JPS6122346Y2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6122346Y2 JPS6122346Y2 JP10096079U JP10096079U JPS6122346Y2 JP S6122346 Y2 JPS6122346 Y2 JP S6122346Y2 JP 10096079 U JP10096079 U JP 10096079U JP 10096079 U JP10096079 U JP 10096079U JP S6122346 Y2 JPS6122346 Y2 JP S6122346Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- capacitor
- base
- stage
- transistors
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 20
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
この考案は、Ｂ級ブツシユブルアンプの高域補
償に関する。
償に関する。
オーデイオ用の出力アンプは例えば第１図に示
すように構成されている。すなわち、トランジス
タQ1，Q2のエミツタが定電流源S1に接続されて
差動アンプが構成されると共に、トランジスタ
Q1，Q2にカレントミラー回路を構成するトラン
ジスタQ3，Q4が接続されて入力段が構成されて
いる。なお、T1は入力端子である。
すように構成されている。すなわち、トランジス
タQ1，Q2のエミツタが定電流源S1に接続されて
差動アンプが構成されると共に、トランジスタ
Q1，Q2にカレントミラー回路を構成するトラン
ジスタQ3，Q4が接続されて入力段が構成されて
いる。なお、T1は入力端子である。
また、ドライブ段としてエミツタ接地のトラン
ジスタQ5が設けられ、これにトランジスタQ1，
Q3の出力が供給されると共に、トランジスタQ5
はトランジスタQ6，Q7に接続されている。
ジスタQ5が設けられ、これにトランジスタQ1，
Q3の出力が供給されると共に、トランジスタQ5
はトランジスタQ6，Q7に接続されている。
このトランジスタQ6，Q7はＢ級ブツシユブル
出力段を構成しているもので、そのエミツタには
負荷としてスピーカSpが接続されている。な
お、R1，R2は負帰還用抵坑器である。
出力段を構成しているもので、そのエミツタには
負荷としてスピーカSpが接続されている。な
お、R1，R2は負帰還用抵坑器である。
ところで、このようなアンプにおける負帰還
は、歪みの低減や直流安定度の向上などのため、
かなり多量、例えば60〜70dB程度かけなければ
ならない。しかし、この場合、スピーカSpのイ
ンピーダンスは、周波数によつて誘導性あるいは
容量性に大きく変化するので、そのように多量の
負帰還をかけると、高域で発振してしまう。
は、歪みの低減や直流安定度の向上などのため、
かなり多量、例えば60〜70dB程度かけなければ
ならない。しかし、この場合、スピーカSpのイ
ンピーダンスは、周波数によつて誘導性あるいは
容量性に大きく変化するので、そのように多量の
負帰還をかけると、高域で発振してしまう。
そこで、この発振を防止するために、第１図の
アンプには、高域補償用のコンデンサが接続され
ている。
アンプには、高域補償用のコンデンサが接続され
ている。
第１図のC1〜C4がその補償用コンデンサで、
実際にはこれらコンデンサC1〜C4のいずれか１
個が接続される。
実際にはこれらコンデンサC1〜C4のいずれか１
個が接続される。
ところが、コンデンサC1で高域補償を行う場
合には、コンデンサC1の値は数十pFでよく、IC
化に有利であるが、コンデンサC1を通じてトラ
ンジスタQ5のコレクタからベースに高域で負帰
還がかかり、トランジスタQ5の高域での出力イ
ンピーダンスが低下してしまう。そしてトランジ
スタQ5の出力インピーダンスが低下すると、ト
ランジスタQ6，Q7のクロスオーバー歪みが増加
してしまう。
合には、コンデンサC1の値は数十pFでよく、IC
化に有利であるが、コンデンサC1を通じてトラ
ンジスタQ5のコレクタからベースに高域で負帰
還がかかり、トランジスタQ5の高域での出力イ
ンピーダンスが低下してしまう。そしてトランジ
スタQ5の出力インピーダンスが低下すると、ト
ランジスタQ6，Q7のクロスオーバー歪みが増加
してしまう。
従つて、コンデンサC1による高域補償は好ま
しくない。
しくない。
また、コンデンサC2あるいはC3により高域補
償を行う場合には、コンデンサC2あるいはC3と
して数百pF〜数千PF（コンデンサC1の容量をト
ランジスタQ5の利得倍した大きさ）のものを必
要としてしまう。従つて、IC化するとき、不適
当である。またコンデンサC3によるときには、
やはりクロスオーバー歪みの増加もある。
償を行う場合には、コンデンサC2あるいはC3と
して数百pF〜数千PF（コンデンサC1の容量をト
ランジスタQ5の利得倍した大きさ）のものを必
要としてしまう。従つて、IC化するとき、不適
当である。またコンデンサC3によるときには、
やはりクロスオーバー歪みの増加もある。
さらに、コンデンサC4による場合には、信号
系のインピーダンスが低いので、やはり数百pF
〜数千pFの容量を必要とし、IC化には向かな
い。
系のインピーダンスが低いので、やはり数百pF
〜数千pFの容量を必要とし、IC化には向かな
い。
この考案は、これらの問題点を解決しようとす
るものである。
るものである。
このため、この考案においては、例えば第２図
に示すように、トランジスタQ5と同極性のトラ
ンジスタQ8を設け、そのベースをトランジスタ
Q5のベースに接続し、そのコレクタを抵坑器R8
を通じて電源端子T2に接続し、そのエミツタを
抵坑器R5を通じて接地してトランジスタQ8をエ
ミツタ接地とすると共に、トランジスタQ8のコ
レクタ・ベース間に、比較的小さい容量のコンデ
ンサC8を接続する。
に示すように、トランジスタQ5と同極性のトラ
ンジスタQ8を設け、そのベースをトランジスタ
Q5のベースに接続し、そのコレクタを抵坑器R8
を通じて電源端子T2に接続し、そのエミツタを
抵坑器R5を通じて接地してトランジスタQ8をエ
ミツタ接地とすると共に、トランジスタQ8のコ
レクタ・ベース間に、比較的小さい容量のコンデ
ンサC8を接続する。
このような構成によれば、トランジスタQ8の
利得をＡ倍とすると、ミラー効果により、コンデ
ンサC8の容量は見かけ上（Ａ＋１）倍になると
共に、第１図のコンデンサC2と同様、トランジ
スタQ5のベースと接地との間に接続されたのと
等価になる。
利得をＡ倍とすると、ミラー効果により、コンデ
ンサC8の容量は見かけ上（Ａ＋１）倍になると
共に、第１図のコンデンサC2と同様、トランジ
スタQ5のベースと接地との間に接続されたのと
等価になる。
従つて、これにより高域補償が行われて発振が
防止される。
防止される。
そして、この場合、コンデンサC8の容量は、
トランジスタQ8によつて等価的に（Ａ＋１）倍
されると共に、トランジスタQ8の利得Ａは十分
に大きくできるので、コンデンサC8の容量は十
分に小さく、例えば数pF〜数十pFにでき、IC化
が容易である。
トランジスタQ8によつて等価的に（Ａ＋１）倍
されると共に、トランジスタQ8の利得Ａは十分
に大きくできるので、コンデンサC8の容量は十
分に小さく、例えば数pF〜数十pFにでき、IC化
が容易である。
また、コンデンサC1のようにトランジスタQ5
の出力インピーダンスを低下させることがないの
で、トランジスタQ6，Q7のクロスオーバー歪み
が増加することがない。むしろ、トランジスタ
Q5のコレクタ出力容量Cobを通じてトランジスタ
Q5のコレクタ出力がベースに負帰還されても、
この負帰還成分は、コンデンサC8及びトランジ
スタQ8による等価容量を通じてバイパスされる
ので、そのような負帰還はかからなくなり、従つ
て、トランジスタQ5の出力インピーダンスが上
昇するので、クロスオーバー歪みが減少する。ま
た、クロスオーバー歪みの減少によりトランジス
タQ6，Q7のアイドリング電流を小さくできる。
の出力インピーダンスを低下させることがないの
で、トランジスタQ6，Q7のクロスオーバー歪み
が増加することがない。むしろ、トランジスタ
Q5のコレクタ出力容量Cobを通じてトランジスタ
Q5のコレクタ出力がベースに負帰還されても、
この負帰還成分は、コンデンサC8及びトランジ
スタQ8による等価容量を通じてバイパスされる
ので、そのような負帰還はかからなくなり、従つ
て、トランジスタQ5の出力インピーダンスが上
昇するので、クロスオーバー歪みが減少する。ま
た、クロスオーバー歪みの減少によりトランジス
タQ6，Q7のアイドリング電流を小さくできる。
なお、上述において、トランジスタQ5，Q8の
エミツタ抵坑器は、両トランジスタのコレクタ電
流の比を所定値とするためのものであり、同一値
とするときには、接続しなくてもよい。
エミツタ抵坑器は、両トランジスタのコレクタ電
流の比を所定値とするためのものであり、同一値
とするときには、接続しなくてもよい。
第１図はこの考案を説明するための接続図、第
２図はこの考案の一例の接続図である。 T1は入力端子である。
２図はこの考案の一例の接続図である。 T1は入力端子である。
Claims (1)
- 入力段とドライブ段と、Ｂ級ブツシユブル接続
とされた出力段とを有し、この出力段から上記入
力段に負帰還がかけられたアンプにおいて、エミ
ツタ接地のトランジスタを設け、このトランジス
タのベースを上記ドライブ段のドライブ用トラン
ジスタのベースに接続すると共に、上記トランジ
スタのコレクタ・ベース間に所定の容量のコンデ
ンサを接続したＢ級ブツシユブルアンプ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10096079U JPS6122346Y2 (ja) | 1979-07-20 | 1979-07-20 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10096079U JPS6122346Y2 (ja) | 1979-07-20 | 1979-07-20 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5619913U JPS5619913U (ja) | 1981-02-21 |
| JPS6122346Y2 true JPS6122346Y2 (ja) | 1986-07-04 |
Family
ID=29333688
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10096079U Expired JPS6122346Y2 (ja) | 1979-07-20 | 1979-07-20 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6122346Y2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59229908A (ja) * | 1983-05-27 | 1984-12-24 | Rohm Co Ltd | 電流反転回路 |
-
1979
- 1979-07-20 JP JP10096079U patent/JPS6122346Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5619913U (ja) | 1981-02-21 |
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