JP6269423B2 - 電力増幅装置および電力増幅方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力増幅装置および電力増幅方法に関する。

今日において、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）またはパルス密度変調（ＰＤＭ：Pulse Density Modulation）を用い、スイッチング回路で電力増幅を行うデジタルアンプ装置（Ｄ級アンプ装置）が知られている。デジタルアンプ装置は、例えば最大で９０％以上等の高効率増幅が可能であり、また、発熱量も少ない。このため、ミニオーディオコンポーネント、カーオーディオ、または、携帯音楽プレーヤ等に用いられている。

ここで、複数のデジタルアンプ装置を並列動作させる場合、アンプゲインのバラツキ、および、電源電圧のバラツキ等を考慮する必要がある。このため、無帰還型デジタルアンプおよび無帰還型電源を組み合わせて電源電圧を変動させることで、複数のデジタルアンプ装置を並列動作させる方式が知られている（第１の方式）。

また、特許文献１（特表２０１３−５２１６９９号公報）には、デジタルアンプ復調器（ＬＣフィルタ）前から局部電流帰還することで電流制限し、複数のデジタルアンプ装置を並列動作させる方式が開示されている（第２の方式）。

さらに、特許文献２（特開平７−１３１２７２号公報）には、事前に出力負荷の値を入力し、状態のフィードバックを行うことで、複数のデジタルアンプ装置を並列動作させる方式が開示されている（第３の方式）。

特表２０１３−５２１６９９号公報 特開平７−１３１２７２号公報

しかし、第１の方式の場合、並列動作時のアンプゲインのバラツキ等で、アンプ間異常電流を防ぐために、高くなるまで電源電圧を変動させる必要がある。このため、回路素子の高耐圧化が必要となり、部品寸法が大きくなり、また、コスト高となる問題がある。また、第１の方式の場合、電源電圧の制約から、並列接続可能な台数が制限される問題がある。

特許文献１に開示されている第２の方式の場合、局部電流帰還と復調後からの電圧帰還が行われているため、総合的には電圧帰還タイプのデジタルアンプとなっている。このため、第２の方式の場合、負荷変動に対して電流帰還率の調整が困難となる問題がある。また、第２の方式の場合、直接、負荷電流を計測していないため、電流精度が低い方式である。また、第２の方式の場合、並列接続する台数が制限される問題もある。

特許文献２に開示されている第３の方式の場合、事前に負荷を測定し、パラメータを計算する必要がある。このため、複雑な制御が必要となり、コスト高となる問題がある。また、第３の方式の場合、負荷の変動に対応困難な問題がある。負荷の変動とは、例えば以下の場合である。家屋の１階のスピーカ装置および家屋の２階のスピーカ装置が負荷として設定されている状態において、１階のスピーカ装置のみから音声出力を得ようとする場合、音声出力先の選択操作により、１階のスピーカ装置のみを選択する。これにより、家屋の１階のスピーカ装置および２階のスピーカ装置に対応する負荷が、１階のスピーカ装置のみの負荷に変動する。一例ではあるが、負荷の変動とは、このような場合である。

このように、従来の方式では、複数のデジタルアンプ装置を並列接続した場合に、良好な動作が困難となる問題があった。

本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、複数が並列接続された場合でも、良好に動作させることができるような電力増幅装置および電力増幅方法の提供を目的とする。

上述した課題を解決するための手段として、本発明は、入力信号を増幅して負荷に供給する増幅部と、増幅部の出力段に設けられ、増幅部から出力される出力信号の電流を検出する電流検出回路と、所定の帰還量で、検出された電流を帰還する電流帰還回路と、所定の帰還量で、出力信号の電圧を帰還する電圧帰還回路と、帰還された電流および帰還された電圧を用いて入力信号を調整する調整部とを有し、電流帰還回路の帰還量、および、電圧帰還回路の帰還量は、当該電力増幅装置と他の電力増幅装置を並列接続した際に、各電力増幅装置の間の出力電圧のバラツキを吸収する帰還量にそれぞれ調整されている。

また、上述した課題を解決するための手段として、本発明は、増幅部が、入力信号を増幅して負荷に供給する増幅ステップと、増幅部の出力段に設けられた電流検出回路が、増幅部から出力される出力信号の電流を検出する電流検出ステップと、電流帰還回路が、所定の帰還量で、検出された電流を帰還する電流帰還ステップと、電圧帰還回路が、所定の帰還量で、出力信号の電圧を帰還する電圧帰還ステップと、調整部が、帰還された電流および帰還された電圧を用いて入力信号を調整する調整ステップとを有し、電流帰還ステップの帰還量、および、電圧帰還ステップの帰還量は、当該電力増幅装置と他の電力増幅装置を並列接続した際に、各電力増幅装置の間の出力電圧のバラツキを吸収する帰還量にそれぞれ調整されている。

本発明は、複数が並列接続された場合でも、良好に動作させることができる。

図１は、本発明を適用した第１の実施の形態となる電力増幅装置のブロック図である。 図２は、第１の実施の形態となる電力増幅装置の動作原理を説明するための図である。 図３は、第１の実施の形態となる電力増幅装置を並列接続した状態を示すブロック図である。 図４は、第１の実施の形態となる電力増幅装置の等価回路図である。 図５は、第１の実施の形態となる電力増幅装置の並列接続時における設計条件の一例を示す図である。 図６は、第１の実施の形態となる電力増幅装置の並列接続時における各設計条件を示す図である。 図７は、第１の実施の形態となる電力増幅装置の並列接続時における出力抵抗の電流帰還量に対する依存性を説明するための図である。 図８は、第１の実施の形態となる電力増幅装置の並列接続時におけるゲインの電流帰還量に対する依存性を説明するための図である。 図９は、第１の実施の形態となる電力増幅装置の並列接続時におけるゲインの出力付加抵抗に対する依存性を説明するための図である。 図１０は、第１の実施の形態となる電力増幅装置の並列接続時におけるゲインの出力電流に対する依存性を説明するための図である。 図１１は、本発明を適用した第２の実施の形態となる電力増幅装置のブロック図である。 図１２は、第２の実施の形態となる電力増幅装置の等価回路図である。 図１３は、本発明を適用した第３の実施の形態となる電力増幅装置の等価回路図である。 図１４は、本発明を適用した第４の実施の形態となる電力増幅装置の等価回路図である。 図１５は、本発明を適用した第４の実施の形態となる電力増幅装置の動作を説明するためのフローチャートである。 図１６は、本発明を適用した第５の実施の形態となる電力増幅装置の等価回路図である。 図１７は、本発明を適用した第５の実施の形態となる電力増幅装置の動作を説明するためのフローチャートである。 図１８は、本発明を適用した第６の実施の形態となる電力増幅装置のブロック図である。 図１９は、本発明を適用した第６の実施の形態の変形例となる電力増幅装置のブロック図である。 図２０は、本発明を適用した第６実施の形態の電力増幅装置の動作原理を説明するための図である。 図２１は、本発明を適用した第６実施の形態の電力増幅装置の電流帰還量の切り替え前における、ゲインの出力電流に対する依存性を説明するための図である。 図２２は、本発明を適用した第６実施の形態の電力増幅装置の電流帰還量の切り替え後における、ゲインの出力電流に対する依存性を説明するための図である。

以下、添付図面を参照して、本発明を適用した実施の形態となる電力増幅装置を詳細に説明する。

（概要）
実施の形態の電力増幅装置は、復調後の音声信号の電流帰還および電圧帰還を融合させる方式となっている。実施の形態の電力増幅装置は、復調後の音声信号の電流帰還量および電圧帰還量を容易に設定でき、高精度にアンプ間のバラツキを吸収できる。また、高耐圧化する必要もなく、簡単な回路構成で実現可能となっている。また、負荷変動に対しても自動的に対応でき、良好な並列動作を可能とする。

また、実施の形態の電力増幅装置は、負荷抵抗が小さくなり出力電流が増え、閾値電流に至った際に、電流帰還量を切り替え、負荷電流を抑制する。これにより、実施の形態の電力増幅装置は、音声歪等を低減する。また、実施の形態の電力増幅装置は、アンプ出力にパワーFETを直列に挿入する必要がないため、無駄な発熱を防止できる。また、実施の形態の電力増幅装置は、短絡電流から計算して、電流帰還量を可変することで、回線短絡の負荷および不完全負荷短絡の両方に対応する。また、出力電流を制御中でも、音声信号の歪を抑えることができ、音声を明瞭にスピーカ装置に伝達することができる。また、電流帰還量を自由に設定できるため、どのようなジャンルの製品、使用環境、使用場所にも良好に対応することができる。

（第１の実施の形態）
図１に、本発明の第１の実施の形態となる電力増幅装置１のブロック図を示す。この図１に示す電力増幅装置１は、シングルエンド型の例である。電力増幅装置１は、入力端子２、オペアンプ回路３、ＰＷＭ変調回路４、電圧増幅回路５、ローパスフィルタ（ＬＰＦ：復調回路）６、電流検出回路７、電圧帰還回路８、電流帰還回路９、加算器１０、および、出力端子１１ａ，１１ｂを有している。このような電力増幅装置１は、スピーカ装置等の負荷１２に接続されている。なお、電圧増幅回路５は、増幅部の一例である。また、加算器１０は、調整部の一例である。

入力端子２には、音声信号（Ｖｉｎ）が供給される。オペアンプ回路３は、入力された音声信号を、所定の利得で増幅して出力する。ＰＷＭ変調回路４は、増幅された音声信号にパルス幅変調処理を施す。ＰＷＭは、「Pulse Width Modulation」の略記である。ＰＷＭ変調回路４の代わりに、デルタシグマ変調器（ΔΣ変調器）を用いてもよい。

電圧増幅回路５は、パルス幅変調処理された音声信号の電圧を、所定分、増幅する。具体的には、例えば２つの出力用パワーＭＯＳＦＥＴを用い、パルス幅変調処理された音声信号のパルス幅のタイミングで、比較的高い電圧をスイッチングする。ＭＯＳＦＥＴは、「Metal-Oxide-semiconductor Field-Effect Transistor」の略記である。これにより、電圧振幅が大きなパルス幅変調処理された音声信号を得ることができる。ＬＰＦ６は、音声信号ラインに直列挿入接続されたコイル６Ｒと、コイル６Ｒの出力側と接地との間に並列接続されたコンデンサ６Ｃとを有している。ＬＰＦ６は、パルス幅変調処理された音声信号から高周波成分を除去し、出力端子１１ａ，１１ｂを介して負荷１２に供給する。

電圧帰還回路８は、ＬＰＦ６により高周波成分が除去された音声信号の電圧値（β０）を負帰還する。電流帰還回路９は、電流検出回路７により検出された、ＬＰＦ６により高周波成分が除去された音声信号の電流値に対応する電圧値（β１）を負帰還する。加算器１０は、入力された音声信号に、負帰還された各電圧値（β０，β１）を加算処理する。これにより、複数の電力増幅装置１が並列接続した場合に、各電力増幅装置１間のアンプゲインおよび電源電圧のバラツキ等を吸収して、良好な並列動作を可能とする。

次に、実施の形態のデータ発生装置１が、良好な並列動作を可能とする原理を説明する。図２は、上述の電力増幅装置１を、２つ並列接続した場合における、ＬＰＦ６後の出力電流Ｉｏ（横軸）と、ＬＰＦ６後の出力電圧（Ｖｏ）との関係を示している。この図２において、電圧帰還量β０が大きい場合（β１＝０、β０≫０）、オーディオ性能は良いのであるが、各電力増幅装置１の並列動作に支障が出る。なお、オーディオ性能が良いとは、音声信号の電圧の変動が少ないことを言う。これに対して、電流帰還量β１が大きい場合（β１≫０、β０＝０）、各電力増幅装置１の並列動作は良好であるが、オーディオ性能に支障を来す。

ここで、図２において、Ｖｏ１は、並列接続された２つの電力増幅装置１のうち、一方の電力増幅装置１の出力電圧を示している。また、Ｖｏ２は、並列接続された２つの電力増幅装置１のうち、他方の電力増幅装置１の出力電圧を示している。並列接続された各電力増幅装置１の間に、Ｖｏ１とＶｏ２のような出力電圧のバラツキ（Ｖｏ１＞Ｖｏ２）が生じても、Ｖｏ１とＶｏ２の出力電圧差に対応する傾きが大きくなるに連れ、出力電流変動幅ΔＩｏが小さくなり、各電力増幅装置１の良好な並列動作を可能とすることができる。そして、電圧電流帰還比β１／β０の比率を調整することで、オーディオ性能を確保したうえで、各電力増幅装置１の良好な並列動作を可能とすることができる。だだし、電圧電流帰還比β１／β０の傾きを大きくし過ぎると、オーディオ性能（ゲイン変動、歪率、定格出力、ＰＳＲＲ）の低下が顕著となり、実用に耐えない。ＰＳＲＲは、「Power Supply Rejection Ratio：電源電圧変動除去比」の略記である。

このため、実施の形態の電力増幅装置１は、並列接続された各電力増幅装置１の出力電圧Ｖｏ１と出力電圧Ｖｏ２のバラツキ量が大きい場合、電圧電流帰還比β１／β０の比率を大きくし、出力電流Ｉｏに対する出力電圧Ｖｏの傾きを大きくする。これにより、様々なバラツキに対応した、良好な並列動作を可能としている。

また、実施の形態の電力増幅装置１は、復調回路として動作するＬＰＦ６の後段から帰還を掛けるため、電流帰還量β１および電圧帰還量β０の値を、それぞれ独立かつ簡単に調整できる。

なお、図２の例は、２台の電力増幅装置１を並列接続した例であるが、図３は、３台の電力増幅装置１を並列接続した例である。この例の場合、入力端子２から入力された音声信号は、各電力増幅装置１の加算器１０を介してオペアンプ回路３にそれぞれ供給され、また、各電力増幅装置１の出力端子１１ａ，１１ｂは、それぞれ負荷１２に接続されるように、３台の電力増幅装置１が並列接続されている。この場合も、各電力増幅装置１の出力電圧のバラツキの範囲が分かれば、出力電流Ｉｏに対する出力電圧Ｖｏの傾き傾きを調整することで、３台の電力増幅装置１の並列接続も良好なものとすることができる。４台以上の電力増幅装置１の並列接続も同様である。

次に、電力増幅装置１のアンプゲイン、ループゲインおよび出力抵抗の導出の仕方を説明する。図４は、図１に示した電力増幅装置１の等価回路図である。この図４において、内部抵抗Ｒｏは、電圧増幅回路５のＭＯＳＦＥＴのオン抵抗、および、ＬＰＦ６のコイル６Ｒ（Ｌｏ）の直流抵抗等である。電流検出回路７は、センス抵抗Ｒｓ（電流検出抵抗Ｒｓ）に置換されている。電流検出回路７は、電流検出抵抗Ｒｓの両端の電位差（電圧）を、ＬＰＦ６で復調された音声信号の電流値ｉｏとして検出する。なお、音声信号の電流値ｉｏ＝出力電圧Ｖｏ／負荷１２の抵抗値ＲＬである。

電流帰還回路９は、「調整された電流帰還量β１×電流検出抵抗Ｒｓ×音声信号の電流値ｉｏ」の電圧値を、加算器１０に負帰還する。なお、この例では、ＬＰＦ６で復調された音声信号の電流値ｉｏを電流検出抵抗Ｒｓで検出したが、電流検出抵抗Ｒｓの代わりにトランスを挿入し、その２次電圧で検出してもよい。電圧帰還回路８は、「ＬＰＦ６から出力された音声信号の電圧値Ｖｏ×調整された電圧帰還量β０」の電圧値を、加算器１０に負帰還する。また、図４におけるＺｏは、電力増幅装置１の出力インピーダンス（電力増幅装置１の出力抵抗）を示している。

このような電力増幅装置１の等価回路において、電力増幅装置１のアンプゲイン（Gain）は以下の数１式で、ループゲイン（Loop Gain）は、以下の数２式で、出力抵抗Ｚｏは以下の数３式で、それぞれ算出される。なお、各式中、「Ａ」は、オペアンプ回路３、電圧増幅回路５の利得等の電力増幅装置１の内部ゲインを示す。また、「A×β0≫１」、「A×β1≫１」とする。

Gain＝∂Vo/∂Vin≒A/(1+A×(β0+β1×(Rs/Zo))) ≒1/(β0+β1×(Rs/Zo)・・・（数１式）

Loop Gain≒A×(β0+β1×(Rs/Zo)) ・・・（数２式）

Zo＝∂Vo/∂io≒(((1+A×β1)/(1+A×β0))×Rs)+((1/(1+A×β0))×Ro) ≒(β1/β0)×Rs・・・（数３式）

電力増幅装置１のアンプゲイン（Gain）、ループゲイン（Loop Gain）、および、出力抵抗Ｚｏは、それぞれ電圧帰還量β０および電流帰還量β1が融合して成立する。

次に、電力増幅装置１の設計条件を説明する。図５は、それぞれ並列接続され、スピーカ装置等の負荷１２に接続された３台の電力増幅装置１を模式的に示した図である。このように複数の電力増幅装置１を並列接続した際に、良好な並列動作を示し、また、良好なオーディオ性能を得るには、以下の第１〜第７の条件を満足するように、電力増幅装置１を設計する必要がある。

（第１の条件）
アンプゲイン（Gain）は、システム設計時に一律に決定されるが、ここでは一例として２７ｄＢとする。

（第２の条件）
電力増幅装置１の出力パワーもシステム設計時に一律に決定されるが、ここでは一例として最大９０Ｗ／４Ωとする。

（第３の条件）
アンプ動作として、音質改善のため、Loop Gain ≧ 20dB以上とする（オーディオ性能向上）。

（第４の条件）
並列動作する各電力増幅装置１の出力電圧のバラツキを、図５に示すように±１０％以下とする。

（第５の条件）
並列動作する各電力増幅装置１の最大電圧バラツキ（±１０％）時に流れる循環電流を、図５に示すように２．５Ａ以下とする。

（第６の条件）
循環電流を２．５Ａとするための、電力増幅装置１の出力抵抗Ｚｏを導出する。

（第７の条件）
負荷１２が低下した場合（大電流出力時）の、電力増幅装置１のゲイン変動幅を、３ｄＢ以内とする。

このような第１〜第７の条件を満足する電圧帰還量β０および電流帰還量β1は、限られた範囲で存在する。第１〜第７の条件を満足するポイントを見つけることができれば、電圧帰還量β０および電流帰還量β1が互いに強調および融合し、良好な並列動作および良好なオーディオ性能を得ることができる。

実施の形態の電力増幅装置１は、以下に説明するように導出された電圧帰還量β０および電流帰還量β1を用いることで、良好な並列動作および良好なオーディオ性能を得ている。まず、図６は、各項目に対応する条件または設定値（代表値）をまとめた図である。上述したが、この図６に示すように電力増幅装置１のアンプゲインは２７ｄＢに設定される。電力増幅装置１の最大出力パワーは、最大９０Ｗ／４Ωに設定される。電力増幅装置１の内部ゲインＡは７０ｄＢに設定される。電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値は、５０ｍΩに設定される。電力増幅装置１の内部抵抗Ｒｏは、５０ｍΩに設定される。ループゲインは、２０ｄＢ以上に設定される。電力増幅装置１の出力電圧のバラツキは、±１０％以下とする。許容可能な循環電流は、±２．５Ａ以下とする。電力増幅装置１のアンプゲインの変動幅（負荷依存）は、３ｄＢ以下とする。

このような条件下において、図６の電力増幅装置１のアンプゲインが２７ｄＢであるため、数１式を用いて、電圧帰還量β０＝０．０４５を算出する。すなわち、電圧帰還のみの場合（β１＝０）、数１式を変形すると、β０＝１／Ｇａｉｎとなる。図６からアンプＧａｉｎは２７ｄＢ（２２．４倍）であるため、電圧帰還量β０＝１／２２．４＝０．０４５を算出できる。

次に、図６に示す最大出力パワー９０Ｗ／４Ω、各電力増幅装置１の出力電圧のバラツキ±１０％以下、および、許容循環電流±２．５Ａ以下の各条件から、数３式を用いて、電力増幅装置１の出力抵抗Ｚｏを算出する。この条件に対応する出力抵抗Ｚｏの数４式は、以下のようになる。

Ｚｏ＝（√９０Ｗ×√４Ω×（１．１−０．９））／２．５Ａ≒１．５Ω・・・（数４式）

この数式から、出力抵抗Ｚｏ≧１．５Ωが必要となることがわかる。また、図７は、電圧帰還量β０が０．０４５の場合における、出力抵抗Ｚｏと電流帰還量β１との関係（依存性）を示す図である。この図７からわかるように、出力抵抗Ｚｏ≧１．５Ωとなる電流帰還量β１は、β１≧１．３５であることがわかる。

次に、図６に示すように、負荷１２の負荷変動（無負荷、４Ω、８Ω、２０Ω）によるゲイン変動幅を３ｄＢ以下とする必要がある。図８は、電圧帰還量β０が０．０４５の場合における、電力増幅装置１のアンプゲインと電流帰還量β１との関係（依存性）を示す図である。上述の数１式および図７からわかるように、負荷変動が３ｄＢ以内となる電流帰還量β１は、β１≦１．４５となる。

図７および図８から、電流帰還量β１の最適値は、「１．３５≦β１≦１．４５」の範囲であることがわかる。従って、電圧帰還量β０の設計値は、β０＝０．０４５、電流帰還量β１の設計値は、β１＝１．４０（１．３５と１．４５の中間の値）となる。この電圧帰還量β０の設計値および電流帰還量β１の設計値を、上述の数２式に代入すると、ループゲインとして４６ｄＢの値が算出される。図６に示すようにループゲインの条件は、２０ｄＢ以上である。このため、電圧帰還量β０＝０．０４５の設計値、および、電流帰還量β１＝１．４０の設計値は、ループゲインの条件を満足する。

次に、電圧帰還量β０＝０．０４５、電流帰還量β１＝１．４０の各設計値、および、電力増幅装置１の最大出力パワーを９０Ｗ／４Ωの条件で実施の形態の電力増幅装置１を検証した結果、以下の検証結果を得られた。

図９は、２７ｄＢが条件として設定されている電力増幅装置１のアンプゲインと、負荷１２の負荷抵抗ＲＬとの関係（アンプゲインの負荷抵抗依存性）を示す図である。また、図１０は、２７ｄＢが条件として設定されている電力増幅装置１のアンプゲインと、電力増幅装置１から負荷１２に供給される出力電流Ｉｏとの関係（アンプゲインの出力電流依存性）を示す図である。

電力増幅装置１の電圧帰還量β０をβ０＝０．０４５とし、電流帰還量β１をβ１＝１．４０として最適化することで、図９に示すように負荷１２が９０Ωを境に電圧帰還と電流帰還が自動的に変動する。また、図１０に示すように出力電流が１Ａとなったときを境に電圧帰還と電流帰還が自動的に変動する。

すなわち、図９に示す電流帰還量β１＝１．４０の特性曲線を見ると、負荷１２の負荷抵抗ＲＬが４Ωのときに、ゲイン変動幅（負荷依存）が３ｄＢ以下の条件を満たす最低負荷抵抗値となる。以後、負荷抵抗ＲＬが徐々に増えるに連れ、電流帰還量β１も徐々に増加して、電力増幅装置１のアンプゲインが２７ｄＢまでの範囲内で変化し、負荷抵抗ＲＬの変動に対応する。そして、負荷抵抗ＲＬの値が９０Ωとなったときを境にして、電圧帰還量β０の効果が優勢となる。図９に示す電流帰還領域は、負荷抵抗ＲＬが４Ω〜９０Ωの範囲で、電流帰還量β１の効果が優勢であることを示している。また、図９に示す電圧帰還領域は、負荷抵抗ＲＬが９０Ω以上の範囲で、電圧帰還量β０の効果が優勢であることを示している。

次に、図１０に示す電流帰還量β１＝１．４０の特性曲線を見ると、電力増幅装置１の出力電流Ｉｏの値が４．７５Ａのときに、ゲイン変動幅（負荷依存）が３ｄＢ以下の条件を満たす電流変動最大値となる。すなわち、電力増幅装置１の出力電流Ｉｏの値が０．１Ａ〜４．７５Ａの出力電流変動範囲内において、ゲイン変動幅（負荷依存）が３ｄＢ以下の条件を満たす。また、出力電流Ｉｏの値が０．１Ａ〜１Ａの出力電流変動範囲内では、電圧帰還量β０の効果が優勢となる。図１０に示す電圧帰還領域は、電圧帰還量β０の効果が優勢となる範囲を示している。また、出力電流Ｉｏの値が１Ａ〜４．７５Ａの出力電流変動範囲内では、電流帰還量β１の効果が優勢となる。図１０に示す電流帰還領域は、電流帰還量β１の効果が優勢となる範囲を示している。出力電流Ｉｏの値が１Ａ〜４．７５Ａの出力電流変動範囲内では、電流帰還量の効果が優勢になり、電力増幅装置１のアンプゲインを所定の値まで低下させる。

これにより、複数の電力増幅装置１を並列接続して動作させた際に、各電力増幅装置１間で電圧差が発生した場合、電流帰還の効果により差電圧を吸収し、各電力増幅装置１の並列動作を安定させることができる。また、 出力電流Ｉｏの値が１Ａ以下で小さいときには、電圧帰還の効果により、オーディオ性能を十分に引き出すことができる。設定した電圧帰還量β０に対して、電流帰還量β1の範囲は、音質を考慮する場合は大きな値が好ましく、各電力増幅装置１の並列動作の安定性を図る場合は小さい値が好ましい。

以上の説明から明らかなように、第１の実施の形態の電力増幅装置１は、ＬＰＦ６で復調した音声信号の電流値を電流帰還回路９で所定量、負帰還し、ＬＰＦ６で復調した音声信号の電圧値を電圧帰還回路８で所定量、負帰還する。そして、加算器１０において、入力される音声信号に加算する。復調後の音声信号から検出した電流値の電流帰還量β1と電圧帰還量β０を自由に設定できるため、並列接続された複数の電力増幅装置１間の出力電圧のバラツキを高精度に吸収できる。

また、並列接続された複数の電力増幅装置１間の出力電圧のバラツキを高精度に吸収できるため、各電力増幅装置１を並列動作させるために電源電圧を高く変動させる必要がない。このため、高耐圧素子を用いる必要がなく、電力増幅装置１の低コスト化を実現できる。

また、並列動作する各電力増幅装置１に接続された負荷１２の負荷変動にも自動に対応できる。このため、事前に負荷を計測する必要がなく、また、シンプルかつ素子点数が少ない回路構成で実現できる。

電力増幅装置１の出力パワーおよび負荷変動幅は、製品ジャンル、使用環境、および、使用場所等で異なるため、製品毎に電流帰還量β1と電圧帰還量β０の割合の最適化が必要となる。しかし、実施の形態の電力増幅装置１の場合、電流帰還量β1と電圧帰還量β０の割合を自由に設定できる。このため、どのような、仕様の電力増幅装置１にも適用可能となる自由度の高さを有している。

また、低音を再生するスピーカーユニットであるウーファは、電流帰還タイプと電圧帰還タイプに分かれるが、上述の電流帰還および電圧帰還を適用すれば、音質と大電流駆動の最適化が可能となり、音質（引き締まり感）の調整を容易とすることができる。

また、第１の実施の形態の電力増幅装置１は、一方のチャンネルに正相で音声信号を入力し、他方のチャンネルに逆相で音声信号を入力し、それぞれの出力の正極同士をスピーカ装置に接続することで、ステレオアンプの２つの出力をブリッジ接続してモノラルアンプとして使用するＢＴＬ接続にも適用可能である。ＢＴＬは、「Bridged Transless」の略記である。

（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態となる電力増幅装置の説明をする。上述の第１の実施の形態の電力増幅装置１は。ＬＰＦ６の出力段に、電流検出回路７を設けたものであった。この第２の実施の形態の電力増幅装置１は、図１１に示すように、出力端子１１ｂと接地との間に電流検出回路７を設けたものである。以下、このような差異の説明のみ行い、重複説明は省略する。

図１２に、第２の実施の形態の電力増幅装置１の等価回路図を示す。この図１２に示すように、第２の実施の形態の電力増幅装置１の場合、電流検出回路７の電流検出抵抗Ｒｓを、出力端子１１ｂと接地との間に挿入接続している。そして、電流検出抵抗Ｒｓの両端の電圧を、出力電流Ｉｏの現在値として検出し、電流帰還回路９を介して加算器１０に負帰還する。これにより、上述の第１の実施の形態の電力増幅装置１と同じ効果を得ることができる。

（第３の実施の形態）
次に、本発明の第３の実施の形態となる電力増幅装置の説明をする。この第３の実施の形態の電力増幅装置１は、電流検出回路７からの電流検出出力から、デジタルアンプ特有のスイッチングノイズを除去するフィルタを設けたものである。以下、このような差異の説明のみ行い、重複説明は省略する。

図１３は、第３の実施の形態の電力増幅装置１の等価回路図である。第３の実施の形態の電力増幅装置１の場合、図１３に示すように電流検出回路７の電流検出抵抗Ｒｓで検出された電流検出出力からデジタルアンプ特有のスイッチングノイズを除去するフィルタ２０を有している。

電力増幅装置１においては、上述のように電圧増幅回路５は、例えば２つの出力用パワーＭＯＳＦＥＴを用い、パルス幅変調処理された音声信号のパルス幅のタイミングで、比較的高い電圧をスイッチングする。このため、音声信号にスパイクノイズ状のスイッチングノイズが重畳する。フィルタ２０は、電流検出抵抗Ｒｓで検出された電流検出出力からスイッチングノイズを除去し、電流帰還回路９に供給する。

これにより、電流帰還回路９の誤動作を防止でき、出力電流ioの安定度を高めることができる他、上述の各実施の形態と同様の効果を得ることができる。なお、フィルタ２０を電流帰還回路９内に組み込んでもよい。

（第４の実施の形態）
次に、本発明の第４の実施の形態となる電力増幅装置の説明をする。この第４の実施の形態の電力増幅装置１は、上述の電圧帰還量β０および電流帰還量β1の決定を、マイクロコンピュータ装置（マイコン）の制御で自動で行うようにしたものである。以下、このような差異の説明のみ行い、重複説明は省略する。

図１４は、第４の実施の形態の電力増幅装置１の等価回路図である。第４の実施の形態の電力増幅装置１の場合、制御部の一例であるマイコン２５が、電圧帰還量β０および電流帰還量β１を制御する。具体的には、マイコン２５は、ユーザにより入力された所望のアンプゲインに対応する、上述のように最適化した電圧帰還量β０を、電圧帰還回路８に対して設定する。次に、マイコン２５は、最適化された電圧帰還量β０から、予め設定した電力増幅装置１の出力抵抗Ｚｏに対する電流帰還量β１を最適化する。なお、ユーザが所望の出力抵抗Ｚｏを入力することで、マイコン２５が自動的に電流帰還量β１を最適化してもよい。

一例として、マイコン２５は、音質を考慮する場合、電流帰還量β１を大きな値とし、並列接続された各電力増幅装置１の並列動作の安定性を考慮する場合、電流帰還量β１を小さい値として電流帰還回路９に設定する。なお、電力増幅装置１を並列動作させない場合、マイコン２５は、電流帰還回路９に対して小さな値、または、ゼロの値の電流帰還量β１を設定してもよい。

図１５のフローチャートに、第３の実施の形態の電力増幅装置１におけるマイコン２５の動作の流れを示す。まず、ステップＳ１では、ユーザがアンプゲインの切り替えを行うか否かの入力を行う。アンプゲインの切り替えを行わないことを示す入力操作がされた場合（ステップＳ１：Ｎｏ）、マイコン２５は、ステップＳ７に処理を進め、予め設定されているアンプゲインの値を読み込み、処理をステップＳ３に進める。

これに対して、アンプゲインの切り替えを行うことを示す入力操作がされた場合（ステップＳ１：Ｙｅｓ）、マイコン２５は、ステップＳ２でユーザから入力されるアンプゲインの値を取得し、ステップＳ３に処理を進める。

ステップＳ３では、マイコン２５が、ユーザから、電力増幅装置１の出力抵抗Ｚｏの切り替えを指示する入力操作がなされたか否かを判別する。電力増幅装置１の出力抵抗Ｚｏの切り替えを指示する入力操作を検出しない場合（ステップＳ３：Ｎｏ）、マイコン２５は、ステップＳ８において、予め設定されている出力抵抗Ｚｏの値を読み込み、処理をステップＳ５に進める。

これに対して、電力増幅装置１の出力抵抗Ｚｏの切り替えを指示する入力操作を検出した場合（ステップＳ３：Ｙｅｓ）、マイコン２５は、ステップＳ４において、ユーザから入力された出力抵抗Ｚｏの値を取得し、処理をステップＳ５に進める。

ステップＳ５では、マイコン２５が、アンプゲインおよび出力抵抗Ｚｏを用いて、電圧帰還量β０および電流帰還量β１を算出する。そして、ステップＳ６において、マイコン２５は、算出した電圧帰還量β０を図１４に示すように電圧帰還回路８に設定すると共に、算出した電流帰還量β１を、電流帰還回路９に設定する。

これにより、電圧帰還回路８に対する電圧帰還量β０、および、電流帰還回路９に対する電流帰還量β１の設定を、それぞれ自動で行うことができる他、上述の各実施の形態と同じ効果を得ることができる。

（第５の実施の形態）
次に、本発明の第５の実施の形態となる電力増幅装置の説明をする。上述の第４の実施の形態では、マイコン２５が、当該マイコン２５が設けられている電力増幅装置１に対して電圧帰還量β０および電流帰還量β１を自動的に設定するものであった。これに対して、第５の実施の形態の電力増幅装置は、並列接続された電力増幅装置１にそれぞれ設けられているマイコン同士で通信を行う。そして、各マイコンが、良好な並列動作および良好なオーディオ性能を可能とする電圧帰還量β０および電流帰還量β１を、当該マイコンが設けられている各電力増幅装置１に対して、それぞれ自動的に設定するようにしたものである。以下、このような差異の説明のみ行い、重複説明は省略する。

図１６は、第５の実施の形態の電力増幅装置１の等価回路図である。この図１６に示すように、第５の実施の形態の電力増幅装置１の場合、並列接続された各電力増幅装置１にそれぞれ設けられているマイコン２５ａ、マイコン２５ｂが、自機の電圧帰還量β０を検出して、並列接続されている他の電力増幅装置１のマイコンに通知する。各電力増幅装置１のマイコン２５ａ、マイコン２５ｂは、自機の電圧帰還量β０と他の電力増幅装置１から通知された電圧帰還量β０とを比較する。各電力増幅装置１のマイコン２５ａ、マイコン２５ｂは、比較結果を通信し合うことで、演算に用いる電圧帰還量β０を決定する。そして、各電力増幅装置１のマイコン２５ａ、マイコン２５ｂは、決定した電圧帰還量β０および自機となる電力増幅装置１の出力抵抗Ｚｏを用いて電流帰還量β１を算出し、電流帰還量β１および電圧帰還量β０の自動設定を行う。

図１７のフローチャートは、第５の実施の形態の電力増幅装置１における、電流帰還量β１および電圧帰還量β０の自動設定動作の流れを示している。この図１７のフローチャートのステップＳ１１では、各電力増幅装置１のマイコン２５ａ、マイコン２５ｂが、それぞれ自機となる電力増幅装置１の現在の電圧帰還量β０および電流帰還量β１を検出する。そして、マイコン２５ａが自機の電力増幅装置１の電圧帰還量β０をマイコン２５ｂに送信し、マイコン２５ｂが自機の電力増幅装置１の電圧帰還量β０をマイコン２６ａに送信し、処理がステップＳ１２に進む。

ステップＳ１２では、マイコン２５ａ、マイコン２５ｂが、自機の電圧帰還量β０と、通信で取得した他の電力増幅装置１の電圧帰還量β０とを比較する。そして、比較結果が例えば０．５以上で２以下か否かを判別する（０．５≦β０（Ａ）／β０（Ｂ）≦２）。なお、β０（Ａ）は自機の電圧帰還量である。また、β０（Ｂ）は、通信で取得した他の電力増幅装置１の電圧帰還量である。

各電圧帰還量β０の比が０．５以上で２以下ではないということは、各電圧帰還量β０の比が所定以上であることを意味する。この場合（ステップＳ１２：Ｎｏ）、マイコン２５ａ、マイコン２５ｂは、ステップＳ１８に処理を進め、各電圧帰還量β０の中間の値を、自機に設定する電圧帰還量β０として決定する（（β０（Ａ）＋β０（Ｂ））／２＝設定するβ０）。

これに対して、各電圧帰還量β０の比が０．５以上で２以下である場合（ステップＳ１２：Ｙｅｓ）、マイコン２５ａ、マイコン２５ｂは、ステップＳ１３に処理を進める。ステップＳ１３では、マイコン２５ａ、マイコン２５ｂが、他の電力増幅装置１の電圧帰還量β０よりも、自機の電圧帰還量β０の方が大きいか否かを判別する（β０（Ａ）＞β０（Ｂ））。

他の電力増幅装置１の電圧帰還量β０よりも、自機の電圧帰還量β０の方が大きいものと判別した場合（ステップＳ１３：Ｙｅｓ）、マイコン２５ａ、マイコン２５ｂは、ステップＳ１４およびステップＳ１５において、自機の電圧帰還量β０を、自機に設定する電圧帰還量β０として決定する。これに対して、他の電力増幅装置１の電圧帰還量β０よりも、自機の電圧帰還量β０の方が小さいものと判別した場合（ステップＳ１３：Ｎｏ）、マイコン２５ａ、マイコン２５ｂは、ステップＳ１９およびステップＳ１５において、通信により取得した他の電力増幅装置１の電圧帰還量β０を、自機に設定する電圧帰還量β０として決定する。すなわち、マイコン２５ａ、マイコン２５ｂは、大きい方の電圧帰還量β０を採用する。これは、電圧帰還量β０の値が大きい方が、音質が向上するためのである。

次に、マイコン２５ａ、マイコン２５ｂは、ステップＳ１６において、自機に設定されている出力抵抗Ｚｏおよび決定した電圧帰還量β０を用いて、上述のように電流帰還量β１を算出する。そして、ステップＳ１７において、マイコン２５ａ、マイコン２５ｂは、決定した電圧帰還量β０を自機の電圧帰還回路８に設定すると共に、算出した電流帰還量β１を自機の電流帰還回路９に設定して、図１７のフローチャートの処理を終了する。これにより、並列接続された各電力増幅装置１同士が通信により、自動的に電流帰還量β１および電圧帰還量β０を決定して自機に設定できる他、上述の各実施の形態と同じ効果を得ることができる。

（第６の実施の形態）
次に、本発明の第６の実施の形態となる電力増幅装置の説明をする。上述の各実施の形態の電力増幅装置において、負荷１２が変動することで負荷抵抗が小さくなった場合、電力増幅装置から負荷１２に流れる電流量が変化し、良好な並列動作およびオーディオ特性に支障をきたすおそれがある。このため、第６の実施の形態の電力増幅装置１は、負荷抵抗が小さくなり、出力電流が閾値電流以上となった際に、電流帰還量を多くするように電流帰還回路を制御し、負荷１２に流れる電流量を抑制するようにしたものである。以下、このような差異の説明のみ行い、重複説明は省略する。

図１８は、第６の実施の形態の電力増幅装置のブロック図である。この図１８に示すように、第６の実施の形態の電力増幅装置の場合、電流帰還量β１の切り替え機能を備えた可変電流帰還回路３０を有している。可変電流帰還回路３０は、ＬＰＦ６の後段で、電流検出回路７により検出された音声信号の現在の電流量に応じて、電流帰還量β１（電流帰還量小）←→電流帰還量β２（電流帰還量大）の間で電流帰還量の切り替えを行う。

なお、以下、電流帰還量の切り替えは、電流帰還量β１および電流帰還量β２の間で、２段階の切り替えを行うこととして説明を進める。しかし、電流帰還量の切り替えは、３段階以上で行っても良いし、アナログ的な無段階の切り替えを行ってもよい。また、ＬＰＦ６の後段に電流検出回路７を設けることとしたが、図１９に示すように、出力端子１１ｂと設置との間に電流検出回路７を設けてもよい。いずれの場合も、後述と同様の効果を得ることができる。

このような第６の実施の形態の電力増幅装置の原理を説明する。図２０は、電力増幅装置１の出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏとの関係を示す図である。電力増幅装置に接続されている負荷１２の負荷抵抗が変動して小さくなった場合、図２０に示す電流帰還量β１／電圧帰還量β０の傾きのままでは、出力電流Ｉｏ１が大きくなり（Ｉｏ１→Ｉｏ１（大））、良好な並列動作およびオーディオ特性に支障をきたすおそれがある。

このため、可変電流帰還回路３０は、電流帰還制御を行っている間、電流検出回路７で検出される現在の出力電流値と、所定の閾値（閾値電流）とを比較する。そして、負荷抵抗が小さくなり、出力電流Ｉｏが増えることで、出力電流Ｉｏの電流量が閾値（閾値電流）以上となった場合、電流帰還量β１（電流帰還量小）から電流帰還量β２（電流帰還量大）に、電流帰還量の切り替えを行う。これにより、図２０に示すように、負荷１２側に流れる量が多くなった出力電流Ｉｏ（大）を、出力電流Ｉｏ２の電流量に抑制することができる。これにより、負荷抵抗が変動して小さくなった場合に、出力電流Ｉｏ１が大きくなり、良好な並列動作およびオーディオ特性に支障をきたす不都合を防止することができる他、上述の各実施の形態と同様の効果を得ることができる。

なお、このような電流抑制制御を行うことで、出力電流Ｉｏの電流量が閾値（閾値電流）未満となった場合、可変電流帰還回路３０は、電流帰還量β２（電流帰還量大）から電流帰還量β１（電流帰還量小）に、電流帰還量を戻す。

可変電流帰還回路３０の電流帰還量β１（電流帰還量小）および電流帰還量β２（電流帰還量大）は、以下のように導出する。まず、電力増幅装置のアンプゲインの仕様（２７ｄＢ：図６参照）、および、ループゲイン（音質改善）から電圧帰還量β０を算出する。この例の場合、図７を用いて説明したように、電圧帰還量β０＝０．０４５となる。

次に、算出した電圧帰還量β０、電力増幅装置の出力電圧のバラツキによる並列動作時の各電力増幅装置間の循環電流、および、ゲイン変動幅から、電流帰還量β１（電流帰還量小）の限られた範囲を検出する。そして、算出した電圧帰還量β０と、必要なアンプゲインの降下量から、電流帰還量β２（電流帰還量大）を導出する。

このように導出した電流帰還量β１および電流帰還量β２の一例を図２１に示す。図２１は、電力増幅装置１のアンプゲインと出力電流との関係（アンプゲインの出力電流に対する依存性）を示す図である。この例の場合、図６を用いて説明したように最大出力パワーは９０Ｗ／４Ω、電圧帰還量β０＝０．０４５、電流帰還量β１（電流帰還量小）＝１．４、電流帰還量β２（電流帰還量大）＝１７となっている。

この例の場合、図２１に示すように、出力電流の最大電流量は、４．７５Ａとなり、０Ａ〜４．７５Ａの範囲が出力電流の許容可能な変動範囲（出力電流変動範囲）となる。可変電流帰還回路３０の、上述の閾値電量は、４．７５Ａに設定されている。

なお、出力電流が０Ａ〜１．０Ａの範囲は、電圧帰還量β０の効果が優勢となる電圧帰還領域であることを示している。また、出力電流が１．０Ａ以上の範囲は、電流帰還量β１（及び電流帰還量β２）の効果が優勢となる電流帰還領域であることを示している。そして、電流帰還領域のうち、出力電流が１．０Ａ以上が、過負荷領域であることを示している。

このように電流帰還量回路３０の電流帰還量β１（電流帰還量小）を１．４、電流帰還量β２（電流帰還量大）を１７に設定した場合において、出力電流Ｉｏが例えば６Ａになると（４．７５Ａの電流閾値以上となると）、可変電流帰還回路３０は、電流帰還量β１から電流帰還量β２へ、電流帰還量の切り替えを行う。これにより、この例の場合、図２２に示すように、電力増幅装置のアンプゲインの降下量を１０ｄＢ降下させ、出力電流量を抑制することができる。従って、第６の実施の形態の電力増幅装置は、スピーカ装置または回線の短絡等により、負荷抵抗が下がったとしても、負荷に流れる電流量を自動的に抑制することができ、良好な並列動作およびオーディオ特性に支障をきたす不都合を防止することができる他、上述の各実施の形態と同様の効果を得ることができる。

また、第６の実施の形態の電力増幅装置は、閾値電流以上の電流が負荷に流れる場合、可変電流帰還回路３０により、自動的に電流量を抑制するため、音声歪等が生ずる不都合を防止できる。また、電力増幅装置の出力に対して、直列にパワーＦＥＴを挿入しなくてもよいため、一切の無駄な発熱を防止できる。

また、ハイインピーダンス回線での回線短絡（例えば２Ω〜６Ω）の負荷、および、不完全負荷短絡（例えば６Ω以上）の両方に対応できる。また、ローインピーダンス回線の場合は、回線短絡（例えば１Ω〜３Ω）の負荷、および、不完全負荷短絡（例えば１２Ω以上）の両方に対応できる。いずれの場合にも、短絡電流から計算して、電流帰還量を可変（β１→β２）させることで実現する。

すなわち、第６の実施の形態の電力増幅装置は、様々な負荷短絡に対しても簡単な回路で対応でき、無駄な発熱もない。また、出力電流を制御中でも、音声信号の歪を抑え、音声を明瞭にスピーカ装置に伝達することができる。また、電流帰還量も自由に設定できるため、製品のジャンル、使用環境、使用場所にかかわらず、最適化することができる。

また、一方のチャンネルに正相で音声信号を入力し、他方のチャンネルに逆相で音声信号を入力し、それぞれの出力の＋同士をスピーカ装置に接続することで、ステレオアンプの２つの出力をブリッジ接続してモノラルアンプとして使用するＢＴＬ接続にも適用可能である。

なお、第６の実施の形態の電力増幅装置において、電流帰還量β１と電流帰還量β２とを切り替えることとした。しかし、電流帰還量β１と電流帰還量β２の電流帰還ループを別々に持たせても良い。この場合、電流帰還量β１→電流帰還量β１と電流帰還量β２の重畳動作となる（重畳動作：β１＋β２）。

上述の各実施の形態は、例として提示したものであり、本発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な各実施の形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことも可能である。例えば、上述の各実施の形態の電力増幅装置１は、いわゆるデジタルアンプに本発明を適用した例であったが、本発明は、アナログアンプに適用してもよい。この場合でも、上述と同じ効果を得ることができる。また、本発明は、ハイインピーダンス出力アンプ、または、ローインピーダンス出力アンプのいずれにも適用してもよい。さらに、本発明は、モータ駆動制御アンプの並列動作にも適用してもよい。各実施の形態および各実施の形態の変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１ 電力増幅装置
２ 入力端子
３ オペアンプ回路
４ ＰＷＭ変調回路
５ 電圧増幅回路
６ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
６Ｒ コイル
６Ｃ コンデンサ
７ 電流検出回路
８ 電圧帰還回路
９ 電流帰還回路
１０ 加算器
１１ａ 出力端子
１１ｂ 出力端子
１２ 負荷
１５ 内部抵抗
２０ フィルタ
２５ マイクロコンピュータ（マイコン：ＣＰＵ）
２５ａ マイクロコンピュータ（マイコン：ＣＰＵ）
２５ｂ マイクロコンピュータ（マイコン：ＣＰＵ）
３０ 可変電流帰還回路

Claims (7)

1. 入力信号を増幅して負荷に供給する増幅部と、
   前記増幅部の出力段に設けられ、前記増幅部から出力される出力信号の電流を検出する電流検出回路と、
   所定の帰還量で、検出された前記電流を帰還する電流帰還回路と、
   所定の帰還量で、前記出力信号の電圧を帰還する電圧帰還回路と、
   帰還された前記電流および帰還された前記電圧を用いて前記入力信号を調整する調整部と
   を有し、
   前記電流帰還回路の帰還量、および、前記電圧帰還回路の帰還量は、当該電力増幅装置と他の電力増幅装置を並列接続した際に、各電力増幅装置の間の出力電圧のバラツキを吸収する帰還量にそれぞれ調整されていること
   を特徴とする電力増幅装置。
2. 前記入力信号をデジタル変調して、前記増幅部に供給する変調回路と、
   前記出力信号をデジタル復調して出力する復調回路と
   を有することを特徴とする請求項１に記載の電力増幅装置。
3. 前記電流検出回路は、前記出力信号の出力端子と、接地との間のラインに設けられていること
   を特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力増幅装置。
4. 前記電流検出回路で検出された電流の検出出力に重畳しているノイズを除去するフィルタを有すること
   を特徴とする請求項２または請求項３に記載の電力増幅装置。
5. 入力された当該電力増幅装置のアンプゲインから前記電圧の帰還量を最適化して前記電圧帰還回路に設定すると共に、最適化した前記電圧の帰還量から、当該電力増幅装置の出力抵抗に対応する前記電流の帰還量を最適化して前記電流帰還回路に設定する制御部と
   を有することを特徴とする請求項１〜請求項４のうち、いずれか一項に記載の電力増幅装置。
6. 前記制御部は、並列接続された他の電力増幅装置に設けられている制御部と通信を行うことで、最適化された前記電圧の帰還量を決定して前記電圧帰還回路に設定すると共に、最適化された前記電流の帰還量を決定して前記電流帰還回路に設定すること
   を特徴とする請求項５に記載の電力増幅装置。
7. 増幅部が、入力信号を増幅して負荷に供給する増幅ステップと、
   前記増幅部の出力段に設けられた電流検出回路が、前記増幅部から出力される出力信号の電流を検出する電流検出ステップと、
   電流帰還回路が、所定の帰還量で、検出された前記電流を帰還する電流帰還ステップと、
   電圧帰還回路が、所定の帰還量で、前記出力信号の電圧を帰還する電圧帰還ステップと、
   調整部が、帰還された前記電流および帰還された前記電圧を用いて前記入力信号を調整する調整ステップと
   を有し、
   前記電流帰還ステップの帰還量、および、前記電圧帰還ステップの帰還量は、当該電力増幅装置と他の電力増幅装置を並列接続した際に、各電力増幅装置の間の出力電圧のバラツキを吸収する帰還量にそれぞれ調整されていること
   を特徴とする電力増幅方法。

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