JP2532056B2 - 信号レベル感応形適応帯域幅増幅器 - Google Patents
信号レベル感応形適応帯域幅増幅器Info
- Publication number
- JP2532056B2 JP2532056B2 JP10620985A JP10620985A JP2532056B2 JP 2532056 B2 JP2532056 B2 JP 2532056B2 JP 10620985 A JP10620985 A JP 10620985A JP 10620985 A JP10620985 A JP 10620985A JP 2532056 B2 JP2532056 B2 JP 2532056B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- amplifier
- bandwidth
- input
- signal level
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/04—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G5/00—Tone control or bandwidth control in amplifiers
- H03G5/16—Automatic control
- H03G5/24—Automatic control in frequency-selective amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G5/00—Tone control or bandwidth control in amplifiers
- H03G5/16—Automatic control
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は適応帯域幅増幅器に関する。特に、本発明
は、無線通信受信機（例えば、セル型無線装置）の集積
回路IF（中間周波数）増幅器の最終段に典型的に関連す
る広帯域雑音の問題を対象とする。検出器回路に供給さ
れる増幅された信号の信号対雑音比（S/N）は、各々が
増大された「ミラー（Miller）」効果入力容量を有する
カスケード接続された自己制限増幅器を使用して、最終
IF増幅器段の帯域幅を自動的に信号レベルに感応して適
応させることにより改良される。
は、無線通信受信機（例えば、セル型無線装置）の集積
回路IF（中間周波数）増幅器の最終段に典型的に関連す
る広帯域雑音の問題を対象とする。検出器回路に供給さ
れる増幅された信号の信号対雑音比（S/N）は、各々が
増大された「ミラー（Miller）」効果入力容量を有する
カスケード接続された自己制限増幅器を使用して、最終
IF増幅器段の帯域幅を自動的に信号レベルに感応して適
応させることにより改良される。
従来技術においては、通常、無線通信受信機に広帯域
集積回路IF増幅器を使用しており、IF増幅器間には個別
の周波数選択フィルタが設けられている。典型的には、
集積回路検出器が共通のシリコンチップ上で最終IF増幅
器段の直後に接続されている。従って、最終段からの増
幅されたIF信号を検出前に波する実際的な方法はほと
んどない。この場合において、最終IF増幅器から検出器
に達する雑音は比較的広帯域の雑音であり、従ってシス
テム全体のS/N比はチャンネル（またはシステム）のIF
帯域幅に対する最終段の増幅器の帯域幅の比に比例する
量だけ低下する。特に、信号レベルが小さい場合にはS/
N比のこの低下は重要である。
集積回路IF増幅器を使用しており、IF増幅器間には個別
の周波数選択フィルタが設けられている。典型的には、
集積回路検出器が共通のシリコンチップ上で最終IF増幅
器段の直後に接続されている。従って、最終段からの増
幅されたIF信号を検出前に波する実際的な方法はほと
んどない。この場合において、最終IF増幅器から検出器
に達する雑音は比較的広帯域の雑音であり、従ってシス
テム全体のS/N比はチャンネル（またはシステム）のIF
帯域幅に対する最終段の増幅器の帯域幅の比に比例する
量だけ低下する。特に、信号レベルが小さい場合にはS/
N比のこの低下は重要である。
従来の解決法の一つは、最終集積回路増幅器より前で
必要とされる総合利得の大部分を得ることである（この
場合、比較的狭帯域の個別の周波数フィルタを通過させ
ることができる）。これは雑音を低減することはない
が、信号を増大することによって信号対雑音比を改良し
ている。この解決法の容易にわかる欠点は電力条件が増
大し、コストが増大することである。代りの方法とし
て、検出器の前に余分な雑音帯域制限フィルタを使用す
ることもできるが、これはまたコストが増大し、余分な
パッケージ用ピンを少なくとも２つ必要とし、このため
集積回路のコストおよび複雑さを増大する。
必要とされる総合利得の大部分を得ることである（この
場合、比較的狭帯域の個別の周波数フィルタを通過させ
ることができる）。これは雑音を低減することはない
が、信号を増大することによって信号対雑音比を改良し
ている。この解決法の容易にわかる欠点は電力条件が増
大し、コストが増大することである。代りの方法とし
て、検出器の前に余分な雑音帯域制限フィルタを使用す
ることもできるが、これはまたコストが増大し、余分な
パッケージ用ピンを少なくとも２つ必要とし、このため
集積回路のコストおよび複雑さを増大する。
この問題に対する別の（更に複雑な）従来の方法はチ
ャンネル帯域幅を制御することによりシステム全体の雑
音指数を改良することである。このような従来技術の例
が米国特許第3909729号、米国特許第3217257号、米国特
許第2969459号に記載されている。
ャンネル帯域幅を制御することによりシステム全体の雑
音指数を改良することである。このような従来技術の例
が米国特許第3909729号、米国特許第3217257号、米国特
許第2969459号に記載されている。
一般に、このような従来技術は能働帰還制御ループに
依存しており、選択された回路領域に対して可変チャン
ネル帯域幅制御を達成している。例えば、上述した３つ
の特許はすべてこの技術を使用している。
依存しており、選択された回路領域に対して可変チャン
ネル帯域幅制御を達成している。例えば、上述した３つ
の特許はすべてこの技術を使用している。
最終IF増幅器の帯域幅を減少することはS/N指数を改
良することになり、その結果最終IF増幅器の前に必要と
されるIF利得量が減少する。これは、IF利得および波
作用を集中させることを可能にし、必要とする回路の数
を低減し、その結果受信機の大きさおよびコストを低減
するので、（S/N比のみに関する限りにおいては）好ま
しいことである。
良することになり、その結果最終IF増幅器の前に必要と
されるIF利得量が減少する。これは、IF利得および波
作用を集中させることを可能にし、必要とする回路の数
を低減し、その結果受信機の大きさおよびコストを低減
するので、（S/N比のみに関する限りにおいては）好ま
しいことである。
従って、雑音を考慮することが最も重要である低い信
号レベルにおいては、最終IF増幅器段の帯域幅を減少す
ることは非常に望ましいものである。インダクタおよび
非常に大きなコンデンサを集積回路形式で実現すること
は非常に困難であるので、簡単な抵抗／容量（R/C）時
定数が同調RLC（抵抗／インダクタンス／容量）回路よ
りも好ましい。
号レベルにおいては、最終IF増幅器段の帯域幅を減少す
ることは非常に望ましいものである。インダクタおよび
非常に大きなコンデンサを集積回路形式で実現すること
は非常に困難であるので、簡単な抵抗／容量（R/C）時
定数が同調RLC（抵抗／インダクタンス／容量）回路よ
りも好ましい。
信号レベルが高い場合には、雑音は余り問題とならな
いが、振幅−位相変換によって生ずる歪みが問題とな
る。この問題は（例えば、帯域幅減少回路の）追加され
た容量によって増大される。というのは、任意の段のト
ランジスタに対する駆動の変化がスルーレート（Slew-r
ate）特性の減少により検出器の出力波形により大きな
変化を生じさせるためである。
いが、振幅−位相変換によって生ずる歪みが問題とな
る。この問題は（例えば、帯域幅減少回路の）追加され
た容量によって増大される。というのは、任意の段のト
ランジスタに対する駆動の変化がスルーレート（Slew-r
ate）特性の減少により検出器の出力波形により大きな
変化を生じさせるためである。
理想的な解決方法は、レベルに感応する、最終IF増幅
器段の適応帯域幅減少技術を用いることであり、このよ
うな技術を本発明により提供する。
器段の適応帯域幅減少技術を用いることであり、このよ
うな技術を本発明により提供する。
IF増幅器段の自動的な信号レベル感応適応制御を（能
動帰還制御ループを必要とせずに）行う本発明の１つの
特徴は、個々のカスケード接続された自己制限増幅器段
に関連した周知の「ミラー」効果を使用することであ
る。
動帰還制御ループを必要とせずに）行う本発明の１つの
特徴は、個々のカスケード接続された自己制限増幅器段
に関連した周知の「ミラー」効果を使用することであ
る。
ここで、第２図を参照すると、複数の自己利得制限ミ
ラー効果増幅器段は、一連のカスケード接続の演算増幅
器により構成されている。１つの段を成す各増幅器は、
所定の大きさより小さい振幅レベルの入力信号に対して
は、その利得は１より多少大きい。入力信号の振幅レベ
ルが上記所定の大きさを越えて増加すると、前記増幅器
の利得は１に極めて接近するか、あるいは１になるよう
に自動的に制限される。すなわち自己制限機能を有す
る。また、各増幅器に対するミラー効果キャパシタンス
は、該増幅器の利得の変化に従って変化する。増幅器が
低レベル入力信号に応答して、実質的に１より大きい利
得を有するときは、該増幅器に対するミラー効果キャパ
シタンスは増加し、該増幅器の伝送周波数帯域幅を減少
させる。該増幅器が高レベル入力信号に応答して、その
利得がほぼ１に自動的に自己制限されるときには、該増
幅器のミラー効果キャパシタンスは著しく減少し、それ
により該増幅器の伝送周波数帯域幅を増大させる。
ラー効果増幅器段は、一連のカスケード接続の演算増幅
器により構成されている。１つの段を成す各増幅器は、
所定の大きさより小さい振幅レベルの入力信号に対して
は、その利得は１より多少大きい。入力信号の振幅レベ
ルが上記所定の大きさを越えて増加すると、前記増幅器
の利得は１に極めて接近するか、あるいは１になるよう
に自動的に制限される。すなわち自己制限機能を有す
る。また、各増幅器に対するミラー効果キャパシタンス
は、該増幅器の利得の変化に従って変化する。増幅器が
低レベル入力信号に応答して、実質的に１より大きい利
得を有するときは、該増幅器に対するミラー効果キャパ
シタンスは増加し、該増幅器の伝送周波数帯域幅を減少
させる。該増幅器が高レベル入力信号に応答して、その
利得がほぼ１に自動的に自己制限されるときには、該増
幅器のミラー効果キャパシタンスは著しく減少し、それ
により該増幅器の伝送周波数帯域幅を増大させる。
本発明は、（雑音に関して最も問題となる）低い信号
レベルにおいて、増幅器の帯域幅を自動的に減少する。
この適応制御の特徴は、高い信号レベルにおいてはIF増
幅器の帯域幅を増大し、また低い信号レベルにおいては
帯域幅を減少することである。高い信号レベルにおいて
は、雑音レベルは余り問題とならないが、増幅−位相変
換による歪みが問題となる。従来の帯域幅減少回路では
容量を追加しているが、これは（増大した容量の固有の
結果により）振幅−位相変換歪みを増大するであろう。
（高い信号レベルにおいて）容量を減らすように自動的
に動作させることにより、本発明はこの振幅−位相変換
による問題を軽減し、同時に低い信号レベルにおけるS/
N比の問題を解決する。
レベルにおいて、増幅器の帯域幅を自動的に減少する。
この適応制御の特徴は、高い信号レベルにおいてはIF増
幅器の帯域幅を増大し、また低い信号レベルにおいては
帯域幅を減少することである。高い信号レベルにおいて
は、雑音レベルは余り問題とならないが、増幅−位相変
換による歪みが問題となる。従来の帯域幅減少回路では
容量を追加しているが、これは（増大した容量の固有の
結果により）振幅−位相変換歪みを増大するであろう。
（高い信号レベルにおいて）容量を減らすように自動的
に動作させることにより、本発明はこの振幅−位相変換
による問題を軽減し、同時に低い信号レベルにおけるS/
N比の問題を解決する。
カスケード接続された多段の自己制限増幅器構成は、
実際の「オンチップ」容量の要求条件を低減するために
各段に関してミラー効果を利用している。カスケード接
続された多段構成の少なくとも後方の段は、高い信号レ
ベルの間、自己制限された低利得状態に駆動されて、以
下に詳細に説明するようにIF増幅器の所望のレベル感応
適応動作を達成する。
実際の「オンチップ」容量の要求条件を低減するために
各段に関してミラー効果を利用している。カスケード接
続された多段構成の少なくとも後方の段は、高い信号レ
ベルの間、自己制限された低利得状態に駆動されて、以
下に詳細に説明するようにIF増幅器の所望のレベル感応
適応動作を達成する。
「オンチップ」容量により集積回路増幅器の帯域幅を
低減しようとする際、容量増倍手段を用いない場合には
一層大きなシリコン面積が必要とされるであろう。「ミ
ラー」効果を利用する場合には、全体の容量の要求条件
が低減するばかりでなく、使用される利得段が制限段で
あるときには必要な適応動作が得られる。
低減しようとする際、容量増倍手段を用いない場合には
一層大きなシリコン面積が必要とされるであろう。「ミ
ラー」効果を利用する場合には、全体の容量の要求条件
が低減するばかりでなく、使用される利得段が制限段で
あるときには必要な適応動作が得られる。
FM受信機において振幅変調（AM）を位相変調（PM）に
変換する場合の歪みに対して最も敏感な段は最終の制限
されてないIF段である。（この段が最も大きな可変出力
電圧の振れを生じるためである）。本発明においては最
終IF段は高い信号レベルにおいて入力容量が減少されて
いるので、スルーレートの制限が改良され、振幅−位相
変換歪みの度合が最小になる。
変換する場合の歪みに対して最も敏感な段は最終の制限
されてないIF段である。（この段が最も大きな可変出力
電圧の振れを生じるためである）。本発明においては最
終IF段は高い信号レベルにおいて入力容量が減少されて
いるので、スルーレートの制限が改良され、振幅−位相
変換歪みの度合が最小になる。
このように適応帯域幅は簡単にかつ最小のシリコン
（または他の半導体）面積で達成されている。
（または他の半導体）面積で達成されている。
一態様においてはカスケード接続された自己制限増幅
器が使用され、各増幅器はその入力および出力間に小さ
なミラー効果帰還容量（例えば、増大されたコレクタ・
ベース間容量Ccb）を有している。この結果、入力信号
レベルが増大したとき自動的に増大する適応帯域幅を有
する増幅器が得られ、したがって良好なS/N指数が得ら
れると共に優れたAM−PM歪み排除機能が維持される。
器が使用され、各増幅器はその入力および出力間に小さ
なミラー効果帰還容量（例えば、増大されたコレクタ・
ベース間容量Ccb）を有している。この結果、入力信号
レベルが増大したとき自動的に増大する適応帯域幅を有
する増幅器が得られ、したがって良好なS/N指数が得ら
れると共に優れたAM−PM歪み排除機能が維持される。
このような増幅器は例えばFM無線受信機用の集積化さ
れたIF増幅器／検出器回路に用いられる。
れたIF増幅器／検出器回路に用いられる。
使用される増幅器段においては、各段の帯域幅がその
段に関連する入力容量に反比例して変化することがわか
るであろう。そして、このような各段のミラー効果入力
容量は関連する入力信号レベルに従って自動的に変化す
る。
段に関連する入力容量に反比例して変化することがわか
るであろう。そして、このような各段のミラー効果入力
容量は関連する入力信号レベルに従って自動的に変化す
る。
従って、低い信号レベルが存在する場合、このような
低い信号レベルにおいては雑音が一層問題となるので、
所望の通りに帯域幅が減少される。逆に、高い信号レベ
ルの場合においては、IF増幅器段の帯域幅は自動的に増
大される。この所望の適応動作は自動的であり、例示の
実施例においては能動帰還制御ループの必要もなく達成
される。
低い信号レベルにおいては雑音が一層問題となるので、
所望の通りに帯域幅が減少される。逆に、高い信号レベ
ルの場合においては、IF増幅器段の帯域幅は自動的に増
大される。この所望の適応動作は自動的であり、例示の
実施例においては能動帰還制御ループの必要もなく達成
される。
次に添付図面を参照して好適実施例を詳細に説明す
る。
る。
第１図には、本発明を用いて集積回路として形成し
た、FM無線受信機のIF増幅器／検出器回路62（以後、IC
回路とも呼ぶ）を示し、この回路は入力64に典型的には
約45MHzの第１のIF信号が供給される。この第１のIF信
号は前置増幅器66を介してIF混合器68に送られる。ま
た、入力70から局部発振信号（例えば本実施例において
は約44.5MHzの信号）が前置増幅器72を介して混合器68
に供給される。混合器68の出力は通常２つの入力周波数
の差および和を含んでいるが、第２のIF信号（例えば、
45−44.5＝0.5MHz）を発生する。この混合器の出力はIC
回路62の外部に配置されている別個の帯域フィルタ74に
よって「外部」波作用を受ける。第２のIF信号は（IC
回路62内の）別個の前置増幅器76およびIC回路62の外部
にある第２の別個のIF帯域フィルタ78を介して「最終」
IF増幅器79（増幅器段80,81,…84を含む）に供給され
る。
た、FM無線受信機のIF増幅器／検出器回路62（以後、IC
回路とも呼ぶ）を示し、この回路は入力64に典型的には
約45MHzの第１のIF信号が供給される。この第１のIF信
号は前置増幅器66を介してIF混合器68に送られる。ま
た、入力70から局部発振信号（例えば本実施例において
は約44.5MHzの信号）が前置増幅器72を介して混合器68
に供給される。混合器68の出力は通常２つの入力周波数
の差および和を含んでいるが、第２のIF信号（例えば、
45−44.5＝0.5MHz）を発生する。この混合器の出力はIC
回路62の外部に配置されている別個の帯域フィルタ74に
よって「外部」波作用を受ける。第２のIF信号は（IC
回路62内の）別個の前置増幅器76およびIC回路62の外部
にある第２の別個のIF帯域フィルタ78を介して「最終」
IF増幅器79（増幅器段80,81,…84を含む）に供給され
る。
増幅器段80,82,…84（例えば５段からなるもの）が第
２図に示されている。通常の受信信号強度指示（RSSI）
回路86（増幅器段から入力を受ける装置）が出力88を有
しており、この出力は典型的には無線受信機の使用者に
よって見ることのできるメータのような指示装置に接続
するか、または無線制御回路に用いることができる。増
幅器段84の出力は通常のFM弁別器90に供給される（この
弁別器は典型的にはコンデンサ92およびカッド（quad）
コイル93と並列である）。弁別器90の出力は可聴周波増
幅器94に供給され、この増幅器94は可聴周波出力96に接
続される。
２図に示されている。通常の受信信号強度指示（RSSI）
回路86（増幅器段から入力を受ける装置）が出力88を有
しており、この出力は典型的には無線受信機の使用者に
よって見ることのできるメータのような指示装置に接続
するか、または無線制御回路に用いることができる。増
幅器段84の出力は通常のFM弁別器90に供給される（この
弁別器は典型的にはコンデンサ92およびカッド（quad）
コイル93と並列である）。弁別器90の出力は可聴周波増
幅器94に供給され、この増幅器94は可聴周波出力96に接
続される。
第２図においては、一連のカスケード接続された５個
の演算増幅器段10乃至18（第１図の増幅器段80,81,…84
に対応する）が本発明の一実施例に従って示されてい
る。入力信号源20がカスケード接続された第１の増幅器
段10に入力を供給する。各演算増幅器段は利得Ａを有し
ている。更に、各増幅器段はそれ自身の等価並列容量22
乃至30を有しており、その容量値はＣで示されている。
第２図の各増幅器段において、利得Ａは（各増幅器がＡ
１である自己制限動作領域に駆動されていない場合に
は）通常１より大きい。包括的に、第２図のすべての増
幅器段10乃至18は、第１図に示す最終IF（中間周波）増
幅器79を構成する。
の演算増幅器段10乃至18（第１図の増幅器段80,81,…84
に対応する）が本発明の一実施例に従って示されてい
る。入力信号源20がカスケード接続された第１の増幅器
段10に入力を供給する。各演算増幅器段は利得Ａを有し
ている。更に、各増幅器段はそれ自身の等価並列容量22
乃至30を有しており、その容量値はＣで示されている。
第２図の各増幅器段において、利得Ａは（各増幅器がＡ
１である自己制限動作領域に駆動されていない場合に
は）通常１より大きい。包括的に、第２図のすべての増
幅器段10乃至18は、第１図に示す最終IF（中間周波）増
幅器79を構成する。
第３図はIF増幅器79の低い信号レベルにおける等価回
路図である。第３図の等価回路は第２図に対する「ミラ
ー」効果容量22乃至30を解析することにより得られる。
ミラー効果は周知の現象であり、各演算増幅器段の両端
間に（すなわち、その出力端子から入力端子に）接続さ
れた帰還容量は、その増幅器段におけるアースに対する
より大きな（増大された）入力容量によって表わされる
（これについてはミルマンおよびハルキアスの著書“イ
ンテグレイテッド・エレクトロニクス（Integrated Ele
ctronics）”の529乃至531頁を参照されたい）。従っ
て、第３図の入力容量32乃至40は第２図の容量22乃至30
の増大されたミラー効果入力容量を表わしているもので
ある。一般的な表現を用いると、各容量値Ｃの等価ミラ
ー効果入力容量値はＡ′Ｃに等しい。Ａ′は次式で表わ
される。
路図である。第３図の等価回路は第２図に対する「ミラ
ー」効果容量22乃至30を解析することにより得られる。
ミラー効果は周知の現象であり、各演算増幅器段の両端
間に（すなわち、その出力端子から入力端子に）接続さ
れた帰還容量は、その増幅器段におけるアースに対する
より大きな（増大された）入力容量によって表わされる
（これについてはミルマンおよびハルキアスの著書“イ
ンテグレイテッド・エレクトロニクス（Integrated Ele
ctronics）”の529乃至531頁を参照されたい）。従っ
て、第３図の入力容量32乃至40は第２図の容量22乃至30
の増大されたミラー効果入力容量を表わしているもので
ある。一般的な表現を用いると、各容量値Ｃの等価ミラ
ー効果入力容量値はＡ′Ｃに等しい。Ａ′は次式で表わ
される。
Ａ′＝（１−Ａ） （１） しかしながら、本発明においては増幅器段10乃至18の実
際の利得は−Ａで表わされるので、Ａ′の式は次のよう
になる。
際の利得は−Ａで表わされるので、Ａ′の式は次のよう
になる。
Ａ′＝（１＋Ａ） （２） 従って、各増幅器段のミラー効果容量はその信号伝達
利得Ａの絶対値に従って変化する。すべての増幅器段10
乃至18は実質的に１より大きい利得Ａを有しているの
で、各増幅器段の入力容量は増大し、これによりこれら
の関連する増幅器段の帯域幅が（より低い利得を有する
自己制限増幅器段に比較して）減少することがわかるで
あろう。
利得Ａの絶対値に従って変化する。すべての増幅器段10
乃至18は実質的に１より大きい利得Ａを有しているの
で、各増幅器段の入力容量は増大し、これによりこれら
の関連する増幅器段の帯域幅が（より低い利得を有する
自己制限増幅器段に比較して）減少することがわかるで
あろう。
第４図は第２図の回路の高信号レベルにおける等価回
路図であり、本発明による帯域幅の適応制御技術を例示
するものである。演算増幅器段14乃至18が高信号レベル
によって自己制限状態に自動的に駆動されたものと仮定
している。周知のように（上述した“インテグレイテッ
ド・エレクトロニクス"511頁参照）増幅器段14乃至18が
この自己制限状態に駆動されている間、これらの利得Ａ
は実効的に１になる（すなわちＡ＝１）。ミラー効果
容量は（上述したように）増幅器利得Ａに従って変化す
るので、ミラー効果入力容量36乃至40は第３図の低信号
レベルに対する等価回路におけるよりも低い容量値を有
している。このように相対的に減少したミラー容量のた
めにIF増幅器のこれらの後方の増幅器段の帯域幅は相対
的に増大する。この容量に対する帯域幅の関係は第５図
乃至第９図を参照して更に後で説明する。
路図であり、本発明による帯域幅の適応制御技術を例示
するものである。演算増幅器段14乃至18が高信号レベル
によって自己制限状態に自動的に駆動されたものと仮定
している。周知のように（上述した“インテグレイテッ
ド・エレクトロニクス"511頁参照）増幅器段14乃至18が
この自己制限状態に駆動されている間、これらの利得Ａ
は実効的に１になる（すなわちＡ＝１）。ミラー効果
容量は（上述したように）増幅器利得Ａに従って変化す
るので、ミラー効果入力容量36乃至40は第３図の低信号
レベルに対する等価回路におけるよりも低い容量値を有
している。このように相対的に減少したミラー容量のた
めにIF増幅器のこれらの後方の増幅器段の帯域幅は相対
的に増大する。この容量に対する帯域幅の関係は第５図
乃至第９図を参照して更に後で説明する。
第２図乃至第４図を要約すると、低い信号レベルが生
じている間（第３図）、関連するIF増幅器段の帯域幅を
自動的に減少して全体のS/N比を改善するような適応帯
域幅IF増幅器が提供される。このIF増幅器の帯域幅は
（個々の周波数フィルタによって決定されるような）有
効チャンネル帯域幅よりもかなり広いことに注意された
い。高い信号レベルが生じている間（第４図）、増幅器
の帯域幅は相対的に増大する（これはIF増幅器段のスル
ーレートを改善し、振幅−位相変換による歪みの度合を
最小にする）が、信号レベルが比較的高いために受信機
の全体のS/N比に悪影響を与えない。
じている間（第３図）、関連するIF増幅器段の帯域幅を
自動的に減少して全体のS/N比を改善するような適応帯
域幅IF増幅器が提供される。このIF増幅器の帯域幅は
（個々の周波数フィルタによって決定されるような）有
効チャンネル帯域幅よりもかなり広いことに注意された
い。高い信号レベルが生じている間（第４図）、増幅器
の帯域幅は相対的に増大する（これはIF増幅器段のスル
ーレートを改善し、振幅−位相変換による歪みの度合を
最小にする）が、信号レベルが比較的高いために受信機
の全体のS/N比に悪影響を与えない。
第５図は、高い信号レベルが生じている間は自己制限
状態に駆動される３つの段14乃至18の内の２つの段の簡
略化した等価回路図を示す。各増幅器段１および２が差
動増幅器42および44としてそれぞれ例示されている。抵
抗値RLの負荷抵抗46乃至52および容量値Ccbのコレクタ
・ベース間容量54乃至60は各トランジスタに対して示さ
れている。
状態に駆動される３つの段14乃至18の内の２つの段の簡
略化した等価回路図を示す。各増幅器段１および２が差
動増幅器42および44としてそれぞれ例示されている。抵
抗値RLの負荷抵抗46乃至52および容量値Ccbのコレクタ
・ベース間容量54乃至60は各トランジスタに対して示さ
れている。
第５図の増幅器段１および２を別の等価回路で表わす
と第６図に示す入力／出力回路になる。第６図において
各増幅器段の利得は−Ａであるとする。第６図で、第５
図の差動増幅器42および44はそれぞれの等価な電流源お
よび関連する接続部分に変換されている。別の等価回路
によって解析を行うことができる。
と第６図に示す入力／出力回路になる。第６図において
各増幅器段の利得は−Ａであるとする。第６図で、第５
図の差動増幅器42および44はそれぞれの等価な電流源お
よび関連する接続部分に変換されている。別の等価回路
によって解析を行うことができる。
例えば、第６図の等価回路にミラーの定理を適用し
（上述した“インテグレイテッド・エレクトロニクス"2
55および256頁参照）、また抵抗値RinがRLよりもはるか
に大きいものと仮定すると、第７図に示す回路が得られ
る。第７図のミラーの定理による回路は、上述の文献を
参照して自明な周知の簡略化技術によって引き出される
ものである。
（上述した“インテグレイテッド・エレクトロニクス"2
55および256頁参照）、また抵抗値RinがRLよりもはるか
に大きいものと仮定すると、第７図に示す回路が得られ
る。第７図のミラーの定理による回路は、上述の文献を
参照して自明な周知の簡略化技術によって引き出される
ものである。
第５図の差動増幅器段42および44の等価回路に対して
更にノルトンの定理（上述した“インテグレイテッド・
エレクトロニクス"250および251頁参照）を第７図の増
幅器段１の出力に適用することにより、第８図に示す等
価回路が得られる。ここにおいて容量値C2は次式のとお
りである。
更にノルトンの定理（上述した“インテグレイテッド・
エレクトロニクス"250および251頁参照）を第７図の増
幅器段１の出力に適用することにより、第８図に示す等
価回路が得られる。ここにおいて容量値C2は次式のとお
りである。
C2＝Ccb［１＋Ａ＋A/（Ａ＋１］ （３） 利得Ａが大きい場合には、C2＝Ccb（Ａ＋２）であ
る。
る。
最終的には、第８図の回路に流れる電流の簡単な解析
により第９図に示すようなシングルエンデッド増幅器段
の等価回路が得られる。第９図の回路は次式に示す極点
fPを持つ低域通過フィルタの応答特性を有するRCネット
ワークを含んでいる。
により第９図に示すようなシングルエンデッド増幅器段
の等価回路が得られる。第９図の回路は次式に示す極点
fPを持つ低域通過フィルタの応答特性を有するRCネット
ワークを含んでいる。
fP＝1/2πRLC2 （４） 一実施例においては、単極点低域通過増幅器が例えば
fPで3dBの帯域幅を有するように選択された。これはf/f
P＝１の所で生じる。５個の同じようにカスケード接続
された増幅器段は全体で3dBの帯域幅が0.385fPの所で生
じる。
fPで3dBの帯域幅を有するように選択された。これはf/f
P＝１の所で生じる。５個の同じようにカスケード接続
された増幅器段は全体で3dBの帯域幅が0.385fPの所で生
じる。
このようにIF増幅器79の全体の帯域幅は容量値C2に反
比例することがわかる。そして、本発明の適応動作は容
量値C2が信号レベルに従って変化する場合自動的に生じ
る。第２図乃至第４図についての上述した解析により、
本発明のミラー効果容量32乃至40が実際に信号レベルに
従って変化することを既に示した。従って、増幅器79の
帯域幅は所望される通りに信号レベルに従って自動的に
変化する。
比例することがわかる。そして、本発明の適応動作は容
量値C2が信号レベルに従って変化する場合自動的に生じ
る。第２図乃至第４図についての上述した解析により、
本発明のミラー効果容量32乃至40が実際に信号レベルに
従って変化することを既に示した。従って、増幅器79の
帯域幅は所望される通りに信号レベルに従って自動的に
変化する。
第２図乃至第４図のブロック図を参照すると、増幅器
79の全体の帯域幅は0.385fPであることが（第５図乃至
第９図に示す解析により）示されている。典型的に、入
力信号レベルが所定の値以下である場合には、５段の増
幅器79のどの段も自己制限状態に駆動されないように選
択される。（図示の形式の差動増幅器の伝達特性に対し
ては、上述した“インテグレイテッド・エレクトロニク
ス"511頁参照されたい）。信号レベルがこの所定の値よ
り大きくなった場合には、IF増幅器79の段（増幅器段14
乃至18）が自己制限動作に順次駆動され、ミラー効果等
価容量（容量36乃至40）によるこれらの段の容量値が以
前の値よりも大幅に減少する。このため、容量値が減少
するにつれて増幅器の出力に関連する極点が高くなる
（上式（４）参照）。ミラー効果容量が最小値に減少す
ると、増幅器79に関連していた極点は以前の最小の帯域
幅のときの値よりも更に離れた周波数に移動する。
79の全体の帯域幅は0.385fPであることが（第５図乃至
第９図に示す解析により）示されている。典型的に、入
力信号レベルが所定の値以下である場合には、５段の増
幅器79のどの段も自己制限状態に駆動されないように選
択される。（図示の形式の差動増幅器の伝達特性に対し
ては、上述した“インテグレイテッド・エレクトロニク
ス"511頁参照されたい）。信号レベルがこの所定の値よ
り大きくなった場合には、IF増幅器79の段（増幅器段14
乃至18）が自己制限動作に順次駆動され、ミラー効果等
価容量（容量36乃至40）によるこれらの段の容量値が以
前の値よりも大幅に減少する。このため、容量値が減少
するにつれて増幅器の出力に関連する極点が高くなる
（上式（４）参照）。ミラー効果容量が最小値に減少す
ると、増幅器79に関連していた極点は以前の最小の帯域
幅のときの値よりも更に離れた周波数に移動する。
従って、本発明の適応動作は、入力信号レベルが増大
するにつれてIF増幅器79の帯域幅を自動的に増大する。
この適応動作は、カスケード接続された自己制限増幅器
段に存在する入力信号レベルに依存する、各段における
ミラー効果または増大された入力容量を利用することに
より達成される。ミラー効果の増大された容量を用いな
い場合、低い信号レベルが生じたときに帯域幅を低減す
るためには従来の技術を使用して「チップ」上に非常に
大きな容量を設ける必要があり、これにより多くの実際
的な問題が生じる。
するにつれてIF増幅器79の帯域幅を自動的に増大する。
この適応動作は、カスケード接続された自己制限増幅器
段に存在する入力信号レベルに依存する、各段における
ミラー効果または増大された入力容量を利用することに
より達成される。ミラー効果の増大された容量を用いな
い場合、低い信号レベルが生じたときに帯域幅を低減す
るためには従来の技術を使用して「チップ」上に非常に
大きな容量を設ける必要があり、これにより多くの実際
的な問題が生じる。
自然に生じるコレクタ・ベース間容量（Ccb）は、必
要な適応動作を達成するためにトランジスタの集積回路
構造およびミラー効果の両者によって増大されることが
好ましい。図示されているように、本発明はカスケード
接続された多数段のIF増幅器の帯域幅を適応制御するよ
うに働く。この帯域幅は最終IF増幅器段の前に設けた外
部フィルタによって定められるチャンネル帯域幅と比較
してそれよりも広い。従って、この適応帯域幅制御技術
は、チャンネル帯域幅を変更したり、または影響を与え
ることなく、IF増幅器の広帯域雑音の成分を有効に低減
する。
要な適応動作を達成するためにトランジスタの集積回路
構造およびミラー効果の両者によって増大されることが
好ましい。図示されているように、本発明はカスケード
接続された多数段のIF増幅器の帯域幅を適応制御するよ
うに働く。この帯域幅は最終IF増幅器段の前に設けた外
部フィルタによって定められるチャンネル帯域幅と比較
してそれよりも広い。従って、この適応帯域幅制御技術
は、チャンネル帯域幅を変更したり、または影響を与え
ることなく、IF増幅器の広帯域雑音の成分を有効に低減
する。
第10図は、本発明に使用する適切なトランジスタを概略
的に示しているものであり、このトランジスタは必要と
する帯域幅制御を達成するのに十分な増大された自然に
生じるコレクタ・ベース間容量（Ccb）を有する。
的に示しているものであり、このトランジスタは必要と
する帯域幅制御を達成するのに十分な増大された自然に
生じるコレクタ・ベース間容量（Ccb）を有する。
第11図は、第10図のトランジスタを達成するために使
用することのできる半導体構造の概略例である。第10図
および第11図は、例えばトランジスタ構造にコレクタに
接続された追加の比較的大きな面積の並列のエミッタ
（例えば、E2およびE3）を設けることにより更に別の容
量が追加できることを示している。この追加のエミッタ
・コレクタ接続に関連する自然に生じる容量はコレクタ
・ベース間容量に並列に加えられて全体の有効な容量値
Ccbを増大する。第11図において点線で示す容量がこの
ようなトランジスタの「並列プレート」構造におけるこ
れらの種々の自然に生じる容量を表わしている。
用することのできる半導体構造の概略例である。第10図
および第11図は、例えばトランジスタ構造にコレクタに
接続された追加の比較的大きな面積の並列のエミッタ
（例えば、E2およびE3）を設けることにより更に別の容
量が追加できることを示している。この追加のエミッタ
・コレクタ接続に関連する自然に生じる容量はコレクタ
・ベース間容量に並列に加えられて全体の有効な容量値
Ccbを増大する。第11図において点線で示す容量がこの
ようなトランジスタの「並列プレート」構造におけるこ
れらの種々の自然に生じる容量を表わしている。
本発明は、単一の集積回路パッケージにおいてIF増幅
器内の「オンチップ」適応動作を達成するものとして示
した。これは上述した実施例を参照して説明した。しか
しながら、本技術分野に専門知識を有する者は本発明の
新規な特徴および利点から逸脱することなく、多くの変
形および変更を行いうることが理解されよう。このよう
なすべての変更および変形は特許請求の範囲に含まれる
ものである。
器内の「オンチップ」適応動作を達成するものとして示
した。これは上述した実施例を参照して説明した。しか
しながら、本技術分野に専門知識を有する者は本発明の
新規な特徴および利点から逸脱することなく、多くの変
形および変更を行いうることが理解されよう。このよう
なすべての変更および変形は特許請求の範囲に含まれる
ものである。
第１図は、本発明を用いることのできる典型的なFM無線
受信機のIF増幅器／検出器回路の概略回路図である。 第２図は、第１図において概略的に示した本発明による
カスケード接続された多段IF増幅器の等価回路図であ
る。 第３図は、第２図に示した回路の低信号レベルにおける
等価回路図である。 第４図は、第２図に示した回路の高信号レベルにおける
等価回路図である。 第５図は、第２図の個個の自己制限増幅器段の２つの段
のより詳細な概略回路図である。 第６図乃至第９図は、第５図に示した回路を説明するた
めの種々の等価回路図である。 第10図は、入力／出力間に増大された容量値Ccbを有す
る適切なトランジスタの概略電気回路図である。 第11図は、第10図のトランジスタを実現するために使用
される半導体集積回路構造を例示する概略構成図であ
る。 （主な符号の説明） 10乃至18……カスケード接続された演算増幅器段、20…
…入力信号源、22乃至30……並列容量、32乃至40……入
力容量、42,44……差動増幅器、62……IF増幅器／検出
器回路、68……混合器、74,78……帯域フィルタ、79…
…IF増幅器、80,81,84……増幅器段。
受信機のIF増幅器／検出器回路の概略回路図である。 第２図は、第１図において概略的に示した本発明による
カスケード接続された多段IF増幅器の等価回路図であ
る。 第３図は、第２図に示した回路の低信号レベルにおける
等価回路図である。 第４図は、第２図に示した回路の高信号レベルにおける
等価回路図である。 第５図は、第２図の個個の自己制限増幅器段の２つの段
のより詳細な概略回路図である。 第６図乃至第９図は、第５図に示した回路を説明するた
めの種々の等価回路図である。 第10図は、入力／出力間に増大された容量値Ccbを有す
る適切なトランジスタの概略電気回路図である。 第11図は、第10図のトランジスタを実現するために使用
される半導体集積回路構造を例示する概略構成図であ
る。 （主な符号の説明） 10乃至18……カスケード接続された演算増幅器段、20…
…入力信号源、22乃至30……並列容量、32乃至40……入
力容量、42,44……差動増幅器、62……IF増幅器／検出
器回路、68……混合器、74,78……帯域フィルタ、79…
…IF増幅器、80,81,84……増幅器段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭52−117012（ＪＰ，Ａ)
Claims (5)
- 【請求項１】振幅が変動する信号を増幅するための信号
レベル感応形適応帯域幅増幅器であって、 カスケード接続された複数の自己利得制限ミラー効果増
幅器段を含み、該増幅器段のおのおのは、それぞれ関連
したミラー効果入力容量を有し、それにより入力信号レ
ベルの所定の関数として生起する関連した前記増幅器段
の有効利得の変化とともに変化する有効伝送周波数帯域
幅を有するように構成された信号レベル感応形適応帯域
幅増幅器。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項記載の適応帯域幅増
幅器において、前記ミラー効果入力容量のおのおのは、
関連した前記増幅器段の有効利得の変化に比例して変化
し、かつ、前記増幅器段のおのおのの有効伝送周波数帯
域幅は、関連した前記ミラー効果入力容量に反比例して
変化するようにされた信号レベル感応形適応帯域幅増幅
器。 - 【請求項３】特許請求の範囲第１項記載の適応帯域幅増
幅器において、前記適応帯域幅増幅器は、予期される振
幅変動範囲を有するIF周波数変調信号を増幅するために
FM受信機の中で使用され、かつ、入力ポートと、出力ポ
ートとを有し、 前記増幅器段は、それぞれ入力接続点および出力接続点
を備え、それにより前記入力ポートと前記出力ポートと
の間においてカスケード接続されており、また前記増幅
器段は、前記予期される振幅変動範囲内の上部の振幅レ
ベルを有するIF周波数変調信号を処理するときには利得
が飽和するようにされており、前記各増幅器段に関連し
た前記ミラー効果入力容量は、前記カスケード接続され
た増幅器段の少なくとも１つにおいて利得の飽和が起き
ると、前記入力ポートに供給される信号の振幅の関数と
して、前記入力ポートから前記出力ポートへの有効信号
伝送帯域幅を自動的に変化させるようにされている 信号レベル感応形適応帯域幅増幅器。 - 【請求項４】特許請求の範囲第１項記載の適応帯域幅増
幅器において、前記各ミラー効果入力容量は、それぞれ
関連した前記増幅器段の入力信号レベルに自動的に応答
して、該入力信号レベルが低くなると自動的に前記帯域
幅を減少させ、前記入力信号レベルが高くなると自動的
に前記帯域幅を増大させるようにされた信号レベル感応
形適応帯域幅増幅器。 - 【請求項５】特許請求の範囲第１項記載の適応帯域幅増
幅器において、前記カスケード接続された増幅器段の少
なくとも最後の増幅器段は、比較的高い入力信号レベル
に応答して制限された利得を有する状態に駆動されるこ
とにより、自己制限増幅率を有するようにされた信号レ
ベル感応形適応帯域幅増幅器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/615,232 US4591805A (en) | 1984-05-30 | 1984-05-30 | Adaptive bandwidth amplifier |
| US615232 | 1984-05-30 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS612407A JPS612407A (ja) | 1986-01-08 |
| JP2532056B2 true JP2532056B2 (ja) | 1996-09-11 |
Family
ID=24464558
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10620985A Expired - Lifetime JP2532056B2 (ja) | 1984-05-30 | 1985-05-20 | 信号レベル感応形適応帯域幅増幅器 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4591805A (ja) |
| JP (1) | JP2532056B2 (ja) |
| KR (1) | KR950000080B1 (ja) |
| GB (1) | GB2160041B (ja) |
| HK (1) | HK89188A (ja) |
| SG (1) | SG73789G (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02110136A (ja) * | 1988-10-20 | 1990-04-23 | Mitsui Toatsu Chem Inc | エチレン−プロピレンブロック共重合体の造粒方法 |
| JPH05503409A (ja) * | 1990-10-10 | 1993-06-03 | モトローラ・インコーポレイテッド | 能動フィルタ回路 |
| US5486790A (en) * | 1994-02-10 | 1996-01-23 | Philips Electronics North America Corporation | Multistage amplifier with hybrid nested miller compensation |
| JP3126629B2 (ja) * | 1995-05-30 | 2001-01-22 | シャープ株式会社 | 演算増幅器 |
| US6928249B2 (en) * | 2001-02-15 | 2005-08-09 | Agilent Technologies, Inc. | Fiber optic receiver with an adjustable response preamplifier |
| EP1313145A1 (en) * | 2001-11-19 | 2003-05-21 | Agilent Technologies, Inc. (a Delaware corporation) | Amplifier circuit apparatus and method of EMI suppression |
| US7133655B2 (en) * | 2004-03-23 | 2006-11-07 | Broadcom Corporation | Amplifiers and amplifying methods for use in telecommunications devices |
| US7423483B1 (en) | 2005-06-20 | 2008-09-09 | Marvell International Ltd. | Increasing amplifier bandwidth by positive capacitive feedback |
| US8319551B2 (en) | 2009-11-16 | 2012-11-27 | Linear Technology Corporation | Method and system for improving limiting amplifier phase noise for low slew-rate input signals |
| TWI756730B (zh) * | 2020-07-03 | 2022-03-01 | 立積電子股份有限公司 | 調頻解調變裝置及調頻解調變裝置的控制方法 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB864515A (en) * | 1956-04-07 | 1961-04-06 | Philips Electrical Ind Ltd | Improvements in or relating to transistor amplifier circuit arrangements |
| US3909725A (en) * | 1957-03-29 | 1975-09-30 | Massachusetts Inst Technology | Frequency modulation receiver |
| GB856892A (en) * | 1957-11-14 | 1960-12-21 | Collins Radio Co | Means for reducing the threshold of angular-modulation receivers |
| US2969459A (en) * | 1957-11-14 | 1961-01-24 | Collins Radio Co | Method and means for reducing the threshold of angular-modulation receivers |
| US3217257A (en) * | 1961-10-19 | 1965-11-09 | Gen Electronic Lab Inc | Signal to noise ratio enhancing device |
| US3786363A (en) * | 1973-01-05 | 1974-01-15 | Us Navy | Voltage-controlled low-pass filter |
| JPS52117012A (en) * | 1976-03-29 | 1977-10-01 | Hitachi Denshi Ltd | S/n improvement |
| JPS5773511A (en) * | 1980-10-24 | 1982-05-08 | Mitsubishi Electric Corp | Video intermediate frequency amplifier |
| NL8204024A (nl) * | 1982-10-19 | 1984-05-16 | Philips Nv | Operationele versterker. |
| JPS59122089A (ja) * | 1982-12-28 | 1984-07-14 | Pioneer Electronic Corp | テレビジョン帯域補正装置 |
| IT1212744B (it) * | 1983-05-19 | 1989-11-30 | Sogs Ates Componenti Elettroni | Circuito per l'attenuazione dei disturbi in un radioricevitore mediante l'impiego di un filtro passa-basso a banda passante regolabile. |
-
1984
- 1984-05-30 US US06/615,232 patent/US4591805A/en not_active Expired - Fee Related
-
1985
- 1985-04-25 GB GB08510501A patent/GB2160041B/en not_active Expired
- 1985-05-20 JP JP10620985A patent/JP2532056B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1985-05-29 KR KR1019850003704A patent/KR950000080B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1988
- 1988-11-03 HK HK891/88A patent/HK89188A/xx unknown
-
1989
- 1989-11-15 SG SG737/89A patent/SG73789G/en unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| HK89188A (en) | 1988-11-11 |
| US4591805A (en) | 1986-05-27 |
| KR850008070A (ko) | 1985-12-11 |
| JPS612407A (ja) | 1986-01-08 |
| SG73789G (en) | 1990-04-20 |
| KR950000080B1 (ko) | 1995-01-09 |
| GB2160041B (en) | 1988-03-23 |
| GB2160041A (en) | 1985-12-11 |
| GB8510501D0 (en) | 1985-05-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3532834B2 (ja) | 高周波増幅器バイアス回路、高周波電力増幅器および通信装置 | |
| US7633344B2 (en) | Low noise amplifier and differential amplifier | |
| US6392492B1 (en) | High linearity cascode low noise amplifier | |
| US20030001675A1 (en) | Continuous variable-gain low-noise amplifier | |
| JP2532056B2 (ja) | 信号レベル感応形適応帯域幅増幅器 | |
| JPS6134749Y2 (ja) | ||
| US7414480B2 (en) | Differential/single-ended input stage | |
| TW517449B (en) | A fast-settling, low power, biasing apparatus and method for single-ended circuits | |
| US5307026A (en) | Variable gain RF amplifier with linear gain control | |
| US5893027A (en) | Fully integrated two-way radio transmitter utilizing current mode transmit buffer and method of using same | |
| US6262623B1 (en) | Log-domain filter having a variable dynamic range window | |
| JPH06188643A (ja) | 高周波低雑音増幅器 | |
| JPH0779216B2 (ja) | 高周波増幅装置 | |
| US20100019853A1 (en) | Amplification stage | |
| US3898577A (en) | Constant impedance amplifier | |
| JP2998107B2 (ja) | 中間周波増幅装置 | |
| JPS5922416A (ja) | 高周波増幅回路 | |
| JP3300301B2 (ja) | 低域通過フィルタ | |
| JP3138772B2 (ja) | 高周波増幅回路 | |
| JPS6347085Y2 (ja) | ||
| JPH0414902A (ja) | ミキサａｇｃ回路 | |
| US6016077A (en) | System for user programmable bandwidth of amplifier circuitry | |
| US6573794B1 (en) | Operational amplifier | |
| JPS60109313A (ja) | 中間周波処理用半導体集積回路 | |
| JPH033407A (ja) | 超高周波領域で利用し得る利得調整可能な増幅器 |