JP6651835B2 - 電力増幅器 - Google Patents

Description

この発明は、電力増幅器に係り、特にギターアンプとして好適な電力増幅器に関する。

近年、オーディオ用電力増幅器として、Ｄ級増幅器等、半導体素子を利用した電力増幅器が普及している。例えばＤ級増幅器は、入力オーディオ信号に応じてパルス幅変調されたＰＷＭパルス列により出力段トランジスタのＯＮ／ＯＦＦ切り換えを行い、この出力段トランジスタを介して電源からの電流をスピーカに供給する。このＤ級増幅器は、出力インピーダンスが極めて低く、従って出力段トランジスタの損失が極めて少なく、効率的にスピーカに電力を供給することができる。具体的には、スピーカの内部インピーダンスが８〜１６Ω程度であるのに対し、Ｄ級増幅器の出力インピーダンスはほぼ０Ωである。また、通常、Ｄ級増幅器では、スピーカに与えられる電圧が入力部に負帰還され、入力オーディオ信号と負帰還信号との差分に応じてＤ級増幅器のゲインが制御される。従って、Ｄ級増幅器によれば、常に、入力オーディオ信号に対応した電圧をスピーカに供給する定電圧駆動を行うことができる。なお、Ｄ級増幅器に関する先行技術文献として例えば特許文献１がある。

特表２００５−５２３６３１号公報

半導体素子を利用した電力増幅器が普及している今日においても、エレキギターの出力信号を増幅するギターアンプとしては、未だに真空管増幅器が多く用いられている。この真空管増幅器によれば、半導体素子を利用した電力増幅器に比べて、大音量で演奏者に好まれる品質の音をスピーカから放音させることができるからである。

この真空管増幅器を用いた場合の再生音の音質に大きな影響を与える要因として、真空管増幅器に用いられる電源の特性がある。さらに詳述すると、真空管増幅器では、内部キャパシタを有し、かつ、比較的大きな内部インピーダンスを有する電源が使用される。この結果、真空管増幅器では、連続最大電力に比べて大きな瞬間最大電力が得られ、瞬間的な大音量での放音が実現される。そして、真空管増幅器では、この電源の特性と真空管増幅器の定電流出力特性とにより独特な音質の再生音が実現される。

しかし、真空管増幅器は、大型となり、かつ、重量も嵩むので取り扱いに不便である。また、真空管増幅器は、出力段として出力インピーダンスの高い５極管が使用されているため、出力段の損失が大きく、効率的に負荷（スピーカ）を駆動することができない問題がある。

そこで、効率的な負荷の駆動を実現する場合には、Ｄ級増幅器を用いる必要がある。この場合において、Ｄ級増幅器により真空管増幅器と同様な音響再生を実現するために、例えば真空管増幅器に用いられる電源をＤ級増幅器に用いるといった方法が考えられる。しかし、真空管増幅器の電源は、Ｄ級増幅器の電源に比べて内部インピーダンスが高い。このような内部インピーダンスの高い電源をＤ級増幅器に用いた場合、定電圧駆動が困難になり、Ｄ級増幅器としての機能が損なわれる問題が発生する。

この発明は以上のような事情に鑑みてなされたものであり、Ｄ級増幅器としての機能を損なうことなく、真空管増幅器等、Ｄ級増幅器とは異なる電源を用いた増幅器と同様な音響再生の実現を可能にする電力増幅器を提供することを目的としている。

この発明は、入力部を有し、前記入力部に入力される信号に応じて出力段であるスイッチング素子をスイッチングし、前記スイッチング素子を介して負荷に電源からの電流を出力するＤ級増幅部と、前記Ｄ級増幅部の入力部に対して入力信号を供給する手段であって、前記負荷に流れる電流を所定の内部インピーダンス特性を有する仮想電源から出力させた場合の当該仮想電源の仮想出力電圧に応じて、前記入力信号の振幅を調整する入力信号供給手段とを具備することを特徴とする電力増幅器を提供する。

この発明によれば、負荷に流れる電流を仮想電源から出力させた場合の当該仮想電源の仮想出力電圧に応じて、Ｄ級増幅器の入力部に対する入力信号の振幅が調整され、Ｄ級増幅部から負荷に与えられる信号の振幅が調整される。従って、Ｄ級増幅器としての機能を損なうことなく、各種の仮想電源を用いた増幅器における音響再生を再現することができる。

この発明の一実施形態である電力増幅器の構成を示す回路図である。 同実施形態における仮想電源の等価回路の構成を示す回路図である。 同実施形態における入力信号供給部のＤＳＰの信号処理の内容を示すブロック図である。 フルレンジスピーカのインピーダンスの周波数特性を例示する図である。 Ｄ級増幅器および真空管増幅器の出力電圧の周波数特性を示す図である。 同電力増幅器の出力電流特性を従来例、参考例と比較しつつ示す図である。 真空管増幅器の電源電圧の出力信号の波形を例示する波形図である。 この発明の他の実施形態である電力増幅器の構成を示す回路図である。

以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。
図１は、この発明の一実施形態である電力増幅器１の構成を示す回路図である。なお、図１では電力増幅器１の構成の理解を容易にするため、同電力増幅器１の負荷であるスピーカＳＰが併せて図示されている。

図１に示すように、電力増幅器１は、入力信号供給部５０と、Ｄ級増幅部１００と、負荷電流帰還回路２００と、フィルタ電流帰還回路３００とを有する。

入力信号供給部５０は、電力増幅器１に対して入力されるオーディオ信号ＡＩＮの振幅を調整し、入力信号ＡＩＮ’としてＤ級増幅部１００に供給する回路である。本実施形態による電力増幅器１は、エレキギターアンプとして使用される場合がある。この場合、エレキギターの出力信号がオーディオ信号ＡＩＮとして入力信号供給部５０に供給される。なお、この入力信号供給部５０の詳細については後述する。

Ｄ級増幅部１００は、オペアンプ（またはコンパレータ）１１０と、出力段１２０と、フィルタ１３０と、帰還抵抗１４０とを有する。

オペアンプ１１０は、Ｄ級増幅部１００の入力信号が入力される入力部をなす回路である。このオペアンプ１１０の非反転入力端には、上述した入力信号供給部５０から入力信号ＡＩＮ’が入力される。

出力段１２０は、スイッチング素子として、正電源＋Ｂと出力段１２０の出力端子１２３との間に介挿されたトランジスタ１２１と、負電源−Ｂと出力段１２０の出力端子１２３との間に介挿されたトランジスタ１２２を有する。好ましい態様において、このトランジスタ１２１および１２２は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ；金属―酸化膜−半導体構造の電界効果トランジスタ）である。出力段１２０は、オペアンプ１１０の出力信号に応じて、トランジスタ１２１をＯＮ、トランジスタ１２２をＯＦＦとして正電源＋Ｂを出力端子１２３に接続し、あるいはトランジスタ１２１をＯＦＦ、トランジスタ１２２をＯＮとして負電源−Ｂを出力端子１２３に接続する。従って、出力段１２０の出力信号の波形は矩形波となる。

フィルタ１３０は、出力段１２０の出力信号から、オーディオ帯域以上の高域成分を除去し、残ったオーディオ帯域の周波数成分をスピーカＳＰに供給するローパスフィルタである。このフィルタ１３０は、インダクタ１３１およびキャパシタ１３２を有する。ここで、インダクタ１３１は、出力段１２０の出力端子１２３とスピーカＳＰの一端との間に介挿されている。また、キャパシタ１３２は、一端がインダクタ１３１およびスピーカＳＰ間のノード１３３に接続され、他端はフィルタ電流帰還回路３００の電流検出抵抗３１０を介して接地されている。すなわち、キャパシタ１３２は、負荷であるスピーカＳＰに並列接続されている。

帰還抵抗１４０は、インダクタ１３１およびスピーカＳＰの間のノード１３３と、オペアンプ１１０の反転入力端との間に介挿されている。この帰還抵抗１４０は、スピーカＳＰに対する出力電圧をＤ級増幅部１００の入力部たるオペアンプ１１０に帰還させ、Ｄ級増幅部１００を自励発振させる自励発振用帰還ループを構成している。Ｄ級増幅部１００は、所定の自励発振周波数で発振しつつ、入力信号ＡＩＮ’に基づいてパルス幅変調されたＰＷＭパルス列を出力段１２０から出力する。フィルタ１３０は、このＰＷＭパルス列から自励発振周波数以上の高域成分を除去してスピーカＳＰに供給する役割を果たす。以上がＤ級増幅部１００の構成である。

負荷電流帰還回路２００は、Ｄ級増幅部１００の負荷であるスピーカＳＰに流れる負荷電流を入力部たるオペアンプ１１０に負帰還させる回路である。この負荷電流帰還回路２００は、電流検出抵抗２１０と、増幅部２２０と、結合部２３０とを有する。

電流検出抵抗２１０は、スピーカＳＰにおけるノード１３３と反対側の端子と接地線との間に介挿されている。増幅部２２０は、オペアンプ２２１と、抵抗２２２および２２３とにより構成されている。オペアンプ２２１の反転入力端は、抵抗２２２を介して接地されるとともに、抵抗２２３を介してオペアンプ２２１の出力端に接続されている。そして、オペアンプ２２１の非反転入力端には電流検出抵抗２１０の両端間電圧が与えられる。従って、増幅部２２０は、抵抗２２２の抵抗値をＲａ、抵抗２２３の抵抗値をＲｂとした場合、電流検出抵抗２１０の両端間電圧を（Ｒａ＋Ｒｂ）／Ｒａのゲインで増幅して出力する。本実施形態では、このように電流検出抵抗２１０の両端間電圧が増幅部２２０により十分な大きさの電圧に増幅されるので、電流検出抵抗２１０の抵抗値を小さくすることができる。結合部２３０は、増幅部２２０の出力端とオペアンプ１１０の反転入力端との間に直列に介挿された抵抗２３１およびキャパシタ２３２からなる。この結合部２３０は、負荷電流帰還回路２００を介して行われる負帰還の帰還量の周波数特性を調整する役割を果たす。

フィルタ電流帰還回路３００は、フィルタ１３０のキャパシタ１３２に流れる電流をＤ級増幅部１００の入力部たるオペアンプ１１０に負帰還させる回路であり、上述した電流検出抵抗３１０と、結合部３２０とにより構成されている。ここで、結合部３２０は、電流検出抵抗３１０およびキャパシタ１３２間の接続ノードとオペアンプ１１０の反転入力端との間に直列に介挿された抵抗３２１およびキャパシタ３２２からなる。この結合部３２０は、フィルタ電流帰還回路３００を介して行われる負帰還の帰還量の周波数特性を調整する役割を果たす。

次に入力信号供給部５０について説明する。この入力信号供給部５０は、負荷であるスピーカＳＰに流れる電流を所定の仮想電源から出力させた場合の当該仮想電源の出力電圧である仮想出力電圧を求め、この仮想出力電圧に応じて、Ｄ級増幅部１００の入力部に対する入力信号ＡＩＮ’の振幅を調整する回路である。本実施形態における所定の仮想電源は、所定の内部インピーダンス特性を有するものであり、本実施形態では、仮想電源として、内部インピーダンスの大きな真空管増幅器の電源を想定している。

このような入力信号供給部５０をＤ級増幅部１００の前段に設けた理由は次の通りである。一般的に真空管増幅器では、Ｄ級増幅器の電源に比べて、内部インピーダンスの大きな電源が用いられる。真空管増幅器を利用した音響再生では、この電源から真空管増幅器を介してスピーカに負荷電流が流れる際に、スピーカのインピーダンスの変動に応じて、負荷電流が大きく変動する。従って、この電源の内部において負荷電流により大きな電圧降下が発生し、この電圧降下がスピーカからの再生音の音質を作り出す一因となっている。

このような真空管増幅器と同様な音質の音響再生を実現するために、Ｄ級増幅部１００の出力段１２０の電源として、真空管増幅器に用いられているような内部インピーダンスの大きな電源をそのまま使用することも考えられる。

しかし、急峻な変動をするオーディオ信号に高速に過渡応答する増幅動作を実現するためには、内部インピーダンスの小さな電源を使用する必要がある。真空管増幅器に用いられる電源は、内部インピーダンスが大きいので、上述のような過渡応答に優れた電力増幅を実現することができない。

そこで、本実施形態では、Ｄ級増幅部１００の出力段１２０の電源としては、通常のＤ級増幅器と同様な内部インピーダンスの小さな電源＋Ｂ、−Ｂが使用され、その代わりに、Ｄ級増幅部１００の前段に入力信号供給部５０が設けられている。

この入力信号供給部５０は、スピーカＳＰに流れる負荷電流を仮想電源（本実施形態では真空管増幅器の電源）から出力させたときの仮想電源の出力電圧である仮想出力電圧を求め、この仮想出力電圧に応じて入力信号ＡＩＮ’の振幅を調整する手段である。例えばトランジスタ１２１がＯＮとなり、電源＋Ｂからトランジスタ１２１を介してスピーカＳＰに負荷電流Ｉが流れたとする。また、この負荷電流Ｉを仮想電源から出力させたとき、仮想電源の内部インピーダンスの電圧降下によって、仮想電源の仮想出力電圧が＋Ｂから＋αＢ（０＜α＜１）に低下したとする。この場合、入力信号供給部５０は、電力増幅器１に入力されるオーディオ信号ＡＩＮの振幅をα倍に調整し、この振幅調整後の信号ＡＩＮ’＝αＡＩＮをＤ級増幅部１００に供給するのである。このような入力信号の振幅調整を行うことにより、真空管増幅器と同様な音質の音響再生を実現することができる。

図１に示すように、入力信号供給部５０は、Ａ／Ｄ変換器５１と、ＤＳＰ５２と、Ｄ／Ａ変換器５３と、検波回路５４と、Ａ／Ｄ変換器５５とを有する。ここで、検波回路５４は、電流検出抵抗２１０の両端間に発生する交流電圧を全波整流し、かつ、時間軸上において均し、電流検出抵抗２１０に流れる交流電流の振幅の包絡線波形を示すアナログ信号を出力する。Ａ／Ｄ変換器５１、Ｄ／Ａ変換器５３、Ａ／Ｄ変換器５５およびＤＳＰ５２は、共通のサンプリングクロックφに同期して動作する。

さらに詳述すると、Ａ／Ｄ変換器５５は、検波回路５４が出力するアナログ信号をサンプリングクロックφによりサンプリングし、デジタル信号に変換して出力する。Ａ／Ｄ変換器５１は、電力増幅器１に入力されるオーディオ信号ＡＩＮをサンプリングクロックφによりサンプリングし、デジタル信号に変換して出力する。ＤＳＰ５２は、サンプリングクロックφに同期して、Ａ／Ｄ変換器５１および５５の各出力信号を用いたデジタル信号処理を実行し、実行結果であるデジタル信号を出力する。そして、Ｄ／Ａ変換器５３は、サンプリングクロックφに同期してＤＳＰ５２の出力信号を保持し、アナログ信号である入力信号ＡＩＮ’に変換してＤ級増幅部１００に出力する。

ここで、ＤＳＰ５２が実行するデジタル信号処理について説明する。ＤＳＰ５２は、図２に示す仮想電源５６の等価回路の動作のシミュレーションを実行することにより、後述する係数αを算出し、この係数αをＡ／Ｄ変換器５１の出力信号に乗算して出力する。なお、図２ではＤＳＰ５２の処理内容の理解を容易にするため、仮想電源５６とともに出力段１２０が図示されている。

図２に示すように、仮想電源５６は、内部直流電源Ｖｉと、内部インダクタＬと、内部抵抗Ｒと、内部キャパシタＣとを有する。ここで、内部直流電源Ｖｉの負極は接地されている。また、内部直流電源Ｖｉの正極は、内部インダクタＬと内部抵抗Ｒとを直列に介して出力段１２０の高電位電源端子（電源＋Ｂが接続された電源端子）に接続されている。そして、出力段１２０の高電位電源端子と接地線との間には内部キャパシタＣが介挿されている。真空管増幅器の電源の場合、内部インダクタＬは数十Ｈ程度、内部抵抗Ｒは数百Ω程度、内部キャパシタＣは数十μＦ程度であり、真空管増幅器の機種によって値が異なる。

この構成において、内部インダクタＬ、内部抵抗Ｒ、内部キャパシタＣの合成インピーダンスをＺとし、Ａ／Ｄ変換器５５の出力信号が示す負荷電流をＩとすると、仮想電源の仮想出力電圧Ｖｏは次式により得られる。
Ｖｏ＝Ｖｉ−ＩＺ ……（１）
上記式（１）において、インピーダンスＺ、負荷電流Ｉは、周波数ｆに依存する。このため、仮想電源の仮想出力電圧Ｖｏも周波数ｆに依存した値Ｖｏ（ｆ）となる。

そこで、ＤＳＰ５２は、過去の所定期間に入力された負荷電流Ｉのサンプル列に基づいて負荷電流Ｉの周波数特性Ｉ（ｆ）を求め、上記式（１）に従って、負荷電流Ｉの周波数特性Ｉ（ｆ）と、インピーダンスＺの周波数特性Ｚ（ｆ）とから仮想電源の仮想出力電圧Ｖｏの周波数特性Ｖｏ（ｆ）を算出する。また、ＤＳＰ５２は、仮想電源の仮想出力電圧Ｖｏの周波数特性Ｖｏ（ｆ）を出力段１２０の電源電圧＋Ｂにより除算して係数α（ｆ）＝Ｖｏ（ｆ）／Ｂを算出する。

そして、ＤＳＰ５２は、この係数α（ｆ）を用いた信号処理をＡ／Ｄ変換器５１の出力信号に対して施す。図３はこの係数α（ｆ）を用いた信号処理の内容を示すブロック図である。図３に示すように、係数α（ｆ）を用いた信号処理は、Ｎ個のＢＰＦ５０１＿ｋ（ｋ＝１〜Ｎ）と、Ｎ個の乗算器５０２＿ｋ（ｋ＝１〜Ｎ）と、Ｎ個の位相シフタ５０３＿ｋ（ｋ＝１〜Ｎ）と、加算器５０４とにより構成されている。

係数α（ｆ）は、周波数ｆに対して連続した関数であるが、本実施形態では、可聴周波数帯域内から選ばれたＮ個の代表周波数ｆｋ（ｋ＝１〜Ｎ）について係数α（ｆｋ）（ｋ＝１〜Ｎ）を算出し、信号処理に用いる。図３におけるＢＰＦ５０１＿ｋ（ｋ＝１〜Ｎ）の通過帯域の中心周波数は各々ｆｋ（ｋ＝１〜Ｎ）である。これらのＢＰＦ５０１＿ｋ（ｋ＝１〜Ｎ）は、Ａ／Ｄ変換器５１の出力信号から各々の通過帯域に属する信号を選択して出力する。

乗算器５０２＿ｋ（ｋ＝１〜Ｎ）および位相シフタ５０３＿ｋ（ｋ＝１〜Ｎ）は、係数α（ｆｋ）（ｋ＝１〜Ｎ）をＢＰＦ５０１＿ｋ（ｋ＝１〜Ｎ）の出力信号に各々乗算する手段を構成している。さらに詳述すると、係数α（ｆｋ）は、複素数であり、次式のように表すことができる。
α（ｆｋ）＝ａ（ｆｋ）・ｅｘｐ（ｊθ（ｆｋ）） ……（２）

乗算器５０２＿ｋ（ｋ＝１〜Ｎ）は、係数α（ｆｋ）（ｋ＝１〜Ｎ）の絶対値ａ（ｆｋ）（ｋ＝１〜Ｎ）をＢＰＦ５０１＿ｋ（ｋ＝１〜Ｎ）の出力信号に各々乗算して出力する。位相シフタ５０３＿ｋ（ｋ＝１〜Ｎ）は、係数α（ｆｋ）（ｋ＝１〜Ｎ）の偏角θ（ｆｋ）（ｋ＝１〜Ｎ）に対応した位相シフトを乗算器５０２＿ｋ（ｋ＝１〜Ｎ）の出力信号に各々施して出力する。そして、加算器５０４は、位相シフタ５０３＿ｋ（ｋ＝１〜Ｎ）の出力信号を加算して出力する。この加算器５０４の出力信号がＤ／Ａ変換器５３によってＤ／Ａ変換され、入力信号ＡＩＮ’としてＤ級増幅部１００に入力されるのである。
以上が本実施形態による電力増幅器１の構成である。

次に本実施形態の動作について説明する。Ｄ級増幅部１００において、出力段１２０の出力信号は、フィルタ１３０および帰還抵抗１４０を介すことにより、位相回転が付与されて、入力部たるオペアンプ１１０に帰還される。これによりＤ級増幅部１００は、自励発振する。このＤ級増幅部１００は、この自励発振周波数が入力信号ＡＩＮ’の周波数帯域に比べて十分に高くなるように設計されている。

ここで、出力段１２０の出力信号は矩形波となるが、フィルタ１３０ではキャパシタ１３２によりこの矩形波の１階積分が行われるので、ノード１３３の信号波形は三角波となる。オペアンプ１１０では、帰還抵抗１４０を介して帰還されるノード１３３の三角波と、入力信号ＡＩＮ’との比較が行われる。この結果、入力信号ＡＩＮ’によってパルス幅変調されたＰＷＭパルス列がオペアンプ１１０から出力され、このＰＷＭパルス列が出力段１２０を介してフィルタ１３０に出力される。このＰＷＭパルス列は、フィルタ１３０を介すことにより高域成分が除去され、スピーカＳＰに供給される。

具体的には、入力信号ＡＩＮ’の電圧値が０Ｖである場合、出力段１２０からデューティ比が５０％のＰＷＭパルス列が出力され、スピーカＳＰに与えられる電圧は０Ｖとなる。また、入力信号ＡＩＮ’の電圧値が０Ｖから正方向に変化すると、出力段１２０から出力されるＰＷＭパルス列のデューティ比は５０％から最大１００％まで変化し、スピーカＳＰに与えられる電圧は０Ｖから最大＋Ｂまで変化する。一方、入力信号ＡＩＮ’の電圧値が０Ｖから負方向に変化すると、出力段１２０から出力されるＰＷＭパルス列のデューティ比は５０％から最小０％まで変化し、スピーカＳＰに与えられる電圧は０Ｖから最小−Ｂまで変化する。このようにして入力信号ＡＩＮ’に近似した波形の信号がスピーカＳＰに与えられる。

以上のようにしてＤ級増幅部１００による増幅動作が行われる間、負荷電流帰還回路２００は、スピーカＳＰに流れる負荷電流をＤ級増幅部１００の入力部たるオペアンプ１１０に負帰還させ、フィルタ電流帰還回路３００は、フィルタ１３０に流れる電流を同オペアンプ１１０に負帰還させる。このような負帰還制御が行われる結果、スピーカＳＰに流れる負荷電流は、スピーカＳＰの駆動周波数によらず一定になる。

また、Ｄ級増幅部１００による増幅動作が行われる間、入力信号供給部５０は、スピーカＳＰに流れる負荷電流Ｉに応じて、Ｄ級増幅部１００に供給する入力信号ＡＩＮ’の振幅を調整する。さらに詳述すると、入力信号供給部５０のＤＳＰ５２は、仮想電源（本実施形態では真空管増幅器の電源）から負荷電流Ｉを出力させた場合の仮想電源の仮想出力電圧Ｖｏを求め、この仮想出力電圧Ｖｏにより定まる係数αにより振幅の調整された入力信号ＡＩＮ’＝αＡＩＮをＤ級増幅部１００に供給する。この入力信号ＡＩＮ’の振幅の調整により、Ｄ級増幅部１００の出力段１２０のスイッチング素子をＯＮさせるパルスのパルス幅が調整され、Ｄ級増幅部１００からスピーカＳＰに出力される負荷電流Ｉが調整される。このような調整が行われる結果、真空管増幅器にスピーカＳＰを駆動させた場合と同様な音響再生が実現される。

次に本実施形態の効果について説明する。
図４はフルレンジスピーカのインピーダンスの周波数特性を例示する図である。このスピーカは、一般に８０〜１００Ｈｚ付近の周波数に共振周波数（ｆ０）を有しており、この共振周波数（ｆ０）でスピーカのインピーダンスが高くなる。そして、この共振周波数（ｆ０）付近の帯域は、エレキギターの５弦から６弦で演奏される音高に対応するため、エレキギターの音質を左右する重要な帯域となる。

一般的なＤ級増幅器等、出力電圧の負帰還を行う電力増幅器、すなわち、スピーカを定電圧で駆動する電力増幅器の場合、このようなスピーカのインピーダンスの周波数特性には影響を受けずに、入力されたオーディオ信号に対応した電圧でスピーカを駆動することとなる。このため、図５（ａ）に示すように、スピーカのインピーダンスが高くなる共振周波数（ｆ０）付近の帯域においても、一定の電圧で駆動するために、スピーカの振動振幅は一定であり、スピーカから放音される音の振幅も一定に保たれる。

一方、真空管増幅器では、出力用の増幅素子として、５極管が用いられることが一般的であり、この５極管は、出力インピーダンスが高い特性を有する。そして、このような出力インピーダンスの高い５極管を用いた真空管増幅器においては、スピーカのインピーダンスの変動に拘わらず、真空管のグリッドに供給される入力信号に応じた定電流でスピーカを駆動することとなる。このため、図５（ｂ）に示すように、スピーカのインピーダンスが高くなる共振周波数（ｆ０）付近の帯域においては、真空管増幅器がスピーカを駆動する電圧は増大するため、スピーカの振動振幅も増大して、スピーカから放音される音の振幅も増大する。この結果、エレキギターの５弦から６弦で演奏される音が迫力のある特徴的な音質となり、演奏家から根強い支持を得ている。例えば、最大出力１００Ｗの真空管増幅器でスピーカを駆動した場合、共振周波数（ｆ０）付近の帯域では、９０Ｖ近いピーク電圧をスピーカに与えることとなり、迫力のある大音量での放音を行わせることができる。

ここで、例えば一般的なＤ級増幅器によりスピーカを駆動し、共振周波数（ｆ０）付近の帯域において十分な負荷電流をスピーカに供給するためには、Ｄ級増幅器として、出力段の電源電圧の高い高出力のものを用いる必要がある。しかし、このような高出力のＤ級増幅器によりスピーカを駆動した場合には、スピーカのインピーダンスが低い周波数帯域においても定電圧駆動が行われるため、スピーカに過大な電流が流れ、スピーカが破損するおそれがある。

しかしながら、本実施形態では、Ｄ級増幅部１００による増幅動作が行われる間、負荷電流帰還回路２００は、スピーカＳＰに流れる負荷電流をＤ級増幅部１００の入力部たるオペアンプ１１０に負帰還させ、フィルタ電流帰還回路３００は、フィルタ１３０に流れる電流を同オペアンプ１１０に負帰還させる。ここで、スピーカＳＰの駆動周波数の変化によりスピーカＳＰのインピーダンスが増加し、スピーカＳＰに流れる負荷電流が減少すると、負荷電流帰還回路２００を介したＤ級増幅部１００の入力部への帰還信号が減少し、Ｄ級増幅部１００の出力信号が増加する。この結果、Ｄ級増幅部１００からスピーカＳＰに与えられる実効的な電圧が増加し、スピーカＳＰに流れる負荷電流を増加させる。一方、スピーカＳＰの駆動周波数の変化によりスピーカＳＰのインピーダンスが減少し、スピーカＳＰに流れる負荷電流が増加すると、負荷電流帰還回路２００を介したＤ級増幅部１００の入力部への帰還信号が増加し、Ｄ級増幅部１００の出力信号が減少する。この結果、Ｄ級増幅部１００からスピーカＳＰに与えられる実効的な電圧が減少し、スピーカＳＰに流れる負荷電流を減少させる。このような負帰還制御が行われる結果、スピーカＳＰに流れる負荷電流は、スピーカＳＰの駆動周波数によらず一定になる。

このように本実施形態では、スピーカＳＰに流れる負荷電流をＤ級増幅部１００の入力部に負帰還させることにより、Ｄ級増幅部１００の出力インピーダンスを実効的に増加させ、Ｄ級増幅部１００からスピーカＳＰに流す負荷電流を一定に保つことができる。従って、スピーカＳＰのインピーダンスが増加する周波数ｆ０＝８０〜１００Ｈｚの近傍の周波数帯域において、十分な負荷電流をスピーカＳＰに流し、大音量での放音を実現することができる。また、本実施形態では、スピーカＳＰの駆動周波数によらず、スピーカＳＰに流す負荷電流を一定に保つ制御が行われるので、周波数ｆ０＝８０〜１００Ｈｚの近傍の周波数帯域以外の周波数帯域において、スピーカＳＰに過度な大電流が流れるのを防止し、スピーカＳＰの破損を防止することができる。このように本実施形態によれば、半導体素子を利用した電力増幅器１により、従来、真空管増幅器でしか実現することができなかった高音質かつ大音量での音響再生を実現することができる。

また、本実施形態によれば、Ｄ級増幅部１００の自励発振周波数の低下を防止することができるという効果が得られる。この効果について詳述すると、次の通りである。まず、Ｄ級増幅部１００のような自励発振増幅器では、オープンループゲイン特性と位相特性とを調整することにより、自励発振周波数をオーディオ帯域（２０ｋＨｚ以下）より高い周波数（例：２００ｋＨｚ〜５００ｋＨｚ）に調整する必要がある。ところが、本実施形態において主帰還経路は負荷電流帰還回路２００であり、電圧帰還の寄与率は小さい。このため、電圧帰還ポイントであるフィルタ１３０の出力ノード１３３でのインピーダンスが低くなり、自励発振周波数を左右する要素の１つであるオープンループゲイン特性が低下する。その結果、何ら策を講じないと、自励発振周波数が意図した周波数（例：２００ｋＨｚ〜５００ｋＨｚ）よりも低い周波数（例：３０〜５０ｋＨｚ）となる。そこで、本実施形態では、負荷電流帰還回路２００に加えてフィルタ電流帰還回路３００が設けられている。

ここで、フィルタ１３０において、負荷であるスピーカＳＰに並列接続されたキャパシタ１３２へ流れ込む電流は、出力段１２０が出力するＰＷＭパルスの中でフィルタ１３０のＬＣ共振周波数以上の高周波成分により発生するものである。このフィルタ１３０のキャパシタ１３２に流れる電流をフィードバックすることで、低下した高周波のオープンループゲイン特性を上げることができ、Ｄ級増幅部１００の自励発振周波数を、負荷電流帰還回路２００のない従来の自励発振増幅器と同等の自励発振周波数に調整することができる。

そして、本実施形態による電力増幅器１は、半導体素子により構成されているため、真空管増幅器と異なって、小型・軽量化が可能であり、取り扱いに便利である。また、本実施形態による電力増幅器１は、出力段１２０の損失の少ないＤ級増幅部１００を使用しているので、真空管増幅器と異なり、高効率でスピーカＳＰを駆動することができる。

さらに本実施形態によれば、入力信号供給部５０が設けられているので、電源をも含めた真空管増幅器の動作をシミュレートし、真空管増幅器による音響再生をＤ級増幅器により再現することができる。以下、この効果について説明する。

図６は、本実施形態による電力増幅器１から入力信号供給部５０を除いた電力増幅器の出力電流特性Ｉ１、真空管増幅器の出力電流特性Ｉ２、本実施形態による電力増幅器１の出力電流特性Ｉ３を各々示している。図６において横軸は時刻ｔ、縦軸は各電力増幅器から負荷に与えられる負荷電流値である。この図６に示す例では、単一周波数の正弦波信号を入力信号ＡＩＮとして各電力増幅器に与え、この入力信号ＡＩＮの振幅を時刻ｔ＝０において０からステップ状に立ち上げた場合に各電力増幅器から負荷であるスピーカに与えられる負荷電流値Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３の時間変化が示されている。

図６に示すように、入力信号供給部５０のない電力増幅器１では、時刻ｔ＝０において入力信号ＡＩＮの振幅がステップ状に立ち上がると、立ち上がり後の入力信号ＡＩＮの振幅に応じた一定値の負荷電流Ｉ１が負荷に与えられ、以後、この負荷電流Ｉ１は一定値を維持する。

一方、ギターアンプとして用いられる真空管増幅器は、定電流動作に近い挙動をする。また、スピーカのｆ０付近の領域では、真空管増幅器の負荷であるスピーカのインピーダンスが高い。このため、真空管増幅器の出力信号は、真空管増幅器に与えられる電源電圧のレベルにクリップすることがある。図７はそのような真空管増幅器の動作例を示している。時刻ｔ＝０において真空増幅器に対する入力信号ＡＩＮの振幅が真空管増幅器の出力信号をクリップさせるような大きな振幅に立ち上がると、真空管増幅器に与えられる電源電圧＋Ｂおよび−Ｂと真空管増幅器の出力信号Ｖｓｐは図７に示すように変化する。すなわち、時刻ｔ＝０以降、真空管増幅器に与えられる電源電圧＋Ｂおよび−Ｂは次第に低下し、真空管増幅器の出力信号Ｖｓｐのクリップレベルも次第に低下する。このため、真空管増幅器では、図６に示すように、時刻ｔ＝０において入力信号ＡＩＮの振幅が出力信号をクリップさせる大きさに立ち上がると、負荷に与えられる負荷電流Ｉ２も、立ち上がり後の時間経過に伴い、緩やかに低下してゆく。そして、スピーカのｆ０付近の領域において、図７に示すような真空管増幅器の出力信号Ｖｓｐが得られると、優れた音圧感を持った音響再生が実現される。このような真空管増幅器の特性は、ギタリストにとって特に重要である。

このような現象が生じるのは、真空管増幅器に用いられる電源に起因している。図２に例示するように、真空管増幅器の電源は内部にキャパシタＣを有している。入力信号ＡＩＮの振幅がステップ状に立ち上がった場合、このキャパシタＣに充電された電荷が真空管電力増幅器を介して負荷に供給される。従って、入力信号ＡＩＮの振幅が真空管増幅器の出力信号をクリップさせる大きさに立ち上がった瞬間には、真空管増幅器から負荷に大電流が供給される。しかしながら、その後の時間経過に伴ってキャパシタＣの放電が進むと、電源の内部インピーダンスが高いため、真空管増幅器の電源の出力電圧が徐々に低下し、真空管増幅器から負荷に供給される負荷電流が徐々に低下してゆく。このように真空管増幅器では、連続最大電力に比べて大きな瞬間最大電力が得られ、瞬間的な大音量での放音が実現される。

本実施形態による電力増幅器１では、入力信号供給部５０が図２に示す仮想電源の動作をシミュレートし、負荷電流Ｉ（ｆ）を出力させた場合の仮想電源の仮想出力電圧Ｖｏ（ｆ）に応じて入力信号ＡＩＮ’（ｆ）の振幅を調整する。このため、真空管増幅器の場合と同様、入力信号ＡＩＮの振幅がステップ状に立ち上がった後の時間経過に伴って負荷に与えられる負荷電流Ｉ３が緩やかに低下する。

一方、本実施形態では、通常のＤ級増幅器と同様、内部インピーダンスの低い電源＋Ｂ、−ＢがＤ級増幅部１００の出力段１２０に接続されており、出力段１２０は、Ｈレベルが＋Ｂ、Ｌレベルが−Ｂである矩形のパルスを出力する。そして、入力信号供給部５０は、このＤ級増幅部１００に与える入力信号ＡＩＮ’の振幅を調整することにより、真空管増幅器の場合と同様な出力電流特性を実現する。従って、本実施形態によれば、Ｄ級増幅器としての機能を損なうことなく、真空管増幅器における音響再生と同様な音響再生を実現することができる。

＜他の実施形態＞
以上、この発明の一実施形態について説明したが、この発明には他にも実施形態が考えられる。例えば次の通りである。

（１）上記実施形態において、例えば図２に示すＬ、Ｒ、Ｃ等、仮想電源の構成を示す情報をメモリに格納し、ＤＳＰ５２がメモリからこれらの情報を読み出して、負荷電流値Ｉ（ｆ）から係数α（ｆ）を算出するように構成してもよい。

（２）上記実施形態において、係数α（ｆｋ）の偏角θ（ｆｋ）を無視し、位相シフタ５０３＿ｋ（ｋ＝１〜Ｎ）を省略してもよい。

（３）上記実施形態では、仮想電源の等価回路の構成を示す情報に基づいて、負荷電流を出力させた場合の仮想電源の出力電圧を算出した。しかし、そのようにする代わりに、仮想電源の出力電流Ｉ（ｆ）に対する出力電圧Ｖｏ（ｆ）の関係を示す出力電流対出力電圧特性を示すテーブル等の情報をメモリに格納し、ＤＳＰがこのメモリ内の情報に基づいて、負荷電流値Ｉ（ｆ）から仮想出力電圧Ｖｏ（ｆ）を求めるようにしてもよい。この場合において、テーブルのデータ量およびＤＳＰ５２の演算量を減らすために、出力電流Ｉ（ｆ）および出力電圧Ｖｏ（ｆ）の偏角を無視し、各々の絶対値のみを使用して、出力電流対出力電圧特性を定義してもよい。

（４）上記実施形態では、スピーカＳＰに流れる負荷電流のみをＤ級増幅部１００に対する入力信号ＡＩＮ’の振幅調整に関与させたが、負荷電流に加えて、スピーカＳＰに与えられる出力電圧を入力信号ＡＩＮ’の振幅調整に関与させてもよい。

（５）模擬対象である電源が出力トランスを有する真空管増幅器に接続された電源である場合、次のような信号増幅処理を入力信号供給部５０のＤＳＰ５２に実行させてもよい。まず、真空管増幅器の電源回路の内部インダクタをＬ、内部抵抗をＲ、内部キャパシタをＣ、真空管増幅器の出力トランスの１次側巻き数をｎ１、２次側巻き数をｎ２とする。この場合、出力トランスの２次巻線からスピーカＳＰに流れる電流をＩとすると、出力トランスの１次巻線に流れる電流は（ｎ２／ｎ１）Ｉとなり、この電流が電源から真空管増幅器に出力される。そこで、内部インダクタＬｄ＝Ｌ×（ｎ２／ｎ１）^２と、内部抵抗Ｒｓｄ＝Ｒｓ×（ｎ２／ｎ１）^２と、内部キャパシタＣｄ＝Ｃ×（ｎ１／ｎ２）^２とを有する仮想電源を想定し、スピーカＳＰに流れる電流をこの仮想電源から出力させた場合の当該仮想電源の仮想出力電圧に応じて、Ｄ級増幅部１００に対する入力信号ＡＩＮ’の振幅を調整する信号増幅処理をＤＳＰ５２に実行させるのである。この態様によれば、出力トランスを有する真空管増幅器により行われる音響再生を電力増幅器１により再現することができる。

（６）上記実施形態では、スピーカＳＰに流れる負荷電流に基づいて、Ｄ級増幅部１００に対する入力信号ＡＩＮ’の振幅調整を行ったが、スピーカＳＰに対する出力電圧に基づいて入力信号ＡＩＮ’の振幅調整を行ってもよい。

図８はこのようにスピーカＳＰに対する出力電圧に基づいて入力信号ＡＩＮ’の振幅調整を行う電力増幅器１ａの構成を示す回路図である。この電力増幅器１ａは、上記実施形態による電力増幅器１に対して、抵抗５２１および５２２を追加し、同電力増幅器１の入力信号供給部５０を入力信号供給部５０ａに置き換えた構成となっている。ここで、入力信号供給部５０ａでは、入力信号供給部５０のＤＳＰ５２がＤＳＰ５２ａに置き換えられている。

図８において、スピーカＳＰに対する出力電圧は抵抗５２１および５２２からなる分圧回路に与えられる。この抵抗５２１および５２２からなる分圧回路の出力電圧は、検波回路５４により検波され、Ａ／Ｄ変換器５５によりデジタル信号に変換され、ＤＳＰ５２ａに供給される。ＤＳＰ５２ａは、予め記憶されたスピーカＳＰのインピーダンス特性に基づいて、Ａ／Ｄ変換器５５の出力信号が示すスピーカＳＰに対する出力電圧からスピーカＳＰに流れる負荷電流Ｉを算出する。なお、スピーカＳＰのインピーダンス特性は、電力増幅器１ａの起動時に行うスピーカＳＰの測定により求めてＤＳＰ５２ａに与えても良いし、工場出荷時に測定により求めたものをＤＳＰ５２ａに与えてもよい。そして、ＤＳＰ５２ａは、上記実施形態のＤＳＰ５２と同様、仮想電源から負荷電流Ｉを出力させた場合の仮想電源の仮想出力電圧Ｖｏを求め、この仮想出力電圧Ｖｏにより定まる係数αによりＡ／Ｄ変換器５１の出力信号の振幅調整を行い、この振幅の調整された入力信号ＡＩＮ’＝αＡＩＮをＤ級増幅部１００に供給する。この態様においても、上記実施形態と同様な効果が得られる。

１，１ａ……電力増幅器、１００……Ｄ級増幅部、１１０……オペアンプ、１２０……出力段、１３０……フィルタ、ＳＰ……スピーカ、２００……負荷電流帰還回路、２１０……電流検出抵抗、２２０……増幅部、２３０，３２０……結合部、３００……フィルタ電流帰還回路、５０，５０ａ……入力信号供給部、５１，５５……Ａ／Ｄ変換器、５２，５２ａ……ＤＳＰ、５３……Ｄ／Ａ変換器、５４……検波回路。

Claims (6)

1. 入力部を有し、前記入力部に入力される信号に応じて出力段であるスイッチング素子をスイッチングし、前記スイッチング素子を介して負荷に電源からの電流を出力するＤ級増幅部と、
   前記Ｄ級増幅部の入力部に対して入力信号を供給する手段であって、仮想電源のインピーダンスの周波数特性と、前記負荷に流れる電流の周波数特性とから前記仮想電源の出力電圧を算出し、前記仮想電源の出力電圧に応じて、前記入力信号の振幅を調整する入力信号供給手段と
   を具備することを特徴とする電力増幅器。
2. 前記入力信号供給手段は、前記入力信号の振幅を調整する回路として、真空管増幅器の電源を模擬した仮想電源のインピーダンスの周波数特性に基づく信号増幅処理を行う信号処理回路を有することを特徴とする請求項１に記載の電力増幅器。
3. 前記信号処理回路は、
   前記真空管増幅器の電源回路の内部インダクタをＬ、内部抵抗をＲ、内部キャパシタをＣ、前記真空管増幅器の出力トランスの１次側巻き数をｎ１、２次側巻き数をｎ２とした場合に、内部インダクタＬｄ＝Ｌ×（ｎ２／ｎ１）^２と、内部抵抗Ｒｄ＝Ｒ×（ｎ２／ｎ１）^２と、内部キャパシタＣｄ＝Ｃ×（ｎ１／ｎ２）^２とを有する仮想電源に基づく信号増幅処理を行うことを特徴とする請求項２に記載の電力増幅器。
4. 前記入力信号供給手段は、前記仮想電源の等価回路の構成を示す情報に基づいて、前記負荷に流れる電流から前記仮想電源の仮想出力電圧を算出することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１の請求項に記載の電力増幅器。
5. 前記入力信号供給手段は、前記仮想電源の出力電流対出力電圧特性に基づいて、前記負荷に流れる電流から前記仮想電源の仮想出力電圧を算出することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１の請求項に記載の電力増幅器。
6. 前記負荷に流れる電流を前記Ｄ級増幅部の入力部に負帰還させる負荷電流帰還回路を具備することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１の請求項に記載の電力増幅器。

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