KR950000080B1 - 적응 대역폭 증폭기, if 증폭기/검파기 및 그 신호 대 잡음비의 최적화 방법 - Google Patents

적응 대역폭 증폭기, if 증폭기/검파기 및 그 신호 대 잡음비의 최적화 방법 Download PDF

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에릭스 지이 모빌 컴뮤니케이션즈 인코포레이티드
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Abstract

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Description

적응 대역폭 증폭기, IF 증폭기/검파기 및 그 신호 대 잡음비의 최적화 방법
제 1 도는 본 발명이 활용될 수 있는 전형적인 IF 증폭기/검파기 FM 무선 수신기 회로의 구성도.
제 2 도는 본 발명에 따라 다단 종속 접속된 (multi-stage cascaded) IF 증폭기의 개략적인 등가 회로도.
제 3 도는 제 2 도 회로의 저 신호 레벨 등가 회로도.
제 4 도는 제 2 도 회로의 고 신호 레벨 등가 회로도.
제 5 도는 제 2 도의 2개의 개별 자체-제한 증폭기 단에 대한 간단하지만 좀더 상세한 구성적 등가 회로도.
제 6 도 내지 제 9 도는 제 5 도의 회로에 대하여 더 변형된 등가 회로도.
제 10 도는 입출력 양단의 개선된 Ccb커패시턴스를 가지는 적합한 트랜지스터에 대한 개략적인 전기 회로도.
제 11 도는 제 10 도의 트랜지스터를 실현하는데 이용될 수 있는 전형적인 반도체 집적 회로도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
10 내지 18 : 종속 접속된 연산 증폭기 20 : 입력 신호원
79 : IF 증폭기 94 : 오디오 증폭기
본 발명은 적응 대역폭 증폭기(adaptive bandwidth amplifier)에 관한 것이며, 특히 본 발명은 무선 통신 수신기(실례로, 셀방식 무선 장치)의 최종 집적 회로 IF(intermediate frequency ; 중간 주파수) 증폭기 단과 관련하는 광대역 잡음의 문제를 해결하기 위한 것이다. 검파기 회로에 나타나는 증폭된 신호의 신호대 잡음비(S/N)는 각각 개선된 "밀러(Miller)"효과 입력 커패시턴스를 가지는 자체-제한 증폭기(self-limiting amplifiers)의 종속 접속된 체인(cascaded chain)을 사용하는 최종 IF 증폭기 단(stage)에 대한 자동 신호 레벨 감지 적응 증폭기 대역폭을 통해 개선되어진다.
종래의 기술은 일반적으로 IF 증폭기들 사이에서 이산주파수 선택 필터링과 함께, 무선 통신 수신기에 광대역 집적회로 IF 증폭기를 채용한다. 일반적으로, 집적 회로 검파기는 공통 실리콘칩상에서 최종 IF 증폭기 단(stage) 바로 다음에 이어진다. 따라서, 검출 바로 전의 최종 증폭된 IF 신호의 필터링 실행 방법은 실제적이지 못하다. 그러한 경우에, 최종 IF 증폭기로부터 검파기로 도달되는 잡음(noise)은 비교적 광대역 잡음이며, 전체 시스템의 S/N 비는 채널(또는 시스템) IF 대역폭에 대한 최종 단 증폭기 대역폭(final stage amplifier bandwidth)의 비율에 비례하는 양만큼 감소된다. 특히, 적은 신호 레벨이 포함되는 곳에서는 이러한 S/N의 감소는 결정적인 문제가 될 수 있다.
종래의 한 해결책은 최종 집적 회로 증폭기 앞에 요구되는 상당한 량의 전체 이득을 두는 것이다(비교적 협대역 이산 주파수 필터를 통하여 여전히 통과될 수 있다). 이것은 잡음을 감소하는 것이 아니라 신호를 증가함으로써 신호대 잡음비를 개선하는 것이다. 이러한 해결책의 명백한 결점은 전력 요구의 증가와 원가의 증가이다. 대안적으로 잡음 대역 제한 필터가 검파기 이전에 사용될 수 있으나, 이것 역시 비용을 증가 시킬 뿐 아니라 최소한 두개의 여분 패키지 핀(package pins)을 필요로 하므로, 원가의 상승과 집적 회로의 복잡성을 증가시킨다.
이 문제에 좀더 접근한 다른(좀 더 개량된) 공지의 기술은 채널 대역폭을 제어하여 전체 시스템의 잡음지수(noise figure)를 개선하는 것이다. 그러한 종래 기술의 예는 다음과 같다.
미국 특허 제3 909 729호-바대디(1975. 9)미국 특허 제3 217 257호-보트라이트(1965. 11) 미국 특허 제2 969 459호-헌(1961. 1)
일반적으로, 이러한 종래 기술은 선택된 회로 영역에 대한 가변 채널 대역폭 제어(variable channel bandwidth control)를 이루기 위하여 능동 궤환 제어 루프(active feedback control loops)에 의존한다. 실례로 세개의 상기 인용된 특허는 모두 이 기술을 이용한다.
최종 IF 증폭기 대역폭이 감소하게 되는 경우 S/N비는 개선되어지게 되며, 따라서 최종 IF 증폭기 이전에 요구되는 IF 이득의 양을 감소시킨다(S/N만이 관련되는 한). 이러한 것은 바람직한 결과가 되는데, 그 이유는 IF 이득 및 필터링을 집중시키고 요구되는 회로의 수를 줄이며, 따라서 수신기의 크기 및 원가를 감소시키기 때문이다.
따라서 잡음 문제가 가장 중요하게 되는 저 신호 레벨(low signal levels)에서는 최종 IF단의 집적 회로 증폭기 대역폭을 감소시키는 것이 바람직하다. 인덕터 및 큰 용량의 커패시터는 집적 회로 형태를 실현하기는 매우 어려우므로, 동조된 RLC(저항/인덕턴스/커패시턴스) 회로보다는 간단한 저항/커패시턴스(R/C)시상수가 바람직하다.
보다 높은 고 신호 레벨에서는 잡음이 덜 중요하지만 진폭 대 위상(amplitude-to-phase) 변환에 의해 발생되는 왜곡(distortion)이 문제될 수 있다. 이러한 문제는(실례로, 대역폭 감소 회로의) 가산된 커패시턴스에 의해 가중되어지는데, 이는 어떠한 단(stage)내의 트랜지스터에 대한 드라이브 변화가 감소된 슬루율 능력(slew-rate capability)에 기인한 검파기 출력 파형의 더 큰 변화를 초래하기 때문이다.
상기 문제점들에 대한 이상적인 해결책은 레벨 감지성인 최종 IF 증폭기 단에 대하여 적응 대역폭 감소기술을 구비하는 것이며, 이러한 것은 본 발명에 의해 제공되어진다.
(능동 궤환 제어 루프의 필요성이 없는)IF 증폭기 단의 자동 적응 신호 레벨 감지 제어를 가능하게 하는 본 발명의 한 특징은 개별 종속 접속된 자체 제한 증폭기 단과 함께 공지의 "밀러" 효과를 사용하는 것이다.
본 발명은 자동적으로 저 신호 레벨(잡음이 최대의 고려 대상이 됨)에서 증폭기의 대역폭을 감소한다. 적응 특징(adaptive feature)은 고 신호 레벨에서 IF 증폭기의 대역폭을 증가시키거나 저 신호 레벨에서 그러한 대역폭을 감소하도록 고려될 수 있다. 고 신호 레벨에서는 잡음 레벨에 대한 고려가 적어도 되지만 진폭대 위상 변환에 기인하는 왜곡(distortion)이 문제가 된다. 종래의 대역폭 감소 회로의 가산된 커패시턴스는(증가된 커패시턴스의 고유 특성에 따른) 진폭 대 위상 변환 왜곡을 가중시키게 된다. 본 발명은(고 신호 레벨에서) 감소된 커패시턴스로 자동적으로 작동함에 따라, 이러한 진폭 대 위상 변환 문제를 감소시키며 동시에 저 신호 레벨에 대한 S/N 문제를 해결한다.
다단 종속 접속된 자체-제한 증폭기 구성은 각 단에 대해 밀러 효과를 사용하여 실제 "온-칩(on-chip)" 커패시턴스의 필요성을 감소시킨다. 적어도 상기 체인의 나중쪽의 단들은 고 신호 레벨 주기 동안에 자체-제한 저 이득 상태로 구동되며, 따라서 이후에 자세히 기술될 바와 같이 IF 증폭기의 소정의 레벨-감지 적응 특성을 얻게 된다.
"온-칩" 커패시턴스를 가진 집적 회로 증폭기의 대역폭을 감소시키려는데 있어서 커패시턴스를 증가시키지 않는한 상당한 실리콘 영역이 소모될 것이다. 밀러 효과가 이용되면 총 커패시턴스 필요성이 감소될 뿐만 아니라, 사용된 이득 단이 제한 단(limiting stage)일 경우 필요한 적응 특성이 얻어지게 된다.
FM 수신기에서 진폭 변조(AM)대 위상 변조(PM)변환 왜곡에 대하여 가장 감지성 있는 단은 최종의 비-제한 IF단(the last non-limited IF stage)이다(이는 최종단이 가장 큰 가변 출력 전압 변동을 일으키기 때문이다). 따라서 본 발명에 의해 최종단은 고 신호 레벨에서 감소된 입력 커패시턴스를 가지게 되고, 슬루율 제한(slew rate limitation)이 개선되며 진폭 대 위상 변환 왜곡의 정도가 최소화된다.
이러한 방법으로, 적응 대역폭(adaptive bandwidth)은 간단하게 그리고 최소의 실리콘(또는 다른 반도체)실 영역(real estate)으로 얻어지게 된다.
본 실시예는 각각 그 입력과 출력 사이에 작은 밀러 효과 궤환 커패시턴스(실제로, 증가형 콜렉터 대 베이스 커패시턴스 Ccb)를 갖는 종속 접속된 자체 제한 증폭기(a cascade of self-limiting amplifiers)를 사용한다. 그 결과로서 증폭기는 입력 신호 레벨이 증가됨에 따라 자동적으로 증가하는 적응 대역폭을 가지게 되며, 따라서 양호한 AM 대 PM 왜곡 거부 상태를 유지하면서 양호한 S/N비를 제공하게 된다.
이러한 증폭기의 적용은 예를 들면, FM 수신기용 집적 IF 증폭기/검파기 회로에 사용된다.
증폭기 단의 활용에 있어서, 각 단의 대역폭은 그 단에 관련된 입력 커패시턴스에 반비례하여 변하게 된다. 그리고, 이러한 각 단의 밀러 효과 입력 커패시턴스는 그에 관련된 입력 신호 레벨에 따라 자동적으로 변하게 된다.
따라서, 저 신호 레벨에서는 잡음이 큰 비중을 차지하고 있으므로 바라는 바와 같이 저 신호 레벨이 있는 경우 대역폭이 감소된다. 이에 반하여 고 신호 레벨중에는 IF증폭기 단의 대역폭이 자동 증가하게 된다. 이러한 소정의 적응 특성은 자동적이며, 본 실시예에 있어서 능동 궤환 제어 루프의 필요성없이 이루어지게 된다.
다음에는 첨부된 도면과 관련하여 적절한 실시예를 설명한다.
제 1 도에 있어서, 본 발명에 따라 도시되어 있는 [62]는 입력(64)에서 통상 약 45MHz인 제 1 IF 신호를 가지는 집적 회로 IF 증폭기/검파기 FM 무선수신기 회로이다. 이 IF 신호는 IC 프리앰프(pre-amplifier ; 66)를 통하여 제 2 IF 혼합기(IC 국부 발진기/혼합기 회로 ; 68)에 전송된다. 입력(70)으로부터의 국부 발진기 신호(실례로, 본 실시예에서 약 44.5MHz)는 제 2 IF 혼합기(68)에 인가되기 전에 IC 프리앰프(72)를 통과하게 된다. 상기 혼합기(68)의 출력은 일반적으로 두 입력 주파수의 차 및 합을 포함하며, 따라서 제 2 IF 신호(실례로, 45-44.5=0.5MHz)를 나타낸다. 이 혼합기는 IC(62) 외부에 설치된 이산 대역 통과 필터(74)를 통하여 "외부(outside)"필터링을 하게 된다. (다시 IC(62)내의) 또다른 프리 앰프(76)이후에 제 2 IF 신호는 IC(62) 외부의 제 2 이산 IF 대역 통과 필터(78)로 공급되어지며, 다음에(단(stages)80, 82,…, 84를 포함하는)최종적인 IF 증폭기(79)에 입력된다.
총괄적으로, (본 실시예에서는 5 개인)증폭기 단(80,82,…,84)이 제 2 도에 도시되어 있다. 종래의 수신 신호 세기 표시기 회로(receive signal strength indicator circuit(RSSI circuit) ; 86) (증폭기 단으로부터 입력을 수신하는 소자)는 무선 제어 회로에 의해 사용되거나 무선 수신기 사용자에 의해 볼 수 있는, 실례로 메터 (meter)와 같은 종류의 표시 소자(indicator device)에 통상 접속될 수 있는 출력(88)을 갖는다. 단(84)의 출력은(통상, 커패시터(92) 및 쿼드 코일(93)과 병렬로 연결되는) 통상의 FM 변별기(90)로 공급된다. 일반적으로, 변별기(90)는 차례로 오디오 출력(96)에 접속된 오디오 증폭기(94)로 출력한다.
제 2 도에 있어서, (제 1 도의 증폭기 80, 82, …, 84에 상응하는)5개의 종속 접속된 연산 증폭기(10 내지 18)가 본 발명의 실시예에 따라 도시되어 있으며, 입력 신호원(20)은 제 1종속 접속된 증폭기(10)의 입력으로 작용한다. 각 연산 증폭기는 일반화된 이득 A를 갖는다. 또한, 각 단(stage)은 C값으로 표시되어 있는 그 자신의 등가 병렬 커패시턴스(22 내지 30)를 갖는다. 제 2 도의 각 단에서, (증폭기가 A
Figure kpo00001
1인 그 자체 제한 동작 영역으로 작동되지 않는다면) 이득 A는 일박적으로 1보다 크다. 총괄적으로, 제 2 도의 모든 단(10 내지 18)은 제 1 도의 도시된 바와 같은 최종 단 중간 주파수 증폭기(79)를 구성한다.
제 3 도는 IF 증폭기(79)의 저신호 레벨 등가 회로도이다. 제 2 도의 등가 회로는 제 2 도의 "밀러(Miller)"효과 커패시턴스(22 내지 30)를 분석함으로써 얻어진다. 밀러 효과는 공지의 현상이며, 그에따라 연산 증폭기 단에(즉 , 그 출력에서 입력 단자로) 접속된 궤환 커패시턴스가 동일 단에 접지된 보다 큰("증폭된") 입력 커패시턴스로 나타낼 수 있다(참고 : 밀만 및 할키어스저의 집적 전자 회로의 529 내지 531 페이지). 이렇게 제 3 도의 입력 커패시터(32 내지 40)는 제 2 도의 커패시턴스에 대하여 향상된 밀러 효과 입력 커패시턴스를 나타내게 된다. 일반화된 식이 사용되어 각 C의 등가 밀러 효과 입력 커패시턴스는 A'C와 같다는 것을 염두에 두어야 한다. A'에 대한 식은
A'=(1-A) (1)
본 발명의 단(10 내지 18)의 실제이득이 -A로 표시되어지므로 A'에 대한 식은
A'=(1+A) (2)
따라서, 각 단에 대한 밀러 효과 커패시턴스는 그 신호의 전달 이득 A의 절대값에 따라 변화한다. 모든 증폭단(10 내지 18)이 실제적으로 1보다 큰 이득을 갖는다면, 각 단의 입력 커패시턴스는 증가하게 되고 이것은(보다 낮은 이득을 가지는 자체 제한 단과 비교하여) 이러한 관련 증폭기 단의 대역폭을 줄이게 될 것이다.
제 4 도는 본 발명의 적응 기술(adaptive technique)을 나타내는데 도움이 되는 제 2도 회로의 고신호 레벨 등가 회로도이다. 연산 증폭기(14 내지 18)는 고 신호 레벨에서 자체 제한 조건으로 자동적으로 구동된다. 공지된 바와 같이(집적 전자 회로, 511 페이지 참조), 단(14 내지 18)의 이득 A는 이러한 자체 제한 조건(즉, A
Figure kpo00002
1)으로 구동될 때 유효하게 단지 1이 된다. 밀러 효과 커패시턴스가(상기한 바와 같이) 증폭기 이득 A에 따라 변하므로, 밀러 효과 입력 커패시턴스(36 내지 40)는 제 3 도의 저 신호 레벨 등가 회로보다 훨씬 낮은 값을 갖는다. 그러한 비교적 감소된 밀러 커패시턴스에 따라, IF 증폭기의 뒤쪽 단의 대역 폭은 비교적 증가하게 된다. 커패시턴스에 대한 대역폭의 이러한 관계는 하기에 제 5 도 내지 9도를 참조하여 좀 더 자세히 설명할 것이다.
제 2 도 내지 4도를 요약하면, 적응 IF 증폭기가 제공되어, 저 신호 레벨 발생중에(제 3 도) 최종 IF 증폭기 단의 대역폭이 전체 S/N비를 개선하도록 자동적으로 감소되어진다. IF 증폭기의 대역폭은 여전히(이산주파수 필터에 의해 결정되는 바와 같이) 유효한 채널 대역폭보다는 훨씬 넓을 수 있다. 고 신호 레벨 발생중에(제 4 도), 증폭기의 대역폭은(IF단의 슬루율(slew rate)을 향상시키고 진폭 대 위상 변환 왜곡의 정도 를 최소화하기 위하여) 비교적 증가되며, 비교적 높은 신호 성분으로 인해 수신기에 대한 전체 S/N비에 해로운 영향을 주지 않는다.
제 5 도는 고 신호 레벨 발생중에 자체-제한하여 구동되는 3단(14 내지 18)중 2개에 해당하는 간략화된등가 회로도이다. 증폭기는 각각 차동 증폭기(42 및 44)인 단(1 및 2)으로 도시되어 있다. 부하 저항 RL(46 내지 52)과 컬렉터 대 베이스 커패시턴스 Ccb(54 내지 60)가 각 트랜지스터에 대해 도시되어 있다.
제 6도에 도시된 입력/출력 회로는 제 5 도의 단(1 및 2)에 대한 등가 회로의 도면이다. 제 6 도에서, 각 증폭기 단의 이득은 -A가 되도록 되며, 제 5도의 차등 증폭기(42 및 44)는 각각 그들의 등가 전류원과 접속점으로 분해되었다. 또한, 또다른 등가 회로 분석이 이루어질 수도 있다.
예를 들면, 제 6 도의 등가 회로에 밀러의 이론을 적용하고(집적 전자공학, 255 및 256참조) Rln이 RL보다 대단히 크다고 기정하면, 제 7 도의 회로가 얻어지게 된다.
제 7 도의 밀러 이론 회로는 인용된 참고 문헌에 기술된 간단한 공지의 기술에 의해 얻어지게 된다.
제 5 도의 제한 증폭기 단(42 및 44)으로부터 등가 회로 진행 과정(progression)은 제 7 도의 단(1)의 출력에 노튼의 이론(직접 전자 공학 250 및 251 페이지)을 적용하여 커패시턴스 C2가 다음과 같이 표시되는 제 8 도의 등가 회로를 산출한다.
C2=Ccb(1+A+A/(A+1) (3)
이득 A가 크면, C2
Figure kpo00003
Ccb(A+2).
최종적으로, 제 8 도에 흐르는 전류의 정확한 분석을 통하여, 제 9 도에 도시된 바와 같은 단일 단자의 단(single ended stages)을 얻을 수 있다. 제 9 도는,
fp=1/2π RLC2(4)
에서 극(pole)을 가지는 저역 필터 응답을 갖는 RC 회로망을 포함한다.
한 실시예에서, 단일 -극 저역 증폭기 (single-pole low-pass amplifier)는 실례로 3dB 대역폭의 fg를 갖도록 선택된다. 이것은 f/fp=1 일때 발생한다. 5개의 유사한 종속 접속된 단은 0.385fp에 서 발생되는 총 3dB 대역폭을 갖게 된다. 전체 IF 증폭기(79)의 대역폭은 커패시턴스 C2의 값에 반비례한다. 본 발명의 적응 특성은 C2가 신호 레벨에 따라 변하는 경우 자동적으로 발생하게 된다. 제 2 내지 4도의 앞서 언급한 분석은 본 발명의 밀러 효과 커패시턴스(32 내지 40)가 신호 레벨에 따라 실제로 변하게 되는 것을 보여주고 있다. 이와 같이, 증폭기(79)의 대역폭은 요구된 바와 같이 신호 레벨에 따라 자동적으로 변하게 된다.
제 2 내지 4 도의 블럭 다이어그램을 참조하여, (제5 내지 9도에 도시된 분석을 통하여)증폭기(79)의 전체 시스템 대역폭이 0.385fp이라는 것을 나타냈다. 일반적으로, 입력 신호 레벨이 사전 설정된 양보다 작을 경우 증폭기(79)의 다석 단중에서 자체-제한 구동되도록 선택되는 것은 없다(도시된 형태의 차동 증폭기의 전송 특성에 대하여 집적 전자공학 511 페이지 참조). 신호 레벨이 이러한 양의 범위를 넘어서 까지 증가될때, 모든 IF 증폭기(79)(증폭기 14 내지 18)의 단은 점진적으로 자체 제한 작동되며, 밀러 효과 등가 커패시턴스(캐패시터 36 내지 40)에 따라 이들 단의 커패시턴스는 그들의 이전 값보다 훨씬 감소된다. 이것은 증폭기 출력에 연관된 극(pole)을 커패시턴스가 감소함에 따라 증가하게 한다(식(4) 참조). 밀러 효과 커패시턴스를 최소화하는 것은 증폭기(79)에 연관된 극을 주파수상으로 그 이전의 최소 대역폭 값보다 더 이동하게 되는 것이다.
따라서, 본 발명의 적응 특성은 입력 신호 레벨이 증가함에 따라 증폭기(32)의 대역폭이 자동적으로 증가하게 된다.
이러한 적응 특성은 증폭기의 종속 접속된 자체 제한 단들에 존재하는 입력 신호 레벨에 의존하는 각 단에서의 밀러 효과 또는 다중된(multiplied)입력 커패시턴스에 의해 달성되어진다. 밀러 효과 다중 커패시턴스를 사용하지 않는다면 매우 큰 커패시턴스가 저 신호 레벨 발생시에 현재의 감소된 대역폭을 달성하기 위하여 종래의 기술을 통해 "침상에" 제공되어야 하며, 이에따라 여러가지 실행상의 문제점이 발생하게 된다.
자연적으로 발생하는 콜렉터 대 베이스 커패시턴스(Ccb)는 필수적인 적응 특성을 얻기 위하여 트랜지스터의 직접회로의 기하학적 구조(geometry)와 밀러 효과를 통하여 적절히 상승된다. 도시된 바와 같이 본 발명은 종속 접속되는 다만 IF 증폭기의 대역폭을 적절히 제어하도록 작동하며, 관련 대역폭은 여전히 최종 IF 증폭기 단에 앞서 있는 외부 필터에 의해 설정된 채널 대역폭에 비하여 넓다. 따라서, 이 적응 대역폭 기술은 채널 대역폭을 변화시키거나 영향을 주지 않고서 IF 증폭기의 광대역 잡음 영향을 효과적으로 감소시킨다.
제 10 도는 본 발명에 사용하기 적절한, 소정의 대역폭 제어를 이루기에 충분한 자연적 발생의 상승형 콜렉터 대 배이스 커패시턴스(Ccb)를 갖는 적절한 트랜지스터를 도시한다.
제 11 도는 제 10 도의 트랜지스터를 이루기 위하여 사용될 수 있는 반도체의 기하학적 구조의 개략도이다. 제 10 및 11 도는 부가될 수 있는 여분의 커패시턴스, 예를 들면 트랜지스터 구조내에서 콜렉터에 접속된 비교적 넓은 영역의 병렬 에미터(실예로, E2 및 E3)를 포함한다. 여분의 에미터 대 콜렉터 접속에 연관된 자연 발생 커패시턴스가 콜렉터 대 베이스 커패시턴스와 병렬로 연결되어 전체 유효 커패시턴스 Ccb를 증가시킨다. 제 11 도에서 점선으로 도시된 커패시턴스는 이러한 "병렬 플레이트" 구조의 트랜지스터 구조내에서 이러한 다양한 자연 발생 커패시턴스를 나타내고 있다.
본 발명은 단일의 집적 회로 패키지의 IF 증폭기내에 "온-칩(on-chip")" 적응 특성을 제공하는 것이다. 이러한 것은 예증적인 실시예를 참조하여 기술되었다. 하지만 당 분야에 숙련된 사람들은 본 발명의 장점과 특징을 벗어나지 않고 다양한 변형과 수정이 가능하다는 것을 이해할 것이며 그러한 변형되거나 수정된 모든 것은 본 발명에 부가된 청구범위에 범위에 포함될 것이다.

Claims (18)

  1. FM 수신기에 사용되어, 소정 범위의 가변 진폭을 갖는 IF 주파수 변조 신호를 증폭하기 위한 적응 대역폭 FM IF 증폭기(62)에 있어서, 입력 단자(64)와, 출력 단자(96)와, 상기 입력 및 출력 단자 사이에 종속 접속되어(in cascade) 각각 입력 및 출력 노드를 갖는 두개 이상의 증폭기 단(80, 82, 84 및 10 내지 18)으로서, 상기 소정 범위의 상위 부분에서 진폭을 갖는 IF 신호가 처리될 경우 이득이 포화되도록(to begain-saturated) 배치되는 상기 증폭기 단(80, 82, 84 및 10 내지 18)과, 종속 접속된 증폭기중 적어도 한 증폭기에서 이득 포화(gain-saturation) 가 발생함에 따라, 각, 증폭기 단과 관련하여, 상기 입력 단자에 인가된 신호의 진폭에 대한 함수로서 상기 입력으로부터 출력 단자로 유효 신호 전송 대역폭을 자동 변화시키는 적응 수단(32 내지 40)을 구비하는 것을 특징으로 하는 적응 대역폭 FM IF 증폭기.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 각각의 적응 수단(32 내지 40)은 각 증폭기에 대한 신호 레벨 입력에 자동 응답하여 상기 신호 레벨이 낮아짐에 따라 대역폭을 자동 감소시키고 상기 신호 레벨이 높아짐에 따라 상기 대역폭을 자동 증가시키는 것을 특징으로 하는 적응 대역폭 FM IF 증폭기.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 각각의 적응 수단(32 내지 40)은 각 증폭기 단의 입력 및 출력 노드 사이에 설치된 커패시턴스를 구비하는 것을 특징으로 하는 적응 대역폭 FM IF 증폭기.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 각각의 적응 수단(32 내지 40)은 각 증폭기에 있는 입력 신호 레벨에 응답하여 상기 대역폭을 변화시키는 밀러 효과(Miller-effect) 입력 커패시턴스를 구비하는 것을 특징으로 하는 적응 대역폭 FM IF 증폭기.
  5. 제 3 항에 있어서, 상기 커패시턴스는 증폭기내에 있는 신호 레벨에 응답하여 변화되며, 상기 변화는 밀러 효과 및 각 증폭기단에 관련된 자체-제한 증폭 이득 요인(self-limiting amplification gain factor)에 기인하는 것을 특징으로 하는 적응 대역폭 FM IF 증폭기.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 종속 접속된 증폭기 단의 적어도 마지막 증폭기 단은 비교적 높은 입력 신호 레벨에 응답하여 제한된 이득 조건으로 구동됨에 따라 자체-제한 증폭 요인을 갖는 것을 특징으로 하는 적응 대역폭 FM IF 증폭기.
  7. 제 3 항에 있어서, 상기 종속 접속된 증폭기 단과 상기 커패시턴스 수단 모두는 단일 집적 회로 패키지내에 포함되는 것을 특징으로 하는 적응 대역폭 FM IF 증폭기.
  8. 소정 범위의 가변 진폭을 갖는 주파수 변조 신호를 증폭하는데 사용하기 위한 적응 대역폭 증폭기(79)에 있어서, 입력 단자 및 출력 단자와, 종속 접속되어, 상기 입력 단자를 상기 출력 단자에 접속하는 다중 증폭기단(10 내지 18)으로서, 상기 증폭기단중 적어도 한 증폭기단이 상기 소정 범위의 상위 부분에서의 진폭을 갖는 입력신호가 있음에 따라 자체 제한 증폭요인을 갖도록 배치되는 상기 다중 증폭기단(10 내지 18)과, 적어도 하나의 커패시턴스가 상기 각각의 증폭기 단의 양단에 유효하게 접속되어 상기 자체 제한증폭 요인의 정도에 따라 변화하는 밀러 효과 입력 커패시턴스를 제공하는 다중 커패시턴스(multiple capacitances ; 32 내지 40)를 구비하는 것을 특징으로 하는 적응 대역폭 증폭기.
  9. 제 8 항에 있어서, FM 무선 수신기에서의 검파 이전에 최종 IF 신호 증폭을 제공하는 상기 증폭기의 출력 단자에 접속된 FM 검파기(90)를 구비하는 것을 특징으로 하는 적응 대역폭 증폭기.
  10. 제 8 항에 있어서, 상기 종속 접속된 증폭기 단의 적어도 마지막 단은 그 증폭기 단에 대한 신호 레벨입력이 소정의 레벨 이상으로 증가될 때 자체-제한 모드로 구동되며, 이에따라 종속 접속된 증폭기 단은 변화하는 입력 신호 레벨에 상기-증폭기에 대역폭을 적합하게 하도록 자동적으로 작용하는 것을 특징으로 하는 적응 대역폭 증폭기.
  11. FM 수신기의 IF 증폭기/검파기 단의 신호대 잡음비를 최적화하는 방법에 있어서, 입력 IF 신호 레벨이 소정의 값보다 낮을 때마다, IF 증폭기에 관련된 밀러 효과 커패시턴스를 자동 증가시켜 IF 증폭기의 대역폭을 감소시키는 단계와, 입력 IF 신호 레벨이 소정의 값 이상일 때마다, IF 증폭기에 관련된 밀러 효과 캐시턴스를 자동 감소시켜 증폭기의 대역폭을 증가시키는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 IF 증폭기/검파기 단의 신호대 잡음비를 최적화하는 방법.
  12. 제 11 항에 있어서, 상기 커패시턴스를 자동 감소하는 단계는 비교적 높은 입력 신호 레벨에 응답하여 종속 접속된 증폭기단의 적어도 마지막 증폭기단을 제어-이득 제한 모드로 구동시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 IF 증폭기/검파기 단의 신호 대 잡음비를 최적화하는 방법.
  13. 제 11 항에 있어서, 상기 밀러 효과 커패시턴스는 종속 접속된 증폭기단의 유효 이득에 관련하여 변화하는 것을 특징으로 하는 IF 증폭기/검파기 단의 신호 대 잡음비를 최적화하는 방법.
  14. 제 11 항에 있어서, 상기 대역폭 감소는 종속 접속된 증폭기의 완전한 셋(set)의 양단에 어떠한 궤환 제어 루프의 설치없이 각각 밀러 효과 커패시턴스를 갖는 종속 접속된 다수의 자체 제한 증폭기단 작동의 자동적이며 직접적 결과인 것을 특징으로 하는 IF 증폭기/검파기 단의 신호 대 잡음비를 최적화하는 방법.
  15. FM 무선 수신기용 직접 회로 IF 증폭기/검파기(62)에 있어서, 종속 접속된 다수의 자체 이득 제한 IF 증폭기단(10 내지 18)으로서, 상기 단(stage) 각각이 입력 IF신호 레벨의 소정 함수로서 관련 증폭기단의 유효 전송 주파수를 제공하기 위한 수단과 밀러 효과 입력 커패시턴스를 포함하는 상기 종속 접속된 다수의 자체 이득 제한 IF 증폭기단(10 내지 18)과, 상기 종속 접속된 IF 증폭기 단중의 마지막 증폭기 단으로부터 입력 IF 신호기를 수신하기 위해 접속된 FM 검파기 회로(90)를 구비하는 것을 특징으로 하는 집적 회로 IF 증폭기/검파기.
  16. 제 15 항에 있어서, 상기 각각 밀러 효과 입력 커패시턴스는 그에 관련된 증폭기단의 유효 이득의 변화에 비례하여 변화하고, 각 증폭기단의 유효 전송 주파수 대역폭은 그에 관련된 밀러 효과 입력 커패시턴스에 반비례하여 변화하는 것을 특징으로 하는 집적 회로 IF 증폭기/검파기.
  17. 신호 레벨 감지 적응 대역폭 증폭기(62)에 있어서, 종속 접속된 다수의 자체 이득 제한 밀러 효과 증폭기단(10 내지 18)으로서, 각각의 단은 입력 신호 레벨의 소정 함수로서, 그 관련 증폭기단의 유효 이득의 변경에 따라 변화하게 되는 밀러 효과 입력 커패시턴스(32 내지 40)와 그에 따른 유효 전송 주파수 대역폭을 갖는 상기 종속 접속된 다수의 자체 이득 제한 밀러 효과 증폭기단(10 내지 18)을 구비하는 것을 특징으로 하는 신호 레벨 감지 적응 대역폭 증폭기.
  18. 제 17 항에 있어서, 상기 각 밀러 효과 입력 커패시턴스는 그에 관련된 증폭기단의 유효 이득의 변화에 비례하여 변화하며, 각 증폭기단의 유효 전송 주파수 대역폭은 그에 관련된 밀러 효과 입력 커패시턴스에 반비례하여 변화하는 것을 특징으로 하는 신호 레벨 감지 적응 대역폭 증폭기.
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