JP6210027B2

JP6210027B2 - 電力増幅器

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Inventors: 洋平大谷; 野呂　正夫; 正夫野呂
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Description

この発明は、電力増幅器に係り、特にギターアンプとして好適な電力増幅器に関する。

近年、オーディオ用電力増幅器として、Ｄ級増幅器等、半導体素子を利用した電力増幅器が普及している。例えばＤ級増幅器は、入力オーディオ信号に応じてパルス幅変調されたＰＷＭパルス列により出力段トランジスタのＯＮ／ＯＦＦ切り換えを行い、この出力段トランジスタを介して電源からの電流をスピーカに供給する。このＤ級増幅器は、出力インピーダンスが極めて低く、従って出力段トランジスタの損失が極めて少なく、効率的にスピーカに電力を供給することができる。具体的には、スピーカの内部インピーダンスが８〜１６Ω程度であるのに対し、Ｄ級増幅器の出力インピーダンスはほぼ０Ωである。また、通常、Ｄ級増幅器では、スピーカに与えられる電圧が入力部に負帰還され、入力オーディオ信号と負帰還信号との差分に応じてＤ級増幅器のゲインが制御される。従って、Ｄ級増幅器によれば、常に、入力オーディオ信号に対応した電圧をスピーカに供給する定電圧駆動を行うことができる。なお、Ｄ級増幅器に関する先行技術文献として例えば特許文献１がある。

さて、このような半導体素子を利用した電力増幅器が普及している今日においても、エレキギターの出力信号を増幅するギターアンプとしては、未だに真空管増幅器が多く用いられている。この真空管増幅器によれば、半導体素子を利用した電力増幅器に比べて、大音量で演奏者に好まれる品質の音をスピーカから放音させることができるからである。その理由として次のことが考えられる。

図１０はフルレンジスピーカのインピーダンスの周波数特性を例示する図である。このスピーカは、一般に８０〜１００Ｈｚ付近の周波数に共振周波数（ｆ０）を有しており、この共振周波数（ｆ０）でスピーカのインピーダンスが高くなる。そして、この共振周波数（ｆ０）付近の帯域は、エレキギターの５弦から６弦で演奏される音高に対応するため、エレキギターの音質を左右する重要な帯域となる。

Ｄ級増幅器等、出力電圧の負帰還を行う電力増幅器、すなわち、スピーカを定電圧で駆動する電力増幅器の場合、このようなスピーカのインピーダンスの周波数特性には影響を受けずに、入力されたオーディオ信号に対応した電圧でスピーカを駆動することとなる。このため、図１１（ａ）に示すように、スピーカのインピーダンスが高くなる共振周波数（ｆ０）付近の帯域においても、一定の電圧で駆動するために、スピーカの振動振幅は一定であり、スピーカから放音される音の振幅も一定に保たれる。

一方、真空管増幅器では、出力用の増幅素子として、５極管が用いられることが一般的であり、この５極管は、出力インピーダンスが高い特性を有する。そして、このような出力インピーダンスの高い５極管を用いた真空管増幅器においては、スピーカのインピーダンスの変動に拘わらず、真空管のグリッドに供給される入力信号に応じた定電流でスピーカを駆動することとなる。このため、図１１（ｂ）に示すように、スピーカのインピーダンスが高くなる共振周波数（ｆ０）付近の帯域においては、真空管増幅器がスピーカを駆動する電圧は増大するため、スピーカの振動振幅も増大して、スピーカから放音される音の振幅も増大する。この結果、エレキギターの５弦から６弦で演奏される音が迫力のある特徴的な音質となり、演奏家から根強い支持を得ている。例えば、最大出力１００Ｗの真空管増幅器でスピーカを駆動した場合、共振周波数（ｆ０）付近の帯域では、９０Ｖ近いピーク電圧をスピーカに与えることとなり、迫力のある大音量での放音を行わせることができる。

ここで、例えばＤ級増幅器によりスピーカを駆動し、共振周波数（ｆ０）付近の帯域において十分な負荷電流をスピーカに供給するためには、Ｄ級増幅器として、出力段の電源電圧の高い高出力のものを用いる必要がある。しかし、このような高出力のＤ級増幅器によりスピーカを駆動した場合には、スピーカのインピーダンスが低い周波数帯域においても定電圧駆動が行われるため、スピーカに過大な電流が流れ、スピーカが破損するおそれがある。

特表２００５−５２３６３１号公報

以上のように真空管増幅器は、ギターアンプとして優れた利点を有する。しかし、真空管増幅器は、大型となり、かつ、重量も嵩むので取り扱いに不便である。また、真空管増幅器は、出力段として出力インピーダンスの高い５極管が使用されているため、出力段の損失が大きく、効率的に負荷（スピーカ）を駆動することができない問題がある。

この発明は以上のような事情に鑑みてなされたものであり、出力段の損失が少ないというＤ級増幅器の利点を活かしつつ全帯域を通じて十分な負荷電流を負荷（駆動するスピーカ）に供給することができる電力増幅器を提供することを目的としている。

この発明は、入力部を有し、前記入力部に入力される信号に応じて出力段であるスイッチング素子をスイッチングし、前記スイッチング素子を介して負荷に電源からの電流を供給するＤ級増幅部と、前記負荷に流れる電流を前記Ｄ級増幅部の入力部に負帰還させる負荷電流帰還回路とを具備することを特徴とする電力増幅器を提供する。

この発明によれば、Ｄ級増幅部を使用しているため、電力増幅器の出力段の損失を少なくすることができる。また、負荷に流れる電流がＤ級増幅部の入力部に負帰還されるため、負荷を駆動する周波数によらず、負荷に一定の駆動電流を供給することができる。

好ましい態様において、電力増幅器は、前記Ｄ級増幅部の出力段と前記負荷との間に介在するフィルタに流れる電流を前記Ｄ級増幅部の入力部に負帰還させるフィルタ電流帰還回路を具備する。

この態様によれば、フィルタに流れる電流を負帰還させることにより、高周波数においてもＤ級増幅部の出力インピーダンスを高くし、オープンループゲインの低下を防止することができ、Ｄ級増幅部の自励発振周波数を高くし、あるいは自励発振を防止することができる。

この発明の第１実施形態である電力増幅器の構成を示す回路図である。この発明の第２実施形態である電力増幅器の構成を示す回路図である。この発明の第３実施形態である電力増幅器の構成を示す回路図である。この発明の第４実施形態である電力増幅器の構成を示す回路図である。この発明の第５実施形態である電力増幅器の構成を示す回路図である。この発明の第６実施形態である電力増幅器の構成を示す回路図である。この発明の第７実施形態である電力増幅器の構成を示す回路図である。同実施形態におけるＤ級増幅部の出力インピーダンスの周波数特性を例示する図である。この発明の第８実施形態である電力増幅器の構成を示す回路図である。フルレンジスピーカのインピーダンスの周波数特性を例示する図である。Ｄ級増幅器および真空管増幅器の出力電圧の周波数特性を示す図である。

以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。

＜第１実施形態＞
図１は、この発明の第１実施形態である電力増幅器１の構成を示す回路図である。なお、図１では電力増幅器１の構成の理解を容易にするため、同電力増幅器１の負荷であるスピーカＳＰが併せて図示されている。

図１に示すように、電力増幅器１はＤ級増幅部１００を有する。このＤ級増幅部１００は、オペアンプ（またはコンパレータ）１１０と、出力段１２０と、フィルタ１３０と、帰還抵抗１４０とを有する。

オペアンプ１１０は、Ｄ級増幅部１００の入力信号に対する入力部をなす回路である。このオペアンプ１１０の非反転入力端には入力端子１１１を介して、オーディオ信号ＡＩＮが入力される。本実施形態による電力増幅器１は、エレキギターアンプとして使用される場合がある。この場合、エレキギターの出力信号がオーディオ信号ＡＩＮとしてオペアンプ１１０の非反転入力端に入力される。

出力段１２０は、スイッチング素子として、正電源＋Ｂと出力段１２０の出力端子１２３との間に介挿されたトランジスタ１２１と、負電源−Ｂと出力段１２０の出力端子１２３との間に介挿されたトランジスタ１２２を有する。好ましい態様において、このトランジスタ１２１および１２２は、ＭＯＳＦＥＴ（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ；金属―酸化膜−半導体構造の電界効果トランジスタ）である。出力段１２０は、オペアンプ１１０の出力信号に応じて、トランジスタ１２１をＯＮ、トランジスタ１２２をＯＦＦとして正電源＋Ｂを出力端子１２３に接続し、あるいはトランジスタ１２１をＯＦＦ、トランジスタ１２２をＯＮとして負電源−Ｂを出力端子１２３に接続する。従って、出力段１２０の出力信号の波形は矩形波となる。

フィルタ１３０は、出力段１２０の出力信号から、オーディオ帯域以上の高域成分を除去し、残ったオーディオ帯域の周波数成分をスピーカＳＰに供給するローパスフィルタである。このフィルタ１３０は、インダクタ１３１およびキャパシタ１３２を有する。ここで、インダクタ１３１は、出力段１２０の出力端子１２３とスピーカＳＰの一端との間に介挿されている。また、キャパシタ１３２は、一端がインダクタ１３１およびスピーカＳＰ間のノード１３３に接続され、他端はフィルタ電流帰還回路３００の電流検出抵抗３１０を介して接地されている。すなわち、キャパシタ１３２は、負荷であるスピーカＳＰに並列接続されている。なお、フィルタ電流帰還回路３００については後述する。

帰還抵抗１４０は、インダクタ１３１およびスピーカＳＰの間のノード１３３と、オペアンプ１１０の反転入力端との間に介挿されている。この帰還抵抗１４０は、スピーカＳＰに対する出力電圧をＤ級増幅部１００の入力部たるオペアンプ１１０に帰還させ、Ｄ級増幅部１００を自励発振させる自励発振用帰還ループを構成している。Ｄ級増幅部１００は、所定の自励発振周波数で発振しつつ、入力オーディオ信号ＡＩＮに基づいてパルス幅変調されたＰＷＭパルス列を出力段１２０から出力する。フィルタ１３０は、このＰＷＭパルス列から自励発振周波数以上の高域成分を除去してスピーカＳＰに供給する役割を果たす。以上がＤ級増幅部１００の構成である。

本実施形態による電力増幅器１において、Ｄ級増幅部１００には、負荷電流帰還回路２００と、フィルタ電流帰還回路３００が接続されている。

負荷電流帰還回路２００は、Ｄ級増幅部１００の負荷であるスピーカＳＰに流れる負荷電流を入力部たるオペアンプ１１０に負帰還させる回路である。この負荷電流帰還回路２００は、電流検出抵抗２１０と、増幅部２２０と、結合部２３０とを有する。

電流検出抵抗２１０は、スピーカＳＰにおけるノード１３３と反対側の端子と接地線との間に介挿されている。増幅部２２０は、オペアンプ２２１と、抵抗２２２および２２３とにより構成されている。オペアンプ２２１の反転入力端は、抵抗２２２を介して接地されるとともに、抵抗２２３を介してオペアンプ２２１の出力端に接続されている。そして、オペアンプ２２１の非反転入力端には電流検出抵抗２１０の両端間電圧が与えられる。従って、増幅部２２０は、抵抗２２２の抵抗値をＲａ、抵抗２２３の抵抗値をＲｂとした場合、電流検出抵抗２１０の両端間電圧を（Ｒａ＋Ｒｂ）／Ｒａのゲインで増幅して出力する。本実施形態では、このように電流検出抵抗２１０の両端間電圧が増幅部２２０により十分な大きさの電圧に増幅されるので、電流検出抵抗２１０の抵抗値を小さくすることができる。結合部２３０は、増幅部２２０の出力端とオペアンプ１１０の反転入力端との間に直列に介挿された抵抗２３１およびキャパシタ２３２からなる。この結合部２３０は、負荷電流帰還回路２００を介して行われる負帰還の帰還量の周波数特性を調整する役割を果たす。

フィルタ電流帰還回路３００は、フィルタ１３０のキャパシタ１３２に流れる電流をＤ級増幅部１００の入力部たるオペアンプ１１０に負帰還させる回路であり、上述した電流検出抵抗３１０と、結合部３２０とにより構成されている。ここで、結合部３２０は、電流検出抵抗３１０およびキャパシタ１３２間の接続ノードとオペアンプ１１０の反転入力端との間に直列に介挿された抵抗３２１およびキャパシタ３２２からなる。この結合部３２０は、フィルタ電流帰還回路３００を介して行われる負帰還の帰還量の周波数特性を調整する役割を果たす。
以上が本実施形態による電力増幅器１の構成である。

次に本実施形態の動作について説明する。Ｄ級増幅部１００において、出力段１２０の出力信号は、フィルタ１３０および帰還抵抗１４０を介すことにより、位相回転が付与されて、入力部たるオペアンプ１１０に帰還される。これによりＤ級増幅部１００は、自励発振する。このＤ級増幅部１００は、この自励発振周波数が入力オーディオ信号ＡＩＮの周波数帯域に比べて十分に高くなるように設計されている。

ここで、出力段１２０の出力信号は矩形波となるが、フィルタ１３０ではキャパシタ１３２によりこの矩形波の１階積分が行われるので、ノード１３３の信号波形は三角波となる。オペアンプ１１０では、帰還抵抗１４０を介して帰還されるノード１３３の三角波と、入力オーディオ信号ＡＩＮとの比較が行われる。この結果、入力オーディオ信号ＡＩＮによってパルス幅変調されたＰＷＭパルス列がオペアンプ１１０から出力され、このＰＷＭパルス列が出力段１２０を介してフィルタ１３０に出力される。このＰＷＭパルス列は、フィルタ１３０を介すことにより高域成分が除去され、スピーカＳＰに供給される。

具体的には、入力オーディオ信号ＡＩＮの電圧値が０Ｖである場合、出力段１２０からデューティ比が５０％のＰＷＭパルス列が出力され、スピーカＳＰに与えられる電圧は０Ｖとなる。また、入力オーディオ信号ＡＩＮの電圧値が０Ｖから正方向に変化すると、出力段１２０から出力されるＰＷＭパルス列のデューティ比は５０％から最大１００％まで変化し、スピーカＳＰに与えられる電圧は０Ｖから最大＋Ｂまで変化する。一方、入力オーディオ信号ＡＩＮの電圧値が０Ｖから負方向に変化すると、出力段１２０から出力されるＰＷＭパルス列のデューティ比は５０％から最小０％まで変化し、スピーカＳＰに与えられる電圧は０Ｖから最小−Ｂまで変化する。このようにして入力オーディオ信号ＡＩＮに近似した波形の信号がスピーカＳＰに与えられる。

以上説明したＤ級増幅部１００による増幅動作が行われる間、負荷電流帰還回路２００は、スピーカＳＰに流れる負荷電流をＤ級増幅部１００の入力部たるオペアンプ１１０に負帰還させ、フィルタ電流帰還回路３００は、フィルタ１３０に流れる電流を同オペアンプ１１０に負帰還させる。この結果、次のような効果が得られる。

前掲図１０に示したように、スピーカＳＰのインピーダンスはスピーカＳＰの駆動周波数に依存して変化する。ここで、スピーカＳＰの駆動周波数の変化によりスピーカＳＰのインピーダンスが増加し、スピーカＳＰに流れる負荷電流が減少すると、負荷電流帰還回路２００を介したＤ級増幅部１００の入力部への帰還信号が減少し、Ｄ級増幅部１００の出力信号が増加する。この結果、Ｄ級増幅部１００からスピーカＳＰに与えられる実効的な電圧が増加し、スピーカＳＰに流れる負荷電流を増加させる。一方、スピーカＳＰの駆動周波数の変化によりスピーカＳＰのインピーダンスが減少し、スピーカＳＰに流れる負荷電流が増加すると、負荷電流帰還回路２００を介したＤ級増幅部１００の入力部への帰還信号が増加し、Ｄ級増幅部１００の出力信号が減少する。この結果、Ｄ級増幅部１００からスピーカＳＰに与えられる実効的な電圧が減少し、スピーカＳＰに流れる負荷電流を減少させる。このような負帰還制御が行われる結果、スピーカＳＰに流れる負荷電流は、スピーカＳＰの駆動周波数によらず一定になる。

このように本実施形態では、スピーカＳＰに流れる負荷電流をＤ級増幅部１００の入力部に負帰還させることにより、Ｄ級増幅部１００の出力インピーダンスを実効的に増加させ、Ｄ級増幅部１００からスピーカＳＰに流す負荷電流を一定に保つことができる。従って、スピーカＳＰのインピーダンスが増加する周波数ｆ０＝８０〜１００Ｈｚの近傍の周波数帯域において、十分な負荷電流をスピーカＳＰに流し、大音量での放音を実現することができる。また、本実施形態では、スピーカＳＰの駆動周波数によらず、スピーカＳＰに流す負荷電流を一定に保つ制御が行われるので、周波数ｆ０＝８０〜１００Ｈｚの近傍の周波数帯域以外の周波数帯域において、スピーカＳＰに過度な大電流が流れるのを防止し、スピーカＳＰの破損を防止することができる。このように本実施形態によれば、半導体素子を利用した電力増幅器１により、従来、真空管増幅器でしか実現することができなかった高音質かつ大音量での音響再生を実現することができる。

また、本実施形態によれば、Ｄ級増幅部１００の自励発振周波数の低下を防止することができるという効果が得られる。この効果について詳述すると、次の通りである。まず、Ｄ級増幅部１００のような自励発振増幅器では、オープンループゲイン特性と位相特性とを調整することにより、自励発振周波数をオーディオ帯域（２０ｋＨｚ以下）より高い周波数（例：２００ｋＨｚ〜５００ｋＨｚ）に調整する必要がある。ところが、本実施形態において主帰還経路は負荷電流帰還回路２００であり、電圧帰還の寄与率は小さい。このため、電圧帰還ポイントであるフィルタ１３０の出力ノード１３３でのインピーダンスが低くなり、自励発振周波数を左右する要素の１つであるオープンループゲイン特性が低下する。その結果、何ら策を講じないと、自励発振周波数が意図した周波数（例：２００ｋＨｚ〜５００ｋＨｚ）よりも低い周波数（例：３０〜５０ｋＨｚ）となる。そこで、本実施形態では、負荷電流帰還回路２００に加えてフィルタ電流帰還回路３００が設けられている。

ここで、フィルタ１３０において、負荷であるスピーカＳＰに並列接続されたキャパシタ１３２へ流れ込む電流は、出力段１２０が出力するＰＷＭパルスの中でフィルタ１３０のＬＣ共振周波数以上の高周波成分により発生するものである。このフィルタ１３０のキャパシタ１３２に流れる電流をフィードバックすることで、低下した高周波のオープンループゲイン特性を上げることができ、Ｄ級増幅部１００の自励発振周波数を、負荷電流帰還回路２００のない従来の自励発振増幅器と同等の自励発振周波数に調整することができる。

そして、本実施形態による電力増幅器１は、半導体素子により構成されているため、真空管増幅器と異なって、小型・軽量化が可能であり、取り扱いに便利である。また、本実施形態による電力増幅器１は、出力段１２０の損失の少ないＤ級増幅部１００を使用しているので、真空管増幅器と異なり、高効率でスピーカＳＰを駆動することができる。

＜第２実施形態＞
図２はこの発明の第２実施形態である電力増幅器１Ａの構成を示す回路図である。なお、図２において、上記第１実施形態（図１）の各部と対応する部分には共通の符号を付し、その説明を省略する。

本実施形態による電力増幅器１Ａでは、上記第１実施形態における負荷電流帰還回路２００が増幅部２２０のない負荷電流帰還回路２００Ａに置き換えられている。電流検出抵抗２１０の両端に十分な大きさの電圧が発生する場合には、本実施形態のように増幅部２２０（図１）を省略し、回路構成を簡素化することが可能である。
本実施形態においても上記第１実施形態と同様な効果が得られる。

＜第３実施形態＞
図３はこの発明の第３実施形態である電力増幅器１Ｂの構成を示す回路図である。なお、図３において、上記第１実施形態（図１）の各部と対応する部分には共通の符号を付し、その説明を省略する。

本実施形態による電力増幅器１Ｃでは、上記第１実施形態におけるフィルタ電流帰還回路３００を有しない。このフィルタ電流帰還回路３００を有しないことにより、フィルタ１３０におけるキャパシタ１３２のノード１３３と反対側の端部は直接接地されている。また、上記第１実施形態においてフィルタ電流帰還回路３００に含まれていた抵抗３２１およびキャパシタ３２２は、オペアンプ１１０の反転入力端と接地線との間に直列に介挿されている。この抵抗３２１およびキャパシタ３２２を削除せずに残したのは、負荷電流帰還回路２００の周波数特性を上記第１実施形態と同じにするためである。

本実施形態は、フィルタ電流帰還回路３００がないため、高い自励発振周波数に設定するためには、第１実施形態と比べて帰還抵抗１４０を介する電圧帰還経路の信号を、負荷電流帰還経路２００の経路の信号と比べて大きくする必要がある。この場合、第１実施形態ほどの高い出力インピーダンスではなく、ある程度（例えば、十数Ω程度）の出力インピーダンスに留まるが、通常のＤ級増幅器より出力インピーダンスが高く、第１実施形態より回路構成が簡素になる利点がある。なお、本実施形態においても、上記第２実施形態のように、増幅部２２０を削除してもよい。

＜第４実施形態＞
図４はこの発明の第４実施形態である電力増幅器１Ｃの構成を示す回路図である。なお、図４において、上記第１実施形態（図１）の各部と対応する部分には共通の符号を付し、その説明を省略する。

本実施形態による電力増幅器１は、上記第１実施形態における自励発振型のＤ級増幅部１００を他励発振型のＤ級増幅部１００Ｃに置き換えたものである。このＤ級増幅部１００Ｃでは、上記第１実施形態のＤ級増幅部１００におけるオペアンプ１１０が、誤差積分器１５０およびコンパレータ１６０に置き換えられている。

誤差積分器１５０は、オペアンプ１５１と、このオペアンプ１５１の出力端および反転入力端間に介挿された積分キャパシタ１５２からなる。ここで、オペアンプ１５１の非反転入力端には入力端子１１１から入力オーディオ信号ＡＩＮが与えられる。また、オペアンプ１５１の反転入力端には、帰還抵抗１４０を介してスピーカＳＰから出力電圧が帰還され、負荷電流帰還回路２００を介してスピーカＳＰに流れる負荷電流が帰還され、フィルタ電流帰還回路３００を介してフィルタ１３０に流れる電流が帰還される。誤差積分器１５０は、入力オーディオ信号ＡＩＮと、これらの各帰還回路を介して帰還される帰還信号の誤差を積分し、積分値信号を出力する。

コンパレータ１６０の反転入力端には、入力オーディオ信号ＡＩＮの周波数帯域よりも十分に高い周波数を有する周期的なキャリア信号が図示しないキャリア信号発生回路から与えられる。図示の例では、このキャリア信号は三角波信号であるが、鋸歯状波信号をキャリア信号として用いてもよい。コンパレータ１６０は、誤差積分器１５０が出力する積分値信号とこのキャリア信号とを比較することにより、積分値信号によりパルス幅変調されたＰＷＭパルス列を出力段１２０に出力する。出力段１２０およびフィルタ１３０の機能は上記第１実施形態と同様である。

本実施形態においても上記第１実施形態と同様な効果が得られる。また、上記第1実施形態と異なり、本実施形態では、高周波数帯域において、Ｄ級増幅部１００のループゲインが０ｄＢとなるユニティゲイン周波数での位相マージンを確保し、Ｄ級増幅部１００が自励発振するのを防止する必要がある。そのため、本実施形態では、負荷電流帰還回路２００のない従来の電圧帰還型のＤ級増幅器と同様に、高周波数帯域でのオープンループゲイン特性を上げる必要がある。本実施形態では、フィルタ電流帰還回路３００によりフィルタ１３０のキャパシタ１３２に流れる電流が負帰還されるため、高周波数帯域におけるＤ級増幅部１００のオープンループゲイン特性を上げて、ユニティゲイン周波数での位相マージンを確保し、安定度を高めて自走発振を防止することができる。

＜第５実施形態＞
図５はこの発明の第５実施形態である電力増幅器１Ｄの構成を示す回路図である。なお、図５において、上記第１実施形態（図１）の各部と対応する部分には共通の符号を付し、その説明を省略する。

この電力増幅器１Ｄでは、上記第１実施形態における負荷電流帰還回路２００が負荷電流帰還回路２００Ｄに置き換えられている。この負荷電流帰還回路２００Ｄは、負荷電流帰還回路２００から電流検出抵抗２１０を削除し、その代わりに、フィルタ１３０のノード１３３とスピーカＳＰとの間にホール素子２４０を介挿した構成となっている。なお、フィルタ１３０のノード１３３とスピーカＳＰとの間にホール素子２４０を介挿した目的は、スピーカＳＰに流れる電流をモニタするためなので、このホール素子２４０は、スピーカと接地の間に挿入しても良い。

ホール素子２４０は、フィルタ１３０のノード１３３とスピーカＳＰとを結ぶ信号線に電流が流れることにより発生する磁界を検知し、この磁界の強度に応じた電圧を出力する。増幅部２２０および結合部２３０は、このホール素子２４０の出力電圧、すなわち、スピーカＳＰに流れる負荷電流に応じた電圧をＤ級増幅部１００の入力部たるオペアンプ１１０に帰還させる。

従って、本実施形態においても上記第１実施形態と同様な効果が得られる。また、本実施形態では、上記第１実施形態の電流検出抵抗２１０が不要なので、その分だけスピーカＳＰに供給する電力を高めることができる。

なお、本実施形態では、スピーカＳＰに流れる負荷電流を検出するための手段としてホール素子を設けたが、これに加え、フィルタ１３０に流れる電流を検出するための手段としてホール素子を用いてもよい。例えば図５において電流検出抵抗３１０を削除し、キャパシタ１３２に流れる電流の経路の任意の位置にホール素子を挿入し、このホール素子の出力電圧を結合部３２０に供給してもよい。

＜第６実施形態＞
図６はこの発明の第６実施形態である電力増幅器１Ｅの構成を示す回路図である。なお、図５において、上記第１実施形態（図１）の各部と対応する部分には共通の符号を付し、その説明を省略する。

この電力増幅器１Ｅでは、上記第１実施形態における負荷電流帰還回路２００が負荷電流帰還回路２００Ｅに置き換えられている。この負荷電流帰還回路２００Ｅは、負荷電流帰還回路２００から電流検出抵抗２１０を削除し、その代わりに、フィルタ１３０のノード１３３とスピーカＳＰとの間に電流検出抵抗２５０を介挿し、かつ、負荷電流帰還回路２００の増幅部２２０を増幅部２６０に置き換えた構成となっている。電流検出抵抗２１０の削除に伴い、スピーカＳＰにおける抵抗２５０の反対側の端子は直接接地されている。

増幅部２６０は、オペアンプ２６１と抵抗２６２〜２６５により構成されている。ここで、オペアンプ２６１の非反転入力端は、抵抗２６２を介して電流検出抵抗２５０のフィルタ１３０側の端部に接続されるとともに、抵抗２６３を介して接地されている。また、オペアンプ２６１の反転入力端は、抵抗２６４を介して電流検出抵抗２５０のスピーカＳＰ側の端部に接続されるとともに、抵抗２６５を介してオペアンプ２６１の出力端に接続されている。この増幅部２６０は、電流検出抵抗２５０の両端間電圧に比例した電圧を出力する。そして、この増幅部２６０の出力電圧、すなわち、スピーカＳＰに流れる負荷電流に応じた電圧は、結合部３２０を介してＤ級増幅部１００の入力部たるオペアンプ１１０に帰還される。
本実施形態においても、上記第１実施形態と同様な効果が得られる。

＜第７実施形態＞
図７はこの発明の第７実施形態である電力増幅器１Ｆの構成を示す回路図である。なお、図７において、上記第１実施形態（図１）の各部と対応する部分には共通の符号を付し、その説明を省略する。

この電力増幅器１Ｆでは、上記第１実施形態における負荷電流帰還回路２００が負荷電流帰還回路２００Ｆに置き換えられている。そして、この負荷電流帰還回路２００Ｆでは、負荷電流帰還回路２００における結合部２３０が、電気的特性の調整が可能な可変要素、具体的には抵抗値の調整が可能な可変抵抗２３１Ｆおよび容量値の調整が可能な可変キャパシタ２３２Ｆを直列接続してなる結合部２３０Ｆに置き換えられている。また、この電力増幅器１Ｆでは、オペアンプ１１０の反転入力端と接地線との間に介挿された可変キャパシタ４００が追加されている。

本実施形態は、トランスを介してスピーカを駆動する真空管増幅器と同様な音響再生を実現することを目的としている。図８は真空管増幅器とトランスの全体としての出力インピーダンスの周波数特性を例示する図である。図８に示すように、トランスを介してスピーカを駆動する真空管増幅器の出力インピーダンス（スピーカ側から見たトランスおよび真空管増幅器の全体としての出力インピーダンス）は、低域においてトランスのインダクタ成分により低下し、高域においてトランスのキャパシタ成分により低下する。そして、低域と高域とに挟まれた中域では、トランスおよび真空管増幅器の全体としての出力インピーダンスは高い値を維持する。

本実施形態において、可変抵抗２３１Ｆ、可変キャパシタ２３２Ｆおよび４００は、Ｄ級増幅部１００の出力インピーダンスの周波数特性をこのようなトランスおよび真空管増幅器の全体としての出力インピーダンスの周波数特性に近づけることを容易にする役割を果たす。

さらに詳述すると、本実施形態において、可変キャパシタ２３２Ｆの容量値を増加させると、負荷電流帰還回路２００Ｆを介した負帰還量が所定量以上となる帯域（すなわち、Ｄ級増幅部１００の出力インピーダンスが高くなる中域）の下限周波数が低くなる。従って、可変キャパシタ２３２Ｆの容量値の増減により、中域と低域との境界周波数を調整することができる。

また、可変抵抗２３１Ｆの抵抗値の増減により、中域における負荷電流帰還回路２００Ｆを介した負帰還量を調整することができる。可変抵抗２３１Ｆの抵抗値の増減により、中域におけるＤ級増幅部１００の出力インピーダンスを調整することができる。

また、可変キャパシタ４００の容量値を増加させると、負荷電流帰還回路２００Ｆおよびフィルタ電流帰還回路３００を介した負帰還量が所定量以上となる中域の上限周波数が低くなる。従って、可変キャパシタ４００の容量値の増減により、中域と高域との境界周波数を調整することができる。

このように本実施形態によれば、上記第１実施形態の効果に加えて、Ｄ級増幅部１００の出力インピーダンスの周波数特性をトランスおよび真空管増幅器の全体としての出力インピーダンスの周波数特性に近づけることが容易になるという効果が得られる。

ここで、トランスを含めた真空管増幅器の出力インピーダンスの周波数特性は、真空管増幅器に使用される真空管の特性に依存して異なったものとなる。従って、可変抵抗２３１Ｆ、可変キャパシタ２３２Ｆおよび４００を調整することにより、異なる真空管を使用した各種の真空管増幅器の出力インピーダンスの周波数特性を模擬した電力増幅器を実現してもよい。

＜第８実施形態＞
図９はこの発明の第８実施形態である電力増幅器１Ｇの構成を示す回路図である。なお、図９において、上記第１実施形態（図１）の各部と対応する部分には共通の符号を付し、その説明を省略する。

この電力増幅器１Ｇにおいて、Ｄ級増幅部１００Ｇは、上記第１実施形態のＤ級増幅部１００から帰還抵抗１４０を削除した構成となっている。また、本実施形態では、上記第１実施形態における負荷電流帰還回路２００が電圧電流帰還回路２００Ｇに置き換えられている。また、本実施形態では、上記第７実施形態と同様な可変キャパシタ４００がオペアンプ１１０の反転入力端と接地線との間に介挿されている。

電圧電流帰還回路２００Ｇは、負荷電流帰還回路２００（図１）と同様な電流検出抵抗２１０と増幅部２２０を有している。そして、増幅部２２０の出力端とフィルタ１３０のノード１３３との間には可変抵抗２７０が介挿されている。この可変抵抗２７０は、増幅部２２０の出力端とフィルタ１３０のノード１３３の電圧とを内分した電圧を摺動子から出力する。この可変抵抗２７０の内分比は、可変抵抗２７０の両端間における摺動子の位置を変えることにより調整可能である。可変抵抗２７０の摺動子の出力電圧は、抵抗２８１および可変キャパシタ２８２を直列接続してなる結合部２８０を介してオペアンプ１１０の反転入力端に帰還される。

本実施形態では、電圧電流帰還回路２００Ｇにより、スピーカＳＰに対する出力電圧のオペアンプ１１０への負帰還（以下、便宜上、単に電圧帰還という）と、スピーカＳＰに流れる負荷電流のオペアンプ１１０への負帰還（以下、便宜上、単に電流帰還という）の両方が行われる。ここで、可変抵抗２７０の摺動子をノード１３３の接続された端部に近づけると、電圧帰還の帰還量が増えて電流帰還の帰還量が減る。逆に可変抵抗２７０の摺動子を増幅部２２０の出力端が接続された端部に近づけると、電流帰還の帰還量が増えて電圧帰還の帰還量が減る。

このように本実施形態によれば、電圧帰還の帰還量と電流帰還の帰還量のバランスを調整することができるので、電力増幅器の出力インピーダンスの周波数特性の調整の自由度が増すという効果が得られる。

また、本実施形態では、電圧電流帰還回路２００Ｇに可変キャパシタ２８２が設けられ、かつ、可変キャパシタ４００がオペアンプ１１０の反転入力端と接地線との間に介挿されている。従って、上記第７実施形態と同様、Ｄ級増幅部１００の出力インピーダンスの周波数特性をトランスおよび真空管増幅器の全体としての出力インピーダンスの周波数特性に近づけることが容易になるという効果が得られる。

１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅ，１Ｆ，１Ｇ……電力増幅器、１００，１００Ｇ……Ｄ級増幅部、１１１……入力端、１１０……オペアンプ、１２０……出力段、１３０……フィルタ、ＳＰ……スピーカ、２００，２００Ａ，２００Ｄ，２００Ｅ，２００Ｆ……負荷電流帰還回路、２１０，３１０，２５０……電流検出抵抗、２２０，２６０……増幅部、２３０，３２０……結合部、３００……フィルタ電流帰還回路、４００，２３２Ｆ，２８２……可変キャパシタ、２３１Ｆ，２７０……可変抵抗、２００Ｇ……電圧電流帰還回路、１５０……誤差積分器、１６０……コンパレータ。

Claims

入力部を有し、前記入力部に入力される信号に応じて出力段であるスイッチング素子をスイッチングし、前記スイッチング素子を介して負荷に電源からの電流を出力するＤ級増幅部と、
前記負荷に流れる電流を前記Ｄ級増幅部の入力部に負帰還させる負荷電流帰還回路と、
前記Ｄ級増幅部の出力段と前記負荷との間に介在するフィルタに流れる電流を前記Ｄ級増幅部の入力部に負帰還させるフィルタ電流帰還回路と
を具備することを特徴とする電力増幅器。
入力部を有し、前記入力部に入力される信号に応じて出力段であるスイッチング素子をスイッチングし、前記スイッチング素子を介して負荷に電源からの電流を出力するＤ級増幅部と、
前記負荷に流れる電流を前記Ｄ級増幅部の入力部に負帰還させる負荷電流帰還回路とを具備し、
前記負荷電流帰還回路は、前記負荷に対する電圧を前記Ｄ級増幅器の入力部に負帰還させる負帰還量と、前記負荷に流れる電流を前記Ｄ級増幅部の入力部に負帰還させる負帰還量とのバランスを調整する負帰還量調整手段を含むことを特徴とする電力増幅器。
前記Ｄ級増幅部の入力部に負帰還される信号の経路に電気的特性の調整が可能な可変要素を含むことを特徴とする請求項１または２に記載の電力増幅器。
前記Ｄ級増幅部が自励発振型の増幅器であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１の請求項に記載の電力増幅器。
前記Ｄ級増幅部が他励発振型の増幅器であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１の請求項に記載の電力増幅器。