KR102156330B1 - 센터탭 변압기와 스너버 캐패시터를 이용한 절연형 Class D 오디오 앰프 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 일반적으로 디지털 오디오 앰프 시스템에 사용하기 위한 절연형 Class D 오디오 앰프에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 절연형 SMPS단과 비절연형 Class D 앰프단으로 구성된 종래의 디지털 오디오 앰프 시스템에서 벗어나 별도의 SMPS단 필요없이 하나의 절연형 Class D 오디오 앰프로 DC 전압 조정, 전기적 절연, 음원신호 증폭을 동시에 구현하여 고효율을 달성할 수 있고 종래의 디지털 오디오 앰프 시스템에서 필수적이었던 캐패시터 뱅크를 불요하게 함으로써 시스템 사이즈와 제작 단가를 저감할 수 있도록 하며 센터탭 변압기 및 스너버 캐패시터를 채택하여 구성한 절연형 Class D 오디오 앰프에 관한 것이다. 본 발명에 따르면 별도의 SMPS단 필요없이 하나의 절연형 Class D 오디오 앰프로 DC 전압 조정, 전기적 절연, 음원신호 증폭을 동시에 구현하므로 고효율을 달성할 수 있는 장점이 있다. 또한, 캐패시터 뱅크를 불요하게 함으로써 시스템 사이즈와 제작 단가를 저감하고 시스템 수명과 신뢰성을 제고할 수 있는 장점이 있다. 또한, 트랜스포머 소자에 인가되는 신호의 스위칭 주파수를 대폭 높이는 것이 가능해져 소형 부품의 트랜스포머를 적용하는 것이 가능해져 앰프 시스템을 소형화 및 경량화할 수 있는 장점이 있다.

Description

센터탭 변압기와 스너버 캐패시터를 이용한 절연형 Class D 오디오 앰프 {isolation-type class D audio amplifier by use of snubber capacitor and center-tap transformer}
본 발명은 일반적으로 디지털 오디오 앰프 시스템에 사용하기 위한 절연형 Class D 오디오 앰프에 관한 것이다.
특히, 본 발명은 절연형 SMPS단과 비절연형 Class D 앰프단으로 구성된 종래의 디지털 오디오 앰프 시스템에서 벗어나 별도의 SMPS단 필요없이 하나의 절연형 Class D 오디오 앰프로 DC 전압 조정, 전기적 절연, 음원신호 증폭을 동시에 구현하여 고효율을 달성할 수 있고 종래의 디지털 오디오 앰프 시스템에서 필수적이었던 캐패시터 뱅크를 불요하게 함으로써 시스템 사이즈와 제작 단가를 저감할 수 있도록 하며 센터탭 변압기 및 스너버 캐패시터를 채택하여 구성한 절연형 Class D 오디오 앰프에 관한 것이다.
오디오 시스템에서 음원신호(소신호)를 증폭하여 스피커를 구동하는 오디오 앰프(audio amplifier)는 크게 아날로그 앰프와 디지털 앰프로 분류된다. 아날로그 앰프는 음질은 우수한 반면, 전력용 반도체의 손실이 많아 효율이 낮을 뿐만 아니라 소자 발열을 저감하기 위한 대형 방열기구가 필요하여 앰프 시스템의 사이즈와 중량이 매우 크다는 단점이 있다. 반면 디지털 앰프는 전력용 반도체의 손실과 발열이 아날로그 앰프에 비해 현저히 낮아 최근 대부분의 대용량 오디오 앰프는 디지털 앰프인 Class D 앰프를 적용하고 있다.
[도 1]은 종래기술에 따른 디지털 오디오 앰프 시스템의 일반적인 구성을 나타내는 블록도이다. [도 1]을 참조하면, 디지털 오디오 앰프 시스템은 일반적으로 교류 상용전원(Vac)을 입력으로 하는 정류단(11), 절연형 SMPS(Switch Mode Power Supply)단(12), Class D 앰프단(13)을 구비한다. 이처럼 종래의 일반적인 디지털 오디오 앰프 시스템은 절연형 SMPS단(12)과 Class D 앰프단(13)이 캐스캐이드로 연결된 2단 전력단 구조로 이루어져 있는데, 이러한 2단 전력단 구조로 인해 앰프 시스템의 전력 효율이 낮고 부품수도 많아진다.
이러한 디지털 오디오 앰프 시스템은 절연 설계가 적용되어 있다는 점이 특징인데, 이는 감전사고 방지를 위한 것이다. 절연 설계가 안되어 있으면 사용자가 물에 젖은 손으로 스피커를 만지는 등에 의해 감전이 발생하였을 ‹š에 상용전원(Vac)으로부터 전류가 인체로 직접 흘러들어가므로 인명사고의 위험이 매우 커지게 된다. 이러한 사고가 발생하지 않도록 교류입력 상용전원(Vac)와 스피커 사이의 SMPS 단(12)에 절연 트랜스포머(12a)를 설치하여 상용전원(Vac)과 스피커를 전기적으로 분리한다. 감전 시에도 상용전원(Vac)의 전류가 인체로 직접 흘러가지 않으므로 인명사고 위험이 현저하게 낮아진다.
하지만, 이러한 구조에서는 Class D 앰프단(13)으로 공급되는 전류량은 절연형 SMPS단(12)의 전류 용량에 의해 제한받는다. 이러한 전류량으로는 순간적인 큰 진폭의 저주파 음성신호를 증폭하는 우퍼(woofer)를 제대로 구동하지 못하는 문제가 있어 절연형 SMPS단(12)과 Class D 앰프단(13) 사이에 캐패시터 뱅크(14)가 요구된다. 캐패시터 뱅크(14)는 평소에는 절연형 SMPS단(12)로부터 전류를 받아 에너지를 저장하고 있다가 Class D 앰프단(13)이 절연형 SMPS단(12)의 용량을 넘어서는 큰 전류를 사용하는 상황이 되면 캐패시터 뱅크(14)에 저장하고 있던 에너지를 공급해준다. 캐패시터 뱅크(14)는 일반적으로 다수의 큰 전해 캐패시터로 구성되어 사이즈가 꽤 크며, 부하(스피커 용량과 갯수)가 클수록 캐패시터의 용량과 수는 비례하여 증가한다. 고용량의 디지털 오디오 시스템은 이러한 캐패시터 뱅크(14)로 인해 시스템 사이즈가 커지는 문제점이 있을 뿐만 아니라, 전해 캐패시터로 인하여 시스템 수명과 신뢰성 측면에서 취약해지는 문제점이 발생한다.
이와 같은 종래기술에 따른 디지털 오디오 앰프 시스템을 구현하는 일반적인 회로 구성은 [도 2]와 같다. [도 2]는 종래의 가장 일반적인 디지털 오디오 앰프 시스템의 회로도를 나타낸 것으로서, 교류 상용전원(Vac)을 입력으로 하는 정류단(11), 절연형 SMPS단(12), Class D 앰프단(13)으로 구성된다. 절연형 SMPS단(12)에는 절연 트랜스포머(12a)와 캐패시터 뱅크(14)와 컨버터 제어회로(12b)가 구비되어 있으며, Class D 앰프단(13)에는 스위칭 회로(13a)와 저역통과 필터(13b)와 앰프 제어회로(13c)가 구비되어 있다.
이와 같은 디지털 오디오 앰프 시스템에서 정류단(11)의 일반적인 회로 구성은 [도 3]과 같다. 정류단(11)은 디지털 오디오 앰프 시스템에서 일종의 DC 전압원(DC voltage source)의 역할을 수행하는데, 먼저 역률개선이 요구되지 않는 경우에는 [도 3]의 (a) 및 (b)와 같이 다이오드를 통해 교류 상용전압을 정류한 후 큰 평활 캐패시터를 이용하여 작은 변동율을 갖는 직류 전압원을 출력하는 구성을 채택한다. [도 3]의 (a)는 풀브리지 정류기라고 불리는데 상용전원(Vac)이 220 V 정도의 고전압일 ‹š에 사용되고, [도 3]의 (b)는 하프브리지 정류기 혹은 배압회로 정류기라고 불리는데 상용전원(Vac)이 110 V 정도의 낮은 전압일 때에 사용된다. 또한, 역률개선 및 고조파 규제 회피가 요구되는 경우에는 [도 3]의 (c)와 같이 별도의 역률개선 컨버터를 이용하는 방식의 정류기를 채택한다.
이와 같은 디지털 오디오 앰프 시스템에서 Class D 앰프단(13)의 일반적인 회로 구성은 [도 4]와 같다. Class D 앰프단(13)은 증폭대상인 아날로그 입력 신호(S1)를 고주파수의 캐리어 신호(S2)와 합성하여 PWM(Pulse Width Modulation) 방식으로 변조한 후에, 이 합성 PWM 신호(S3)로 스위칭 트랜지스터를 작동시켜 신호를 증폭시키고 그 증폭된 PWM 신호를 LC 저역통과 필터(Low Pass Filter)를 통과시킴으로써 결과적으로 소신호 아날로그 입력신호(S1)를 큰 진폭을 갖는 대신호 아날로그 신호(S4)로 증폭하는 방식을 채택하였다.
[도 4]를 참조하면, 앰프 제어회로(13c)는 일반적으로 가청주파수 대역(예: 20 Hz ~ 20 kHz)의 입력 신호(오디오 신호)(S1)와 고주파(예: 200 kHz ~ 550 kHz)인 캐리어 신호(S2)를 제공받는다. 이들 입력 신호(S1)와 캐리어 신호(S2)는 소신호(small signal)(예: 3.3 V)이다. 이때, 캐리어 신호(carrier signal)는 샘플링 신호(sampling signal)라고 불리기도 하는데 삼각파, 톱니파 등을 사용할 수 있다. 앰프 제어회로(13c)는 입력 신호(S1)와 캐리어 신호(S2)를 합성하여 PWM 변조함으로써 고주파(예: 200 kHz ~ 550 kHz)인 합성 PWM 신호(S3)를 생성한다. 이 과정에서 입력 신호(S1)의 신호 크기(signal amplitude) 값은 합성 PWM 신호(S3)에 듀티비(duty ratio) 값에 반영된다. 즉, 입력 신호(S1)가 커지면 합성 PWM 신호(S3)의 듀티비는 증가하고, 입력 신호(S1)가 작아지면 합성 PWM 신호(S3)의 듀티비는 감소하게 되는 것이다.
스위칭 회로(13a3)는 합성 PWM 신호(S3)에 따라 상측 스위칭 트랜지스터(13a1)와 하측 스위칭 트랜지스터(13a2)를 반대 방향으로 스위칭 제어한다. 일반적으로, 이들 스위칭 트랜지스터(13a1, 13a2)로는 MOSFET 파워 트랜지스터를 사용한다. 이들 트랜지스터(13a1, 13a2)의 스위칭 제어를 통해 고전압(±HV)(예: ±70 V)으로 증폭된 PWM 신호를 얻게 되고, 이 증폭 PWM 신호를 LC 저역통과 필터(13b1, 13b2)를 통과시킴으로써 출력신호(S4)를 얻는다. 이 출력신호(S4)를 스피커에 전달하여 스피커 유닛을 구동한다. 이때, Class D 앰프단(13)을 구성하는 상측 및 하측 스위칭 트랜지스터(13a1, 13a2)는 컷오프(cut-off) 영역과 포화(saturation) 영역만 오갈 뿐이고 리니어(linear) 영역에서는 동작하지 않게 되므로 아날로그 앰프에 비해 손실이 확실히 작게 된다.
[도 5]와 [도 6]은 종래기술에 따른 디지털 오디오 앰프 시스템의 다른 구현 방식을 나타내는 도면이다.
먼저, [도 5]는 라인 트랜스포머(22)를 적용한 구현 방식을 나타낸 도면이다. [도 5]를 참조하면, 상용전원(Vac)과 앰프 출력 사이의 전기적 절연을 위해 상용전원(Vac)에 라인 트랜스포머(22)를 설치하였다. 이러한 방식의 경우에는 전기적 절연 뿐만 아니라 트랜스포머(22)의 턴비(turn ratio)를 이용하여 교류 상용전압(Vac)을 승압 또는 강압시켜 Class D 앰프단(23)이 요구하는 소정의 직류 전압을 바로 얻는 것이 가능하며, 그로 인해 별도의 SMPS가 없어도 되므로 회로가 전체적으로 매우 간단하고 구현이 용이한 장점이 있다. 반면, 상용전원(Vac)의 주파수 60Hz 에서 작동하는 트랜스포머 소자는 용량 대비 사이즈도 크고 중량도 무겁기 때문에 주로 소용량에 적용되고 있다.
또한, [도 6]은 임피던스 매칭 트랜스포머(32)를 적용한 구현 방식을 나타낸 도면이다. [도 6]을 참조하면, 상용전원(Vac)과 앰프 출력 사이의 전기적 절연을 위해 Class D 앰프단(33)과 스피커 사이에 임피던스 매칭 트랜스포머(32)를 설치하였다. 이러한 방식의 경우에는 전기적 절연 뿐만 아니라 트랜스포머(32)의 턴비를 이용하여 스피커의 등가 임피던스를 변환할 수 있다. 이러한 방식 또한 별도의 SMPS가 없어도 되므로 회로가 전체적으로 매우 간단하고 구현이 용이한 장점이 있다. 그러나, 이 방식 또한 음원신호의 주파수가 가청주파수 대역인 20Hz ~ 20kHz 정도로 여전히 매우 낮아 임피던스 매칭 트랜스포머(32)가 용량 대비 사이즈도 크고 중량도 무겁기 때문에 주로 소용량에 적용되고 있다.
이상에서 종래기술에 따른 디지털 오디오 앰프 시스템의 구현 형태에 대해 살펴보았다. [도 2]와 같이 절연 트랜스포머(12a)를 SMPS에 내장한 방식은 소용량에서부터 대용량에 이르기까지 범용으로 사용 가능하고 사이즈와 중량이 적당하다는 장점이 있는 반면, 절연형 SMPS단(12)과 비절연형 Class D 앰프단(13)이 캐스캐이드 연결된 2단 전력단 구조로 되어 있어 효율이 저조하고 절연형 SMPS단(12)의 출력 전압을 제어하기 위한 컨버터 제어회로(12b)와 Class D 앰프단(13)의 출력 오디오 신호를 제어하기 위한 앰프 제어회로(13c)가 필요하며 전체적으로 제작 단가가 상당히 높다는 단점이 있다.
또한, 순간적인 큰 진폭의 저주파 음성신호 증폭 시에 절연형 SMPS단(12)의 전류 용량 한계에 의해 출력신호가 클리핑(clipping)되는 등 왜곡이 발생하는 것을 방지하기 위해 다수의 큰 전해 캐패시터로 구성된 캐패시터 뱅크(14)가 요구되는 단점도 있었다. 이처럼 시스템 효율이 낮고 부품수가 많으며 많은 수의 전해 캐패시터로 인해 시스템 수명과 신뢰성 측면에서 취약할 뿐만 아니라 제작 단가도 높고 전체 시스템의 사이즈도 커지는 문제점이 있었다.
또한, 라인 트랜스포머(22)를 적용한 구현 방식이나 임피던스 매칭 트랜스포머(32)를 적용한 구현 방식도 존재하였는데, 이들은 별도의 SMPS가 없어도 되므로 회로가 전체적으로 매우 간단하고 구현이 용이하다는 장점이 있는 반면, 트랜스포머(22, 32)에 인가되는 전압 및 신호의 동작 주파수가 매우 낮아 트랜스포머(22, 32)가 용량 대비 사이즈도 크고 중량도 무거운 문제점이 있어 소용량 적용 환경에만 한정되어 사용되고 있는 실정이다.
그에 따라, 디지털 오디오 앰프 시스템에 대한 상기와 같은 종래기술의 문제점을 해결할 수 있는 기술이 요망된다.
본 발명의 목적은 일반적으로 디지털 오디오 앰프 시스템에 사용하기 위한 절연형 Class D 오디오 앰프를 제공하는 것이다.
특히, 본 발명의 목적은 절연형 SMPS단과 비절연형 Class D 앰프단으로 구성된 종래의 디지털 오디오 앰프 시스템에서 벗어나 별도의 SMPS단 필요없이 하나의 절연형 Class D 오디오 앰프로 DC 전압 조정, 전기적 절연, 음원신호 증폭을 동시에 구현하여 고효율을 달성할 수 있고 종래의 디지털 오디오 앰프 시스템에서 필수적이었던 캐패시터 뱅크를 불요하게 함으로써 시스템 사이즈와 제작 단가를 저감할 수 있도록 하며 센터탭 변압기 및 스너버 캐패시터를 채택하여 구성한 절연형 Class D 오디오 앰프를 제공하는 것이다.
한편, 본 발명의 해결 과제는 이들 사항에 제한되지 않으며 본 명세서의 기재로부터 다른 해결 과제가 이해될 수 있다.
상기의 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 따른 센터탭 변압기와 스너버 캐패시터를 이용한 절연형 Class D 오디오 앰프는, 풀브리지 회로, 하프 브리지 회로, 푸시풀 회로 중 어느 하나를 구비하고 이에 의해 직류 입력전원(Vin)을 고속 스위칭하여 고주파 펄스 신호(Vpg)를 생성하는 고주파 펄스 발생부(210); 2차측이 센터탭 권선으로 구성된 내부의 센터탭 절연 트랜스포머 소자를 통해 앰프 출력단을 직류 입력전원(Vin)으로부터 전기적으로 절연하고 고주파 펄스 신호(Vpg)로부터 센터탭 절연 트랜스포머 소자의 턴비에 의해 직류 입력전원(Vin) 레벨의 펄스 진폭을 승압 또는 강압 조정한 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 생성하는 고주파 변압부(220); 고주파 변압펄스 신호(Vpm)에 대한 전류흐름 경로를 구성하는 복수의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 바이폴라 동기 방식, 유니폴라 비동기 방식, 바이폴라 비동기 방식 중 어느 하나의 방식으로 스위칭 제어하는 스위치 구동신호(Vqsw)에 따라 온 오프 스위칭함으로써 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 스위치 구동신호(Vqsw)에 대응하여 바이폴라 동기 방식, 유니폴라 비동기 방식, 바이폴라 비동기 방식 중 어느 하나의 방식으로 펄스폭 변조한 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)를 생성하는 펄스폭 변조부(230); 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)를 저역통과 필터링하여 오디오 출력신호(Vout)를 생성하는 저역통과 필터부(240); 저역통과 필터부(240)가 출력하는 오디오 출력신호(Vout)를 피드백받고, 오디오 입력신호(Vs)와 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차에 대응하여 고주파수의 캐리어 신호(Vcar)로부터 펄스폭 변조부(230)의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 바이폴라 동기 방식, 유니폴라 비동기 방식, 바이폴라 비동기 방식 중 어느 하나의 방식에 따라 온 오프 스위칭하기 위한 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성하여 펄스폭 변조부(230)로 제공하는 앰프 제어부(150); 펄스폭 변조부(130)의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)가 구성하는 상이한 전류흐름 경로 간을 상호 연결하여 바이폴라 동기 방식, 유니폴라 비동기 방식, 바이폴라 비동기 방식 중 어느 하나의 방식으로 펄스폭 변조부(130)가 스위칭할 때에 스위칭 과도 구간 동안 발생하는 전류와 전압의 링잉을 흡수하는 기능을 수행하거나 에너지 회생구간 동안에 오디오 출력단(Cf)으로부터 뽑아져 나오는 전기에너지를 임시 저장하였다가 이후의 에너지 전달구간에서 그 임시 저장한 전기에너지를 오디오 출력단(Cf)으로 전달하여 부하 에너지로 사용하도록 하는 기능을 수행하는 스너버 캐패시터(Csb);를 포함하여 구성된다.
이때, 고주파 변압부(220)의 센터탭 절연 트랜스포머 소자는 고주파 펄스 발생부(210)의 내부 스위칭 트랜지스터(M1 ~ M4)의 기생 캐패시터로부터 전기에너지를 빼주는 경로를 형성하도록 구성되고, 고주파 펄스 발생부(210)는 직류 입력전원(Vin)을 고정주파수 및 50% 고정듀티로 고속 스위칭하여 고주파 펄스 발생부(210)의 내부 스위칭 트랜지스터(M1 ~ M4)에 대한 영전압 스위칭을 수행하도록 구성될 수 있다.
또한, 앰프 제어부(150)는, 오디오 입력신호(Vs)와 오디오 출력신호(Vout) 간의 전압 스케일을 매칭시키기 위한 스케일러(151); 오디오 입력신호(Vs)와 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차 값을 획득하는 감산기(152); 오차 값이 영(0)으로 수렴하도록 오디오 출력신호(Vout)를 증가 혹은 감소시키기 위하여 고주파수의 캐리어 신호(Vcar)로부터 펄스폭 변조부(230)의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 바이폴라 동기 방식, 유니폴라 비동기 방식, 바이폴라 비동기 방식 중 어느 하나의 방식에 따라 온 오프 스위칭하는 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성하여 펄스폭 변조부(230)로 제공하는 스위칭 제어부(153);를 포함하여 구성될 수 있다.
또한, 고주파 변압부(220)는, 자신의 공진주파수가 고주파 펄스 발생부(210)의 스위칭 주파수(fpg)에 매칭되어 공진조건을 이루고 센터탭 절연 트랜스포머 소자의 1차측 또는 2차측과 직렬 연결 구성된 LC 공진탱크(Lr, Cr);를 구비하여 구성될 수 있다.
본 발명에 따르면 별도의 SMPS단 필요없이 하나의 절연형 Class D 오디오 앰프로 DC 전압 조정, 전기적 절연, 음원신호 증폭을 동시에 구현하므로 고효율을 달성할 수 있는 장점이 있다.
또한, 본 발명에 따르면 종래의 디지털 오디오 앰프 시스템에서 필수적이었던 캐패시터 뱅크를 불요하게 함으로써 시스템 사이즈와 제작 단가를 저감하고 시스템 수명과 신뢰성을 제고할 수 있는 장점이 있다.
또한, 본 발명에 따르면 트랜스포머 소자에 인가되는 신호의 스위칭 주파수를 대폭 높이는 것이 가능해져 소형 부품의 트랜스포머를 적용하는 것이 가능해져 앰프 시스템을 소형화 및 경량화할 수 있는 장점이 있다.
[도 1]은 종래기술에 따른 디지털 오디오 앰프 시스템의 일반적인 구성을 나타내는 블록도.
[도 2]는 종래기술에 따른 디지털 오디오 앰프 시스템의 일반적인 회로 구성을 나타내는 도면.
[도 3]은 디지털 오디오 앰프 시스템을 위한 정류단의 일반적인 회로 구성을 나타내는 도면.
[도 4]는 디지털 오디오 앰프 시스템을 위한 Class D 앰프단의 일반적인 회로 구성을 나타내는 도면.
[도 5]는 종래기술에 따른 디지털 오디오 앰프 시스템의 다른 구현 방식을 나타내는 도면.
[도 6]은 종래기술에 따른 디지털 오디오 앰프 시스템의 다른 구현 방식을 나타내는 도면.
[도 7]은 본 발명에 따른 절연형 Class D 오디오 앰프를 나타내는 블록도.
[도 8]은 본 발명에서 고주파 펄스 발생부의 회로 토폴로지를 나타내는 도면.
[도 9]는 본 발명에서 고주파 변압부의 회로 토폴로지를 나타내는 도면.
[도 10]은 본 발명에서 펄스 발생부와 고주파 변압부의 간략화된 결합 회로 토폴로지를 나타내는 도면.
[도 11]은 본 발명에서 펄스폭 변조부와 저역통과 필터부의 회로 토폴로지를 나타내는 도면.
[도 12]는 본 발명에서 펄스폭 변조부의 유니폴라 동작 파형을 나타내는 도면.
[도 13]은 본 발명에서 펄스폭 변조부의 바이폴라 동작 파형을 나타내는 도면.
[도 14]는 본 발명에서 펄스폭 변조부의 구동 방식을 정리하여 나타내는 도면.
[도 15]는 본 발명에서 펄스폭 변조부의 구동 방식에 따른 주요 스위칭 동작 파형을 나타내는 도면.
[도 16]은 본 발명에 따른 센터탭 변압기와 스너버 캐패시터를 이용한 절연형 Class D 오디오 앰프의 전체 구성을 나타내는 도면.
[도 17]은 본 발명에 따른 본 발명에서 고주파 펄스 발생부와 고주파 변압부의 회로 토폴로지를 나타내는 도면.
[도 18]은 본 발명에서 오디오 출력신호 Vout > 0 일 때 바이폴라 동작 파형을 나타내는 도면.
[도 19]는 본 발명에서 오디오 출력신호 Vout > 0 일 때 바이폴라 동작의 시간 구간별 도통 경로를 나타내는 도면.
[도 20]은 본 발명에서 오디오 출력신호 Vout < 0 일 때 바이폴라 동작 파형을 나타내는 도면.
[도 21]은 본 발명에서 오디오 출력신호 Vout < 0 일 때 바이폴라 동작의 시간 구간별 도통 경로를 나타내는 도면.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명을 상세하게 설명한다.
종래의 디지털 오디오 앰프 시스템은 절연형 SMPS단(12)과 비절연형 Class D 앰프단(13)이 캐스캐이드로 연결된 2단 전력단 구조로 이루어져 있어 앰프 시스템의 전력 효율이 낮고 부품수도 많은 문제점이 있었다. 본 발명은 절연형 Class D 오디오 앰프(100) 단독으로도 DC 전압 조정, 전기적 절연, 음원신호 증폭을 동시에 구현하여 고효율을 달성할 수 있도록 한 점이 특징이다. 특히, 종래의 디지털 오디오 앰프 시스템에서 필수적이었던 캐패시터 뱅크(14)가 없어도 되므로 시스템 사이즈와 제작 단가를 저감할 수 있다.
[도 7]은 본 발명에 따른 절연형 Class D 오디오 앰프(100)의 기본 개념을 나타내는 블록도이다. [도 7]을 참조하면, 본 발명에 따른 절연형 Class D 오디오 앰프(100)는 고주파 펄스 발생부(110), 고주파 변압부(120), 펄스폭 변조부(130), 저역통과 필터부(140), 앰프 제어부(150)를 포함하여 구성된다. 이때, 정류단(11)은 [도 3]에 예시된 정류 회로로 구현될 수 있으며, 교류 상용전원(Vac)으로부터 직류(DC) 동작전원(Vin)을 생성하여 본 발명에 따른 절연형 Class D 오디오 앰프(100)로 공급하는 모듈이다.
이하에서는 본 발명에 따른 절연형 Class D 오디오 앰프(100)의 각 구성요소에 대해 기술한다.
고주파 펄스 발생부(110)는 정류단(11)으로부터 공급받은 직류 입력전압(Vin)을 바람직하게는 고정주파수 및 50% 고정듀티로 고속 스위칭하여 고주파수의 구형파 펄스 신호, 즉 고주파 펄스 신호(Vpg)를 생성한다.
본 발명에서 고주파 펄스 발생부(110)는 고정주파수 및 고정듀티로 스위칭하므로 별도의 제어회로가 필요하지 않으며, 고정주파수 및 50% 고정듀티로 스위칭함에 따라 전력 반도체 소자의 소프트 스위칭이 부하량에 관계없이 보장되므로 스위칭 손실을 대폭 저감할 수 있어 고효율을 획득할 수 있을 뿐만 아니라 매우 높은 주파수로 고속 스위칭이 가능하다. 이 경우, 고주파 변압부(120)에 내장되는 절연 트랜스포머 소자의 부품 사이즈를 대폭 축소할 수 있어 앰프 시스템을 소형화 및 경량화하는 장점을 얻을 수 있다.
고주파 변압부(120)는 내부의 절연 트랜스포머 소자를 통해 앰프 출력단을 직류 입력전원(Vin)으로부터 전기적으로 절연하고 고주파 펄스 신호(Vpg)로부터 절연 트랜스포머 소자의 턴비를 이용하여 직류 입력전원(Vin) 레벨의 펄스 진폭을 소망하는 바에 따라 승압 또는 강압 조정한 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 생성한다. 절연 트랜스포머 소자의 1차측에 수백 kHz 내지 수 MHz에 달하는 고주파수의 펄스 신호(Vpg)가 인가됨에 따라 절연 트랜스포머 소자의 부품 사이즈를 대폭 축소할 수 있어 앰프 시스템을 소형화 및 경량화하는 장점을 얻을 수 있다.
펄스폭 변조부(130)는 고주파 변압부(120)가 출력하는 고주파 변압펄스 신호(Vpm)에 대한 전류흐름 경로를 구성하는 복수의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 앰프 제어부(150)가 제공하는 스위치 구동신호(Vqsw)에 따라 온 오프 스위칭함으로써 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 스위치 구동신호(Vqsw)에 대응하여 펄스폭 변조한 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)를 생성한다.
저역통과 필터부(140)는 펄스폭 변조부(130)가 출력하는 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)를 저역통과 필터링하여 오디오 출력신호(Vout)를 생성한다. 일반적으로 오디오 출력신호(Vout)에 의해 스피커가 구동된다.
앰프 제어부(150)는 저역통과 필터부(140)가 출력하는 오디오 출력신호(Vout)를 피드백받고, 오디오 입력신호(Vs)와 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차에 대응하여 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성하여 펄스폭 변조부(130)로 제공한다. 오디오 입력신호(Vs)가 오디오 출력신호(Vout)보다 큰 경우에는 펄스폭 변조부(130)에서의 PWM 듀티비를 증가시켜 Vout을 올리는 방향으로 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성하여 Vs와 Vout 간의 오차가 영(0)으로 수렴하도록 한다. 반대로, 오디오 입력신호(Vs)가 오디오 출력신호(Vout)보다 작은 경우에는 펄스폭 변조부(130)에서의 PWM 듀티비를 감소시켜 Vout을 줄이는 방향으로 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성하여 Vs와 Vout 간의 오차가 영(0)으로 수렴하도록 한다.
이러한 작용을 통해 오디오 입력신호(Vs)와 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차를 보상함으로써 본 발명에 따른 절연형 Class D 오디오 앰프(100)가 정밀한 오디오 출력신호를 출력하도록 한다.
한편, 앰프 제어부(150)는 고주파수의 캐리어 신호(Vcar)로 동작하는데, 이 캐리어 신호(Vcar)로부터 펄스폭 변조부(130)의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 유니폴라 또는 바이폴라 방식에 따라 온 오프 스위칭하는 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성한다. 본 명세서에서는 캐리어 신호(Vcar)의 스위칭 주파수를 fcar라고 표시한다. [도 7]에 도시된 바와 같이, 펄스폭 변조부(130)에는 스위칭 주파수(fpg)의 고주파 변압펄스 신호(Vpm)와 스위칭 주파수(fcar)의 스위치 구동신호(Vqsw)가 제공되며, 이들을 이용하여 펄스폭 변조가 이루어진다.
앰프 제어부(150)는 스케일러(scaler)(151), 감산기(subtracter)(152), 스위칭 제어부(153);를 포함하여 구성될 수 있다. 스케일러(151)는 소신호(small signal)인 오디오 입력신호(Vs)와 큰 신호(large signal)인 오디오 출력신호(Vout) 간의 전압 스케일을 매칭시키기 위한 구성요소이다. 그리고, 감산기(152)는 그 스케일 매칭이 이루어진 오디오 입력신호(Vs)와 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차 값을 획득하는 구성요소이다. 그리고, 스위칭 제어부(153)는 오디오 입력신호(Vs)와 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차 값이 영(0)으로 수렴하도록 오디오 출력신호(Vout)를 증가 혹은 감소시키기 위하여 고주파수의 캐리어 신호(Vcar)로부터 펄스폭 변조부(130)의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 유니폴라 또는 바이폴라 방식에 따라 [도 12] 및 [도 13]과 같이 온 오프 스위칭하는 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성하여 펄스폭 변조부(130)로 제공하는 구성요소이다.
[도 2]와 [도 7]을 비교하면, 종래의 디지털 오디오 앰프 시스템은 절연형 SMPS단(12)과 비절연형 Class D 앰프단(13)을 위한 개별 제어회로(12b, 13c)가 요구되는 반면, 본 발명은 하나의 절연형 Class D 오디오 앰프(100)만으로 구성되어 있어 하나의 제어회로(150)만 요구되므로 앰프 시스템이 간단해지고 제작 단가를 저감하는 것이 가능하다.
또한, 종래에는 절연형 SMPS단(12)의 전류 용량 한계에 의한 클리핑 왜곡을 방지하기 위해 다수의 전해 캐패시터로 구성된 캐패시터 뱅크(14)가 필요하였고 이들 전해 캐패시터로 인해 시스템 수명과 신뢰성 측면에서 취약할 뿐만 아니라 앰프 시스템의 사이즈와 제작 단가가 커지는 문제점이 있었다. 반면, 본 발명에서는 정류단(11)에서 생성된 직류 전압원(Vin)을 펄스폭 변조하여 직접 출력 부하(스피커)에 인가하는 방식이므로 캐패시터 뱅크(14)가 필요 없게 되어 전해 캐패시터로 인한 종래의 문제점이 해소된다.
먼저, [도 8] 내지 [도 10]을 참조하여, 본 발명에 따른 절연형 Class D 오디오 앰프(100)를 위한 고주파 펄스 발생부(110)와 고주파 변압부(120)의 회로 토폴로지에 대해 상세하게 기술한다.
[도 8]은 본 발명에서 고주파 펄스 발생부(110)의 회로 토폴로지를 나타내는 도면이다. 본 발명에서 고주파 펄스 발생부(110)는 정류단(11)에서 공급받은 직류 입력전압(Vin)을 고속 스위칭하여 고주파수의 구형파 펄스 신호를 발생시키는 구성요소이다. 본 발명을 위한 고주파 펄스 발생부(PG: Pulse Generator)(110)의 3가지 회로 토폴로지가 [도 8]에 제시되었는데, 이들은 A, B 단에 고주파 펄스 신호(Vpg)(예: 200 kHz의 구형파 신호)를 출력한다. 이때, [도 8]의 (a)와 (b)는 각각 풀브리지(full-bridge) 방식과 하프브리지(half-bridge) 방식이고, [도 8]의 (c)는 푸시풀 방식(push-pull) 방식으로서 고주파 변압부(120)에 탭(tap)이 있는 트랜스포머와 사용하기에 적합한 구조이다.
본 발명에서 고주파 펄스 발생부(110)는 고정주파수 및 50% 고정듀티로 스위칭하도록 구성되는 것이 바람직하다. 고정주파수와 고정듀티로 스위칭하는 경우에는 별도의 제어회로가 필요없게 되어 시스템 복잡도와 제작 단가를 낮출 수 있다. 또한, 고정주파수 및 50% 고정듀티로 스위칭하면 고주파 변압부(120)의 트랜스포머 소자와 협조 동작하면서 전력 반도체 소자(M1 ~ M4)의 소프트 스위칭(soft switching)을 항상 보장할 수 있다. 소프트 스위칭이 이루어지면 전력 반도체 소자(M1 ~ M4)의 스위칭 손실이 대폭 낮아지게 되어 고효율을 달성할 뿐만 아니라 열 발생이 적어지게 되어 전력 반도체 소자(M1 ~ M4)의 스위칭 주파수를 매우 높은 수준, 예컨대 수백 kHz 내지 수 MHz 레벨로까지 올리는 것이 가능해진다. 고주파 펄스 신호(Vpg)의 주파수가 올라감에 비례하여 고주파 변압부(120)의 트랜스포머 소자의 크기를 소형화할 수 있어 앰프 사이즈를 더욱 작게 만들 수 있다.
고주파 펄스 발생부(110)가 고정주파수 및 50% 고정듀티(fixed-duty)로 스위칭하면 전력 반도체 소자(M1 ~ M4)의 소프트 스위칭, 다른 말로 영전압 스위칭(zero-voltage switching)을 부하의 크기에 무관하게 항상 보장할 수 있다. 일반적으로 스위칭 과정에서 스위칭 트랜지스터(M1 ~ M4)의 기생 캐패시터(parasitic capacitor)에는 전기에너지가 채워지고 비워지는 동작이 반복되는데, 이때 미처 비워지지 못한 전기에너지는 스위칭 과정에서 열 에너지로 변환되어 스위칭 트랜지스터(M1 ~ M4)에 발열이 일어나게 된다. 본 발명에서는 고주파 변압부(120)의 절연 트랜스포머 소자가 고주파 펄스 발생부(110)의 스위칭 트랜지스터(M1 ~ M4)의 기생 캐패시터로부터 전기에너지를 빼주는 경로를 제공하도록 구성되는데, 고주파 펄스 발생부(110)가 50% 고정듀티로 동작하므로 트랜지스터의 기생 캐패시터에 저장된 전기에너지를 비우는 조건이 모든 스위칭 트랜지스터(M1 ~ M4)에 대해 동일할 뿐만 아니라 고정주파수로 스위칭하게 되면 부하 조건(load condition)에 따른 영향이 제거되므로, 일단 달성된 영전압 스위칭은 부하량의 변화와 상관없이 계속 보장된다.
한편, 전술한 바와 같이, 소프트 스위칭에서는 스위칭 과정에서의 발열이 매우 적기 때문에 스위칭 트랜지스터(M1 ~ M4)의 스위칭 주파수를 매우 높은 수준, 예컨대 수 MHz 레벨까지 올릴 수 있다. 역시 전술한 바와 같이, 고주파 펄스 발생부(110)가 생성하는 고주파 펄스 신호(Vpg)의 주파수가 올라갈수록 고주파 변압부(120)의 트랜스포머 소자의 크기를 더욱 소형화할 수 있으므로, 본 발명에 따르면 앰프 사이즈를 작게 만들 수 있는 장점을 얻을 수 있다.
[도 9]는 본 발명에서 고주파 변압부(120)의 회로 토폴로지를 나타내는 도면이다. 본 발명에서 고주파 변압부(120)는 앰프 출력단을 입력 전원(Vin)으로부터 전기적으로 절연하고 트랜스포머 소자의 턴비를 이용하여 고주파 펄스 신호(Vpg)의 펄스 진폭을 원래의 직류 입력전원(Vin) 레벨로부터 소망하는 바에 따라 승압 또는 강압하여 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 생성하는 구성요소이다. 고주파 변압부(120)는 전기적 절연을 위해 트랜스포머 소자를 구비하는데, 본 발명에서 고주파 펄스 발생부(110)는 수십 내지 수백 kHz, 혹은 수 MHz 정도의 고주파수인 펄스 신호(Vpg)를 생성하여 제공하므로 고주파 변압부(120)의 트랜스포머 소자는 사이즈가 매우 작은 것을 사용할 수 있다. 고주파 변압부(120)는 트랜스포머 소자의 턴비를 이용하여 펄스 진폭을 조정하는데, 이는 종래에는 절연형 SMPS단(12)에서 수행하던 기능에 대응한다. 따라서, 본 발명에 따른 절연형 Class D 오디오 앰프(100)에는 SMPS 모듈이 별도로 구비되지 않더라도 무방하다.
본 발명을 위한 고주파 변압부(TR: Transformer)(120)의 8가지 회로 토폴로지가 [도 9]에 제시되었다. 적용 분야의 요구사양에 따라서 이들 중에서 적절한 회로 토폴로지를 선택하여 사용하면 된다. 예를 들어, 저전압 고전류의 요구사양에는 탭(tap)이 있는 트랜스포머 소자를 사용하는 회로 토폴로지를 채택하는 것이 유리하고, 고전압 저전류의 요구사양에는 탭이 없는 트랜스포머 소자를 사용하는 회로 토폴로지를 채택하는 것이 유리하다.
또한, [도 9]의 (e), (f), (g), (h)에서는 Lr과 Cr 소자로 이루어진 LC 공진탱크가 절연 트랜스포머 소자의 1차측 또는 2차측과 직렬 연결 구성되어 있는데, 이들 LC 공진탱크(Lr, Cr)는 고주파 펄스 발생부(110)의 스위칭 주파수(fpg)와 공진조건을 이루도록 설정된다. 이때, 공진탱크(Lr, Cr)의 공진주파수가 고주파 펄스 발생부(110)의 스위칭 주파수(fpg)에 매칭되면, 즉 동일하거나 혹은 매우 근접하면, LC 공진탱크의 공진조건이 이루어진 것이 된다. 공진조건이 만족되면 고주파 펄스 발생부(110)가 고주파 변압부(120)로 구형파 전압을 인가하였을 때에 사인파 전류가 흐르게 되는데, 이는 EMI(Electro Magnetic Interference) 노이즈 저감이 요구되는 상황에서 유리해진다. LC 공진탱크에서 Lr은 외부에서 삽입된 별도의 인덕터 소자로 구현할 수 있으나, 구현 예에 따라서는 트랜스포머 소자의 누설 인덕터(leakage inductor)로도 구현 가능하다.
또한, 고주파 변압부(120)에 구비된 트랜스포머 소자의 자화 인덕터(magnetizing inductor)와 여기에 흐르는 자화 인덕터 전류 크기를 조정함으로써 고주파 펄스 발생부(110)에 구비된 스위칭 트랜지스터(M1 ~ M4)의 턴온 시에 영전압 스위칭을 보장할 수도 있다. 영전압 스위칭은 고주파 펄스 발생부(110)의 스위칭 손실을 대폭 저감할 수 있으므로 고효율을 획득할 수 있을 뿐만 아니라 고주파 펄스 신호(Vpg)의 주파수를 높일 수 있어 고주파 변압부(120)의 트랜스포머 소자 사이즈를 작게 만들 수 있다는 점에서 유리하다.
[도 10]은 본 발명에서 고주파 펄스 발생부(110)와 고주파 변압부(120)의 간략화된 결합 회로 토폴로지를 나타내는 도면이다. [도 8]에는 고주파 펄스 발생부(100)의 3가지 회로 토폴로지(PG-1 ~ PG-3)가 제시되어 있고, [도 9]에는 고주파 변압부(120)의 8가지 회로 토폴로지(TR-1 ~ TR-8)이 제시되어 있다. 이들 중에서 하프브리지 방식인 PG-2에 TR-5 또는 TR-7이 결합된 경우에는 고주파 펄스 발생부(110)의 입력 캐패시터(C1, C2)는 LC 공진탱크(Lr, Cr)의 캐패시터 Cr과 중복되거나 역할이 미약하게 되므로 이들을 생략하고 [도 10]의 (a) 및 (b)와 같이 간략화된 회로 토폴로지를 구성할 수 있다.
다음으로, [도 11] 내지 [도 15]를 참조하여, 본 발명에 따른 절연형 Class D 오디오 앰프(100)를 위한 펄스폭 변조부(130)와 저역통과 필터부(140)의 회로 토폴로지에 대해 상세하게 기술한다.
[도 11]은 본 발명에서 펄스폭 변조부(130)와 저역통과 필터부(140)의 회로 토폴로지를 나타내는 도면이다. 본 발명에서 펄스폭 변조부(130)는 앰프 제어부(150)의 스위치 구동신호(Vqsw)에 대응하여 고주파 변압부(120)의 출력신호, 즉 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 펄스폭 변조(PWM)하는 구성요소이다. 고주파 변압부(120)의 출력신호는 고주파 펄스 신호(Vpg)를 트랜스포머 소자를 통과시켜 얻은 신호이므로 고정주파수 및 50% 고정듀티에 대응한다. 펄스폭 변조부(130)는 이처럼 고정주파수 및 50% 고정듀티인 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 스위치 구동신호(Vqsw)에 대응하여 PWM 변조한다. 전술한 바와 같이, 앰프 제어부(150)는 오디오 입력신호(Vs)와 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차에 기초하여 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성하므로, 펄스폭 변조부(130)의 PWM 변조도 오디오 입력신호(Vs)와 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차에 대응하여 이루어진다.
본 발명을 위한 펄스폭 변조부(PM: Pulse Width Modulator)(130)의 5가지 회로 토폴로지가 [도 11]에 제시되었다. [도 11]의 회로 토폴로지를 참조하면, 펄스폭 변조부(130)의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)는 고주파 변압펄스 신호(Vpm)에 대한 전류흐름 경로를 구성한다. 회로 토폴로지에 따라서는 전류흐름 경로에 하나 또는 두 개의 다이오드 소자가 포함될 수 있다. 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)는 스위치 구동신호(Vqsw)에 따라 온 오프 스위칭함으로써 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 출력단(Vpwm)으로 전달하거나 혹은 전달하지 않을 수도 있고, 출력단(Vpwm)으로 전달하는 경우에도 전달 경로를 조정함으로써 양(+)으로 전달하거나 음(-)으로 전달할 수 있다. 스위치 구동신호(Vqsw)는 이처럼 펄스폭 변조부(130)의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)가 턴온 되는 시간 구간과 턴오프 되는 시간 구간을 조정함으로써 PWM 변조를 수행하며, 그 결과로 생성되는 출력신호를 본 명세서에서는 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)라고 부른다.
이때, 펄스폭 변조부(130)의 출력신호인 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)는 고주파 변압부(120)로부터 전달되는 고주파 변압펄스 신호(Vpm)가 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 경유하여 흘러나온 것이므로 큰 신호(large signal)이다. 그리고, 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)가 (+)하이 레벨인 시간 구간, 제로 레벨인 시간 구간, (-)하이 레벨인 시간 구간은 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 온 오프 제어하는 스위치 구동신호(Vqsw)에 의해서 조정된다.
[도 11]의 (a)와 (b)는 동기식 유니폴라 구동방식의 펄스폭 변조 방식의 경우에 적용 가능한 형태이고, [도 11]의 (c), (d), (e)는 모든 펄스폭 변조 방식, 즉 동기식 유니폴라 구동방식, 비동기식 유니폴라 구동방식, 동기식 바이폴라 구동방식, 비동기식 바이폴라 구동방식에 모두 적용 가능한 형태이다. [도 11]의 (c)와 (d)에 삽입된 스너버 캐패시터(snubber capacitor)(Csb)는 비동기 구동방식에서 고주파 펄스 발생부(110)의 고주파 펄스 신호(Vpg)와 펄스폭 변조부(130)의 스위치 구동신호(Vqsw)가 서로 어긋나면서 스위칭이 일어날 때에, 스위칭 과도 구간(switching transient period)의 짧은 기간 동안 발생하는 전류와 전압의 링잉(ringing)을 흡수하는 기능을 수행하기 위해 펄스폭 변조부(130)에 구비되었다. 스너버 캐패시터(Csb)는 이 목적에 적합한 정도의 매우 작은 용량, 예컨대 수 ㎋ 내지 수 ㎌ 정도의 매우 작은 용량으로도 충분하다.
또한, 저역통과 필터부(140)는 펄스폭 변조부(130)가 출력하는 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)를 저역통과 필터링(low-pass filitering)하여 오디오 출력신호(Vout)를 생성하는 구성요소이다. 저역통과 필터부(140)는 [도 11]에 도시된 일반적인 단일단 LC 필터로 구현될 수도 있고, 다른 형태의 저역통과 필터 회로, 예컨대 다단 LC 필터 또는 LCL 필터 등 종래에 알려진 다양한 형태의 저역통과 필터 회로로 구현될 수 있다.
[도 12]는 본 발명에서 펄스폭 변조부(130)의 유니폴라 동작 파형을 나타내는 도면이고, [도 13]은 본 발명에서 펄스폭 변조부(130)의 바이폴라 동작 파형을 나타내는 도면이다. [도 12]와 [도 13]에서 오디오 출력신호(Vout)은 오디오 앰프가 출력해야하는 신호를 의미한다. 앰프 제어부(150)가 제공하는 스위치 구동신호(Vqsw)에 의하여 펄스폭 변조부(130)의 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)가 [도 12] 및 [도 13]과 같이 온 오프 스위칭하며, 그 결과로 펄스폭 변조부(130)는 [도 12] 및 [도 13]과 같은 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)를 출력한다.
먼저, [도 12]는 펄스폭 변조부(130)의 유니폴라 동작 파형을 나타내고 있다. Vout > 0 일 때 스위치 Q1은 상시 온 되고 스위치 Q3는 상시 오프 되며, 스위치 Q2 및 Q4는 피드백된 오디오 출력신호(Vout)와 오디오 입력신호(Vs) 간의 오차에 따라 펄스폭 변조하여 서로 상보적(complementary)으로 동작한다. Vout < 0 일 때 스위치 Q2는 상시 오프 되고 스위치 Q4는 상시 온 되며, 스위치 Q1 및 Q3은 오디오 입력신호(Vs)와 그 피드백된 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차에 따라 펄스폭 변조하여 서로 상보적으로 동작한다.
다음으로, [도 13]은 펄스폭 변조부(130)의 바이폴라 동작 파형을 나타내고 있다. Vout > 0 일 때 스위치 Q1 및 Q2의 구동신호는 듀티가 50% 이상이고 오디오 입력신호(Vs)와 그 피드백된 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차에 따라 펄스폭 변조되며 스위치 Q3 및 Q4는 스위치 Q1 및 Q2와 상보적으로 동작한다. Vout < 0 일 때 스위치 Q1 및 Q2의 구동신호는 듀티가 50% 이하이고 오디오 입력신호(Vs)와 그 피드백된 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차에 따라 펄스폭 변조되며 스위치 Q3 및 Q4는 스위치 Q1 및 Q2와 서로 상보적으로 동작한다.
한편, [도 12]와 [도 13]에서 내부 스위치 트랜지스터(Q1 ~ Q4)가 온 오프 스위칭하는 동작 클럭 및 그에 따라 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)의 스위칭 클럭은 캐리어 신호(Vcar)에 대응한다.
[도 14]는 본 발명에서 펄스폭 변조부(130)의 구동 방식을 정리하여 나타내는 도면이다. 본 발명에서 동기식과 비동기식은 펄스 발생부(110)의 고주파 펄스 신호와 앰프 제어부(150)의 캐리어 신호(Vcar)가 주파수와 위상의 측면에서 서로 동기화되어 있는지 여부에 따라 정해진다. 유니폴라와 바이폴라의 개념은 [도 12]와 [도 13]에서 이미 나타낸 바 있다.
[도 15]는 본 발명에서 펄스폭 변조부(130)의 구동 방식에 따른 주요 스위칭 동작 파형을 나타내는 도면이다.
[도 15]에서 Vpg는 고주파 펄스 발생부(110)가 출력하는 고주파수 펄스 신호의 파형을 나타내는데, 전술한 바와 같이 고정주파수(fpg) 및 고정듀티(50%)로 동작하고 있다. 또한, [도 15]에서 Vpwm은 고주파 펄스 발생부(110)의 고주파수 펄스 신호(Vpg)가 고주파 변압부(120)를 통해 트랜스포머 턴비만큼 승압 또는 강압되고, 펄스폭 변조부(130)를 통해 캐리어 신호(Vcar)의 동작주파수(fpwm)로 펄스폭 변조가 이루어진 이후의 신호 파형을 나타내고 있다. 여기에서, Vpwm과 Vpg의 신호 파형에서 빗금친 부분과 점선 부분의 파형은 서로 대응된다. 즉, Vpwm 파형의 빗금친 부분과 점선 부분의 파형은 Vpg의 빗금친 부분과 점선 부분의 파형을 펄스폭 변조하여 각각 생성한 파형을 의미한다.
[도 15]를 참조하면, 고주파 펄스 신호(Vpg)와 캐리어 신호(Vcar)는 스위칭 주파수(fpg, fcar)와 위상이 각각 설정된다. 특히, [도 15]의 (a), (b), (e), (f)에 나타낸 바와 같이, 동기식 구동 방식에서는 고주파수 펄스 신호(Vpg)와 캐리어 신호(Vcar)가 스위칭 주파수(fpg, fcar) 및 위상이 완전히 동기화되어 있어야 한다. [도 15]를 참조하면, Vpwm은 캐리어 신호(Vcar)의 동작 주파수(fcar)에 따라 스위칭 동작함을 알 수 있다.
[도 15]의 (a), (b)는 동기식이므로 펄스폭 변조부(130)에 스너버 캐패시터(Csb)가 필요 없거나 최소화가 가능하고, [도 15]의 (c)는 비동기식이면서 스위칭 과도 구간에 스너버 캐패시터(Csb)가 개입하여야 하므로 작은 용량의 스너버 캐패시터가 배치될 필요가 있다.
[도 15]의 (d), (e), (f)와 같이 바이폴라 구동방식의 경우 펄스폭 변조부(130)의 한 스위칭 주기는 오디오 출력단(Cf)으로 전기에너지 전달이 이루어지는 에너지 전달구간과 오디오 출력단(Cf)으로부터 전기에너지가 뽑아져 나오는 에너지 회생구간으로 나뉘어진다. 출력 부하전류가 양(+)의 값인 때에는, Vpwm이 양(+)인 시간 구간을 에너지 전달구간이라 할 수 있고 Vpwm이 음(-)인 시간 구간을 에너지 회생구간이라 할 수 있다. 출력 부하전류가 음(-)의 값인 때에는 그 반대이다. 에너지 전달구간과 에너지 회생구간은 펄스폭 변조부(130)의 구동주파수(fcar)가 수백 kHz 내지 수 MHz 정도의 고속이므로 상당히 짧다. 이렇게 짧은 에너지 회생구간 동안에 오디오 출력단(Cf)으로부터 뽑아져 나오는 전기에너지를 임시 저장하기 위해 펄스폭 변조부(130)는 PM-3, PM-4와 같이 스너버 캐패시터(Csb)가 요구되며, 스너버 캐패시터(Csb)에 저장된 회생 에너지는 이후 에너지 전달구간에서 다시 오디오 출력단(Cf)으로 전달되어 부하 에너지로 사용된다.
특히, 본 발명은 센터탭 변압기와 스너버 캐패시터를 이용한 절연형 Class D 오디오 앰프를 제시한다.
본 발명에서 고주파 펄스 발생부(110)는 풀브리지 회로, 하프 브리지 회로, 푸시풀 회로 중 어느 하나를 구비하고 이에 의해 직류 입력전원(Vin)을 고속 스위칭하여 고주파 펄스 신호(Vpg)를 생성한다.
또한, 고주파 변압부(120)는 2차측이 센터탭 권선으로 구성된 센터탭 절연 트랜스포머 소자를 내부에 구비하며, 이 센터탭 절연 트랜스포머 소자를 통해 앰프 출력단을 직류 입력전원(Vin)으로부터 전기적으로 절연하고, 고주파 펄스 신호(Vpg)로부터 센터탭 절연 트랜스포머 소자의 턴비(turn-ratio)에 의해 직류 입력전원(Vin) 레벨의 펄스 진폭을 승압 또는 강압 조정한 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 생성한다.
또한, 펄스폭 변조부(130)는 고주파 변압펄스 신호(Vpm)에 대한 전류흐름 경로를 구성하는 복수의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 바이폴라 동기 방식, 유니폴라 비동기 방식, 바이폴라 비동기 방식 중 어느 하나의 방식으로 스위칭 제어하는 스위치 구동신호(Vqsw)에 따라 온 오프 스위칭함으로써 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 스위치 구동신호(Vqsw)에 대응하여 바이폴라 동기 방식, 유니폴라 비동기 방식, 바이폴라 비동기 방식 중 어느 하나의 방식으로 펄스폭 변조한 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)를 생성한다.
저역통과 필터부(140)는 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)를 저역통과 필터링하여 오디오 출력신호(Vout)를 생성한다.
앰프 제어부(150)는 저역통과 필터부(140)가 출력하는 오디오 출력신호(Vout)를 피드백받고, 오디오 입력신호(Vs)와 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차에 대응하여 고주파수의 캐리어 신호(Vcar)로부터 펄스폭 변조부(130)의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 유니폴라 동기 방식에 따라 온 오프 스위칭하기 위한 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성하여 펄스폭 변조부(130)로 제공한다. 본 발명은 유니폴라 동기 방식이므로 앰프 제어부(150)는 고주파 펄스 신호(Vpg)와 주파수 및 위상이 모두 동기화되어 있는 고주파수의 캐리어 신호(Vcar)를 생성하여 스위치 구동신호(Vqsw)의 생성에 활용한다.
스너버 캐패시터(Csb)는 펄스폭 변조부(130)의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)가 구성하는 상이한 전류흐름 경로 간을 상호 연결하여 바이폴라 동기 방식, 유니폴라 비동기 방식, 바이폴라 비동기 방식 중 어느 하나의 방식으로 펄스폭 변조부(130)가 스위칭할 때에 스위칭 과도 구간 동안 발생하는 전류와 전압의 링잉을 흡수하거나 에너지 회생구간 동안에 오디오 출력단(Cf)으로부터 뽑아져 나오는 전기에너지를 임시 저장하는 기능을 수행한다.
[도 11]의 (c)와 (d)를 참조하여 전술한 바와 같이, 유니폴라 비동기 방식과 바이폴라 비동기 방식에서 스너버 캐패시터(Csb)는 고주파 펄스 발생부(110)의 고주파 펄스 신호(Vpg)와 펄스폭 변조부(130)의 스위치 구동신호(Vqsw)가 서로 어긋나면서 스위칭이 일어날 때에, 스위칭 과도 구간의 짧은 기간 동안 발생하는 전류와 전압의 링잉을 흡수하는 기능을 수행한다. 이때, 스너버 캐패시터(Csb)는 이 목적에 적합한 정도의 매우 작은 용량, 예컨대 수 ㎋ 내지 수 ㎌ 정도의 매우 작은 용량으로도 충분하다.
[도 15]의 (d), (e), (f)를 참조하여 전술한 바와 같이, 바이폴라 동기 방식과 바이폴라 비동기 방식에서 스너버 캐패시터(Csb)는 짧은 에너지 회생구간 동안에 오디오 출력단(Cf)으로부터 뽑아져 나오는 전기에너지를 임시 저장하였다가 이후의 에너지 전달구간에서 그 임시 저장해둔 전기에너지를 오디오 출력단(Cf)으로 전달하여 부하 에너지로 사용하도록 하는 기능을 수행한다.
[도 16]은 본 발명에 따른 센터탭 변압기와 스너버 캐패시터를 이용한 절연형 Class D 오디오 앰프의 전체 구성을 나타내는 도면이다.
[도 16]을 참조하면, 본 발명에 따른 센터탭 변압기와 스너버 캐패시터를 이용한 절연형 Class D 오디오 앰프에서는 고주파 변압부(220)의 2차측이 센터탭 권선으로 구성되어 있으며, 바이폴라 구동을 위해 펄스폭 변조부(230)에 스너버 캐패시터(Csb)가 채용되어 있다.
[도 16]에는 고주파 변압부(220)의 센터탭 권선 2차측과 펄스폭 변조부(230)와 저역통과 필터부(240)가 구체적으로 도시되어 있고, 고주파 펄스 발생부(210)와 고주파 변압부(220)의 1차측은 블랙박스로 나타나 있다. 고주파 펄스 발생부(210)와 고주파 변압부(220)의 1차측은 [도 17]에 제시된 것과 같은 다양한 회로 토폴로지가 가능하고, 바이폴라 구동을 위해 펄스폭 변조부(230)에 작은 용량의 스너버 캐패시터(Csb)가 추가되어 있다.
[도 18]은 본 발명에서 펄스폭 변조부(230)를 바이폴라 동작시킬 경우에 오디오 출력신호 Vout > 0 일 때의 상세 동작 파형을 나타내는 도면이고, [도 19]는 Vout > 0 인 경우에 고주파 펄스 발생부(210)의 스위칭 한 주기 동안 각 시간 구간별 도통 경로를 나타내는 도면이다. 이때, [도 19]의 (c)와 (f)는 각 시간 구간별 스너버 캐패시터(Csb)의 충전 경로를 나타낸다.
또한, [도 20]는 본 발명에서 펄스폭 변조부(230)를 바이폴라 동작시킬 경우에 오디오 출력신호 Vout < 0 일 때의 상세 동작 파형을 나타내는 도면이고, [도 21]은 Vout < 0 인 경우에 고주파 펄스 발생부(210)의 스위칭 한 주기 동안 각 시간 구간별 도통 경로를 나타내는 도면이다. 이때, [도 21]의 (c)와 (f)는 각 시간 구간별 스너버 캐패시터(Csb)의 충전 경로를 나타낸다.
[도 18] 및 [도 20]을 참조하면, 본 발명에서 고주파 펄스 발생부(210)와 펄스폭 변조부(230)의 주파수와 위상은 동기 방식으로 구성될 수 있다. 이때, 고주파 펄스 발생부(210)의 주파수는 펄스폭 변조부(230)의 주파수보다 크거나 작게 설정될 수 있다. 그러나, 본 발명의 범위는 이에 제한되지 않으며, 고주파 펄스 발생부(210)와 펄스폭 변조부(230)의 주파수와 위상이 비동기된 유니폴라 구동방식 및 바이폴라 구동방식의 경우도 적용 가능하다.
한편, 고주파 펄스 발생부(210)가 [도 17]의 (a)에 도시된 풀브리지 토폴로지로 구성되는 경우에는 스위치 M1, M2가 하나의 그룹을 이루고 있고 스위치 M3, M4가 또 다른 하나의 그룹을 이루고 있으며, 이들 2개의 스위치 그룹은 [도 18] 및 [도 20]과 같이 고정주파수 및 50% 고정듀티로 동작한다. 또한, 고주파 펄스 발생부(210)가 [도 17]의 (b)에 도시된 하프브리지 토폴로지 또는 [도 17]의 (c)에 도시된 푸쉬풀 토폴로지로 구성되는 경우에는 스위치 M1, M2가 고정주파수 및 50% 고정듀티로 서로 상보적으로 동작한다.
100 : 절연형 Class D 오디오 앰프
110, 210 : 고주파 펄스 발생부
120, 220 : 고주파 변압부
130, 230 : 펄스폭 변조부
140, 240 : 저역통과 필터부
150 : 앰프 제어부
151 : 스케일러
152 : 감산기
153 : 스위칭 제어부

Claims (4)

  1. 풀브리지 회로, 하프 브리지 회로, 푸시풀 회로 중 어느 하나를 구비하고 이에 의해 직류 입력전원(Vin)을 고속 스위칭하여 고주파 펄스 신호(Vpg)를 생성하는 고주파 펄스 발생부(210);
    2차측이 센터탭 권선으로 구성된 내부의 센터탭 절연 트랜스포머 소자를 통해 앰프 출력단을 상기 직류 입력전원(Vin)으로부터 전기적으로 절연하고 상기 고주파 펄스 신호(Vpg)로부터 상기 센터탭 절연 트랜스포머 소자의 턴비에 의해 상기 직류 입력전원(Vin) 레벨의 펄스 진폭을 승압 또는 강압 조정한 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 생성하는 고주파 변압부(220);
    상기 고주파 변압펄스 신호(Vpm)에 대한 전류흐름 경로를 구성하는 복수의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 바이폴라 동기 방식, 유니폴라 비동기 방식, 바이폴라 비동기 방식 중 어느 하나의 방식으로 스위칭 제어하는 스위치 구동신호(Vqsw)에 따라 온 오프 스위칭함으로써 상기 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 상기 스위치 구동신호(Vqsw)에 대응하여 바이폴라 동기 방식, 유니폴라 비동기 방식, 바이폴라 비동기 방식 중 어느 하나의 방식으로 펄스폭 변조한 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)를 생성하는 펄스폭 변조부(230);
    상기 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)를 저역통과 필터링하여 오디오 출력신호(Vout)를 생성하는 저역통과 필터부(240);
    상기 저역통과 필터부(240)가 출력하는 상기 오디오 출력신호(Vout)를 피드백받고, 오디오 입력신호(Vs)와 상기 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차에 대응하여 고주파수의 캐리어 신호(Vcar)로부터 상기 펄스폭 변조부(230)의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 바이폴라 동기 방식, 유니폴라 비동기 방식, 바이폴라 비동기 방식 중 어느 하나의 방식에 따라 온 오프 스위칭하기 위한 상기 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성하여 상기 펄스폭 변조부(230)로 제공하는 앰프 제어부(150);
    상기 펄스폭 변조부(130)의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)가 구성하는 상이한 전류흐름 경로 간을 상호 연결하여 바이폴라 동기 방식, 유니폴라 비동기 방식, 바이폴라 비동기 방식 중 어느 하나의 방식으로 상기 펄스폭 변조부(130)가 스위칭할 때에 스위칭 과도 구간 동안 발생하는 전류와 전압의 링잉을 흡수하는 기능을 수행하거나 에너지 회생구간 동안에 오디오 출력단(Cf)으로부터 뽑아져 나오는 전기에너지를 임시 저장하였다가 이후의 에너지 전달구간에서 그 임시 저장한 전기에너지를 오디오 출력단(Cf)으로 전달하여 부하 에너지로 사용하도록 하는 기능을 수행하는 스너버 캐패시터(Csb);
    를 포함하여 구성되고,
    상기 고주파 변압부(220)의 센터탭 절연 트랜스포머 소자는 상기 고주파 펄스 발생부(210)의 내부 스위칭 트랜지스터(M1 ~ M4)의 기생 캐패시터로부터 전기에너지를 빼주는 경로를 형성하도록 구성되고,
    상기 고주파 펄스 발생부(210)는 상기 직류 입력전원(Vin)을 고정주파수 및 50% 고정듀티로 고속 스위칭하여 상기 고주파 펄스 발생부(210)의 내부 스위칭 트랜지스터(M1 ~ M4)에 대한 영전압 스위칭을 수행하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 센터탭 변압기와 스너버 캐패시터를 이용한 절연형 Class D 오디오 앰프.
  2. 삭제
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 앰프 제어부(150)는,
    상기 오디오 입력신호(Vs)와 상기 오디오 출력신호(Vout) 간의 전압 스케일을 매칭시키기 위한 스케일러(151);
    상기 오디오 입력신호(Vs)와 상기 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차 값을 획득하는 감산기(152);
    상기 오차 값이 영(0)으로 수렴하도록 상기 오디오 출력신호(Vout)를 증가 혹은 감소시키기 위하여 고주파수의 캐리어 신호(Vcar)로부터 상기 펄스폭 변조부(230)의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 바이폴라 동기 방식, 유니폴라 비동기 방식, 바이폴라 비동기 방식 중 어느 하나의 방식에 따라 온 오프 스위칭하는 상기 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성하여 상기 펄스폭 변조부(230)로 제공하는 스위칭 제어부(153);
    를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 센터탭 변압기와 스너버 캐패시터를 이용한 절연형 Class D 오디오 앰프.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 고주파 변압부(220)는,
    자신의 공진주파수가 상기 고주파 펄스 발생부(210)의 스위칭 주파수(fpg)에 매칭되어 공진조건을 이루고 상기 센터탭 절연 트랜스포머 소자의 1차측 또는 2차측과 직렬 연결 구성된 LC 공진탱크(Lr, Cr);
    를 구비하는 것을 특징으로 하는 센터탭 변압기와 스너버 캐패시터를 이용한 절연형 Class D 오디오 앰프.
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