CN102195577A - D类功率放大器 - Google Patents

Abstract

一种D类功率放大器，包括切换电源部、同步信号生成部和D类功率放大部。同步信号生成部从切换电源部获得具有为第一频率的“n”倍的第二频率的时钟信号。D类功率放大部包括比较输入信号与反馈信号的比较器、切换从同步信号生成部馈送的电源的第二切换部、平滑来自第二切换部的输出信号的滤波器部和将延迟后的输出信号与来自同步信号生成部的时钟信号组合以生成反馈信号的组合部。当来自滤波器部的输出信号的电平为低时，D类功率放大部被调整成引起在与第二频率大致相同的频率的自振荡操作。

Description

D类功率放大器

技术领域

本发明涉及一种D类功率放大器，并且更具体地，涉及一种使得能够减小拍频噪声(beat noise)并且适合于放大音频信号的功率的D类功率放大器。

背景技术

迄今为止，已知的自激D类功率放大器包括：集成电路；比较器，其接收来自集成电路的输出作为输入；切换电路，其由来自比较器的输出激活(activate)；和低通滤波器，其连接至切换电路的输出侧。借助于第一反馈电路将反馈从低通滤波器的输出端子施加到比较器。借助于第二反馈电路将另一反馈从低通滤波器的输出端子施加到集成电路的输入端子(参见JP-B-61-21007)。

JP-A-2006-60580中描述了一种使用切换电源的D类功率放大器。当通过切换电源将电力馈送至D类放大电路时，D类放大电路的切换频率f1与切换电源的切换频率f2之差，即Δf＝abs(f1-f2)，引起拍频噪声，其进而使音质劣化。鉴于此，使D类放大电路的切换频率与切换电源的切换频率彼此同步，从而减小拍频噪声。

JP-A-2006-60580中描述的D类放大器(数字放大模块100)的脉冲调制器120包括逻辑电路(D触发器174)，其被设置在PWM回路中并且与时钟信号同步(JP-A-2006-60580的图3)。在该构造中，由于D触发器174被插入到回路中的任意点，所以D类放大器不能与输入同步时钟信号不同步地执行操作。

在JP-B-61-21007中描述的目前的自激D类放大器中，当放大器的输出电平变大时，自激的频率通常会减小，从而使输出的总谐波失真(THD)减小。同时，根据JP-A-2006-60580中描述的技术，放大器不能与外部时钟信号不同步地执行操作。因此，当产生大的输出时，从输出端子到输入端子的负反馈量减小，并且THD变差。

此外，需要将稳定的时钟信号馈送给JP-A-2006-60580中所描述的D触发器174。为此，采用PLL电路176作为同步时钟信号发生器。然而，PLL电路具有复杂的构造并且由于电路的整个规模的增加而造成不便。

发明内容

本发明的目的是在不增大电路规模的情况下减小使用切换电源的D类功率放大器中的拍频噪声并且防止在输出电平为高时会引起的THD劣化。

为了实现该目的，本发明的D类功率放大器包括：

切换电源部，包括：

第一切换部，其以第一频率切换具有预定电压的DC电源输出；

变压器部，其将来自第一切换部的输出输入至其初级线圈，并且从其次级线圈获得转换后的输出；

整流部，其对从变压器部的次级线圈获得的转换后的输出进行整流；和

反馈部，其通过从整流部将反馈施加到第一切换部来控制第一切换部的切换，以使来自整流部的转换后的输出的电压保持恒定；

同步信号生成部，其包括滤波器电路，该滤波器电路从切换电源部获得具有第二频率的时钟信号，该第二频率为第一频率的“n”倍，其中“n”为等于或大于2的整数；和

D类功率放大部，包括：

比较器，其将输入信号与反馈信号进行比较；

第二切换部，其根据来自比较器的输出切换从整流部馈送的电源；

滤波器部，其平滑来自第二切换部的输出，以形成输出信号；和

组合部，其延迟来自滤波器部的输出信号的相位，并且将延迟后的输出信号与来自同步信号生成部的时钟信号组合，以生成反馈信号，

其中，D类功率放大部被调谐为引起在大致与第二频率相同的频率的自振荡操作，其中来自滤波器部的输出信号的电平低于来自同步信号生成部的时钟信号的电平。

优选地，同步信号生成部的滤波器电路为带通滤波器，其具有频率通带，该频率通带具有包括第二频率的预定频率。同步信号生成部能够通过使用带通滤波器获得具有第二频率的时钟信号。

根据本发明，当来自滤波器部的输出信号的输出电平高于来自同步信号生成部的时钟信号的电平时，执行与同步于切换电源的时钟信号不同步的自激D类功率放大器的原始操作，从而防止了在高输出时将会引起的THD的劣化。当来自滤波器部的输出信号的输出电平低于来自同步信号生成部的时钟信号的电平时，D类功率放大部执行与同步于切换电源的时钟信号同步的操作(外部振荡操作)，从而能够防止可听拍频噪声的出现。由于人在扬声器的输出为低时会察觉到拍频噪声，所以防止在扬声器的输出为低电平时出现拍频噪声的能力是非常有利的。此外，根据本发明，既避免了使用具有高模拟质量的逻辑电路(例如，结合JP-A-2006-60580描述的D触发器174)，又没有使用用作同步时钟发生器的PLL电路。放大器的整个电路规模变小。

附图说明

通过参照附图对本发明的优选示例性实施例进行详细描述，本发明的以上目的和优点将更加明显，附图中：

图1是示出本发明的自激D类放大器的总体结构的总览的框图；以及

图2是图1中所示的放大器的详细框图。

具体实施方式

下面，将参照附图来描述本发明的实施例。

图1示出了本发明的自激D类放大器的总体结构。D类放大器1包括自激D类功率放大部11、切换模式电源(切换电源)12和同步信号生成部13。外部装置2是用于馈送模拟声学信号(输入信号)的源。自激D类功率放大部11是高效率功率放大部，其通过切换电路对输入信号进行脉宽调制(PWM)并放大信号的功率。从外部装置2发送的模拟声学输入信号在功率放大部中被放大并且从扬声器4作为声音发出。切换模式电源部12是功率转换器，其通过使用反馈电路、切换元件、变压器等对市电电源(AC 100V等)3的电功率进行整流并将AC电源转换成DC电源，以馈送恒定电压。转换后的DC电源将电功率馈送至包括功率放大部11的D类功率放大器1中的各部。

图2是示出图1中所示的D类放大器1的详细构造的框图。

现在，描述自激D类功率放大部11。自激D类功率放大部11的操作的要点在于，输入级放大器(积分器)21和比较器23将模拟声学信号转换成脉宽调制(PWM)信号，切换电路24通过PWM信号开启和断开。从切换电路24输出的放大的PWM信号通过低通滤波器25解调成模拟声学信号。从低通滤波器25输出的模拟声学信号(输出信号)被输出至负载，例如扬声器。

输入级放大器21包括差分放大器22以及布置在差分放大器22的输出端子与负输入端子之间的电容器C1。来自外部装置2的输入信号被输入至差分放大器22的正输入端子。差分放大器22的负输入端子经由第二反馈电路27连接至低通滤波器25的输出端子。

从输入级放大器21输出的输入级输出信号被输入至比较器23的正输入端子。从低通滤波器25的输出获得的反馈信号经由第一反馈电路26输入至比较器23的负输入端子。比较器23比较经过比较器23的正输入端子的来自输入级放大器21的输入级输出信号与经过比较器23的负输入端子输入的反馈信号，并且基于比较器23的比较结果生成脉宽调制信号(PWM信号)。比较器23在输入级输出信号大于反馈信号期间输出高侧脉冲(具有正电压值)。而且，比较器23在输入级输出信号小于反馈信号期间输出低侧脉冲(具有负电压值)。包括比较器23、切换电路24、低通滤波器25和第一反馈路径26的回路具有足够的增益并且以频率fo执行自振荡，在所述频率fo下，比较器23的输入与第一反馈路径26的输出之间的相位滞后达到180°。在该回路中，由输入信号的电压幅值表示的电平信息被转换成由PWM信号的脉宽表示的时间信息，由此，与输入信号相当的PWM信号从比较器23输出至切换电路24。

从比较器23输出的PWM信号输入至切换电路24。切换电路24在输出级包括具有推挽构造的两个切换元件。切换电路24被馈送有来自稍后将要描述的电源部12的整流部44的正源电压和负源电压。切换元件通常由晶体管或FET构成。切换电路24以与输入的PWM信号的脉宽相等的间隔交替地激活和去激活(deactivate)这两个切换元件，由此，切换电路24通过使用由电源部12馈送的电功率而输出功率放大的PWM信号。

包括电感器L1和电容器C2的低通滤波器(LC滤波器)25连接至切换电路24的后级。从切换电路24输出的功率放大的PWM信号输入至低通滤波器25。低通滤波器25从自切换电路24输出的功率放大的PWM信号中移除高频成分，从而从PWM信号中解调模拟声学信号。当输入信号的电平为0时，PWM信号的占空比(脉宽与一个周期之比)达到50％，并且来自低通滤波器25的输出信号的电平也为0。当声学信号输入至差分放大器22时，PWM信号的脉宽也根据输入声学信号的电平而变化。结果，来自低通滤波器25的输出信号的电平也与脉宽的时间成比例地变化。如果高侧脉冲的宽度相对于PWM信号变长，则来自低通滤波器25的输出信号将被放大至正域(domain)。反之，当低侧脉冲的宽度相对于PWM信号的一个周期较长时，来自低通滤波器25的输出信号被放大至负域。来自低通滤波器25的输出信号(模拟声学信号)被输出至连接到低通滤波器25的输出端子的负载，例如，扬声器。

来自低通滤波器25的输出信号经由第一反馈电路26输入至比较器23的负输入端子。第一反馈电路26由包括电阻器R1、R2、R4和电容器C3的延迟电路构成。第一反馈电路26用作用于以自振荡方式在比较器23中执行PWM调制的反馈电路。通过改变第一反馈电路26的相位滞后，能够调整在输入信号为0时达到的PWM信号的自振荡频率fo。

来自低通滤波器25的输出信号经由第二反馈电路27输入至差分放大器22的负输入端子。第二反馈电路27具有电阻器R5和R6。具体来说，扬声器输出信号(来自低通滤波器25的输出信号)以及通过由电阻器R5和R6分压接地电势而确定的电压被输入至差分放大器22的负输入端子。第二反馈电路27确定包括反馈电路26和27以及输入级放大器21的整体D类放大器的增益和频率特性。第二反馈电路27用作用于使输出至扬声器4的输出电压与输入至差分放大器22的正输入端子的输入电压成比例的反馈电路。

包括输入级放大器21、比较器23、切换电路24、低通滤波器25、第一反馈电路26和第二反馈电路27的自激D类放大器是一种已知构造并且在例如JP-B-61-21007中公开了该构造。

仅图2中所示的自激D类功率放大部11(即，没有同步信号生成部13的自激D类功率放大部11)的自振荡频率取决于从低通滤波器25输出的扬声器输出信号(声学信号)的电压值。具体来说，当从切换电路24输出的PWM信号的占空比根据输入至自激D类功率放大部11的声学信号的电平的变化而变化时，自振荡频率也变化。具体来说，当扬声器输出信号的电平变高时，自振荡频率变低，由此，输出的总谐波失真(THD)能够得到抑制。此外，如果切换电源用于仅包括图2中所示的自激D类功率放大部11的构造以作为电源，则将会如提到的现有技术中所描述的那样出现拍频噪声。

因此，本实施例的D类放大器1如图2所示地包括电源部12和同步信号生成部13，以解决前述问题。下面，将描述该构造。

切换模式电源部12是外部激励切换电源，并且包括功率因数控制和整流部41、切换部42、变压器部43和整流部44。功率因数控制和整流部41对AC市电电源进行整流，并且执行功率因数控制，以便提高功率因数。切换部42通过使切换元件执行切换操作而将通过功率因数控制和整流部41整流的DC功率转换成高频AC功率。切换部42具有频率大约为70kHz的内置振荡器。切换部42通过以70kHz的频率执行切换操作而将电功率转换成AC电压。变压器部43的初级线圈从切换部42接收高频AC电压，作为初级输入，并且将能量传送至变压器部43的次级线圈，从而实现电压转换。通过整流部44整流并且平滑来自变压器部43的次级线圈的输出，并且将这样整流、平滑后的输出馈送至功率放大部11的输出级。为了保持次级电压恒定，整流部44检测输出电压并且通过以输出电压变为恒定的方式对切换部42施加反馈来控制切换操作(占空比)。电功率从另一未示出的电源部(功率放大部11前级的电源部)馈送至除功率放大部11的输出级以外的部。

同步信号生成部13包括具有电感器L11和电容器C11的LC电路31、具有电感器L12和电容器C12的LC电路32、放大晶体管33、电阻器R7和R8以及电容器C4。LC电路31的谐振频率被设定为340kHz，并且LC电路32的谐振频率被设定为360kHz。同步信号生成部13从而用作带通滤波器(BPF)，其分别在340kHz和360kHz下呈现峰值，并且取峰值之间的频率350kHz作为中心。因此，从由电源部12以70kHz的频率切换的AC电源获得与电源部12的切换操作同步的350kHz时钟信号。该350kHz时钟信号经由耦合电容器C4和电阻器R3从同步信号生成部13输入至功率放大部11的第一反馈电路26的反馈点(即，比较器23的负输入端子)。

(1)当输出信号的电平为低时，从同步信号生成部13输出的350kHz时钟信号示出比经由第一反馈电路26从低通滤波器25反馈回的信号更强的作用，因而，功率放大部11执行与时钟信号同步的自振荡操作(即，类外部振荡操作)。(2)当输出信号的电平为高时，经由第一反馈电路26从低通滤波器25反馈回的信号示出比从同步信号生成部13输出的350kHz时钟信号更强的作用。结果，功率放大部11被从由时钟信号引起的同步状态解除，从而执行特定的振荡(自激操作)。因此，在情形(1)中，执行外部振荡操作，其中，功率放大部11的切换频率与电源部12的切换频率彼此同步。因而，能够防止拍频噪声的出现。同时，在情形(2)中，第一反馈电路26的反馈量较大，因而执行自激操作，从而能够抑制THD。

“外激”D类功率放大器具有三角波振荡电路，用于振荡PWM调制中使用的三角波。本发明的D类功率放大器不具有三角波振荡电路，并且基本电路构造属于自振荡类型。在情形(1)中，从切换电源获得的并且与切换电源的切换操作同步的时钟信号被施加到用于执行自激D类功率放大器的PWM调制比较器的反馈信号。结果，当输入信号的电平为低时(一般为0电平，即，当不存在输入信号时)，执行与时钟信号同步的自振荡操作，由此，执行类似于外部振荡操作的操作。从这个意义来说，在情况(1)中使用表述“类外部振荡操作”。

自激D类功率放大部11的电路构造不限于图2中所示的电路。本发明也可以适用于任何电路构造的另外的自激D类功率放大器。

电源部12的切换频率被设定为70kHz，且自激D类功率放大部11的自振荡频率被调谐为350kHz。然而，本发明不限于该组合。能够在设计阶段任意选择电源的振荡频率和D类功率放大部的振荡频率。对于选择的要求仅在于，D类功率放大部的振荡频率为电源部的振荡频率的整数(“n”)倍。例如，电源部的振荡频率可以被设定为80kHz，并且D类功率放大部的振荡频率能够被设定为480kHz。

尽管滤波器31的谐振频率与滤波器32的谐振频率之差被设定为20kHz，但是也可以根据电源部12的振荡频率的稳定的程度等而适当地改变该差值。例如，该差值可以被设定为16kHz或26kHz。作为该程度的选择的范围被包括在差值设定中的结果，即使当在电源部12的切换频率中出现了轻微偏差时，也能够防止时钟信号的电平过度变化。然而，这两个谐振频率必须被设定成能够充分地衰减电源的次级绕组的信号中除前述具有整数(“n”)倍的谐波以外的谐波。

尽管本实施例的自激D类功率放大部1具有与JP-B-61-21007的图4中所示的构造相似的构造。然而，本发明还可以适用于包括具有除上述构造以外的构造的自激D类功率放大部的功率放大器。例如，即使在JP-B-61-21007的图1和图6中所示的构造以及美国专利No.7113038中公开的构造的情形中，根据需要将来自同步信号生成部13的时钟信号添加至用于每个构造的自振荡操作的反馈信号，由此，能够执行与本发明所描述的操作相似的操作。

尽管已经针对具体优选实施例而对本发明进行示出和描述，但对于本领域技术人员而言显而易见的是，可以在本发明的教导的基础上进行各种改变和修改。显然，这样的改变和修改落入在由随附的权利要求书所限定的本发明的精神、范围和意图内。

本申请基于2010年3月18日提交日本专利申请No.2010-062601，其内容通过引用而并入这里。

Claims (3)

1.一种D类功率放大器，包括：

切换电源部，所述切换电源部包括：

第一切换部，所述第一切换部以第一频率切换具有预定电压的DC电源输出；

变压器部，所述变压器部将来自所述第一切换部的输出输入至所述变压器部的初级线圈，并且从所述变压器部的次级线圈获得转换后的输出；

整流部，所述整流部对从所述变压器部的所述次级线圈获得的所述转换后的输出进行整流；和

反馈部，所述反馈部通过从所述整流部将反馈施加到所述第一切换部来控制所述第一切换部的切换，以使来自所述整流部的转换后的输出的电压保持恒定；

同步信号生成部，所述同步信号生成部包括滤波器电路，所述滤波器电路从所述切换电源部获得具有第二频率的时钟信号，所述第二频率为所述第一频率的“n”倍，其中“n”为等于或大于2的整数；和

D类功率放大部，所述D类功率放大部包括：

比较器，所述比较器将输入信号与反馈信号进行比较；

第二切换部，所述第二切换部根据来自所述比较器的输出切换从所述整流部馈送的电源；

滤波器部，所述滤波器部平滑来自所述第二切换部的输出，以形成输出信号；和

组合部，所述组合部延迟来自所述滤波器部的输出信号的相位，并且将延迟后的输出信号与来自所述同步信号生成部的时钟信号组合，以生成所述反馈信号，

其中，所述D类功率放大部被调谐成引起在与所述第二频率大致相同的频率的自振荡操作，其中来自所述滤波器部的所述输出信号的电平低于来自所述同步信号生成部的所述时钟信号的电平。

2.根据权利要求1所述的D类功率放大器，其中，所述同步信号生成部的所述滤波器电路为带通滤波器，所述带通滤波器具有频率通带，所述频率通带具有包括所述第二频率的预定频率宽度。

3.根据权利要求2所述的D类功率放大器，其中，所述带通滤波器由第一LC电路和第二LC电路构成；并且

其中，所述第一LC电路的谐振频率不同于所述第二LC电路的谐振频率。

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