JPS6134749Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は増幅器に係り、電圧帰還と電流帰還と
を併用することにより、リアクタンス負荷に対し
て好適な増幅器を提供することを目的とする。

一般に低周波増幅器は、歪、雑音などを低減す
るために負帰還（以下NFBともいう）が施され
ている。特にオーデイオ信号を増幅してスピーカ
へ供給する低周波増幅器には、NFBが殆ど施こ
されている。第１図は従来の増幅器の一例の回路
図を示す。同図中、１は入力端子で、これより入
来した入力信号は演算増幅器２の非反転入力端子
に供給される。この演算増幅器２の出力信号はエ
ミツタが抵抗を介して共通に接続されている
NPNトランジスタQ₁、PNPトランジスタQ₂のベ
ースに夫々供給され、これらのエミツタより負荷
３に供給される。

一方、上記トランジスタQ₁，Q₂の各エミツタ
より取り出された出力電圧は抵抗R₁及びR₂によ
り分圧されて演算増幅器２の反転入力端子に印加
される。従つて、第１図に示す増幅器は電圧利得
Ａ_VがＲ_１＋Ｒ_２／Ｒ_１で与えられる、電圧負帰還増幅
器で あり、その周波数特性は第２図に示す如く平担な
特性となる。

ここで、一般に負荷３がスピーカである場合は
現在市販されているスピーカが電圧駆動により音
質等を決定しているので、音質等に悪影響を与え
ないよう、第１図に示すように電圧負帰還増幅器
が用いられている。しかしながら、この増幅器は
負荷３が純抵抗の場合は十分の性能を発揮する
が、負荷３がスピーカのようなリアクタンス負荷
である場合は、NFBにより電流歪は全く改善さ
れず不都合が生ずる。特に負荷３がスピーカの場
合は、スピーカは必ず機械インピーダンスによる
低域共振が発生するので、その共振周波数すなわ
ち最低共振周波数_０の付近における負荷インピ
ーダンスの上昇により、上記の電圧負帰還増幅器
では電流歪を低減できないばかりでなく音圧レベ
ルが低下するという欠点があつた。

本考案は上記の欠点を除去したものであり、以
下第３図乃至第７図と共にその一実施例について
説明する。

第３図は本考案になる増幅器の一実施例の基本
回路図を示す。同図中、第１図と同一構成部分に
は同一符号を付し、その説明を省略する。本考案
は電圧帰還回路と負荷３に流れる電流を検出する
電流帰還回路とを有し、両帰還回路に周波数選択
特性をもたせたものであり、負荷３としてスピー
カを接続する場合は、最低共振周波数_０以外の
周波数帯域では電圧帰還動作をし、_０において
のみ電圧帰還と電流帰還とを併用することによ
り、電流歪を低減すると共に、スピーカの_０で
の音圧低下を防止するようにしたものである。

第３図において、トランジスタQ₁，Q₂の各エ
ミツタ抵抗と負荷３との接続点は抵抗R₄，R₃を
直列に介して演算増幅器２の反転入力端子に接続
されており、また抵抗R₃とR₄の接続点と接地間
にはコンデンサC₁、コイルL₁、抵抗R₀₁よりなる
直列共振回路が接続されている。以上の回路素子
は電圧帰還回路を構成している。

一方、負荷３は電流検出用抵抗R₇を介して接
地されており、抵抗R₇と負荷３との接続点は抵
抗R₁₀を介して演算増幅器４の非反転入力端子に
接続されている。また演算増幅器４の反転入力端
子はコンデンサC₂、コイルL₂及び抵抗R₀₂よりな
る直列共振回路と抵抗R₉とが並列に接続されて
接地される一方、帰還用抵抗R₈を介してその出
力端子に接続されている。また演算増幅器４の出
力端子は抵抗R₆を介して演算増幅器２の反転入
力端子に接続されている。更に演算増幅器２の反
転入力端子は抵抗R₅を介して接地されている。
上記の抵抗R₆〜R₁₀，R₀₂、コンデンサC₂、コイ
ルL₂、演算増幅器４は電流帰還回路を構成して
いる。

いま負荷３としてスピーカを接続する場合を例
にとつて説明すると、上記の電圧帰還回路内のコ
ンデンサC₁、コイルL₁及び抵抗R₀₁よりなる直列
共振回路の共振周波数はスピーカの最低共振周波
数_０に選定されるため、抵抗R₆を切離した場
合の電圧共振回路の周波数特性は第４図にで示
す如く_０でデイツプを有する帯域除去フイルタ
特性を示す。

一方、上記の電流帰還回路内のコンデンサ
C₂、コイルL₂及び抵抗R₀₂よりなる直列共振回路
の共振周波数も上記周波数_０に選定されるた
め、演算増幅器４の利得はこの共振周波数_０で
直列共振回路のインピーダンスが最小のR₀₂とな
ることから、共振周波数_０で最大となり、よつ
て抵抗R₃を切離した場合の電流帰還回路の周波
数特性は、第４図にで示す如く最低共振周波数
_０でピークを有する周波数選択特性を示す。

これにより、演算増幅器２により増幅されて取
り出され負荷３（ここではスピーカ）に印加され
る電圧は、上記電圧帰還回路を通して演算増幅器
２に負帰還される一方、負荷３に流れる電流に応
じた電圧が抵抗R₇の両端から取り出され上記の
電流帰還回路を通して演算増幅器２に負帰還され
るが、負荷３がスピーカの場合は全体の電圧利得
レスポンスは第５図に実線で示す如く、スピーカ
の最低共振周波数_０でピークを有するものとな
る。

すなわち、スピーカの最低共振周波数_０（通
常は100Hz以下にある）におけるインピーダンス
は、公称インピーダンスの数倍から数十倍である
ため周波数_０ではスピーカに流れる電流がそれ
以外の周波数の場合に比し大きく減少するが、第
４図にで示す如く周波数_０においてピークを
有する特性の電流帰還回路の帰還量は実質的にあ
まり変化せず、他方、電圧帰還回路の帰還量は周
波数_０においては第４図にで示す如く極めて
小となるように構成されているため、全体の帰還
量は周波数_０において大幅に減少する。従つ
て、第３図に示す負帰還増幅器の周波数特性は、
上記周波数_０において電圧利得が大となり第５
図に示す如くピークを有するものとなる。

従つて、この最低共振周波数_０において負荷
インピーダンスが上昇しても、第５図に示す特性
をもつ本実施例の増幅器によりスピーカは_０ま
で同一パワーで駆動することができ、よつて_０
を含めて全周波数帯域で音圧レベルが平担にな
り、超低音まで再生が可能となるばかりでなく、
スピーカのボイスコイルに流れる電流歪は電流帰
還回路により著しく改善される。

なお、本実施例の増幅器は上記電圧帰還回路と
電流帰還回路の周波数特性が最低共振周波数_０
におけるレベル減衰量と増強量とが等しくされて
いるため、負荷３が純抵抗の場合は、第５図に破
線で示す如く全周波数帯域に亘つて平担な周波数
特性を示す。

次に本考案になる増幅器のより実線に近い回路
図を第６図に示す。同図中、第３図と同一構成部
分には同一符号を付し、その説明を省略する。第
６図において、トランジスタQ₁，Q₂の各エミツ
タ抵抗の接続点と負荷３との間には、容量負荷に
対する安定度を確保するための位相補償回路５が
設けられている。また上記トランジスタQ₁及び
Q₂の各エミツタ抵抗の接続点は、抵抗R₁₁及びコ
ンデンサC₃よりなる−6dB／oct特性の低域フイ
ルタ６及び抵抗R₁₂を直列に介して演算増幅器２
の反転入力端子に接続されている。また低域フイ
ルタ６と抵抗R₁₂との接続点と接地間には、コン
デンサC₅、抵抗R₁₄，R₁₅及び増幅器７よりなる
後述の半導体Ｌ回路とコンデンサC₁とよりなる
直列共振回路が接続されている。更に低域フイル
タ６の入力と演算増幅器２の反転入力端子との間
に抵抗R₁₃及びコンデンサC₄よりなる直列回路が
接続されている。

上記低域フイルタ６は増幅器７に汎用演算増幅
器を使用した場合、高域スルーレートによつて歪
率悪化が生じるため、増幅器７には例えば500Hz
程度以上の高域周波数成分を供給しないようにす
るために設けられている。しかし、このままでは
500Hz程度以上の高域周波数成分が帰還されなく
なるので、上記の抵抗R₁₃及びコンデンサC₄の直
列回路により、この高域周波数成分を通過させて
帰還せしめ、これにより高域周波数成分の負帰還
量を補償している。以上の低域フイルタ６、抵抗
R₁₂〜R₁₅、コンデンサC₁，C₄，C₅、増幅器７は
電圧帰還回路を構成している。

一方、負荷３と例えば0.1〜0.2Ω程度の微小値
の負荷電流検出用抵抗R₇との接続点は、抵抗R₁₆
及びコンデンサC₆よりなる低域フイルタ８を介
して演算増幅器４の非反転入力端子に接続されて
いる。演算増幅器４の反転入力端子と接地間には
抵抗R₉と並列に、コンデンサC₇、抵抗R₁₇，R₁₈
及び増幅器９よりなる半導体Ｌ回路とコンデンサ
C₂とよりなる直列共振回路が接続されている。
これらは電流帰還回路の要部を構成している。

ここで、上記の半導体Ｌ回路とコンデンサとよ
りなる直列共振回路につき第７図と共に説明す
る。同図中、増幅器Ａの入力端子と接地間には可
変抵抗器Ｒ_Sと抵抗R₂₁とよりなる直列回路が接続
され、また増幅器Ａの入力端子はコンデンサＣ及
び共振用コンデンサＣ_Sを夫々直列に介して端子
１０に接続されている。また増幅器Ａの出力端子
は可変抵抗器Ｒ_f、抵抗R₂₂を夫々直列に介してコ
ンデンサＣ_S及びＣの接続点に接続されている。

第７図に示す回路において、コンデンサＣ_Sを
除く回路部は半導体Ｌ回路と呼称されるものでイ
ンピーダンスがインダクタンス分を含むことが知
られており、これにコンデンサＣ_Sが直列に接続
されているので、直列共振回路を構成する。この
直列共振回路の共振周波数は で与えられ、Ｑは で与えられる。従つて、（R₂₁＋R₆）と（R₂₂＋Ｒ
_f）の比を一定にし、（R₂₁＋Ｒ_S）と（R₂₂＋Ｒ_f）
の積を変えることにより、Ｑを変化させずに共振
周波数を変化させることができる。これによ
り、スピーカの種類を切換えて使用するような場
合、スピーカの種類によつて最低共振周波数_０
が異なるが、この_０に応じて共振周波数を変
化させることができ好適である。ただし、R₂₂＋
Ｒ_fは直列共振回路の等価抵抗に関係があるた
め、むやみに大きくすることができない。なお、
第６図では第７図のＲ_f，Ｒ_Sの可変抵抗器に相当
する可変抵抗器は省略した。

これにより、第６図に示す増幅器は、電流帰還
回路と電圧帰還回路を有し、前記したように負荷
３がスピーカのときはその最低共振周波数_０で
両帰還回路が第４図に示す如き周波数選択特性を
有する。この場合、電流帰還回路は第４図にで
示す如き周波数選択特性を有し、また電圧帰還回
路は同図にで示す如き周波数選択特性を有する
よう、直列共振回路を用いているが、これは帯域
フイルタ等を使用した場合に比し安価に構成でき
るからである。また直列共振回路に半導体Ｌ回路
を使用したのは、一般のコイルを使用した場合は
コイルの歪が大きく、トータルの歪率悪化が生
じ、所謂ハイフアイアンプとして使用する場合に
は使いものにならないからである。しかし、用途
によつては、コイルを用いることもできることは
勿論である。

なお、上記の実施例では負荷３としてスピーカ
を使用する場合について説明したため、電圧帰還
回路及び電流帰還回路の周波数特性は第４図に示
す如くにしたが、負荷３のインピーダンス特性に
応じて他の周波数特性をもたせることもできるこ
とは勿論である。

上述の如く、本考案になる増幅器は、増幅回路
と、増幅回路の出力に接続した共振周波数_０を
有する負荷に流れる電流を検出して得た信号を共
振周波数_０における電流帰還量が最大となるよ
う周波数選択してこの増幅回路に帰還する電流帰
還回路と、上記増幅回路の出力電圧を共振周波数
_０における電圧帰還量が最小となるよう周波数
選択してこの増幅回路に帰還する電圧帰還回路と
よりなり、共振周波数_０を含む所定の周波数帯
域で上記負荷を略同一パワーで駆動するよう構成
したため、上記負荷がリアクタンス負荷の場合に
おいても負荷の特性に応じて電圧歪及び電流歪を
共に大幅に低減でき、上記負荷がスピーカの場合
はスピーカの最低共振周波数_０以外の帯域では
上記電圧帰還回路を動作させて電圧歪を低減し、
最低共振周波数_０においてのみ上記電流帰還回
路によりスピーカのボイスコイルに流れる電流歪
を著しく改善できると共に、上記電圧帰還回路の
帰還量が_０において最小となるような周波数選
択特性をもたせることにより、スピーカを_０を
含む所定のすべての周波数帯域で同一パワーで駆
動でき、よつて音圧レベルが上記の周波数帯域で
平担になり、超低音まで再生させることができる
等の特長を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の増幅器の一例を示す回路図、第
２図は第１図の周波数特性図、第３図は本考案に
なる増幅器の一実施例の基本回路を示す図、第４
図は本考案における電圧、電流の両帰還回路の周
波数特性図、第５図は本考案になる増幅器の周波
数特性の一例を示す図、第６図は本考案になる増
幅器の一実施例を実際に近い回路とした回路図、
第７図は第６図の直列共振回路を説明するための
回路図である。 １……入力端子、２，４……演算増幅器、３…
…負荷、５……位相補償回路、７，９……増幅
器。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 増幅回路と、該増幅回路の出力に接続した共振
   周波数_０を有する負荷に流れる電流を検出して
   得た信号を該共振周波数_０における電流帰還量
   が最大となるよう周波数選択して該増幅回路に帰
   還する電流帰還回路と、該増幅回路の出力電圧を
   該共振周波数_０における電圧帰還量が最小とな
   るよう周波数選択して該増幅回路に帰還する電圧
   帰還回路とよりなり、該共振周波数_０を含む所
   定の周波数帯域で上記負荷を略同一パワーで駆動
   するよう構成した増幅器。