JP2004515091A - パラメトリックスピーカー用電力アンプ - Google Patents
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Abstract
【解決手段】アンプのスイッチング周波数をパラメトリックスピーカーシステムのキャリア周波数に対し調整し、パワーアンプが超音波周波数信号を増幅しなければならないときでも低スイッチング周波数を使用できるように電力アンプを構成する。キャリア周波数における変換器リアクタンスを相殺するようにアンプを更に最適化することができる。
【選択図】図1
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、パラメトリックスピーカーシステムに関する。特に、パラメトリックスピーカー用電力供給システムに関する。
【0002】
【従来の技術】
パラメトリックスピーカーは、例えば40kHzの超音波キャリア周波数を発生させ、次にこれをオーディオ入力信号により変調することによって動作する電気音響システムである。変調によりオーディオ周波数を、キャリア周波数+オーディオ周波数にまで上方にシフトさせる。この上方シフト周波数(f1)をキャリア周波数(f2)と相互作用させてオーディオ入力信号を可聴音として再生するため、空気を非線形駆動し可聴信号(f1−f2)とその他の成分(例えば、f1+f2)を発生させる。パラメトリックシステムの超音波上方周波数条件は、20kHzのオーディオ信号を40kHzのキャリア信号の上に乗せて変調可能とするために、通常少なくとも60kHzである。
【0003】
歴史的に、パラメトリックスピーカーの使用は制限されてきた。その部分的理由はパラメトリックスピーカーの非効率性にある。非効率となる理由は、空気中の超音波を可聴音に復調する際の二次効果に基づいて音出力を得ているからである。この二次効果はシステムを駆動しオーディオ出力を供給するのに、大量の電力を必要とする。
【0004】
パラメトリックシステムは連続キャリア周波数出力を必要とするため、その効率は更に低下する。最大オーディオ出力において、キャリア周波数は一定の1/4電力出力レベルで動作するために、アンプにおける電力消費が大きくなる。低オーディオレベルや音楽の休止中でも、キャリア信号を高い定電力レベルで駆動しなければならない。
【0005】
更に、ほとんどのパラメトリックスピーカー変換器は高いリアクティブ負荷を示す。従来技術において、パラメトリックスピーカー変換器は変換器を直接駆動する通常のリニア電力アンプで駆動される、このため出力段においてかなりの電力と熱を消費する非常に大きな電力アンプを必要とする。
【0006】
高い連続電力レベルを必要とするので、パラメトリック又は超音波スピーカー用として最良に作動する変換器は支配的にリアクティブ(容量性及び/又は誘導性)特性を有する傾向を持つ。これは、支配的に抵抗性特性を有する傾向を持つ通常の電磁式スピーカーとは対照的である。パラメトリックシステムにおいて、リアクティブスピーカーを使用する理由の一つは、キャリア周波数の高い平均電力レベルにより変換器の抵抗性素子において高い熱消費が生じるからである。完全にリアクティブな変換器は、アンプにリアクティブ負荷を供給するので装置自体において熱はほとんど消費しない。したがって、リアクティブ変換器又はスピーカーに結合する電力アンプ(特にリニアアンプ)の出力段はかなりの熱損失を生じる。これらの損失は、リアクティブ負荷を直接駆動する際に高リアクティブ充電電流を増幅しなければならない電力アンプにより生じる。この問題は、再生する最低オーディオ周波数に関連するキャリア周波数等の最大出力周波数において特に悪化する。
【0007】
従来のパラメトリックスピーカーに関する主要な問題はリアクティブ負荷変換器が相当なリアクティブ充電電力を必要とすることである。この電力要件のため、この無駄な電力を供給するのに一層大きな出力電力アンプの使用を強いられる。
【0008】
従来のパラメトリックスピーカーはいわゆるリニア又はB級アンプを用い、アンプ構成を最大電力において最高効率となって、1/4電力レベルすなわち等価的には1/2電圧レベルで最低熱効率モードとなるようにする。例えば、100ワットB級アンプは1/4電力レベル動作時に50ワットを熱の浪費に費やし25ワットのみを利用可能な電力として負荷に出力する。これは電力の無駄であるとともに高価な冷却システムを必要とするのでシステムのコストがかさむ。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
パラメトリックシステムにおけるリニア電力アンプの非効率性の主因は、パラメトリックスピーカーで常用する変換器タイプが電力アンプにより駆動しなければならないリアクティブインピーダンスを持つという事実である。周知のようにリニアアンプはリアクティブ負荷の駆動時に効率性を相当低下させ熱を上昇させる。したがって、パラメトリックスピーカーシステムにおいてアンプ電力を効率よく利用できるシステムを提供することが望ましい。
【0010】
【課題を解決するための手段】
本発明はパラメトリックスピーカーシステムにおける電力効率を改善するパラメトリックスピーカー用電力アンプを提供する。電力アンプはスイッチング電力段を有し、電力アンプには少なくとも1つの変換器が結合する。更に、スイッチング電力段と少なくとも1つの変換器との間にリアクティブ回路素子が結合する。キャリア周波数はオーディオ周波数範囲で変調される。すなわち、キャリア周波数から広がり動作周波数に対応するキャリア周波数側波帯はスイッチング電力段により増幅され変換器により再生される。
【0011】
本発明の1構成例によれば、システムはスイッチモード電力アンプを有し、スイッチモード電力アンプのスイッチング周波数はパラメトリックスピーカーシステムのキャリア周波数の実質上整数倍である。
【0012】
本発明のもう1つの構成例によれば、本発明はパラメトリックスピーカー電力アンプにおける電力効率を改善する方法を含む。第1ステップとしてパルス幅変調(PWM)信号を発生する。次に、キャリア周波数とオーディオ関連側波帯信号を含むパラメトリック信号をPWM信号により増幅する。次に、このパラメトリック信号を少なくとも1つの共振周波数を有する少なくとも1つの変換器とリアクティブ負荷に供給する。最後のステップとして、リアクティブ回路素子を用いて変換器のリアクティブ負荷を相殺する、すなわち、打ち消す。
【0013】
本発明の追加的特徴及び利点は例として本発明の諸特徴を全体として図示する添付図面を参照してなされる以下の詳細な説明に記載される。
【0014】
【発明の実施の形態】
本発明の諸原理に対する理解を深める目的で、以下、図に示す例示実施形態を参照し、これらを特定の言語を用いて説明する。しかし、本発明の範囲をこれによって制限することを意図するものではない、と解されなければならない。本開示を知悉した当業者が想到するところの、本書において説明した本発明の諸特徴に対する任意の代替形態及び変形形態、ならびに本書において説明した発明の諸原理に対する任意の追加的応用は本発明の範囲内であると解すべきである。
【0015】
パラメトリックスピーカーの通常モードはアイドル時でも1/4出力電力であり、パラメトリックスピーカーで使用する変換器は負荷インピータンスにおける相当なリアクティブ成分を通常占めるので、通常のリニアアンプはパラメトリックスピーカーにおいて非効率で動作する傾向を持つ。上述した諸問題の結果として理解されるように従来技術のパラメトリックシステムにおける非効率性の主因はリニアB級アンプシステムを使用した点にある。
【0016】
もう1つのタイプのアンプはスイッチモード又はD級電力アンプである。このアンプはスイッチング出力段を使用し、その出力電力信号はB級設計のリニア信号モードとは異なりオン又はオフ状態となる。スイッチモード電力アンプを使用すると、効率は非常に高くなり、その効率をリアクティブ負荷の場合にも維持できる。この技術は低周波システムの効率を相当改善するものとして知られてきたが、20kHz(最高可聴周波数)までのオーディオ装置に適用した場合に有効に動作することは今日まで限られてきた。適用した場合でも容量性変換器と共に使用した場合には20kHz以下の周波数であっても大きな歪み又は高周波応答エラー無しに動作させることは困難であった。
【0017】
図1はパラメトリックシステムにおいて信号を負荷又は変換器に送る前に出力フィルターリングするD級アンプ又はパルス幅変調(PWM)アンプの一実施例を示したものである。入力信号源100を、信号利得を制御するフィードバックアンプ103からの反転入力を受け取る誤差アンプ102に入力する。その出力信号をフィードバックループを安定化させる遅れ進みフィルターであり得るループフィルター104に供給する。パルス幅変調器106において、発生するパルスのパルス幅又は長さを発生し、制御し、変化させる。ブリッジドライバ108は出力電力スイッチ110のスイッチングを制御する。ブリッジドライバとパルス幅変調器は一つの集積チップにまとめてもよいし、又は図示のように別チップ上に設けてもよい。出力電力スイッチは電源112からの電力を受け、半ブリッジ又は全ブリッジスイッチング構成を用いてスイッチングされる増幅信号を供給する。フィルター114を用いてパルス幅変調をアナログ信号に変換し、スイッチングノイズを減少させる。半ブリッジスイッチング構成を使用した場合には一組のフィルターが必要であり、全ブリッジスイッチング構成を使用した場合には第2組の対称フィルター116を使用する。変換器負荷118は図示のようにフィルターに接続する。
【0018】
従来のD級アンプの一つの問題は、B級設計の場合と同様なアプローチで高周波数用のD級アンプを設計する場合に、再生する最高周波数の少なくとも10〜25倍のスイッチング周波数が必要であり、好ましくは更に高い周波数を必要とすることである。これは、わずか0〜20kHzのオーディオ信号帯域幅に対しても実現が困難な設計基準であり、その理由は200kHz〜500kHzのスイッチング周波数のD級アンプを必要とするからであり、この周波数範囲で使用したこともあるが広範な成功はしていない。
【0019】
性能向上のために更に高いスイッチング周波数を使用することは、リニア性(直線性)、出力インピーダンス及び低コストフィルター設計の観点からは望ましいが、スイッチング損失と熱損失の観点からは避けるべきである。事実、D級アンプを高スイッチング周波数(400kHz超)で試みた場合、標準のB級アンプ並の非効率なアンプとなった。
【0020】
従来のD級アンプのもう一つの問題は、リニア信号を得るために出力上に1以上のLCフィルターを通常使用することにある。これらのLCフィルターはD級アンプのスイッチングノイズを最小化するのに十分な大きな値で設計するが、同時に、高オーディオ周波数におけるスピーカー負荷との相互作用を避けるのに十分な小さな値でなければならないという矛盾した要件をかかえている。
【0021】
従来のD級スイッチングアンプの更にもう一つの問題は電源から負荷へのエネルギーを循環させ電源に再び戻す可能性があることである。この問題のため、ほとんどのD級アンプは2倍の数の電力トランジスタ、ドライバ、整流器及び出力フィルターを必要とするブリッジ出力段を使用しなければならない。この構成を使用しなければ、正電源端子から負荷へのエネルギーの流れが循環して負電源端子に戻ることになる。この循環は過電圧を発生し、破壊的な過電圧状態を引き起こす。より高価なブリッジ出力回路の有無によらず、複雑な電源平行システムが必要となる。
【0022】
D級アンプの欠点にもかかわらず、アンプ効率が一般に向上する点、特にリアクティブ負荷の場合1/4電力における効率が向上する点からD級アンプをパラメトリックスピーカーシステムで使用することが望ましい。パラメトリックスピーカーシステム(再生すべき最高周波数は通常、オーディオ帯域より少なくとも3倍高い60kHzであり、D級アンプでの実現は困難であった)に適用した場合、従来のD級アンプの最低10〜25倍の要件は600〜1500kHzのD級アンプスイッチング周波数となる。このような高いスイッチング周波数をD級アンプを用いて実現するのは困難であり高価である。高価で複雑なD級アンプの追加的欠点は、600〜1500kHzの周波数を発生する場合にD級アンプの効率が低下し、かなりの電力損失が発生し、リニアアンプに近づくことである。超音波周波数においてD級アンプを使用した場合、低スイッチング周波数におけるD級アンプの効率を維持することはできず、アンプシステムのコストが増大し、構成が複雑化する。したがって、低スイッチング周波数において得られる効率を維持しながらパラメトリックスピーカーシステムにおいてD級アンプの効率を利用することに価値がある。
【0023】
図2に示すように、パラメトリックスピーカーシステムは、Hブリッジアンプ、出力フィルター、及び変圧器負荷結合回路を有するD級アンプを有する。120a〜120dとして示す4つのスイッチング電力素子は電源ライン122から入力される電力をスイッチングする。複数のパルスドライバライン130a〜130dはこれらのスイッチング素子を駆動するためにブリッジドライバに接続される。スイッチング素子はMOSFETの高速バイポーラトランジスタ又は当分野で知られた他の高速電力スイッチング素子であり得る。このシステムで使用する素子の代表的な定格電圧は60ボルトMOSFETである。例えば200ボルトのようなより高い電圧のMOSFETを使用することもできるが高価である。
【0024】
更に、全ブリッジ構成において2つのスイッチフィルター124aと124dを用いて高周波スイッチングノイズを除去する。コンデンサ126によりDC信号を除去する。電圧を変換器132に整合するため、変圧器128を用いてスイッチング素子130a〜dから供給される電圧を昇圧(逓昇)又は降圧(逓降)する。超音波変換器はアンプの最適直接出力より高い電圧又は高い電流を必要とするので超音波信号を発生する場合は変圧器は特に有効である。もちろん、変圧器を省略し、高電圧電力素子(例えばMOSFET)を高電圧変換器に整合させることも可能であるが、いずれを選択するかはどちらの方法が望ましいかに依存する。2つの二極フィルター131aと131bを設けて高周波を更にフィルターリング除去し、及び/又はリアクティブ負荷との整合のために同調させ得る。
【0025】
図3は出力フィルターを有する半ブリッジアンプの回路図である。140aと140bで示す2つのスイッチング電力素子は電源ライン142から入力される電力をスイッチングする。パルスドライバライン144aと144bはスイッチング素子を駆動するためにブリッジドライバに接続される。スイッチング素子はMOSFETの高速バイポーラトランジスタ又は当分野で知られる同様な高速電力スイッチング素子であり得る。全ブリッジ構成では、四極フィルター145を設けて高周波スイッチングノイズを除去する。更に、変圧器結合回路をD級アンプと変換器148との間に設けてアンプ出力を変換器インピーダンスに整合させる。
【0026】
図4はキャリア周波数信号152の約20〜25倍、すなわち800kHz〜1MHzの周波数であるパルス幅変調周波数150を示すチャートである。超音波信号は20kHz超のキャリア信号を使用する。好ましいキャリア周波数は30〜60kHzであり、オーディオ信号側波帯により変調されてキャリア周波数に15又は20kHzが加わる。D級電力アンプは再生最高周波数の約20倍又はそれ以上のスイッチング周波数を使用するが、これにより必要となるスイッチング周波数は1.2MHz以上となり本スイッチモード又はD級技術では実用的でない。低スイッチング周波数を使用した場合には、オーディオ関連側波帯域内に歪みが生じ、これにより可聴音が歪み、及び/又はこれらの低歪み周波数を除去するのに大きなフィルターを必要とするためフィルター相互作用が大きくなる。更に、フィルターとスピーカー負荷との間の相互作用により低スイッチング周波数を用いた場合には周波数応答異常が発生する虞がある。
【0027】
再び図4を参照するとキャリア波の整数倍の高調波153も図示されている。図5は図4のキャリア周波数の接近図であり、高調波153を下線で示してある。パルス幅変調(PWM)周波数がキャリアの25倍未満のときは、帯域内歪みスパー154が発生する。これらの帯域内歪みスパーはパラメトリック変換器で再生したオーディオ中に聴こえる。図6は約170kHzのパルス幅変調周波数156を示したものである。パルス幅変調がキャリア158に近い場合であっても、依然として歪みスパー160が上側波帯オーディオ周波数162内に発生する。図では単側波帯(SSB)(すなわちキャリア上に変調した上側波帯(USB)オーディオ信号)を示しているが、下側波帯(LSB)又は両側波帯(DSB)を使用することもできる。図示のものは単側波帯(上側波帯)の場合を示しているが、下又は両側波帯変調を用いた場合歪みスパーが対称に発生する。
【0028】
パルス幅変調のために任意の周波数を使用するのではなくキャリア周波数の倍数のパルス幅変調を周波数を使用すると驚くほど有利であることが見い出された。価値ある結果はPWM周波数の右歪み高調波がキャリアと一致し、その他の小さな高調波はキャリアの高調波と一致することである。図7に、PWM周波数164をキャリア周波数158の4倍の周波数に設定した場合を示す。PWM周波数の歪み高調波は上側波帯オーディオ162(又は下側波帯)の外側に位置するので可聴歪みは発生しない。図7にはPWM周波数として用いることのできるその他の整数高調波166を示してある。
【0029】
PWM周波数をキャリア周波数の適当な倍数に同期(一致)させることにより、第2高調波をフィルターリングなしに打ち消すこともできるので小さなフィルター素子を使用できる。換言すると同期化により所要カットオフレートが減少し、及び/又はカットオフフィルターの設定周波数が増加する。PWM周波数をキャリア周波数の高調波において使用することの主要な利点は、オーディオ周波数、例えば400kHzに対して使用したのと同一のD級アンプを予想される800kHz〜1.5MHzの代わりに400kHzの超音波周波数に対して使用できることである。同期化を使用することにより20kHz以下をフィルター除去する同調帯域フィルターリングも可能となる。これにより低周波数は不要となるので変圧器を小さくできる。
【0030】
キャリア周波数の丁度整数倍を使用するのが最も好ましいが、PWM周波数は、可聴歪みを生じることなくキャリアの整数倍から若干ずらすことができる。PWM周波数をキャリアの実質上倍数にした場合でも有利な効果は依然として発生する。この場合、スイッチモード電力アンプの電力段スイッチング周波数はパラメトリックスピーカーシステムのキャリア周波数の整数倍に「周波数許容限界」の範囲内で実質上対応することになる。周波数許容限界はパラメトリックスピーカーの最低可聴動作周波数に対応付けて定められる。換言すると、パラメトリック変換器は閾値周波数を有し、この閾値周波数以下では可聴音を有効に再生することはできない。PWMにより発生する歪みうち閾値周波数以下のものは聴こえない。この最低可聴周波数はしばしば200Hz〜400Hzの間かそれ以下であり、周波数許容限界内の歪み成分は最低可聴動作周波数よりも低い。周波数許容限界TLはキャリアの倍数(xC)に最低周波数限界(LFL)を乗じたものに等しいかそれ以下である。これを数式で表すと
【0031】
【数1】
TL<(xC)*LFL
となる。したがって、キャリアの倍数が3で、最低可聴周波数が300Hzであれば周波数許容限界は900Hzとなる。これが可聴歪みなしにPWMを高調波からずらすことのできる最大値である。
【0032】
一例として100kHZのキャリア周波数とキャリアを増幅するための400kHz(すなわちキャリアの4倍)のスイッチングPWM周波数を使用する。このPWM周波数をキャリアの4倍(400kHz)から若干、200Hzだけずらすと、50Hzの歪みが生ずる。歪み周波数を求めるには、周波数のずれである変位(200Hz)を整数倍4(PWM周波数乗数すなわち(xC))で割ることにより得られる。発生する50Hzの歪みは200Hzまでの低周波再生能力しか持たないパラメトリックスピーカーシステムでは聴こえない。もし変位が2000Hzだと歪み高調波は500Hzとなって再生可能な閾値周波数を超え、望ましくない。
【0033】
図8は、設定周波数においてパルス幅変調(PWM)電力信号を発生する回路を有するD級アンプのブロック図である。まず、200でキャリア周波数を発生させる。キャリア周波数はキャリア周波数参照入力202と一般化振幅変調(キャリアを含む)204に供給される。一般化振幅変調はオーディオ入力206により変調されてキャリア変調オーディオ信号となる。キャリア変調信号は比較器210に入力される前に誤差アンプ208を通る。
【0034】
同時に、キャリア参照入力は位相ロックループ周波数マルチプライヤ212に供給されついで三角波発生器214に送られる。位相ロックループ参照周波数は変調器で使用するキャリアと同一周波数である。したがって、三角波はキャリア周波数の整数倍である。これはスイッチドライバに対するクロック信号として働く。三角波発生器からの信号は誤差アンプ208からの信号と共に比較器210を通過して(キャリア周波数の設定整数倍の)パルス信号となる。この信号が電力アンプスイッチドライバ224に供給され、ドライバ224はこれによって電力アンプスイッチング素子216を制御する。スイッチング素子は半又は全ブリッジ構成におけるMOSFETスイッチであり得る。更にフィードバックループ222を設けて信号利得を制御する。PWM電力信号の発生後、出力フィルター218によりその高周波スイッチングノイズを除去する。更に後述するように整合用リアクティブ素子218が設けられる。最終的な超音波信号は変換器220に供給されそこから複合音響波が発生する。
【0035】
パルス幅変調(PWM)アンプはオーディオ情報を含むアナログ波を可及的に正確に再生しなければならない。完全な正弦波を図9に示す。PWM方式には2つの周知のタイプがある。一方のタイプのPWMはバイポーラ変調と呼ばれる。その理由は正弦波の各部分に対して発生するパルスが2レベルしかないからである。換言すると、高レベルと低レベルはあるが中間レベルはない。もう1つのタイプのPWMはユニポーラ変調であり、正弦波の正部分に対して0を基準とする正パルスのみを使用し、再生すべき波の負部分に対しては0を基準とする負パルスのみを使用する。換言すると、3状態が使用される。
【0036】
図10は正弦波と共に発生するバイポーラPWMのグラフであり、そのパルス数はキャリア波の整数倍である3倍である。注目すべき重要なことは、信号の正部分に対するパルスと負部分に対するパルスとは鏡映関係になっていて、パルスは180度毎に対称に発生することである。これに対し、ユニポーラ又は3状態パルス変調(正、負及び0状態)ではキャリア波の正部分に対しては正パルスのみを発生し、波の負部分に対しては負パルスのみを発生する。図11はキャリア周波数の2倍のパルス発生を示したものである。なお、なめらかな波形を図示してあるが、キャリアをオーディオ信号で変調する場合、波は不規則な形状となり、与えられた波形を再生するためにそれに応じた適当なパルスを供給するものである。
【0037】
図12にキャリア周波数の5倍をパルス周波数としたときのバイポーラパルス幅変調(PWM)を示す。図13にキャリア周波数の4倍をPWM周波数としたときのユニポーラパルス幅変調を示す。波の正部分と負部分との間に示されるパルスの対称性によりキャリア周波数の偶数高調波が打ち消される。上述したように、キャリア周波数の整数倍のPWM周波数を使用することにより可聴範囲内の不必要な歪みの問題を解決している。
【0038】
パラメトリックオーディオシステムのもう1つの相当な問題は出力にしばしば容量性変換器が使用されることである。純粋な容量性負荷はアンプで対応するのが困難な負荷である。大量のエネルギーがキャパシタンスに蓄積される。このエネルギーはアンプが供給しなければならない。容量性インフィーダンスは大きく変動し、回路に不必要な電圧と電流を循環させる。
【0039】
図14に示すように、電力アンプパラメトリックスピーカーシステムは逓昇又は逓降電力変圧器32を介してAC電源230に接続される。電力はブリッジ整流器234に供給され、ブリッジ整流器234よりDCエネルギー蓄積用の2つの蓄電用コンデンサ236aと236bを介してリニア電力アンプ238に供給される。リニア電力アンプにはオーディオ関連側波帯信号で変調した超音波信号を供給するため、変調電子回路240が接続される。この増幅した変調信号は容量性変換器242(ここでは圧電変換器)に供給される。図15に示すように、キャリア周波数244が変換器の共振周波数246と一致する場合には、増加したレベルの音響出力又は効率利得が得られる。図16に容量性変換器の周波数応答のグラフ(出力を再生オーディオ周波数に対するデシベルで表示)を示す。第1曲線248はキャリアを変換器の共振周波数に置かないときの変換器出力曲線を表す。第2曲線250はキャリア波244を変換器の共振周波数に置いたときの変換器の増大音響出力を表す。増大出力にもかかわらず変換器の容量性の性質に変化はなくアンプは相当な量のリアクティブエネルギーを熱として消費せざるを得ない。
【0040】
アンプと変換器との間にインダクタンスを追加すると、インダクタンスの正のリアクタンスが変換器キャパシタンスの負のリアクタンスを相殺又は打ち消すのでこの問題が改善される。図17は電力効率を改善したパラメトリックスピーカー電力アンプである。パラメトリックスピーカーシステムは、信号を供給するため、電力アンプに設けたスイッチング電力段と変調電子回路263を有する。リアクティブ回路素子をスイッチング電力段と少なくとも1つの変換器264との間に結合する。詳細には、直列インダクタンス262をスイッチング電力段に結合する。スイッチング電力段は好ましくはD級アンプである。もちろんインダクターと共にリニア電力アンプを用いることもできないわけではないがD級アンプの方が相当に効率がよい。
【0041】
リアクティブ回路素子は変換器負荷インピーダンスのリアクティブ成分の効果を相殺又は中性化する。リアクティブエネルギー蓄積素子は負荷インピーダンスのリアクティブ成分に蓄えられるリアクティブ電力を供給する。このことは、リアクティブ整合回路が変換器とリアクティブエネルギーを常時交換することを意味し、これによりアンプがこのエネルギーを供給する必要がなくなる。したがって、アンプは変換器を駆動するエネルギーを供給するだけでよい。更に、リアクティブ素子は負荷インピーダンスのリアクティブ成分との間でリアクティブエネルギーを交互に交換する。リアクティブエネルギーは交互に蓄積される、すなわちまず負荷のリアクティブ成分、次に追加リアクティブ素子というように蓄積される。
【0042】
図18に示すように、図17のインダクタンスは共振外周波数266に位置するリアクタンス相殺周波数を発生するように同調される。これにより音響出力曲線272は原出力の位置からインダクターを同調することによって得られた音響出力曲線270にシフトする。これにより、より多くの高周波出力が減衰するという効果が得られる。リアクタンス相殺周波数が変換器の共振周波数268となるようにインダクタンスを同調させることもできる。オーディオ信号を運ぶオーディオ周波数範囲をキャリア周波数上で変調して再生のため変換器に供給する。図19に示すように、インダクタンス262を回路と並列に接続することもでき、キャリア周波数、変換器共振外周波数又は最適動作周波数に同調させることができる。
【0043】
狭い帯域において変換器のキャパシタンスは追加リアクティブ素子の結果として消滅したように見える。しかしながら、キャパシタンスとインダクタンスのリアクタンスの大きさは周波数に対して反対方向に変化するので、リアクタンスの減衰又は打ち消し効果は狭い帯域内でしか生じない。リアクタンスの大きさは実際には従来より急激に変化する。事実、理論的には共振周波数において短絡回路となる。
【0044】
よりよい方法は複数のインダクターとコンデンサを有するリアクティブ整合回路を使用することである。この種の回路は少なくて2つのインダクターと1つのコンデンサを含む。リアクティブ回路素子に関するこの複数素子構成を図22に例示する。変調電子回路280はスイッチング電力アンプ282に結合し、リアクティブ素子はスイッチング電力アンプと変換器290の間に結合する。この構成におけるリアクティブ素子は直列インダクター284と可変の並列コンデンサ286である。この構成におけるインダクターに対する好ましい同調としては(コンデンサを考慮に入れる前に行う)、インダクターを変換器の共振周波数よりも高く又は低く同調することである。ついでコンデンサを同調させて周波数を変換器の共振周波数又は実質上その近くに調節する。これは適応可能な同調であり、熱消費、温度、湿度又は気圧の変化等の変換器のパラメータ変化に対して動的に調節できる。この動的同調によれば変換器共振外周波数であるその他の周波数を最大化することができ、変換器の音響共振の実質的な変化に追従する必要のある場合キャリア周波数の変化に対応できる。図21は周波数をキャリア又は共振周波数の近くに同調させたときに得られる増大オーディオ出力を示す。複数のインダクターとコンデンサを有するリアクティブ整合回路を使用することによりアンプに関する電力要件を最小化する。
【0045】
図22と図23は支配的に誘導性の変換器を有するパラメトリックスピーカーシステムを表す。変調電子回路300はオーディオ側波帯信号により変調された超音波キャリア信号を発生し、リニア又はD級電力アンプ302に供給する。信号はリアクティブ整合回路を通って誘導性負荷304に供給される。この変換器は電磁式音声コイル変換器、磁気歪み変換器等の誘導性負荷を示す変換器である。共振用キャパシタンス306と308を用いて誘導性負荷のリアクタンスを所望の周波数において相殺するように各回路を同調させる。図22は並列キャパシタンス306を示し、図23は直列キャパシタンス308を示す。両キャパシタンスは誘導性負荷と共振し、変換器のインダクタンスをリアクティブ整合回路の一部として使用する。図24はリアクティブ回路を変換器共振外周波数であるキャリア周波数307に同調させる使用例を示す。図25は図22と図23のリアクティブ整合回路を用いて信号周波数309をキャリア又は変換器共振周波数に同調させる例を示したものである。
【0046】
D級スイッチングアンプの場合、リアクティブ整合回路を通常使用するローパスフィルターと組み合わせることにより、電磁的干渉(EMI)を最小化し、スイッチングノイズが最小となるように適正なフィルターリングをし、PWMの機能を適正に動作させることができる。相互作用の可能性があるのでこれらの電子は別々に設計した場合でも協調して動作させる必要がある。リアクティブ整合回路はアンプの出力に必要な最大電圧と最大電流の積を最小化するように設計できる。ローパスフィルターをリアクティブ整合回路と組み合わせる場合には、組合せの結果得られる回路フィルターがPWM回路とリアクティブ負荷相殺の両要件を満たすように設計する。
【0047】
図26と図27の回路図に示すように、変調電子回路310はオーディオ関連側波帯信号で変調した超音波キャリア信号を発生し電力アンプ312に供給する。この信号はリアクティブ整合回路を介して変換器318に供給される。詳細には双方のリアクティブ整合回路は少なくとも1つの直列インダクター314と1つ並列コンデンサ316を含む。図26のものは並列に追加したインダクター320を含む。インダクターとコンデンサのグループを用いてリアクティブ負荷を相殺又は打ち消すことはアンプの電力要件を最適化する点で有意義である。好ましくは複数のインダクターとコンデンサを使用する。その理由は狭い周波数範囲のリアクタンスだけでなく広い周波数範囲のリアクタンスも相殺するように同調できるからである。多極バンドパスフィルターの場合と同様に、複数のインダクターとコンデンサは極めて狭い帯域に対して単一のインダクターでは得ることのできないような仕方でリアクタンスを劇的に相殺するように同調することもできる。コンデンサとインダクターのグループを用いて広い又は非常に狭い周波数範囲でリアクタンスを相殺することは変換器を駆動するアンプの能力を最適化する。これに対し単一のインダクターはごく限られた同調又は周波数制御の能力しか持たない。
【0048】
図27のものは直列に接続した追加インダクター322と並列に接続した可変コンデンサ324をリアクティブ回路の一部として有する。可変コンデンサを使用することにより周波数同調を強化すべき所望の周波数に調節することができる。複数の素子を有するリアクティブ回路はD級アンプに対して特に有効であるが、負荷のリアクタンスを相殺する必要がある場合において他のタイプのアンプと共に使用することもできる。
【0049】
図28は先行する図に示す任意のインダクターに代用又は追加できる可変の可飽和インダクターを示す。リアクタンス回路に含まれるインダクター330は電源332の変化に応じて変化する可変インダクタンスを有する。透磁性コアの磁界が変化するにつれ、リアクティブ回路のインダクタンスが変化する。可変インダクターは電子的に制御することができ、回路のフィードバックループに接続して任意の時点で回路のリアクタンスを最適化するインダクタンス値を得ることができる。
【0050】
図29〜図32にリアクティブ整合回路のいくつかの構成を示す。図29〜図32の各々はオーディオ側波帯信号(単側波帯又は両側波帯)で変調した超音波キャリア信号を発生し、スイッチング電力アンプ312に供給する。変調電子回路310を含む。この信号はリアクティブ整合回路を介して変換器318に供給される。これらの回路のそれぞれは少なくとも1つの直列インダクター314と1つの並列コンデンサ316を含む。図29のものはリアクティブ整合回路の他の素子と直列に接続した追加インダクター340を使用する。更に、気圧や高度の変化に関連する変換器共振周波数の変化に対応するようにキャリア周波数を変えることができる。パラメトリックスピーカー出力の効率と出力レベルを最大化するようにキャリア周波数を変えることができる。
【0051】
所望であれば、所要インダクタンスの一部又は全部を整合用変換器に含めることもできる。図30に変換器内に所望インダクタンスの一部を含み得る。逓昇又は逓降変圧器を示す。整合用変圧器のインダクタンスはリアクティブ整合回路の他の素子と協働して同調する。図31は図30の変形したもので、インダクタンス346を変圧器344から取り出して変圧器の変換器側に移したものである。図32にリアクティブ整合用のインダクター314とコンデンサ316及び電圧をスケーリングするための変圧器356を示す。変圧器と変換器との間にリアクティブ回路の追加素子として2つのインダクター350、352と共振用コンデンサ354が設けられる。
【0052】
パラメトリック変換器のもう1つの問題はAC電源ラインを負荷回路から絶縁することである。この大量の電力はユーザーにとって危険であり、アンプからの高電圧リード線が露出しているとユーザーは重大な感電ショックを受ける虞がある。通常のアンプシステムは電力アンプをAC電源ラインから絶縁するため、ブリッジ整流器の前に高価な電力絶縁変圧器を使用する。図33に高価な電力絶縁変圧器を使用することなく電力アンプを絶縁する電力アンプ構成を示す。変調電子回路360からのパラメトリック信号は第1の絶縁変圧器362を通って電力アンプ360に供給される。電力アンプへの電力はAC電源ライン372に接続されたブリッジ整流器370で構成した入力電力回路により供給される。ついで増幅された信号は電力アンプから第2の絶縁変圧器366を通って出力変換器に供給される。このようにして、電力アンプと2つの絶縁変圧器を同一容器に密閉でき、ユーザーからはアクセスできない。第2変圧器366は静電式、圧電式又はその他の変換器タイプ等の変換器の整合要件に依存して逓昇、逓降又は1:1変圧器であり得る。2つの小さな変圧器を使って電力アンプを絶縁しているので代表的には大きくてコストのかかる電力変圧器又は電力絶縁システムを不要にできパラメトリック電力アンプのコストとサイズを最小化できる。この絶縁構成のもう1つの実施形態は入力変圧器に代えオプトアイソレータを使用することである。
【0053】
スイッチング電力アンプの一実施例では振幅切換方式又は複数電圧レベル方式の電力アンプを使用する。超音波キャリア周波数をオーディオで変調して側波帯信号を発生させ、キャリアと共にスイッチング電力段で増幅する。超音波変換器を電力アンプの出力に接続する。複数レベルのスイッチング電力段の特徴は複数の電源又は変圧器タップ(図35参照)を有し、振幅電力をスイッチングして(切り換えて)アンプの出力段に制御された電力を供給してアンプ出力段における消費を最小化する。複数レベルのスイッチングアンプは好ましくは極当たり少なくとも2つの切換可能な電力供給レベルを含む。
【0054】
パラメトリックスピーカー用複数レベルスイッチングアンプの一実施例を図34に示す。図示の電力段は一方の極に対し複数レベルの電圧源380、382、反対極に対し電圧源384、386を有し、これにエネルギー蓄積用コンデンサ390、392、394、396を組み合わせたものである。
【0055】
低プログラム信号レベルにおいてトランジスタ402と404が動作して「内部」電圧源382、384がコンデンサ392、394から電流を引き出す。高レベルではトランジスタ400、406がオンしてダイオード408、409に逆バイアスがかかりダイオードを含む回路を通る電流の流れが止まる。この複数レベル法は電力段の効率を上げ、消費を減少させる。スイッチング電力段490出力410は変換器に結合できる。なお、図34では各極当たり2つの電源を用いているが各極当たり3又はそれ以上の電源あるいは出力結合変圧器上の2又はそれ以上のタップとしてもよい。
【0056】
パラメトリックスピーカー用複数レベルスイッチングアンプのもう1つの実施例を図35に示す。変圧器450は複数レベルタップとして一方の極に対し452、454、反対の極に対し458、460及びセンタータップとして456を有するアンプに結合する。この構成は図4のシステムに比べ出力と効率の点で有利であるが1つのエネルギー蓄積用コンデンサ462を使用するだけでよい。
【0057】
低プログラム信号レベルでは、トランジスタ470、472(MOSFETとして示す)が動作して低レベル変換器タップ452、460を介してコンデンサ462から電流を引き出す。高レベルではトランジスタ474、476がオンし、トランジスタ470、472がオフしてダイオード478、480に逆バイアスがかかりダイオードを含む回路を含む電流の流れが止まる。これにより2つの高レベル電圧タップ454、458から電流が引き出される。変圧器の出力482a、482bは変換器に結合することができる。この複数レベル法は電力段491における効率を上げ消費を減少させる。
【0058】
図34の複数レベル電力供給実施例において、4組の電源を変換器出力の4組のタップに置き換えることができる。この置換は、図34の4つの電源を図35の4つのタップに置換するのと同様の仕方で行える。
【0059】
図34のシステムは382、384の電源電圧により設定される低レベルを有してよく、図35のものは上方タップ452、460に対する下方タップ454、458の巻線比により設定される低レベルを有し得る。電力レベルの選択は複数のパラメータ、例えば予想動作平均レベル、プログラム素材のピーク対平均比等に基づいて決めることができる。好ましい実施例では高対低電圧比を2対1に設定する。更に複数電力レベル構成を、電力絶縁変圧器を用いることなく電力アンプを絶縁する電力アンプ構成と組み合わせることもできる。これらの構成の両方を用いた組合せはユーザーのアクセスから絶縁された複数の電力レベル、サイズの縮小、重量の減少、コストの低減を達成する。
【0060】
図34と図35に示すシステムによれば従来のパラメトリックスピーカー電力アンプに比べ電力アンプ効率を相当に改善したシステムを実現できる。
例えばマルチビット電力アンプのように、更に複雑な複数電力レベル切換方式の実施例を設計することができる。例えば、各極の4つの別々の電源を用いると2の4倍の電源レベルが得られるがマルチビット法を用いた場合は2の16倍の電源レベルを提供できる。これらの電源を様々な組合せで用いて異なる電源レベルを得ることができる。マルチビット電源において、4つの電源があり各々が電力スイッチ(例えばMOSFET)を有するとする。これらのスイッチのうち任意の数のスイッチが様々な組合せにおいてオン又はオフになるので24すなわち16個の電源レベルとなる。したがって、N個の実際の電源のみから2N個までの電源レベルが得られるので有利である。複数の電圧レベルは出力段の電圧を最小電圧に維持し、アンプにおける電力損失を最小化する。各電源は先行する電源電圧の2倍でよい。したがって、4つの電源の場合、それらの電圧はN、2N、4N及び8Nボルト(例えば10V、20V、40V及び80V)となる。更に、2つの正と2つの負の電源レベルを使用することができる。
【0061】
なお、当業者にとって、スイッチング電力アンプの用語はスイッチモード電力変換技術において知られる多数の異なる方法及び名称を指しており、限定する意味ではないがD級、AD級、BD級、2状態アンプ、3状態アンプ、デジタル電力アンプ、パルス幅変調(PWM)、パルス時間変調(PDM)、振幅切換アンプ、信号追跡アンプ、G級、H級、マルチビット及びスイッチモード電力アンプを含むものである。
【0062】
ここに開示した本発明の電力アンプ実施形態は従来のパラメトリックスピーカー電力アンプに比べ相当な効率の改善及び/又はサイズ、コストの低減を達成するものである。
【0063】
上述した構成は本発明の諸原理の応用の例にすぎないと解すべきである。本発明の趣旨と範囲から逸脱することなく多くの変形形態及び代替形態が当業者により想到し得る。特許請求の範囲はこれらの変形形態及び代替形態を含むことを意図している。したがって、本発明を、現時点において本発明の最も実用的で好適な実施形態と考えるものの詳細について図面に示し詳述してきたが、当業者にとってサイズ、材料、形状、形式、機能、動作態様の変更、組合せ及び使用を限定的ではなく含む数多くの変形形態を特許請求の範囲に記載する発明の諸原理と諸概念から逸脱することなくなし得ることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図1】
D級パルス幅変調アンプのブロック図である。
【図2】
Hブリッジアンプ、出力フィルターリング及び変圧器負荷結合機能を有するパラメトリックスピーカーシステムの回路図である。
【図3】
出力フィルターリング機能を有する半ブリッジアンプの回路図である。
【図4】
キャリア周波数の約23倍のパルス幅変調(PWM)周波数のグラフである。
【図5】
図4のPWM周波数によって発生する歪み周波数のグラフである。
【図6】
オーディオの上側波帯に歪みを生じさせる非同期パルス幅変調周波数を用いた場合の周波数スペクトルのグラフを示す。
【図7】
オーディオ上側波帯における歪みを避ける同期PWM周波数を用いた場合の周波数スペクトルのグラフを示す。
【図8】
キャリアの設定倍数であるPWM周波数を発生する周波数マルチプライヤを用いて歪みスパーを避けるD級アンプを有するパラメトリックシステムのブロック図である。
【図9】
理想的な信号正弦波の発生を示す。
【図10】
キャリア周波数の3倍のバイポーラパルス幅変調を用いた信号波の発生を示す。
【図11】
キャリア周波数の2倍のユニポーラパルス幅変調を用いた信号波の発生を示す。
【図12】
キャリア周波数の5倍のバイポーラパルス幅変調を用いた信号波の発生を示す。
【図13】
キャリア周波数の4倍のユニポーラパルス幅変調を示す。
【図14】
リニア電力アンプと電力変圧器を有するパラメトリックスピーカーシステムの回路図である。
【図15】
図14に示すパラメトリックスピーカーシステムの周波数応答曲線のグラフである。
【図16】
図14に示すシステムの周波数応答曲線と音響出力曲線のグラフである。
【図17】
変換器共振外周波数に同調したインダクターを有するパラメトリックスピーカーシステム。
【図18】
変換器共振外周波数に同調したインダクターを有する、図17のシステムの周波数応答、及びインダクターなしの場合における応答の曲線を示すグラフである。
【図19】
変換器共振外周端数に同調する並列インダクターを有するパラメトリックスピーカーシステムである。
【図20】
周波数を最適周波数に同調させるためにインダクターと可変コンデンサを有するパラメトリックスピーカーシステムである。
【図21】
図20の周波数応答曲線のグラフである。
【図22】
誘導性スピーカーと並列共振コンデンサを有するパラメトリックスピーカーの回路図である。
【図23】
誘導性スピーカーと直列共振コンデンサを有するパラメトリックスピーカーの回路図である。
【図24】
リアクティブ素子を変換器の共振外周波数に同調させたときの、図22と図23の周波数応答曲線のグラフである。
【図25】
リアクティブ素子を変換器の共振周波数に同調させたときの、図22と図23の周波数応答曲線のグラフである。
【図26】
インダクター群とコンデンサを含むリアクティブ回路を有するパラメトリックスピーカーの回路図である。
【図27】
インダクター群とコンデンサ群を含むリアクティブ回路を有するパラメトリックスピーカーの回路図である。
【図28】
図17、図19、図20、図26〜図32において使用する可変可飽和インダクターである。
【図29】
直列インダクター群と並列コンデンサを含むリアクティブ回路を有するパラメトリックスピーカーの回路図である。
【図30】
逓昇変圧器の前に設けたインダクター、並列コンデンサ及び変圧器に含まれるインダクタンスを含むリアクティブ回路を有するパラメトリックスピーカーシステムを示す。
【図31】
逓昇変圧器の前に設けたインダクター、並列コンデンサ及び変圧器の後に設けたインダクターを含むリアクティブ回路を有するパラメトリックスピーカーシステムを示す。
【図32】
変圧器の前に設けたインダクターと並列コンデンサ、及び変圧器の後に設けたインダクター群とコンデンサを含むリアクティブ回路を有するパラメトリックスピーカーシステムを示す。
【図33】
リニア又はスイッチモード電力アンプに対する電力変圧器絶縁構成の回路図である。
【図34】
パラメトリックスピーカー用マルチレベルスイッチングアンプを示す。
【図35】
出力結合変圧器を用いたパラメトリックスピーカー用マルチレベルスイッチングアンプを示す。
Claims (68)
- パラメトリック電力アンプの電力効率を改善するパラメトリックスピーカーシステムにおいて、
(a)電力アンプにおけるスイッチング電力段と、
(b)前記スイッチング電力段により増幅されるキャリア周波数と、
(c)前記キャリア周波数から広がり、前記スイッチング電力段により増幅される対応側波帯周波数を有するオーディオ周波数範囲と、
(d)前記電力アンプと電気的に結合する少なくとも1つの変換器と、
(e)前記スイッチング電力段と前記少なくとも1つの変換器の間に結合する少なくとも1つのリアクティブ回路素子を備えるパラメトリックスピーカーシステム。 - 前記スイッチング電力段はパルス幅変調を使用する、請求項1記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記スイッチング電力段はD級アンプとして動作する、請求項1記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記スイッチング電力段はパラメトリックスピーカーシステムのキャリア周波数に対応するスイッチング周波数を有する、請求項1記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記スイッチング周波数はパラメトリックスピーカーシステムのキャリア周波数の実質上整数倍である、請求項4記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記電力アンプは3状態モードで動作し、前記スイッチング電力段のスイッチング周波数はパラメトリックスピーカーシステムのキャリア周波数の実質上偶数倍である、請求項5記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記スイッチング周波数は、キャリア周波数の少なくても2倍、キャリア周波数の少なくとも4倍、及びキャリア周波数の少なくとも8倍から成るグループの中から選択したパラメトリックスピーカーシステムの周波数である、請求項6記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記スイッチング周波数はキャリア周波数の少なくとも8倍の周波数である、請求項6記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記電力アンプは2状態モードで動作し、前記スイッチング電力段のスイッチング周波数はパラメトリックスピーカーシステムのキャリア周波数の実質上奇数倍である、請求項5記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記スイッチング周波数は、キャリア周波数の少なくとも1倍、キャリア周波数の少なくとも3倍、キャリア周波数の少なくとも5倍、及びキャリア周波数の少なくとも7倍から成るグループの中から選択したパラメトリックスピーカーシステムの周波数である、請求項9記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記スイッチング周波数はキャリア周波数の少なくとも9倍の周波数である、請求項9記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記スイッチング電力段のスイッチング周波数は、パラメトリックスピーカーシステムの最低可聴周波数限界に対応する周波数許容限界内においてパラメトリックスピーカーシステムのキャリア周波数の実質上整数倍に対応する、請求項5記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- パラメトリックスピーカーシステム前記最低可聴周波数限界は約300Hzであり、前記周波数許容限界は300Hz未満である、請求項12記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記周波数許容限界は前記最低可聴周波数限界未満である、請求項12記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記周波数許容限界は前記最低周波数限界にキャリアの整数倍を乗じた周波数に等しいかそれ未満である、請求項12記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記周波数許容限界は、
TL<(xC)*LFL
(ここに、TLは周波数許容限界、(xC)は使用キャリアの倍数、LFLは最低オーディオ周波数限界である)で与えられる、請求項12記載のパラメトリックスピーカーシステム。 - 前記少なくとも1つのリアクティブ回路素子の1以上は前記キャリア周波数に対応する周波数において前記変換器のリアクティブ負荷を相殺するようにした、請求項1記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記変換器は更に共振周波数を有し、前記少なくとも1つのリアクティブ回路素子の1以上は前記共振周波数に対応する周波数において前記変換器のリアクティブ負荷を相殺するようにした、請求項1記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記変換器は更に共振周波数を有し、前記少なくとも1つのリアクティブ回路素子はパラメトリックスピーカーシステムの超音波周波数範囲内における共振外周波数に対応する周波数において前記変換器のリアクティブ負荷を相殺するようにした、請求項1記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- パラメトリック電力アンプの電力効率を改善するパラメトリックスピーカーシステムにおいて、
(a)電力アンプにおけるスイッチング電力段と、
(b)前記スイッチング電力段により増幅される超音波キャリア周波数と、
(c)前記キャリア周波数から広がる対応側波帯周波数を有するオーディオ周波数範囲と、
(d)前記電力アンプと電気的に結合する少なくとも1つの変換器とを備える、パラメトリックスピーカーシステム。 - 前記スイッチング電力段は複数の電力レベルを有し、切換振幅電力レベルを用いてリニア出力段に電力を供給する、請求項20記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記スイッチング電力段は少なくとも2つの切換振幅電力レベルを有する、請求項21記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 第一極性の低レベル電圧タップと高レベル電圧タップ及び第一極性と反対の第二極性の低レベル電圧タップと高レベル電圧タップを有する出力結合変圧器を更に備える、請求項20記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記複数の電力レベルは少なくとも2つの正極変圧器タップと少なくとも2つの負極変圧器タップとにより供給される、請求項21記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記複数の電力レベルは少なくとも2つの正電力供給レベルと少なくとも2つの負電力供給レベルを有する、請求項21記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- パラメトリック電力アンプの電力効率を改善するパラメトリックスピーカーシステムにおいて、
(a)電力アンプにおけるスイッチング電力段と、
(b)前記スイッチング電力段により増幅されるキャリア周波数と、
(c)前記キャリア周波数から広がる対応側波帯周波数を有するオーディオ周波数範囲と、
(d)前記スイッチング電力段と電気的に結合し、リアクティブ負荷を示す少なくとも1つの変換器と、
(e)前記スイッチング電力段と前記少なくとも1つの変換器の間に結合し、前記キャリア周波数に対応する周波数において前記変換器のリアクティブ負荷を実質上相殺するように構成される少なくとも1つのリアクティブ回路素子を備える、パラメトリックスピーカーシステム。 - 前記変換器は前記キャリア周波数を含む周波数において支配的に容量性リアクタンスを示し、
前記少なくとも1つのリアクティブ回路素子はインダクタンスを更に有する、請求項26記載のパラメトリックスピーカーシステム。 - 前記変換器は前記キャリア周波数を含む周波数において支配的に誘導性リアクタンスを示し、
前記少なくとも1つのリアクティブ回路素子はキャパシタンスを更に有する、請求項26記載のパラメトリックスピーカーシステム。 - キャリア周波数を増幅するパラメトリック電力アンプと共に使用する場合における電力効率を改善するパラメトリックスピーカーシステムにおいて、
リアクティブ負荷と少なくとも1つの共振周波数を示す変換器と、
前記電力アンプと前記変換器との間に結合し設定共振外周端数において前記変換器とリアクティブ負荷を実質上相殺するリアクティブ回路とを備える、パラメトリックスピーカーシステム。 - 前記変換器は前記共振外周波数において支配的に容量性リアクタンスを示し、
前記リアクティブ回路は少なくとも1つのインダクタンスを更に有する、請求項29記載のパラメトリックスピーカーシステム。 - 前記リアクティブ回路は少なくとも1つのキャパシタンスを更に有する、請求項30記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記リアクティブ回路は可変のリアクティブ値を有する、請求項29記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記リアクティブ回路は前記変換器のパラメータの変化に応じて変化するように適応する、請求項29記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記リアクティブ回路は前記キャリア周波数の変化に応じて変化するように適応する請求項29記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記調整可能なリアクティブ回路は前記変換器の共振周波数の変化に応じて変化するように適応する、請求項29記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記リアクティブ回路は可飽和インダクターで実現したインダクタンスを有する、請求項29記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記キャリア周波数は、気圧及び高度の変化に関連する前記変換器の少なくとも1つの共振周波数の変化を補償するように変化する、請求項29記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 超音波キャリア周波数を増幅するパラメトリック電力アンプと共に使用する場合における電力効率を改善するパラメトリックスピーカーシステムにおいて、
リアクティブ負荷を示す変換器と、
少なくとも1つのインダクタンスと少なくとも1つのキャパシタンスを有し、前記電力アンプと前記変換器との間に結合し、設定周波数において前記変換器のリアクティブ負荷を実質上相殺するリアクティブ回路とを備える、パラメトリックスピーカーシステム。 - 前記少なくとも1つのインダクタンスは前記変換器に含まれる、請求項38記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記設定周波数はキャリア周波数である、請求項39記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記設定周波数は前記変換器の共振周波数である請求項39記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記設定周波数は前記変換器の共振外周波数である請求項39記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記設定周波数はキャリア周波数である請求項38記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- 前記設定周波数は前記変換器の共振周波数である請求項38記載のパラメトリックスピーカーシステム。
- パラメトリックスピーカー電力アンプにおける電力効率を改善する電力効率改善方法において、
(a)パルス幅変調(PWM)信号を発生するステップと、
(b)前記PWM信号を使用してキャリア周波数とオーディオ関連側波帯信号を有するパラメトリック信号を増幅するステップと、
(c)リアクティブ負荷を有する少なくとも1つの変換器に前記パラメトリック信号を供給するステップと、
(d)少なくとも1つのリアクティブ回路素子を用いて前記変換器のリアクティブ負荷を相殺するステップとを有する電力効率改善方法。 - ステップ(a)は、前記キャリア周波数の倍数であるスイッチング周波数において前記パルス幅変調(PWM)信号を発生するステップを更に有する請求項45記載の電力効率改善方法。
- ステップ(a)は、前記キャリア周波数の偶数倍であるスイッチング周波数において前記パルス幅変調(PWM)信号を発生するステップを更に有する請求項45記載の電力効率改善方法。
- ステップ(a)は、前記キャリア周波数の奇数倍であるスイッチング周波数において前記パルス幅変調(PWM)信号を発生するステップを更に有する請求項45記載の電力効率改善方法。
- パラメトリックスピーカーに供給する信号を増幅する電力出力段を有するアンプにおいて絶縁電力変圧器を不要にする方法において、
(a)入力絶縁素子を使用して前記アンプの入力電力回路から小信号入力回路を絶縁するステップと、
(b)出力絶縁変換器を使用して前記アンプの出力回路を絶縁するステップと、
(c)前記入力電力回路からの電力を電力絶縁変圧器なしに、直接オフライン整流により前記アンプ出力段に供給するステップとを有する方法。 - ステップ(a)はオプトアイソレータを用いて前記入力電力回路を絶縁するステップを更に有する請求項49記載の方法。
- ステップ(a)は絶縁変圧器を用いて前記入力電力回路を絶縁するステップを更に有する請求項49記載の方法。
- 第一極性の低レベル電圧タップと高レベル電圧タップ及び第一極性と反対の第二極性の低レベル電圧タップと高レベル電圧タップを有する出力結合変圧器を備えることによって複数の電力レベルを供給するステップを更に有する請求項49記載の方法。
- リニア出力段に電力を供給するスイッチング電力段を用いて複数の電力レベルを供給するステップを更に有する請求項48記載の方法。
- 複数の電力レベルを供給する前記ステップは複数の電力レベルを供給するために少なくとも2つの正極変圧器タップと少なくとも2つの負極変圧器タップを使用するステップを更に有する請求項53記載の方法。
- 信号を増幅する電力出力段を有するアンプにおいて設定周波数におけるリアクティブ負荷変換器のリアクタンスを最小化するリアクタンス最小化方法において、
(a)前記アンプに結合する少なくとも1つのリアクティブ素子を有する前記アンプ電極出力段に信号を供給するステップと、
(b)前記信号を前記少なくとも1つのリアクティブ素子と相互作用させることにより前記設定周波数における変換器リアクタンスを相殺するステップとを有するリアクタンス最小化方法。 - ステップ(b)は、前記信号を前記少なくともリアクティブ素子に相互作用させることにより前記キャリア周波数における前記変換器リアクタンスを相殺するステップを更に有する請求項55記載のリアクタンス最小化方法。
- ステップ(b)は、前記信号を前記少なくともリアクティブ素子に相互作用させることにより変換器共振周波数における前記変換器リアクタンスを相殺するステップを更に有する請求項55記載のリアクタンス最小化方法。
- ステップ(b)は、前記信号を前記少なくともリアクティブ素子に相互作用させることにより変換器共振外周波数における前記変換器リアクタンスを相殺するステップを更に有する請求項55記載のリアクタンス最小化方法。
- ステップ(b)は、少なくとも1つの誘導性リアクティブ素子を用いて容量性変換器負荷の変換器リアクタンスを相殺するステップを更に有する請求項55記載のリアクタンス最小化方法。
- ステップ(b)は、少なくとも1つの容量性リアクティブ素子を用いて誘導性変換器の変換器リアクタンスを相殺するステップを更に有する請求項55記載のリアクタンス最小化方法。
- キャリア周波数方式のパラメトリックスピーカーと共にスイッチモード電力アンプを高効率で使用するスイッチモード電力アンプ使用方法において、
(a)パラメトリックスピーカーのキャリア周波数を確立するステップと、
(b)前記パラメトリックスピーカーのキャリア周波数の整数倍であるスイッチング周波数をスイッチモード電力アンプを通して発生するステップを有するスイッチモード電力アンプ使用方法。 - ステップ(b)は、前記パラメトリックスピーカーのキャリア周波数の偶数倍であるスイッチング周波数を前記スイッチモード電力アンプを通して発生するステップを更に有する請求項61記載のスイッチモード電力アンプ使用方法。
- 前記パラメトリックスピーカーのキャリア周波数の少なくとも1倍の周波数において前記スイッチング周波数を発生するステップを更に有する請求項61記載のスイッチモード電力アンプ使用方法。
- 前記パラメトリックスピーカーのキャリア周波数の少なくとも2倍の周波数において前記スイッチング周波数を発生するステップを更に有する請求項61記載のスイッチモード電力アンプ使用方法。
- 前記パラメトリックスピーカーのキャリア周波数の少なくとも4倍の周波数において前記スイッチング周波数を発生するステップを更に有する請求項61記載のスイッチモード電力アンプ使用方法。
- 前記パラメトリックスピーカーのキャリア周波数の少なくとも6倍の周波数において前記スイッチング周波数を発生するステップを更に有する請求項61記載のスイッチモード電力アンプ使用方法。
- 前記パラメトリックスピーカーのキャリア周波数の少なくとも8倍の周波数において前記スイッチング周波数を発生するステップを更に有する請求項61記載のスイッチモード電力アンプ使用方法。
- ステップ(b)は、前記パラメトリックスピーカーのキャリア周波数の奇数倍であるスイッチング周波数を前記スイッチモード電力アンプを通して発生するステップを更に有する請求項61記載のスイッチモード電力アンプ使用方法。
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Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2007001035A1 (ja) * | 2005-06-28 | 2007-01-04 | Anodic Supply Co., Ltd. | 超音波スピーカシステム |
JP2007174619A (ja) * | 2005-11-25 | 2007-07-05 | Seiko Epson Corp | 静電型トランスデューサ、超音波スピーカ、容量性負荷の駆動回路、回路定数の設定方法、表示装置、および指向性音響システム |
JP2007181176A (ja) * | 2005-11-29 | 2007-07-12 | Seiko Epson Corp | 容量性負荷の駆動回路、静電型トランスデューサ、回路定数の設定方法、超音波スピーカ、表示装置、および指向性音響システム |
JP2008079253A (ja) * | 2006-09-25 | 2008-04-03 | Patoraito:Kk | 緊急車両用サイレン装置及び緊急車両用サイレンシステム |
KR101197989B1 (ko) | 2010-03-17 | 2012-11-05 | 하만인터내셔날인더스트리스인코포레이티드 | 오디오 파워 관리 시스템 |
CN113316071A (zh) * | 2020-02-27 | 2021-08-27 | 京东方科技集团股份有限公司 | 电子设备及其控制方法 |
US20220001421A1 (en) * | 2020-07-06 | 2022-01-06 | Cirrus Logic International Semiconductor Ltd. | Driver circuitry for piezoelectric transducers |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8995691B2 (en) | 2008-07-14 | 2015-03-31 | Audera Acoustics Inc. | Audio amplifier |
US8269475B2 (en) | 2009-02-17 | 2012-09-18 | Texas Instruments Incorporated | Class DH amplifier |
JP5257561B1 (ja) | 2011-09-22 | 2013-08-07 | パナソニック株式会社 | 音響再生装置 |
US10148200B2 (en) * | 2016-08-06 | 2018-12-04 | Shawn David Coleman, JR. | Device and method for electrical energy synthesis |
US11214652B2 (en) | 2017-11-30 | 2022-01-04 | Shin-Etsu Chemical Co., Ltd. | Organic group-modified organosilicon resin, production method thereof, and cosmetic |
JP6994438B2 (ja) | 2018-07-11 | 2022-01-14 | 信越化学工業株式会社 | 架橋型有機ケイ素樹脂及びその製造方法、ならびに化粧料 |
JP7503028B2 (ja) | 2021-07-09 | 2024-06-19 | 信越化学工業株式会社 | 架橋型有機ケイ素樹脂及びその製造方法、ならびに化粧料 |
Citations (16)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6124323A (ja) * | 1984-07-13 | 1986-02-03 | Nec Home Electronics Ltd | ユニポ−ラ・バイポ−ラpwm信号変換回路 |
JPS62289095A (ja) * | 1986-06-09 | 1987-12-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | パラメトリツクスピ−カ |
JPS63162086A (ja) * | 1986-12-26 | 1988-07-05 | 株式会社カイジョー | 超音波洗浄機 |
JPH01154609A (ja) * | 1987-12-11 | 1989-06-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 低周波電力増幅回路 |
JPH0224987A (ja) * | 1988-07-12 | 1990-01-26 | Mitsubishi Electric Corp | 誘導加熱コイル用インバータ装置 |
JPH02290281A (ja) * | 1989-04-28 | 1990-11-30 | Olympus Optical Co Ltd | 超音波変換器駆動装置 |
JPH0380462A (ja) * | 1989-08-24 | 1991-04-05 | Pioneer Electron Corp | 信号記録装置及び信号再生装置 |
JPH04172705A (ja) * | 1990-11-06 | 1992-06-19 | Mitsubishi Electric Corp | パルス幅変調増幅器 |
JPH04247268A (ja) * | 1991-02-01 | 1992-09-03 | Olympus Optical Co Ltd | 超音波振動装置 |
JPH07185457A (ja) * | 1993-12-27 | 1995-07-25 | Olympus Optical Co Ltd | 超音波振動子駆動回路 |
JPH0936409A (ja) * | 1995-05-12 | 1997-02-07 | Fuji Photo Film Co Ltd | カメラの充電装置 |
JPH10285123A (ja) * | 1997-04-09 | 1998-10-23 | Nec Corp | 水中通話機 |
JPH11203424A (ja) * | 1998-01-08 | 1999-07-30 | Kokusai Electric Co Ltd | 非接触icカードシステムのリーダ/ライタ装置 |
JP2000004500A (ja) * | 1998-06-15 | 2000-01-07 | Nec Corp | 自動方位決めスピーカ装置 |
JP2000083385A (ja) * | 1998-06-23 | 2000-03-21 | Fuji Electric Co Ltd | 3レベルインバ―タの制御装置 |
JP2000512104A (ja) * | 1996-06-07 | 2000-09-12 | パンフォニクス オーワイ | 電気音響変換器 |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3723755A (en) * | 1970-10-12 | 1973-03-27 | A Morse | Parametric amplifier |
US4042890A (en) * | 1976-05-14 | 1977-08-16 | Eckerle Joseph S | High efficiency electrical power conditioner |
US4028637A (en) * | 1976-06-14 | 1977-06-07 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Parametrically-stable negative resistance diode circuit |
JPH05315856A (ja) * | 1992-05-14 | 1993-11-26 | Pioneer Electron Corp | 電力増幅装置 |
CN1191674C (zh) * | 1996-12-11 | 2005-03-02 | Gn奈康有限公司 | 丁类放大器 |
US5859915A (en) * | 1997-04-30 | 1999-01-12 | American Technology Corporation | Lighted enhanced bullhorn |
US5963086A (en) * | 1997-08-08 | 1999-10-05 | Velodyne Acoustics, Inc. | Class D amplifier with switching control |
US5959501A (en) * | 1998-01-14 | 1999-09-28 | Harris Corporation | Class D amplifier with scaled clock and related methods |
US6229390B1 (en) * | 1999-03-09 | 2001-05-08 | Tripath Technology, Inc. | Methods and apparatus for noise shaping a mixed signal power output |
-
2001
- 2001-07-11 AT AT01955808T patent/ATE408269T1/de not_active IP Right Cessation
- 2001-07-11 WO PCT/US2001/021749 patent/WO2002005588A2/en not_active Application Discontinuation
- 2001-07-11 AU AU2001277864A patent/AU2001277864A1/en not_active Abandoned
- 2001-07-11 DE DE60135762T patent/DE60135762D1/de not_active Expired - Fee Related
- 2001-07-11 CA CA002414491A patent/CA2414491A1/en not_active Abandoned
- 2001-07-11 JP JP2002508864A patent/JP2004515091A/ja active Pending
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- 2001-07-11 EP EP01955808A patent/EP1320927B1/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (16)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6124323A (ja) * | 1984-07-13 | 1986-02-03 | Nec Home Electronics Ltd | ユニポ−ラ・バイポ−ラpwm信号変換回路 |
JPS62289095A (ja) * | 1986-06-09 | 1987-12-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | パラメトリツクスピ−カ |
JPS63162086A (ja) * | 1986-12-26 | 1988-07-05 | 株式会社カイジョー | 超音波洗浄機 |
JPH01154609A (ja) * | 1987-12-11 | 1989-06-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 低周波電力増幅回路 |
JPH0224987A (ja) * | 1988-07-12 | 1990-01-26 | Mitsubishi Electric Corp | 誘導加熱コイル用インバータ装置 |
JPH02290281A (ja) * | 1989-04-28 | 1990-11-30 | Olympus Optical Co Ltd | 超音波変換器駆動装置 |
JPH0380462A (ja) * | 1989-08-24 | 1991-04-05 | Pioneer Electron Corp | 信号記録装置及び信号再生装置 |
JPH04172705A (ja) * | 1990-11-06 | 1992-06-19 | Mitsubishi Electric Corp | パルス幅変調増幅器 |
JPH04247268A (ja) * | 1991-02-01 | 1992-09-03 | Olympus Optical Co Ltd | 超音波振動装置 |
JPH07185457A (ja) * | 1993-12-27 | 1995-07-25 | Olympus Optical Co Ltd | 超音波振動子駆動回路 |
JPH0936409A (ja) * | 1995-05-12 | 1997-02-07 | Fuji Photo Film Co Ltd | カメラの充電装置 |
JP2000512104A (ja) * | 1996-06-07 | 2000-09-12 | パンフォニクス オーワイ | 電気音響変換器 |
JPH10285123A (ja) * | 1997-04-09 | 1998-10-23 | Nec Corp | 水中通話機 |
JPH11203424A (ja) * | 1998-01-08 | 1999-07-30 | Kokusai Electric Co Ltd | 非接触icカードシステムのリーダ/ライタ装置 |
JP2000004500A (ja) * | 1998-06-15 | 2000-01-07 | Nec Corp | 自動方位決めスピーカ装置 |
JP2000083385A (ja) * | 1998-06-23 | 2000-03-21 | Fuji Electric Co Ltd | 3レベルインバ―タの制御装置 |
Cited By (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2007001035A1 (ja) * | 2005-06-28 | 2007-01-04 | Anodic Supply Co., Ltd. | 超音波スピーカシステム |
JP2007174619A (ja) * | 2005-11-25 | 2007-07-05 | Seiko Epson Corp | 静電型トランスデューサ、超音波スピーカ、容量性負荷の駆動回路、回路定数の設定方法、表示装置、および指向性音響システム |
US8041059B2 (en) | 2005-11-25 | 2011-10-18 | Seiko Epson Corporation | Electrostatic transducer, ultrasonic speaker, driving circuit of capacitive load, method of setting circuit constant, display device, and directional sound system |
JP2007181176A (ja) * | 2005-11-29 | 2007-07-12 | Seiko Epson Corp | 容量性負荷の駆動回路、静電型トランスデューサ、回路定数の設定方法、超音波スピーカ、表示装置、および指向性音響システム |
JP2008079253A (ja) * | 2006-09-25 | 2008-04-03 | Patoraito:Kk | 緊急車両用サイレン装置及び緊急車両用サイレンシステム |
KR101197989B1 (ko) | 2010-03-17 | 2012-11-05 | 하만인터내셔날인더스트리스인코포레이티드 | 오디오 파워 관리 시스템 |
CN113316071A (zh) * | 2020-02-27 | 2021-08-27 | 京东方科技集团股份有限公司 | 电子设备及其控制方法 |
CN113316071B (zh) * | 2020-02-27 | 2023-03-03 | 京东方科技集团股份有限公司 | 电子设备及其控制方法 |
US20220001421A1 (en) * | 2020-07-06 | 2022-01-06 | Cirrus Logic International Semiconductor Ltd. | Driver circuitry for piezoelectric transducers |
US11998948B2 (en) * | 2020-07-06 | 2024-06-04 | Cirrus Logic Inc. | Driver circuitry for piezoelectric transducers |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP1320927A2 (en) | 2003-06-25 |
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CN1476667A (zh) | 2004-02-18 |
DE60135762D1 (de) | 2008-10-23 |
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WO2002005588A2 (en) | 2002-01-17 |
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