波はキャリア周波数の整数倍である。これはスイッチドライバに対するクロック信号として働く。三角波発生器からの信号は誤差アンプ２０８からの信号と共に比較器２１０を通過して（キャリア周波数の設定整数倍の）パルス信号となる。この信号が電力アンプスイッチドライバ２２４に供給され、ドライバ２２４はこれによって電力アンプスイッチング素子２１６を制御する。スイッチング素子は半又は全ブリッジ構成におけるＭＯＳＦＥＴスイッチであり得る。更にフィードバックループ２２２を設けて信号利得を制御する。ＰＷＭ電力信号の発生後、出力フィルター２１８によりその高周波スイッチングノイズを除去する。更に後述するように整合用リアクティブ素子２１８が設けられる。最終的な超音波信号は変換器２２０に供給されそこから複合音響波が発生する。
【００３５】
パルス幅変調（ＰＷＭ）アンプはオーディオ情報を含むアナログ波を可及的に正確に再生しなければならない。完全な正弦波を図９に示す。ＰＷＭ方式には２つの周知のタイプがある。一方のタイプのＰＷＭはバイポーラ変調と呼ばれる。その理由は正弦波の各部分に対して発生するパルスが２レベルしかないからである。換言すると、高レベルと低レベルはあるが中間レベルはない。もう１つのタイプのＰＷＭはユニポーラ変調であり、正弦波の正部分に対して０を基準とする正パルスのみを使用し、再生すべき波の負部分に対しては０を基準とする負パルスのみを使用する。換言すると、３状態が使用される。
【００３６】
図１０は正弦波と共に発生するバイポーラＰＷＭのグラフであり、そのパルス数はキャリア波の整数倍である３倍である。注目すべき重要なことは、信号の正部分に対するパルスと負部分に対するパルスとは鏡映関係になっていて、パルスは１８０度毎に対称に発生することである。これに対し、ユニポーラ又は３状態パルス変調（正、負及び０状態）ではキャリア波の正部分に対しては正パルスのみを発生し、波の負部分に対しては負パルスのみを発生する。図１１はキャリア周波数の２倍のパルス発生を示したものである。なお、なめらかな波形を図示してあるが、キャリアをオーディオ信号で変調する場合、波は不規則な形状となり、与えられた波形を再生するためにそれに応じた適当なパルスを供給するものである。
【００３７】
図１２にキャリア周波数の５倍をパルス周波数としたときのバイポーラパルス幅変調（ＰＷＭ）を示す。図１３にキャリア周波数の４倍をＰＷＭ周波数としたときのユニポーラパルス幅変調を示す。波の正部分と負部分との間に示されるパルスの対称性によりキャリア周波数の偶数高調波が打ち消される。上述したように、キャリア周波数の整数倍のＰＷＭ周波数を使用することにより可聴範囲内の不必要な歪みの問題を解決している。
【００３８】
パラメトリックオーディオシステムのもう１つの相当な問題は出力にしばしば容量性変換器が使用されることである。純粋な容量性負荷はアンプで対応するのが困難な負荷である。大量のエネルギーがキャパシタンスに蓄積される。このエネルギーはアンプが供給しなければならない。容量性インフィーダンスは大きく変動し、回路に不必要な電圧と電流を循環させる。
【００３９】
図１４に示すように、電力アンプパラメトリックスピーカーシステムは逓昇又は逓降電力変圧器３２を介してＡＣ電源２３０に接続される。電力はブリッジ整流器２３４に供給され、ブリッジ整流器２３４よりＤＣエネルギー蓄積用の２つの蓄電用コンデンサ２３６ａと２３６ｂを介してリニア電力アンプ２３８に供給される。リニア電力アンプにはオーディオ関連側波帯信号で変調した超音波信号を供給するため、変調電子回路２４０が接続される。この増幅した変調信号は容量性変換器２４２（ここでは圧電変換器）に供給される。図１５に示すように、キャリア周波数２４４が変換器の共振周波数２４６と一致する場合には、増加したレベルの音響出力又は効率利得が得られる。図１６に容量性変換器の周波数応答のグラフ（出力を再生オーディオ周波数に対するデシベルで表示）を示す。第１曲線２４８はキャリアを変換器の共振周波数に置かないときの変換器出力曲線を表す。第２曲線２５０はキャリア波２４４を変換器の共振周波数に置いたときの変換器の増大音響出力を表す。増大出力にもかかわらず変換器の容量性の性質に変化はなくアンプは相当な量のリアクティブエネルギーを熱として消費せざるを得ない。
【００４０】
アンプと変換器との間にインダクタンスを追加すると、インダクタンスの正のリアクタンスが変換器キャパシタンスの負のリアクタンスを相殺又は打ち消すのでこの問題が改善される。図１７は電力効率を改善したパラメトリックスピーカー電力アンプである。パラメトリックスピーカーシステムは、信号を供給するため、電力アンプに設けたスイッチング電力段と変調電子回路２６３を有する。リアクティブ回路素子をスイッチング電力段と少なくとも１つの変換器２６４との間に結合する。詳細には、直列インダクタンス２６２をスイッチング電力段に結合する。スイッチング電力段は好ましくはＤ級アンプである。もちろんインダクターと共にリニア電力アンプを用いることもできないわけではないがＤ級アンプの方が相当に効率がよい。
【００４１】
リアクティブ回路素子は変換器負荷インピーダンスのリアクティブ成分の効果を相殺又は中性化する。リアクティブエネルギー蓄積素子は負荷インピーダンスのリアクティブ成分に蓄えられるリアクティブ電力を供給する。このことは、リアクティブ整合回路が変換器とリアクティブエネルギーを常時交換することを意味し、これによりアンプがこのエネルギーを供給する必要がなくなる。したがって、アンプは変換器を駆動するエネルギーを供給するだけでよい。更に、リアクティブ素子は負荷インピーダンスのリアクティブ成分との間でリアクティブエネルギーを交互に交換する。リアクティブエネルギーは交互に蓄積される、すなわちまず負荷のリアクティブ成分、次に追加リアクティブ素子というように蓄積される。
【００４２】
図１８に示すように、図１７のインダクタンスは共振外周波数２６６に位置するリアクタンス相殺周波数を発生するように同調される。これにより音響出力曲線２７２は原出力の位置からインダクターを同調することによって得られた音響出力曲線２７０にシフトする。これにより、より多くの高周波出力が減衰するという効果が得られる。リアクタンス相殺周波数が変換器の共振周波数２６８となるようにインダクタンスを同調させることもできる。オーディオ信号を運ぶオーディオ周波数範囲をキャリア周波数上で変調して再生のため変換器に供給する。図１９に示すように、インダクタンス２６２を回路と並列に接続することもでき、キャリア周波数、変換器共振外周波数又は最適動作周波数に同調させることができる。
【００４３】
狭い帯域において変換器のキャパシタンスは追加リアクティブ素子の結果として消滅したように見える。しかしながら、キャパシタンスとインダクタンスのリアクタンスの大きさは周波数に対して反対方向に変化するので、リアクタンスの減衰又は打ち消し効果は狭い帯域内でしか生じない。リアクタンスの大きさは実際には従来より急激に変化する。事実、理論的には共振周波数において短絡回路となる。
【００４４】
よりよい方法は複数のインダクターとコンデンサを有するリアクティブ整合回路を使用することである。この種の回路は少なくて２つのインダクターと１つのコンデンサを含む。リアクティブ回路素子に関するこの複数素子構成を図２２に例示する。変調電子回路２８０はスイッチング電力アンプ２８２に結合し、リアクティブ素子はスイッチング電力アンプと変換器２９０の間に結合する。この構成におけるリアクティブ素子は直列インダクター２８４と可変の並列コンデンサ２８６である。この構成におけるインダクターに対する好ましい同調としては（コンデンサを考慮に入れる前に行う）、インダクターを変換器の共振周波数よりも高く又は低く同調することである。ついでコンデンサを同調させて周波数を変換器の共振周波数又は実質上その近くに調節する。これは適応可能な同調であり、熱消費、温度、湿度又は気圧の変化等の変換器のパラメータ変化に対して動的に調節できる。この動的同調によれば変換器共振外周波数であるその他の周波数を最大化することができ、変換器の音響共振の実質的な変化に追従する必要のある場合キャリア周波数の変化に対応できる。図２１は周波数をキャリア又は共振周波数の近くに同調させたときに得られる増大オーディオ出力を示す。複数のインダクターとコンデンサを有するリアクティブ整合回路を使用することによりアンプに関する電力要件を最小化する。
【００４５】
図２２と図２３は支配的に誘導性の変換器を有するパラメトリックスピーカーシステムを表す。変調電子回路３００はオーディオ側波帯信号により変調された超音波キャリア信号を発生し、リニア又はＤ級電力アンプ３０２に供給する。信号はリアクティブ整合回路を通って誘導性負荷３０４に供給される。この変換器は電磁式音声コイル変換器、磁気歪み変換器等の誘導性負荷を示す変換器である。共振用キャパシタンス３０６と３０８を用いて誘導性負荷のリアクタンスを所望の周波数において相殺するように各回路を同調させる。図２２は並列キャパシタンス３０６を示し、図２３は直列キャパシタンス３０８を示す。両キャパシタンスは誘導性負荷と共振し、変換器のインダクタンスをリアクティブ整合回路の一部として使用する。図２４はリアクティブ回路を変換器共振外周波数であるキャリア周波数３０７に同調させる使用例を示す。図２５は図２２と図２３のリアクティブ整合回路を用いて信号周波数３０９をキャリア又は変換器共振周波数に同調させる例を示したものである。
【００４６】
Ｄ級スイッチングアンプの場合、リアクティブ整合回路を通常使用するローパスフィルターと組み合わせることにより、電磁的干渉（ＥＭＩ）を最小化し、スイッチングノイズが最小となるように適正なフィルターリングをし、ＰＷＭの機能を適正に動作させることができる。相互作用の可能性があるのでこれらの電子は別々に設計した場合でも協調して動作させる必要がある。リアクティブ整合回路はアンプの出力に必要な最大電圧と最大電流の積を最小化するように設計できる。ローパスフィルターをリアクティブ整合回路と組み合わせる場合には、組合せの結果得られる回路フィルターがＰＷＭ回路とリアクティブ負荷相殺の両要件を満たすように設計する。
【００４７】
図２６と図２７の回路図に示すように、変調電子回路３１０はオーディオ関連側波帯信号で変調した超音波キャリア信号を発生し電力アンプ３１２に供給する。この信号はリアクティブ整合回路を介して変換器３１８に供給される。詳細には双方のリアクティブ整合回路は少なくとも１つの直列インダクター３１４と１つ並列コンデンサ３１６を含む。図２６のものは並列に追加したインダクター３２０を含む。インダクターとコンデンサのグループを用いてリアクティブ負荷を相殺又は打ち消すことはアンプの電力要件を最適化する点で有意義である。好ましくは複数のインダクターとコンデンサを使用する。その理由は狭い周波数範囲のリアクタンスだけでなく広い周波数範囲のリアクタンスも相殺するように同調できるからである。多極バンドパスフィルターの場合と同様に、複数のインダクターとコンデンサは極めて狭い帯域に対して単一のインダクターでは得ることのできないような仕方でリアクタンスを劇的に相殺するように同調することもできる。コンデンサとインダクターのグループを用いて広い又は非常に狭い周波数範囲でリアクタンスを相殺することは変換器を駆動するアンプの能力を最適化する。これに対し単一のインダクターはごく限られた同調又は周波数制御の能力しか持たない。
【００４８】
図２７のものは直列に接続した追加インダクター３２２と並列に接続した可変コンデンサ３２４をリアクティブ回路の一部として有する。可変コンデンサを使用することにより周波数同調を強化すべき所望の周波数に調節することができる。複数の素子を有するリアクティブ回路はＤ級アンプに対して特に有効であるが、負荷のリアクタンスを相殺する必要がある場合において他のタイプのアンプと共に使用することもできる。
【００４９】
図２８は先行する図に示す任意のインダクターに代用又は追加できる可変の可飽和インダクターを示す。リアクタンス回路に含まれるインダクター３３０は電源３３２の変化に応じて変化する可変インダクタンスを有する。透磁性コアの磁界が変化するにつれ、リアクティブ回路のインダクタンスが変化する。可変インダクターは電子的に制御することができ、回路のフィードバックループに接続して任意の時点で回路のリアクタンスを最適化するインダクタンス値を得ることができる。
【００５０】
図２９〜図３２にリアクティブ整合回路のいくつかの構成を示す。図２９〜図３２の各々はオーディオ側波帯信号（単側波帯又は両側波帯）で変調した超音波キャリア信号を発生し、スイッチング電力アンプ３１２に供給する。変調電子回路３１０を含む。この信号はリアクティブ整合回路を介して変換器３１８に供給される。これらの回路のそれぞれは少なくとも１つの直列インダクター３１４と１つの並列コンデンサ３１６を含む。図２９のものはリアクティブ整合回路の他の素子と直列に接続した追加インダクター３４０を使用する。更に、気圧や高度の変化に関連する変換器共振周波数の変化に対応するようにキャリア周波数を変えることができる。パラメトリックスピーカー出力の効率と出力レベルを最大化するようにキャリア周波数を変えることができる。
【００５１】
所望であれば、所要インダクタンスの一部又は全部を整合用変換器に含めることもできる。図３０に変換器内に所望インダクタンスの一部を含み得る。逓昇又は逓降変圧器を示す。整合用変圧器のインダクタンスはリアクティブ整合回路の他の素子と協働して同調する。図３１は図３０の変形したもので、インダクタンス３４６を変圧器３４４から取り出して変圧器の変換器側に移したものである。図３２にリアクティブ整合用のインダクター３１４とコンデンサ３１６及び電圧をスケーリングするための変圧器３５６を示す。変圧器と変換器との間にリアクティブ回路の追加素子として２つのインダクター３５０、３５２と共振用コンデンサ３５４が設けられる。
【００５２】
パラメトリック変換器のもう１つの問題はＡＣ電源ラインを負荷回路から絶縁することである。この大量の電力はユーザーにとって危険であり、アンプからの高電圧リード線が露出しているとユーザーは重大な感電ショックを受ける虞がある。通常のアンプシステムは電力アンプをＡＣ電源ラインから絶縁するため、ブリッジ整流器の前に高価な電力絶縁変圧器を使用する。図３３に高価な電力絶縁変圧器を使用することなく電力アンプを絶縁する電力アンプ構成を示す。変調電子回路３６０からのパラメトリック信号は第１の絶縁変圧器３６２を通って電力アンプ３６０に供給される。電力アンプへの電力はＡＣ電源ライン３７２に接続されたブリッジ整流器３７０で構成した入力電力回路により供給される。ついで増幅された信号は電力アンプから第２の絶縁変圧器３６６を通って出力変換器に供給される。このようにして、電力アンプと２つの絶縁変圧器を同一容器に密閉でき、ユーザーからはアクセスできない。第２変圧器３６６は静電式、圧電式又はその他の変換器タイプ等の変換器の整合要件に依存して逓昇、逓降又は１：１変圧器であり得る。２つの小さな変圧器を使って電力アンプを絶縁しているので代表的には大きくてコストのかかる電力変圧器又は電力絶縁システムを不要にできパラメトリック電力アンプのコストとサイズを最小化できる。この絶縁構成のもう１つの実施形態は入力変圧器に代えオプトアイソレータを使用することである。
【００５３】
スイッチング電力アンプの一実施例では振幅切換方式又は複数電圧レベル方式の電力アンプを使用する。超音波キャリア周波数をオーディオで変調して側波帯信号を発生させ、キャリアと共にスイッチング電力段で増幅する。超音波変換器を電力アンプの出力に接続する。複数レベルのスイッチング電力段の特徴は複数の電源又は変圧器タップ（図３５参照）を有し、振幅電力をスイッチングして（切り換えて）アンプの出力段に制御された電力を供給してアンプ出力段における消費を最小化する。複数レベルのスイッチングアンプは好ましくは極当たり少なくとも２つの切換可能な電力供給レベルを含む。
【００５４】
パラメトリックスピーカー用複数レベルスイッチングアンプの一実施例を図３４に示す。図示の電力段は一方の極に対し複数レベルの電圧源３８０、３８２、反対極に対し電圧源３８４、３８６を有し、これにエネルギー蓄積用コンデンサ３９０、３９２、３９４、３９６を組み合わせたものである。
【００５５】
低プログラム信号レベルにおいてトランジスタ４０２と４０４が動作して「内部」電圧源３８２、３８４がコンデンサ３９２、３９４から電流を引き出す。高レベルではトランジスタ４００、４０６がオンしてダイオード４０８、４０９に逆バイアスがかかりダイオードを含む回路を通る電流の流れが止まる。この複数レベル法は電力段の効率を上げ、消費を減少させる。スイッチング電力段４９０出力４１０は変換器に結合できる。なお、図３４では各極当たり２つの電源を用いているが各極当たり３又はそれ以上の電源あるいは出力結合変圧器上の２又はそれ以上のタップとしてもよい。
【００５６】
パラメトリックスピーカー用複数レベルスイッチングアンプのもう１つの実施例を図３５に示す。変圧器４５０は複数レベルタップとして一方の極に対し４５２、４５４、反対の極に対し４５８、４６０及びセンタータップとして４５６を有するアンプに結合する。この構成は図４のシステムに比べ出力と効率の点で有利であるが１つのエネルギー蓄積用コンデンサ４６２を使用するだけでよい。
【００５７】
低プログラム信号レベルでは、トランジスタ４７０、４７２（ＭＯＳＦＥＴとして示す）が動作して低レベル変換器タップ４５２、４６０を介してコンデンサ４６２から電流を引き出す。高レベルではトランジスタ４７４、４７６がオンし、トランジスタ４７０、４７２がオフしてダイオード４７８、４８０に逆バイアスがかかりダイオードを含む回路を含む電流の流れが止まる。これにより２つの高レベル電圧タップ４５４、４５８から電流が引き出される。変圧器の出力４８２ａ、４８２ｂは変換器に結合することができる。この複数レベル法は電力段４９１における効率を上げ消費を減少させる。
【００５８】
図３４の複数レベル電力供給実施例において、４組の電源を変換器出力の４組のタップに置き換えることができる。この置換は、図３４の４つの電源を図３５の４つのタップに置換するのと同様の仕方で行える。
【００５９】
図３４のシステムは３８２、３８４の電源電圧により設定される低レベルを有してよく、図３５のものは上方タップ４５２、４６０に対する下方タップ４５４、４５８の巻線比により設定される低レベルを有し得る。電力レベルの選択は複数のパラメータ、例えば予想動作平均レベル、プログラム素材のピーク対平均比等に基づいて決めることができる。好ましい実施例では高対低電圧比を２対１に設定する。更に複数電力レベル構成を、電力絶縁変圧器を用いることなく電力アンプを絶縁する電力アンプ構成と組み合わせることもできる。これらの構成の両方を用いた組合せはユーザーのアクセスから絶縁された複数の電力レベル、サイズの縮小、重量の減少、コストの低減を達成する。
【００６０】
図３４と図３５に示すシステムによれば従来のパラメトリックスピーカー電力アンプに比べ電力アンプ効率を相当に改善したシステムを実現できる。
例えばマルチビット電力アンプのように、更に複雑な複数電力レベル切換方式の実施例を設計することができる。例えば、各極の４つの別々の電源を用いると２の４倍の電源レベルが得られるがマルチビット法を用いた場合は２の１６倍の電源レベルを提供できる。これらの電源を様々な組合せで用いて異なる電源レベルを得ることができる。マルチビット電源において、４つの電源があり各々が電力スイッチ（例えばＭＯＳＦＥＴ）を有するとする。これらのスイッチのうち任意の数のスイッチが様々な組合せにおいてオン又はオフになるので２^４すなわち１６個の電源レベルとなる。したがって、Ｎ個の実際の電源のみから２^Ｎ個までの電源レベルが得られるので有利である。複数の電圧レベルは出力段の電圧を最小電圧に維持し、アンプにおける電力損失を最小化する。各電源は先行する電源電圧の２倍でよい。したがって、４つの電源の場合、それらの電圧はＮ、２Ｎ、４Ｎ及び８Ｎボルト（例えば１０Ｖ、２０Ｖ、４０Ｖ及び８０Ｖ）となる。更に、２つの正と２つの負の電源レベルを使用することができる。
【００６１】
なお、当業者にとって、スイッチング電力アンプの用語はスイッチモード電力変換技術において知られる多数の異なる方法及び名称を指しており、限定する意味ではないがＤ級、ＡＤ級、ＢＤ級、２状態アンプ、３状態アンプ、デジタル電力アンプ、パルス幅変調（ＰＷＭ）、パルス時間変調（ＰＤＭ）、振幅切換アンプ、信号追跡アンプ、Ｇ級、Ｈ級、マルチビット及びスイッチモード電力アンプを含むものである。
【００６２】
ここに開示した本発明の電力アンプ実施形態は従来のパラメトリックスピーカー電力アンプに比べ相当な効率の改善及び／又はサイズ、コストの低減を達成するものである。
【００６３】
上述した構成は本発明の諸原理の応用の例にすぎないと解すべきである。本発明の趣旨と範囲から逸脱することなく多くの変形形態及び代替形態が当業者により想到し得る。特許請求の範囲はこれらの変形形態及び代替形態を含むことを意図している。したがって、本発明を、現時点において本発明の最も実用的で好適な実施形態と考えるものの詳細について図面に示し詳述してきたが、当業者にとってサイズ、材料、形状、形式、機能、動作態様の変更、組合せ及び使用を限定的ではなく含む数多くの変形形態を特許請求の範囲に記載する発明の諸原理と諸概念から逸脱することなくなし得ることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】
Ｄ級パルス幅変調アンプのブロック図である。
【図２】
Ｈブリッジアンプ、出力フィルターリング及び変圧器負荷結合機能を有するパラメトリックスピーカーシステムの回路図である。
【図３】
出力フィルターリング機能を有する半ブリッジアンプの回路図である。
【図４】
キャリア周波数の約２３倍のパルス幅変調（ＰＷＭ）周波数のグラフである。
【図５】
図４のＰＷＭ周波数によって発生する歪み周波数のグラフである。
【図６】
オーディオの上側波帯に歪みを生じさせる非同期パルス幅変調周波数を用いた場合の周波数スペクトルのグラフを示す。
【図７】
オーディオ上側波帯における歪みを避ける同期ＰＷＭ周波数を用いた場合の周波数スペクトルのグラフを示す。
【図８】
キャリアの設定倍数であるＰＷＭ周波数を発生する周波数マルチプライヤを用いて歪みスパーを避けるＤ級アンプを有するパラメトリックシステムのブロック図である。
【図９】
理想的な信号正弦波の発生を示す。
【図１０】
キャリア周波数の３倍のバイポーラパルス幅変調を用いた信号波の発生を示す。
【図１１】
キャリア周波数の２倍のユニポーラパルス幅変調を用いた信号波の発生を示す。
【図１２】
キャリア周波数の５倍のバイポーラパルス幅変調を用いた信号波の発生を示す。
【図１３】
キャリア周波数の４倍のユニポーラパルス幅変調を示す。
【図１４】
リニア電力アンプと電力変圧器を有するパラメトリックスピーカーシステムの回路図である。
【図１５】
図１４に示すパラメトリックスピーカーシステムの周波数応答曲線のグラフである。
【図１６】
図１４に示すシステムの周波数応答曲線と音響出力曲線のグラフである。
【図１７】
変換器共振外周波数に同調したインダクターを有するパラメトリックスピーカーシステム。
【図１８】
変換器共振外周波数に同調したインダクターを有する、図１７のシステムの周波数応答、及びインダクターなしの場合における応答の曲線を示すグラフである。
【図１９】
変換器共振外周端数に同調する並列インダクターを有するパラメトリックスピーカーシステムである。
【図２０】
周波数を最適周波数に同調させるためにインダクターと可変コンデンサを有するパラメトリックスピーカーシステムである。
【図２１】
図２０の周波数応答曲線のグラフである。
【図２２】
誘導性スピーカーと並列共振コンデンサを有するパラメトリックスピーカーの回路図である。
【図２３】
誘導性スピーカーと直列共振コンデンサを有するパラメトリックスピーカーの回路図である。
【図２４】
リアクティブ素子を変換器の共振外周波数に同調させたときの、図２２と図２３の周波数応答曲線のグラフである。
【図２５】
リアクティブ素子を変換器の共振周波数に同調させたときの、図２２と図２３の周波数応答曲線のグラフである。
【図２６】
インダクター群とコンデンサを含むリアクティブ回路を有するパラメトリックスピーカーの回路図である。
【図２７】
インダクター群とコンデンサ群を含むリアクティブ回路を有するパラメトリックスピーカーの回路図である。
【図２８】
図１７、図１９、図２０、図２６〜図３２において使用する可変可飽和インダクターである。
【図２９】
直列インダクター群と並列コンデンサを含むリアクティブ回路を有するパラメトリックスピーカーの回路図である。
【図３０】
逓昇変圧器の前に設けたインダクター、並列コンデンサ及び変圧器に含まれるインダクタンスを含むリアクティブ回路を有するパラメトリックスピーカーシステムを示す。
【図３１】
逓昇変圧器の前に設けたインダクター、並列コンデンサ及び変圧器の後に設けたインダクターを含むリアクティブ回路を有するパラメトリックスピーカーシステムを示す。
【図３２】
変圧器の前に設けたインダクターと並列コンデンサ、及び変圧器の後に設けたインダクター群とコンデンサを含むリアクティブ回路を有するパラメトリックスピーカーシステムを示す。
【図３３】
リニア又はスイッチモード電力アンプに対する電力変圧器絶縁構成の回路図である。
【図３４】
パラメトリックスピーカー用マルチレベルスイッチングアンプを示す。
【図３５】
出力結合変圧器を用いたパラメトリックスピーカー用マルチレベルスイッチングアンプを示す。

Claims

パラメトリック電力アンプの電力効率を改善するパラメトリックスピーカーシステムにおいて、
（ａ）電力アンプにおけるスイッチング電力段と、
（ｂ）前記スイッチング電力段により増幅されるキャリア周波数と、
（ｃ）前記キャリア周波数から広がり、前記スイッチング電力段により増幅される対応側波帯周波数を有するオーディオ周波数範囲と、
（ｄ）前記電力アンプと電気的に結合する少なくとも１つの変換器と、
（ｅ）前記スイッチング電力段と前記少なくとも１つの変換器の間に結合する少なくとも１つのリアクティブ回路素子を備えるパラメトリックスピーカーシステム。
前記スイッチング電力段はパルス幅変調を使用する、請求項１記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記スイッチング電力段はＤ級アンプとして動作する、請求項１記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記スイッチング電力段はパラメトリックスピーカーシステムのキャリア周波数に対応するスイッチング周波数を有する、請求項１記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記スイッチング周波数はパラメトリックスピーカーシステムのキャリア周波数の実質上整数倍である、請求項４記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記電力アンプは３状態モードで動作し、前記スイッチング電力段のスイッチング周波数はパラメトリックスピーカーシステムのキャリア周波数の実質上偶数倍である、請求項５記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記スイッチング周波数は、キャリア周波数の少なくても２倍、キャリア周波数の少なくとも４倍、及びキャリア周波数の少なくとも８倍から成るグループの中から選択したパラメトリックスピーカーシステムの周波数である、請求項６記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記スイッチング周波数はキャリア周波数の少なくとも８倍の周波数である、請求項６記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記電力アンプは２状態モードで動作し、前記スイッチング電力段のスイッチング周波数はパラメトリックスピーカーシステムのキャリア周波数の実質上奇数倍である、請求項５記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記スイッチング周波数は、キャリア周波数の少なくとも１倍、キャリア周波数の少なくとも３倍、キャリア周波数の少なくとも５倍、及びキャリア周波数の少なくとも７倍から成るグループの中から選択したパラメトリックスピーカーシステムの周波数である、請求項９記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記スイッチング周波数はキャリア周波数の少なくとも９倍の周波数である、請求項９記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記スイッチング電力段のスイッチング周波数は、パラメトリックスピーカーシステムの最低可聴周波数限界に対応する周波数許容限界内においてパラメトリックスピーカーシステムのキャリア周波数の実質上整数倍に対応する、請求項５記載のパラメトリックスピーカーシステム。
パラメトリックスピーカーシステム前記最低可聴周波数限界は約３００Ｈｚであり、前記周波数許容限界は３００Ｈｚ未満である、請求項１２記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記周波数許容限界は前記最低可聴周波数限界未満である、請求項１２記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記周波数許容限界は前記最低周波数限界にキャリアの整数倍を乗じた周波数に等しいかそれ未満である、請求項１２記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記周波数許容限界は、
Ｔ_Ｌ＜（ｘＣ）＊ＬＦＬ
（ここに、Ｔ_Ｌは周波数許容限界、（ｘＣ）は使用キャリアの倍数、ＬＦＬは最低オーディオ周波数限界である）で与えられる、請求項１２記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記少なくとも１つのリアクティブ回路素子の１以上は前記キャリア周波数に対応する周波数において前記変換器のリアクティブ負荷を相殺するようにした、請求項１記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記変換器は更に共振周波数を有し、前記少なくとも１つのリアクティブ回路素子の１以上は前記共振周波数に対応する周波数において前記変換器のリアクティブ負荷を相殺するようにした、請求項１記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記変換器は更に共振周波数を有し、前記少なくとも１つのリアクティブ回路素子はパラメトリックスピーカーシステムの超音波周波数範囲内における共振外周波数に対応する周波数において前記変換器のリアクティブ負荷を相殺するようにした、請求項１記載のパラメトリックスピーカーシステム。
パラメトリック電力アンプの電力効率を改善するパラメトリックスピーカーシステムにおいて、
（ａ）電力アンプにおけるスイッチング電力段と、
（ｂ）前記スイッチング電力段により増幅される超音波キャリア周波数と、
（ｃ）前記キャリア周波数から広がる対応側波帯周波数を有するオーディオ周波数範囲と、
（ｄ）前記電力アンプと電気的に結合する少なくとも１つの変換器とを備える、パラメトリックスピーカーシステム。
前記スイッチング電力段は複数の電力レベルを有し、切換振幅電力レベルを用いてリニア出力段に電力を供給する、請求項２０記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記スイッチング電力段は少なくとも２つの切換振幅電力レベルを有する、請求項２１記載のパラメトリックスピーカーシステム。
第一極性の低レベル電圧タップと高レベル電圧タップ及び第一極性と反対の第二極性の低レベル電圧タップと高レベル電圧タップを有する出力結合変圧器を更に備える、請求項２０記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記複数の電力レベルは少なくとも２つの正極変圧器タップと少なくとも２つの負極変圧器タップとにより供給される、請求項２１記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記複数の電力レベルは少なくとも２つの正電力供給レベルと少なくとも２つの負電力供給レベルを有する、請求項２１記載のパラメトリックスピーカーシステム。
パラメトリック電力アンプの電力効率を改善するパラメトリックスピーカーシステムにおいて、
（ａ）電力アンプにおけるスイッチング電力段と、
（ｂ）前記スイッチング電力段により増幅されるキャリア周波数と、
（ｃ）前記キャリア周波数から広がる対応側波帯周波数を有するオーディオ周波数範囲と、
（ｄ）前記スイッチング電力段と電気的に結合し、リアクティブ負荷を示す少なくとも１つの変換器と、
（ｅ）前記スイッチング電力段と前記少なくとも１つの変換器の間に結合し、前記キャリア周波数に対応する周波数において前記変換器のリアクティブ負荷を実質上相殺するように構成される少なくとも１つのリアクティブ回路素子を備える、パラメトリックスピーカーシステム。
前記変換器は前記キャリア周波数を含む周波数において支配的に容量性リアクタンスを示し、
前記少なくとも１つのリアクティブ回路素子はインダクタンスを更に有する、請求項２６記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記変換器は前記キャリア周波数を含む周波数において支配的に誘導性リアクタンスを示し、
前記少なくとも１つのリアクティブ回路素子はキャパシタンスを更に有する、請求項２６記載のパラメトリックスピーカーシステム。
キャリア周波数を増幅するパラメトリック電力アンプと共に使用する場合における電力効率を改善するパラメトリックスピーカーシステムにおいて、
リアクティブ負荷と少なくとも１つの共振周波数を示す変換器と、
前記電力アンプと前記変換器との間に結合し設定共振外周端数において前記変換器とリアクティブ負荷を実質上相殺するリアクティブ回路とを備える、パラメトリックスピーカーシステム。
前記変換器は前記共振外周波数において支配的に容量性リアクタンスを示し、
前記リアクティブ回路は少なくとも１つのインダクタンスを更に有する、請求項２９記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記リアクティブ回路は少なくとも１つのキャパシタンスを更に有する、請求項３０記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記リアクティブ回路は可変のリアクティブ値を有する、請求項２９記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記リアクティブ回路は前記変換器のパラメータの変化に応じて変化するように適応する、請求項２９記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記リアクティブ回路は前記キャリア周波数の変化に応じて変化するように適応する請求項２９記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記調整可能なリアクティブ回路は前記変換器の共振周波数の変化に応じて変化するように適応する、請求項２９記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記リアクティブ回路は可飽和インダクターで実現したインダクタンスを有する、請求項２９記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記キャリア周波数は、気圧及び高度の変化に関連する前記変換器の少なくとも１つの共振周波数の変化を補償するように変化する、請求項２９記載のパラメトリックスピーカーシステム。
超音波キャリア周波数を増幅するパラメトリック電力アンプと共に使用する場合における電力効率を改善するパラメトリックスピーカーシステムにおいて、
リアクティブ負荷を示す変換器と、
少なくとも１つのインダクタンスと少なくとも１つのキャパシタンスを有し、前記電力アンプと前記変換器との間に結合し、設定周波数において前記変換器のリアクティブ負荷を実質上相殺するリアクティブ回路とを備える、パラメトリックスピーカーシステム。
前記少なくとも１つのインダクタンスは前記変換器に含まれる、請求項３８記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記設定周波数はキャリア周波数である、請求項３９記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記設定周波数は前記変換器の共振周波数である請求項３９記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記設定周波数は前記変換器の共振外周波数である請求項３９記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記設定周波数はキャリア周波数である請求項３８記載のパラメトリックスピーカーシステム。
前記設定周波数は前記変換器の共振周波数である請求項３８記載のパラメトリックスピーカーシステム。
パラメトリックスピーカー電力アンプにおける電力効率を改善する電力効率改善方法において、
（ａ）パルス幅変調（ＰＷＭ）信号を発生するステップと、
（ｂ）前記ＰＷＭ信号を使用してキャリア周波数とオーディオ関連側波帯信号を有するパラメトリック信号を増幅するステップと、
（ｃ）リアクティブ負荷を有する少なくとも１つの変換器に前記パラメトリック信号を供給するステップと、
（ｄ）少なくとも１つのリアクティブ回路素子を用いて前記変換器のリアクティブ負荷を相殺するステップとを有する電力効率改善方法。
ステップ（ａ）は、前記キャリア周波数の倍数であるスイッチング周波数において前記パルス幅変調（ＰＷＭ）信号を発生するステップを更に有する請求項４５記載の電力効率改善方法。
ステップ（ａ）は、前記キャリア周波数の偶数倍であるスイッチング周波数において前記パルス幅変調（ＰＷＭ）信号を発生するステップを更に有する請求項４５記載の電力効率改善方法。
ステップ（ａ）は、前記キャリア周波数の奇数倍であるスイッチング周波数において前記パルス幅変調（ＰＷＭ）信号を発生するステップを更に有する請求項４５記載の電力効率改善方法。
パラメトリックスピーカーに供給する信号を増幅する電力出力段を有するアンプにおいて絶縁電力変圧器を不要にする方法において、
（ａ）入力絶縁素子を使用して前記アンプの入力電力回路から小信号入力回路を絶縁するステップと、
（ｂ）出力絶縁変換器を使用して前記アンプの出力回路を絶縁するステップと、
（ｃ）前記入力電力回路からの電力を電力絶縁変圧器なしに、直接オフライン整流により前記アンプ出力段に供給するステップとを有する方法。
ステップ（ａ）はオプトアイソレータを用いて前記入力電力回路を絶縁するステップを更に有する請求項４９記載の方法。
ステップ（ａ）は絶縁変圧器を用いて前記入力電力回路を絶縁するステップを更に有する請求項４９記載の方法。
第一極性の低レベル電圧タップと高レベル電圧タップ及び第一極性と反対の第二極性の低レベル電圧タップと高レベル電圧タップを有する出力結合変圧器を備えることによって複数の電力レベルを供給するステップを更に有する請求項４９記載の方法。
リニア出力段に電力を供給するスイッチング電力段を用いて複数の電力レベルを供給するステップを更に有する請求項４８記載の方法。
複数の電力レベルを供給する前記ステップは複数の電力レベルを供給するために少なくとも２つの正極変圧器タップと少なくとも２つの負極変圧器タップを使用するステップを更に有する請求項５３記載の方法。
信号を増幅する電力出力段を有するアンプにおいて設定周波数におけるリアクティブ負荷変換器のリアクタンスを最小化するリアクタンス最小化方法において、
（ａ）前記アンプに結合する少なくとも１つのリアクティブ素子を有する前記アンプ電極出力段に信号を供給するステップと、
（ｂ）前記信号を前記少なくとも１つのリアクティブ素子と相互作用させることにより前記設定周波数における変換器リアクタンスを相殺するステップとを有するリアクタンス最小化方法。
ステップ（ｂ）は、前記信号を前記少なくともリアクティブ素子に相互作用させることにより前記キャリア周波数における前記変換器リアクタンスを相殺するステップを更に有する請求項５５記載のリアクタンス最小化方法。
ステップ（ｂ）は、前記信号を前記少なくともリアクティブ素子に相互作用させることにより変換器共振周波数における前記変換器リアクタンスを相殺するステップを更に有する請求項５５記載のリアクタンス最小化方法。
ステップ（ｂ）は、前記信号を前記少なくともリアクティブ素子に相互作用させることにより変換器共振外周波数における前記変換器リアクタンスを相殺するステップを更に有する請求項５５記載のリアクタンス最小化方法。
ステップ（ｂ）は、少なくとも１つの誘導性リアクティブ素子を用いて容量性変換器負荷の変換器リアクタンスを相殺するステップを更に有する請求項５５記載のリアクタンス最小化方法。
ステップ（ｂ）は、少なくとも１つの容量性リアクティブ素子を用いて誘導性変換器の変換器リアクタンスを相殺するステップを更に有する請求項５５記載のリアクタンス最小化方法。
キャリア周波数方式のパラメトリックスピーカーと共にスイッチモード電力アンプを高効率で使用するスイッチモード電力アンプ使用方法において、
（ａ）パラメトリックスピーカーのキャリア周波数を確立するステップと、
（ｂ）前記パラメトリックスピーカーのキャリア周波数の整数倍であるスイッチング周波数をスイッチモード電力アンプを通して発生するステップを有するスイッチモード電力アンプ使用方法。
ステップ（ｂ）は、前記パラメトリックスピーカーのキャリア周波数の偶数倍であるスイッチング周波数を前記スイッチモード電力アンプを通して発生するステップを更に有する請求項６１記載のスイッチモード電力アンプ使用方法。
前記パラメトリックスピーカーのキャリア周波数の少なくとも１倍の周波数において前記スイッチング周波数を発生するステップを更に有する請求項６１記載のスイッチモード電力アンプ使用方法。
前記パラメトリックスピーカーのキャリア周波数の少なくとも２倍の周波数において前記スイッチング周波数を発生するステップを更に有する請求項６１記載のスイッチモード電力アンプ使用方法。
前記パラメトリックスピーカーのキャリア周波数の少なくとも４倍の周波数において前記スイッチング周波数を発生するステップを更に有する請求項６１記載のスイッチモード電力アンプ使用方法。
前記パラメトリックスピーカーのキャリア周波数の少なくとも６倍の周波数において前記スイッチング周波数を発生するステップを更に有する請求項６１記載のスイッチモード電力アンプ使用方法。
前記パラメトリックスピーカーのキャリア周波数の少なくとも８倍の周波数において前記スイッチング周波数を発生するステップを更に有する請求項６１記載のスイッチモード電力アンプ使用方法。
ステップ（ｂ）は、前記パラメトリックスピーカーのキャリア周波数の奇数倍であるスイッチング周波数を前記スイッチモード電力アンプを通して発生するステップを更に有する請求項６１記載のスイッチモード電力アンプ使用方法。