JPS649766B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS649766B2 JPS649766B2 JP26615886A JP26615886A JPS649766B2 JP S649766 B2 JPS649766 B2 JP S649766B2 JP 26615886 A JP26615886 A JP 26615886A JP 26615886 A JP26615886 A JP 26615886A JP S649766 B2 JPS649766 B2 JP S649766B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistors
- amplifier
- collectors
- transistor
- series circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
ラジオ受信機などの低周波アンプは、例えば第
１図に示すように構成されている。
１図に示すように構成されている。
すなわち、トランジスタQ1，Q2によつて差動
アンプが構成されると共に、これにカレントミラ
ー回路を構成するトランジスタQ3，Q4が接続さ
れて前段が構成される。また、トランジスタQ5
はドライブ用で、そのコレクタに定電流源用のト
ランジスタQ6が接続されてトランジスタQ5のコ
レクタ電流の直流分がトランジスタQ6に吸い込
まれる。さらに、トランジスタQ7，Q8がプツシ
ユプル接続されて出力段が構成される。
アンプが構成されると共に、これにカレントミラ
ー回路を構成するトランジスタQ3，Q4が接続さ
れて前段が構成される。また、トランジスタQ5
はドライブ用で、そのコレクタに定電流源用のト
ランジスタQ6が接続されてトランジスタQ5のコ
レクタ電流の直流分がトランジスタQ6に吸い込
まれる。さらに、トランジスタQ7，Q8がプツシ
ユプル接続されて出力段が構成される。
従つて、音声信号が入力端子T1に供給される
と、これはトランジスタQ1により電流変換され、
以後、順次電流増幅されてからスピーカSPに供給
される。
と、これはトランジスタQ1により電流変換され、
以後、順次電流増幅されてからスピーカSPに供給
される。
ところで、このようなアンプにおいては、直流
動作の安定性及び歪みの低減などのために、素子
R1，R2，C1によつて60〜70dBの負帰還をかけな
ければならない。しかし、この場合、スピーカSP
のインピーダンスは、周波数によつて誘導性ある
いは容量性に大きく変化するので、そのように多
量の負帰還をかけるときには、素子C2，C3，R3
によつて高域補償を行わなければならない。
動作の安定性及び歪みの低減などのために、素子
R1，R2，C1によつて60〜70dBの負帰還をかけな
ければならない。しかし、この場合、スピーカSP
のインピーダンスは、周波数によつて誘導性ある
いは容量性に大きく変化するので、そのように多
量の負帰還をかけるときには、素子C2，C3，R3
によつて高域補償を行わなければならない。
ところが、このように負帰還及び高域補償のた
めにコンデンサC1〜C3を必要とすると、このア
ンプをIC化する場合、そのピン数や外付けの周
辺部品が増えてしまい、IC化に不利であると共
に、IC化の効果が小さくなつてしまう。
めにコンデンサC1〜C3を必要とすると、このア
ンプをIC化する場合、そのピン数や外付けの周
辺部品が増えてしまい、IC化に不利であると共
に、IC化の効果が小さくなつてしまう。
この発明は、このような点にかんがみ、コンデ
ンサC1〜C3が不要なアンプを提供しようとする
ものである。
ンサC1〜C3が不要なアンプを提供しようとする
ものである。
以下その一例について説明しよう。
第２図において、トランジスタQ1〜Q8が第１
図のアンプと同様に接続されると共に、トランジ
スタQ7，Q8のコレクタが互いに逆極性のトラン
ジスタQ9，Q10のベースに接続され、これらトラ
ンジスタQ9，Q10のエミツタが正及び負の電源端
子T2及びT3に接続される。さらに、トランジス
タQ7，Q8のエミツタ及びトランジスタQ9，Q10の
コレクタが、擬似負荷用の抵抗器R0の一端に接
続されると共に、トランジスタQ2のベースに接
続される。なお、トランジスタQ1には、抵抗器
R4を通じてベースバイアスが供給される。
図のアンプと同様に接続されると共に、トランジ
スタQ7，Q8のコレクタが互いに逆極性のトラン
ジスタQ9，Q10のベースに接続され、これらトラ
ンジスタQ9，Q10のエミツタが正及び負の電源端
子T2及びT3に接続される。さらに、トランジス
タQ7，Q8のエミツタ及びトランジスタQ9，Q10の
コレクタが、擬似負荷用の抵抗器R0の一端に接
続されると共に、トランジスタQ2のベースに接
続される。なお、トランジスタQ1には、抵抗器
R4を通じてベースバイアスが供給される。
また、トランジスタQ9，Q10のベース・エミツ
タ間に、トランジスタQ9o，Q10oのベース・エミ
ツタ間が並列接続され、これらトランジスタ
Q9o，Q10oのコレクタがスピーカSPの一端に接続
される。
タ間に、トランジスタQ9o，Q10oのベース・エミ
ツタ間が並列接続され、これらトランジスタ
Q9o，Q10oのコレクタがスピーカSPの一端に接続
される。
なお、この場合、対応するトランジスタは等し
い特性とされると共に、同一のベース・エミツタ
間電圧を供給した場合、トランジスタQ9o，Q10o
のコレクタ電流は、トランジスタQ9，Q10のコレ
クタ電流のｎ倍（ｎ＞１）となるように、すなわ
ち、ｎ：１の相似トランジスタとされる。また、
以上の素子、特にトランジスタは、１チツプIC
化される。
い特性とされると共に、同一のベース・エミツタ
間電圧を供給した場合、トランジスタQ9o，Q10o
のコレクタ電流は、トランジスタQ9，Q10のコレ
クタ電流のｎ倍（ｎ＞１）となるように、すなわ
ち、ｎ：１の相似トランジスタとされる。また、
以上の素子、特にトランジスタは、１チツプIC
化される。
このような構成によれば、端子T1に音声信号
が供給されると、この信号は、トランジスタQ1
〜Q10によつて順次電流増幅され、抵抗器R0に供
給される。ただし、この場合、トランジスタQ9，
Q10のコレクタは、トランジスタQ2のベースに直
結されているので、100％の負帰還がかかること
になり、抵抗器R0から見たアンプの利得は１倍
である。
が供給されると、この信号は、トランジスタQ1
〜Q10によつて順次電流増幅され、抵抗器R0に供
給される。ただし、この場合、トランジスタQ9，
Q10のコレクタは、トランジスタQ2のベースに直
結されているので、100％の負帰還がかかること
になり、抵抗器R0から見たアンプの利得は１倍
である。
しかし、トランジスタQ9o，Q10oにはトランジ
スタQ9，Q10のｎ倍のベース電流が供給されるの
で、トランジスタQ9o，Q10oにはトランジスタ
Q9，Q10のｎ倍のコレクタ電流が流れ、従つて、
スピーカSPから見たアンプの利得Ａは、スピーカ
SPのインピーダンスRSPとすれば、 Ａ＝RSP／R0ｎ倍となる。
スタQ9，Q10のｎ倍のベース電流が供給されるの
で、トランジスタQ9o，Q10oにはトランジスタ
Q9，Q10のｎ倍のコレクタ電流が流れ、従つて、
スピーカSPから見たアンプの利得Ａは、スピーカ
SPのインピーダンスRSPとすれば、 Ａ＝RSP／R0ｎ倍となる。
こうして、スピーカSPには増幅出力が供給され
るが、この場合、この発明によれば、アンプの直
流安定度や歪み特性などの改善に必要とされる多
量の負帰還は、トランジスタQ9，Q10から行われ
ると共に、このとき、トランジスタQ9，Q10は抵
抗器R0を負荷としているので、そのように多量
の負帰還をかけても発振を生じることがなく、従
つて、高域補償用のコンデンサC2，C3が不要に
なる。また、負帰還用のコンデンサC1も不要と
なる。従つて、IC化が容易であると共に、IC化
による効果が大きい。
るが、この場合、この発明によれば、アンプの直
流安定度や歪み特性などの改善に必要とされる多
量の負帰還は、トランジスタQ9，Q10から行われ
ると共に、このとき、トランジスタQ9，Q10は抵
抗器R0を負荷としているので、そのように多量
の負帰還をかけても発振を生じることがなく、従
つて、高域補償用のコンデンサC2，C3が不要に
なる。また、負帰還用のコンデンサC1も不要と
なる。従つて、IC化が容易であると共に、IC化
による効果が大きい。
なお、同一のベース・エミツタ間電圧に対し
て、トランジスタQ9o，Q10oのコレクタ電流をト
ランジスタQ9，Q10のｎ倍とするには、トランジ
スタQ9o，Q10oのエミツタ接合の接合面積ないし
周囲長を、トランジスタQ9，Q10のｎ倍とすれば
よい。さらに、第３図あるいは第４図に示すよう
に、ｎ個の等しい電流増幅率hFEのトランジスタ
を並列接続してｎ倍のコレクタ電流とすることも
でき、エミツタ抵抗器ないしベース抵抗器によつ
て特性をそろえることもできる。
て、トランジスタQ9o，Q10oのコレクタ電流をト
ランジスタQ9，Q10のｎ倍とするには、トランジ
スタQ9o，Q10oのエミツタ接合の接合面積ないし
周囲長を、トランジスタQ9，Q10のｎ倍とすれば
よい。さらに、第３図あるいは第４図に示すよう
に、ｎ個の等しい電流増幅率hFEのトランジスタ
を並列接続してｎ倍のコレクタ電流とすることも
でき、エミツタ抵抗器ないしベース抵抗器によつ
て特性をそろえることもできる。
第１図はアンプの一例を示す接続図、第２図は
この発明の一例の接続図、第３図及び第４図はそ
の一部の一例の接続図である。 T1は入力端子、SPはスピーカである。
この発明の一例の接続図、第３図及び第４図はそ
の一部の一例の接続図である。 T1は入力端子、SPはスピーカである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 信号周波数によつてインピーダンスが誘導性
ないし容量性を示す負荷に増幅出力を供給するア
ンプにおいて、 ドライブアンプと、互いに逆極性の第１及び第
２のトランジスタと、逆極性の第３及び第４のト
ランジスタと、擬似負荷とを有し、 上記第３及び第４のトランジスタは、上記第１
及び第２のトランジスタに対して、それらのエミ
ツタ接合の接合面積ないし周囲長が等価的にｎ倍
（ｎ＞１）とされることにより、コレクタ電流が
ｎ倍とされ、 上記第１及び第２のトランジスタはそれらのコ
レクタが互いに接続されて直列回路とされると共
に、この直列回路が直流電源に接続され、 上記第３及び第４のトランジスタはこれらのコ
レクタが互いに接続されて直列回路とされると共
に、この直列回路が直流電源に接続され、 上記ドライブアンプから互いに逆相のドライブ
出力が取り出されて上記第１、第３のトランジス
タのベース及び上記第２、第４のトランジスタの
ベースに供給され、 上記第１及び第２のトランジスタのコレクタに
上記擬似負荷が接続されると共に、この擬似負荷
に供給された出力が上記ドライブアンプに負帰還
され、 上記第３及び第４のトランジスタのコレクタに
上記負荷が接続されるアンプ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26615886A JPS62115901A (ja) | 1986-11-08 | 1986-11-08 | アンプ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26615886A JPS62115901A (ja) | 1986-11-08 | 1986-11-08 | アンプ |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8538879A Division JPS568908A (en) | 1979-07-04 | 1979-07-04 | Amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62115901A JPS62115901A (ja) | 1987-05-27 |
| JPS649766B2 true JPS649766B2 (ja) | 1989-02-20 |
Family
ID=17427091
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26615886A Granted JPS62115901A (ja) | 1986-11-08 | 1986-11-08 | アンプ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62115901A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7256795B2 (ja) | 2017-09-29 | 2023-04-12 | ムベア カルボ テック ゲーエムベーハー | 車両用補強ホイール |
-
1986
- 1986-11-08 JP JP26615886A patent/JPS62115901A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62115901A (ja) | 1987-05-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5907262A (en) | Folded-cascode amplifier stage | |
| JP2559392B2 (ja) | ブリツジ増幅器 | |
| US4406990A (en) | Direct coupled DC amplification circuit | |
| JPS60127805A (ja) | 歪打消増幅回路 | |
| US5053718A (en) | Feedback control reducing signal distortion produced by differential amplifier stage | |
| JPS649766B2 (ja) | ||
| JP2739952B2 (ja) | オーディオ増幅回路 | |
| US3821656A (en) | Transistor circuit for the driver stage of a class b amplifier | |
| JPS6224962B2 (ja) | ||
| JPH073929B2 (ja) | Ａｍ検波回路 | |
| JP3591162B2 (ja) | アクティブフィルタ | |
| JP3309878B2 (ja) | アンプ | |
| JPH0113453Y2 (ja) | ||
| SU1141564A1 (ru) | Дифференциальный усилитель | |
| JPS6122346Y2 (ja) | ||
| JPH01268302A (ja) | 増幅回路 | |
| JP4221131B2 (ja) | 可変利得増幅回路 | |
| JPS6017168B2 (ja) | パルス幅変調出力増幅回路 | |
| KR830001979B1 (ko) | 전력 증폭 회로 | |
| JPH0349460Y2 (ja) | ||
| KR20010017641A (ko) | 저 전압용 발룬 회로 | |
| JPS59813Y2 (ja) | 増幅回路 | |
| JPS6325765Y2 (ja) | ||
| SU1185569A1 (ru) | Двухтактный усилитель мощности | |
| JPS62234406A (ja) | 電力増幅回路 |