JPS6347085Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、FM受信機に用いられる中間周波増
幅器の改良に関する。

従来、直流帰還増幅回路を多段に縦続接続した
中間周波増幅器は、例えば第１図に示す如く構成
されている。なお、ここでは直流帰還増幅回路を
２段構成にした場合について述べる。すなわち、
複数の増幅用トランジスタ１１，１２，１３，１
４を直流接続して構成した第１段目の直流帰還増
幅回路１の出力を帯域通過フイルタ（BPF）２
を介して第２段目の直流帰還増幅回路（構成は上
記第１段目のものと同じ）３に供給し、この第２
段目の回路２でさらに増幅したのち図示しない同
調回路等に印加している。また、上記帯域通過フ
イルタ２の出力は整流回路４を介してレベル判定
回路５に供給されており、これらの整流回路４お
よびレベル判定回路５と上記第１段目の直流帰還
増幅回路１および帯域通過フイルタ２とからキヤ
リアスケルチ回路を構成している。なお、図中Ｂ
は電源である。

ところで、このような中間周波増幅器におい
て、第１段目の直流帰還増幅回路１の信号出力に
よりキヤリアスケルチを行なわせるためには、第
１段目の増幅回路１の飽和出力レベルを高くして
ダイナミツクレンジを大きくする必要がある。例
えば、キヤリアスケルチによりＳ／Ｎ30dBを
検出したい場合、第１段目の直流帰還増幅回路１
の出力（以後AO出力と略称する）は、第２図
AO１，AO２，AO３で示す各特性のうちAO１
のようにＳ／Ｎ＝30dB付近で直線性を保持して
いなければならない。

ところが、このようにAO出力の飽和出力レベ
ル（以後AO_s出力と略称する。）を高くすると、
第２段目の直流帰還増幅回路３に大振幅信号が入
力される。この信号の大きさがトランジスタ１１
を飽和させる程の大入力になるとトランジスタ１
１のコレクタが飽和し、トランジスタ１１のバイ
アス（平均直流電圧）が低下するため、上記大振
幅信号はトランジスタ１３からパルス波形となつ
て出力され、またそのデユテイサイクルは小さく
なる。またトランジスタ１３の出力デユテイサイ
クルを小さくしてトランジスタ１３出力の直流電
圧を下げると同時にトランジスタ１１のベース電
流が増大してトランジスタ１３出力の＋側の最大
値をも減らす。つまりトランジスタ１４出力は急
速にデユテイサイクルが大きくなつて、ついには
カツトオフにまで至る。第３図は、AO_s出力の大
きさに対する上記出力デユーテイサイクルの変化
を示したものである。なお、図中E₁，E₂，E₃は
トランジスタ等回路素子の特性上のばらつきによ
る特性の相違を示している。この第３図から明ら
かなように、出力デユーテイサイクルは、AO_s出
力が比較的低い、AO_s３においてその変化率、つ
まり第３図におけるＥ１，Ｅ２，Ｅ３特性の傾き
が最も小さいが、AO_s出力が大きくなるに従つて
その変化率が増大し、AO_s１にあつては各特性
E₁，E₂，E₃ともその変化率は急激に増大する。
第１図において直流帰還増幅回路１に、AO出力
が飽和するくらいのレベルのAM入力を加えた場
合を考える。AMに応じたデユテイサイクルの変
化がAO出力に現れ、BPF２を通ると再びAM波
となつて現れ、直流帰還増幅回路２に入力され
る。ここでAO出力が第３図のAO_s１の様に大振
幅レベルの場合、AMに応じたデユテイサイクル
の変化が大きく、これが直流帰還増幅回路３の出
力に現れ、これが同調回路や検波回路を通ると再
びAM波となつて現れ、これがデイスクリミネー
タ（Discriminator）で検出される。すなわち
AM抑圧度の劣化を招くことになる。

このようなAM抑圧度の劣化は、FM受信機の
雑音抑圧特性に大きな影響を与える。すなわち、
AM抑圧度が劣化すると、第２図NQ１の如く
NQカーブに盛上がりを生じることになり、Ｓ／
Ｎの劣化を招く。ここで、第２図のNQカーブと
は、受信入力端（高周波入力端）に搬送波を無変
調で入力したときのその入力レベルに対する復調
出力レベルの変化を表わしたもので、すなわち雑
音成分の出力レベル変化を示している。またＳカ
ーブとは、受信入力端に1kHzのトーン信号によ
り最大時の70％の変調度で変調した搬送波を入力
したときのその入力レベルに対する復調出力レベ
ルの変化を表わしたもので、実質的に信号レベル
の変化を示している。

上記Ｓ／Ｎの劣化についてさらに詳しく説明す
る。第２図のNQカーブのｃ−ｄ区間は、理想的
にはPM性雑音の影響のみでリニアな特性カーブ
となる。ところが、デユーテイサイクルの変化率
が大きいと、受信信号中に混入しているAM性雑
音がたとえ小レベルであつても、このAM性雑音
レベルに応じてデユーテイサイクルが大きく変化
し、これが同調回路や検波回路を通ると大レベル
のAM性雑音となつて現われ、これがPM性雑音
に相加されてNQカーブが盛上がる。尚、図中の
NQ１，NQ２，NQ３は前記AO出力のAO１，
AO２，AO３にそれぞれ対応している。すなわ
ち、第１図に示す従来の構成では、キヤリアスケ
ルチに十分なAO出力を得ることができるが、
AM抑圧度が極めて悪く、このためＳ／Ｎの向上
を望めないという欠点があつた。

一方、別の従来例として、第４図に示す如く第
１段目の直流帰還増幅回路１のトランジスタ１４
のコレクタ側に負荷抵抗１７と直列に抵抗１８を
接続し、これによりAO出力の飽和レベルを低下
させて第２段目の直流帰還増幅回路３における動
作点が出力デユーテイサイクルの変化率の比較的
小さいところになるようにした（第３図中AO_s２
に対応）ものがある。このような構成によれば、
AM抑圧度を前記第１図に示したものに比べて向
上させ得、この結果FM受信機としてのＳ／Ｎを
第２図中NQ２程度にまで向上させることができ
る。

しかしながら、AO出力の飽和レベルが低下す
ることから、第２図中AO２に示す如く、Ｓ／Ｎ
30dB付近で既にAO出力は飽和してキヤリアス
ケルチを行なえなくなる。このため、キヤリアス
ケルチを行なうためには、第４図に示す如く第１
段目の直流帰還増幅回路１の信号入力を別の増幅
回路６で増幅し、しかるのち整流回路４およびレ
ベル判定回路５に供給しなければならず、構成の
複雑化および大形化を招き好ましくなかつた。ま
た、前記抵抗１８は、トランジスタ１４のバイア
スを動作領域に保つ必要から高い値に設定するこ
とができないので、AO_s出力の低減には限度があ
り、AM抑圧度を最小にするためのAO_s出力AO_s
３には設定し得ない。そこで、AO_s出力を例えば
π形の抵抗減衰器でさらに低下させ、これにより
AO_s出力を最適値AO_s３にすることも試みられて
いるが、この手段では中間周波増幅器としての利
得が低下し、実用に適さなかつた。

さらに、AM抑圧度を改善する別の手法とし
て、直流帰還増幅回路１，３の代わりに差動増幅
回路を設けたものがある。ところが、差動増幅回
路は、同じ利得を得るために直流帰還増幅回路に
比べて２倍〜４倍の電流を必要とするとともに、
ある程度エミツタ電圧を高くしなければならな
い。このため、電源として乾電池等を使用する場
合には、１本（1.5V）だけで動作させることが
困難となり、また消費電力の増大を招くおそれが
ある。さらに、トランジスタの数が増加するので
回路を集積化する際に素子が大形化し、上記電池
の増加および消費電力の増大と相まつて、特に携
帯無線機への使用に適さなかつた。

本考案は上記事情に着目してなされたもので、
その目的とするところは、AM抑圧度を改善して
Ｓ／Ｎの向上をはかるとともにキヤリアスケルチ
に十分大きな飽和出力を供給してキヤリアスケル
チを容易に行ない得るようにし、高利得が得ら
れ、かつ構成が簡単で消費電力の少ない中間周波
増幅器を提供することにある。

以下、本考案を図面に示す一実施例を参照して
説明する。なお、前記第１図および第４図と同一
部分には同一符号を付して詳しい説明は省略す
る。第５図において、帯域通過フイルタ（BPF）
２と第２段目の直流帰還増幅回路３との間には、
振幅制限器７が設けてある。この振幅制限器７
は、いわゆるダイオード形のもので、２個のダイ
オード７１，７２のカソードを相互接続してこれ
らのカソードを抵抗７３を介して接地するととも
に、上記各ダイオード７１，７２のアノードを抵
抗７４，７５を介してそれぞれ電源Ｂに接続した
ものとなつている。そして、この振幅制限器７の
各回路定数は、帯域通過フイルタ２の出力、つま
り第１段目の直流帰還増幅回路１の飽和出力
（AO_s出力）を前記第３図中AO_s３に示す値にま
で振幅制限するように設定してある。なお、前記
電源Ｂは各直流帰還増幅回路１，３の電源と共有
している。

このような構成であるから、帯域通過フイルタ
２からのAO_s出力は、キヤリアスケルチを行なう
ために十分な大きさを保つたまま、つまり第２図
中AO１に示す高い飽和レベルを有したまま、整
流回路４およびレベル判定回路５によるキヤリア
スケルチのレベル判定処理に供される。また、一
方上記AO_s出力は、振幅制限器７にて振幅を制限
されてAM抑圧度の変化率が最も小さいAO_s出力
の最適値、つまり第３図中AO_s３に示す値に設定
されたのち、第２段目の直流帰還増幅回路３に供
給される。したがつて、第２段目の直流帰還増幅
回路３では、第２図におけるAO３に対して増幅
がなされ、増幅された出力のデユーテイサイクル
は最も変化の少ないものとなる。

このように本実施例によれば、帯域通過フイル
タ２からのAO出力を振幅制限器７で最適値に低
下させて第２段目の直流帰還増幅回路３へ供給し
たことによつて、出力デユーテイサイクルの変化
を極力少なくすることができ、これによりAM抑
圧度を大幅に改善することができる。この結果、
第２図に示すNQ特性を図中NQ３に示すように
従来のNQ２やNQ１に比べて盛上りの少ないも
のにすることができ、中間周波増幅器としての
Ｓ／Ｎの向上をはかり得る。また、この場合振幅
制限器７によりAO_s出力を低下させると、第２図
中Ｌに示すように若干利得が減少するが、この減
少量は従来の抵抗減衰器を用いたものに比べると
はるかに少なく、この結果中間周波増幅器として
十分な利得を得ることができる。さらに、本実施
例によれば、キヤリアスケルチに供するAO出力
の飽和レベルを十分に高く設定できるので、キヤ
リアスケルチを容易に行ない得る。この場合、従
来のように新たな増幅回路を付加する必要もない
ので、構成の複雑化を招くことはない。また、差
動増幅回路を用いないので、電池を増設する必要
もなく、しかも消費電力の増大も招かない。さら
に、部品点数も少なくてよいので、集積化が容易
となり回路構成の小形化をはかり得、上記電池の
増設を必要とせずしかも低消費電力であることと
相まつて、携帯無線機に好適な回路を提供でき
る。また、本実施例では振幅制限器７をダイオー
ド形により構成しているので、直流帰還増幅回路
とともに容易に集積化が可能である。

なお、本考案は上記実施例に限定されるもので
はない。例えば、直流帰還増幅回路は２段構成以
外に３段以上に構成してもよい。その他、振幅制
限器および直流帰還増幅回路の構成等について
も、本考案の要旨を逸脱しない範囲で種種変形し
て実施できることは勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図および第４図は本考案の従来例における
中間周波増幅器の概略構成図、第２図はFM受信
機の雑音抑圧特性およびAO出力の飽和特性を示
す図、第３図は出力デユーテイサイクルと信号入
力との関係を示す特性図、第５図は本考案の一実
施例における中間周波増幅器の概略構成図であ
る。 １，３……直流帰還増幅回路、２……帯域通過
フイルタ（BPF）、４……整流回路、５……レベ
ル判定回路、７……振幅制限器。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 (1) 複数の増幅用トランジスタを直流結合した直
   流帰還増幅回路を複数段に縦続接続するととも
   に、これらの各直流帰還増幅回路への信号入力
   のうちいずれかひとつを取り出してキヤリアス
   ケルチを行なわせる中間周波増幅器において、
   前記各直流帰還増幅回路の段間の少なくとも一
   箇所に振幅制限器を接続するとともに、この振
   幅制限器への信号入力を取り出してキヤリアス
   ケルチを行なわせるようにしたことを特徴とす
   る中間周波増幅器。 (2) 振幅制限器は、ダイオード回路および抵抗か
   ら構成されることを特徴とする実用新案登録請
   求の範囲第(1)項記載の中間周波増幅器。