WO2022195995A1 - デジタルパワーアンプ、スピーカ駆動システム、及びスピーカ駆動方法 - Google Patents

デジタルパワーアンプ、スピーカ駆動システム、及びスピーカ駆動方法 Download PDF

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俊文 猪狩
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株式会社Ｊｖｃケンウッド
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Definitions

  • the present disclosure relates to a digital power amplifier, a speaker driving system, and a speaker driving method.
  • a digital power amplifier including a pulse width modulation section modulates an input analog audio signal into a digital PWM signal, amplifies it, and then converts it into an analog audio signal. It demodulates to a signal and drives a speaker.
  • PWM modulation section pulse width modulation section
  • the plurality of parallel-connected speakers may be driven by a plurality of parallel-connected digital power amplifiers.
  • Patent Literature 1 When multiple digital power amplifiers are connected in parallel, if the voltage gain of each digital power amplifier is not the same, an abnormal current will flow between the multiple digital power amplifiers.
  • abnormal current flow is prevented by providing a voltage feedback circuit and a current feedback circuit that respectively feed back the voltage and current of the low frequency component including the audio signal band in the amplified audio signal.
  • One or more embodiments are a digital power amplifier, a speaker drive system, and a digital power amplifier that can suppress abnormal current flowing in a high frequency band exceeding the audio signal band and reduce the occurrence of defects due to abnormal current flowing in the high frequency band.
  • An object of the present invention is to provide a speaker driving method.
  • an operational amplifier having an analog first audio signal at its inverting input, and a pulse width for generating a pulse width modulated signal based on the output of said operational amplifier a modulation section, a power amplification section that amplifies the power of the pulse width modulated signal, and a feedback circuit that feeds back the output of the power amplification section to the inverting input terminal, wherein the operational amplifier receives a feedback signal from the feedback circuit. is fed back to the inverting input terminal to perform a self-oscillation operation, and the pulse width modulating section pulse width modulates a signal obtained by integrating the sum of the first audio signal and the feedback signal by the operational amplifier.
  • the pulse width modulation section generates a pulse width modulation signal that performs a self-oscillation operation, demodulates the pulse width modulation signal output from the power amplification section, and outputs an audio signal band and a pulse exceeding the audio signal band.
  • a digital power amplifier is provided, further comprising: a high-pass filter; and a first current feedback circuit that feeds back the current component of the second audio signal from which the low frequency component has been removed to add the current component to the first audio signal. be done.
  • a plurality of digital power amplifiers are connected in parallel, at least one speaker is connected to the plurality of parallel connected digital power amplifiers, each digital power
  • the amplifier includes an operational amplifier to which an analog first audio signal is input to an inverting input terminal, a pulse width modulation section that generates a pulse width modulated signal based on the output of the operational amplifier, and amplifies the power of the pulse width modulated signal. and a feedback circuit for feeding back the output of the power amplifier to the inverting input terminal, wherein the operational amplifier is self-excited by feeding back the feedback signal from the feedback circuit to the inverting input terminal.
  • the pulse width modulation section pulse width modulates a signal obtained by integrating the sum of the first audio signal and the feedback signal by the operational amplifier, whereby the pulse width modulation section performs a self-oscillation operation.
  • demodulates the pulse width modulated signal output from the power amplifier unit includes an audio signal band and a high frequency band of the pulse width modulated signal exceeding the audio signal band, and outputs to the speaker a demodulator that generates an analog second audio signal to be supplied; a high-pass filter that removes low-frequency components including the audio signal band in the current of the second audio signal;
  • a speaker driving system is provided, further comprising a current feedback circuit for feeding back the current component of the second audio signal to be added to the first audio signal.
  • an analog first audio signal is input to an inverting input terminal of an operational amplifier, and a pulse width modulation section generates a pulse width modulated signal based on the output of the operational amplifier.
  • a power amplifier amplifies the power of the pulse width modulated signal
  • a feedback circuit feeds back the output of the power amplifier to the inverting input terminal
  • the operational amplifier receives the feedback signal from the feedback circuit as the A self-oscillating operation is performed by feedback to the inverting input terminal
  • the operational amplifier integrates the sum of the first audio signal and the feedback signal
  • the pulse width modulation unit pulse width modulates the signal
  • the pulse width modulation section generates a pulse width modulation signal that performs a self-oscillation operation
  • the demodulation section demodulates the pulse width modulation signal output from the power amplification section to exceed an audio signal band and the audio signal band.
  • a loudspeaker driving method is provided that feeds back to.
  • the abnormal current flowing in the high frequency band exceeding the audio signal band is suppressed, and the occurrence of defects due to the abnormal current flowing in the high frequency band. can be reduced.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating one or more embodiments of a digital power amplifier and speaker drive system.
  • FIG. 2 is a characteristic diagram showing the relationship between the duty ratio and the self-excited frequency when the pulse width modulating section 13 shown in FIG. 1 generates the PWM signal.
  • 3 shows the relationship between the output current Io and the output voltage Vo of the digital power amplifier 100 when the voltage feedback amount ⁇ 0 of the voltage feedback circuit 22 and the current feedback amount ⁇ 1a of the current feedback circuit 24 shown in FIG. 1 are changed. It is a characteristic diagram showing .
  • FIG. 4 is a waveform diagram showing a first example of PWM signals generated by the digital power amplifiers 100a and 100b shown in FIG. 1 and an abnormal current at that time.
  • FIG. 4 is a waveform diagram showing a first example of PWM signals generated by the digital power amplifiers 100a and 100b shown in FIG. 1 and an abnormal current at that time.
  • FIG. 5 is a waveform diagram showing a second example of PWM signals generated by the digital power amplifiers 100a and 100b shown in FIG. 1 and an abnormal current at that time.
  • FIG. 6 is a diagram showing a digital signal obtained by providing a voltage feedback circuit that feeds back a voltage with a voltage feedback amount ⁇ 0b in a high frequency band in FIG. 1 and changing the voltage feedback amount ⁇ 0b and the current feedback amount ⁇ 1b of the current feedback circuit 26 4 is a characteristic diagram showing the relationship between the output current Io and the output voltage Vo of the power amplifier 100;
  • FIG. FIG. 7 is a diagram showing frequency bands of the output current component of the digital power amplifier 100 and the output current components of the current feedback circuits 24 and 26.
  • FIG. 6 is a diagram showing a digital signal obtained by providing a voltage feedback circuit that feeds back a voltage with a voltage feedback amount ⁇ 0b in a high frequency band in FIG. 1 and changing the voltage feedback amount ⁇ 0b and the current feedback amount ⁇ 1b of the current
  • a digital power amplifier, a speaker driving system, and a speaker driving method according to one or more embodiments will now be described with reference to the accompanying drawings.
  • FIG. 1 two digital power amplifiers 100a and 100b are connected in parallel, and a speaker 50a is connected to the digital power amplifiers 100a and 100b.
  • Any digital power amplifier including digital power amplifiers 100 a and 100 b will be referred to as digital power amplifier 100 .
  • Three or more digital power amplifiers 100 may be connected in parallel.
  • a plurality of digital power amplifiers 100 connected in parallel constitute a speaker driving system.
  • speaker 50b may be connected in parallel with the speaker 50a. Any speaker including speakers 50 a and 50 b will be referred to as speaker 50 . Three or more speakers 50 may be connected in parallel to the digital power amplifiers 100a and 100b.
  • the digital power amplifier 100 shown in FIG. 1 is a so-called high impedance amplifier.
  • a required number of digital power amplifiers 100 may be connected in parallel according to the number of speakers 50 .
  • At least one speaker 50 may be connected to a plurality of digital power amplifiers 100 connected in parallel.
  • the configuration and operation of the digital power amplifier 100b are the same as the configuration and operation of the digital power amplifier 100a. As a representative, the configuration and operation of the digital power amplifier 100a will be described.
  • the digital power amplifier 100a includes an adder 11, an operational amplifier 12, a feedback circuit 17, a pulse width modulation section 13 (hereinafter referred to as PWM modulation section 13), a power amplification section 14, a demodulation section 15, and a current detection circuit. 16 and a power supply circuit 30 .
  • the digital power amplifier 100a also includes a low-pass filter 21 (hereinafter, LPF 21), a voltage feedback circuit 22, a low-pass filter 23 (hereinafter, LPF 23), a current feedback circuit 24, a high-pass filter 25 (hereinafter, HPF 25), and a current feedback circuit 26.
  • LPF 21 low-pass filter 21
  • LPF 23 voltage feedback circuit 22
  • HPF 25 high-pass filter 25
  • HPF 25 high-pass filter 25
  • LPF21 is a first low-pass filter
  • LPF23 is a second low-pass filter
  • Current feedback circuit 26 is a first current feedback circuit
  • current feedback circuit 24 is a second current feedback circuit.
  • the power supply circuit 30 is connected to a commercial power supply (not shown), and supplies power to the operational amplifier 12, the PWM modulation section 13, the power amplification section 14, and the current detection circuit 16.
  • An analog audio signal Sin (first audio signal) is input to the adder 11 .
  • the adder 11 adds the voltage feedback signal from the voltage feedback circuit 22 and the current feedback signals from the current feedback circuits 24 and 26 , and supplies the result to the inverting input terminal of the operational amplifier 12 .
  • a non-inverting input terminal of the operational amplifier 12 is grounded.
  • the PWM modulation section 13 generates and outputs a digital pulse width modulation signal (PWM signal) having a duty ratio corresponding to the amplitude of the analog signal output from the operational amplifier 12 .
  • the PWM modulation section 13 supplies the PWM signal to the power amplification section 14 .
  • the operational amplifier 12 constitutes an integrating circuit. By feeding back the output of the power amplifier 14 to the inverting input terminal of the operational amplifier 12 through the feedback circuit 17, the operational amplifier 12 performs self-oscillating operation.
  • the operational amplifier 12 outputs a signal obtained by integrating the sum of the audio signal Sin input to the inverting input terminal and the feedback signal fed back from the output of the power amplifier 14 to the inverting input terminal by the feedback circuit 17.
  • the PWM modulation section 13 By performing width modulation, the PWM modulation section 13 generates a PWM signal that performs a self-oscillating operation. As long as power is supplied from the power supply circuit 30, the PWM modulation unit 13 generates a PWM signal even if the audio signal Sin is not input to the adder 11 and the speaker 50 is not connected.
  • the PWM modulation section 13 generates a PWM signal with a duty ratio of 50% when no analog signal is input from the operational amplifier 12, that is, when the amplitude of the analog signal is zero.
  • the PWM modulation unit 13 generates a PWM signal with a duty ratio increased or decreased from the duty ratio of 50% according to an increase or decrease in the amplitude of the input analog signal.
  • the self-oscillating PWM modulation section 13 generates a PWM signal with a self-excited frequency according to the duty ratio.
  • the free-running frequency varies from 100 kHz to 500 kHz.
  • the power amplifier 14 amplifies the power of the PWM signal supplied from the PWM modulator 13 and supplies the amplified power to the demodulator 15 .
  • the demodulator 15 has a low-pass filter (LPF) with an inductor L and a capacitor C.
  • the inductor L is connected in series between the power amplifier 14 and the current detection circuit 16, and the capacitor C has one terminal connected to the output stage of the inductor L and the other terminal grounded.
  • the demodulator 15 removes high frequency components from the input digital signal and demodulates it into an analog signal.
  • the analog signal output from the demodulator 15 is supplied to the speaker 50a via the current detection circuit 16 as an analog audio signal Sout (second audio signal).
  • the digital power amplifier 100a converts the input analog audio signal Sin into a digital PWM signal, amplifies it, demodulates it into an analog audio signal Sout, and drives the speaker 50a.
  • the audio signal Sout includes an audio signal band and a high-frequency band of the PWM signal exceeding the audio signal band that could not be removed by the demodulator 15 .
  • the digital power amplifier 100a includes a voltage feedback circuit 22 and a current feedback circuit 24 to improve audio performance and circuit stability. Note that improving audio performance includes at least one of suppressing fluctuations in output voltage, reducing a distortion factor, and reducing noise.
  • the LPF 21 removes high frequency components from the voltage of the audio signal Sout after passing through the current detection circuit 16 and supplies it to the voltage feedback circuit 22 .
  • the voltage feedback circuit 22 feeds back the voltage component from which the high frequency component has been removed to the adder 11 so as to add it to the audio signal Sin.
  • the current detection circuit 16 detects the current of the audio signal Sout.
  • the LPF 23 removes the high-frequency component of the current of the audio signal Sout detected by the current detection circuit 16 and supplies it to the current feedback circuit 24 .
  • the current feedback circuit 24 feeds back the current component from which the high frequency component has been removed to the adder 11 so as to add it to the audio signal Sin.
  • the output current fluctuation width ⁇ Io occurs in the output current Io. .
  • an abnormal current flows between the digital power amplifiers 100a and 100b in the audio signal band.
  • the greater the slope between the output current Io and the output voltage Vo the smaller the output current fluctuation width ⁇ Io.
  • the optimal value of the ratio of ⁇ 1a/ ⁇ 0 is selected to achieve both improved audio performance and improved stability of parallel connection operation of the digital power amplifier 100 while suppressing abnormal current in the audio signal band as much as possible. have set.
  • the abnormal current in the audio signal band is suppressed, the abnormal current flows in the high frequency band exceeding the audio signal band between the plurality of digital power amplifiers 100 connected in parallel. It has become clear that the abnormal current that flows may cause various problems.
  • An abnormal current flowing in a high-frequency band deteriorates the efficiency of amplification of the audio signal Sin by the digital power amplifier 100, deteriorates audio performance, heats circuit elements, shortens the life of the device, or destroys the device. This may lead to problems such as increasing the risk of
  • FIG. 4 respectively show first examples of PWM signals generated by the digital power amplifiers 100a and 100b.
  • the periods of the PWM signals generated by the digital power amplifiers 100a and 100b are both t1, and the frequencies of both match. However, the PWM signals generated by the digital power amplifiers 100a and 100b are out of phase.
  • an abnormal current shown in FIG. 4(c) flows between the digital power amplifier 100a and the digital power amplifier 100b in a high frequency band exceeding the audio signal band.
  • the abnormal current has a period t1 and alternately flows from the digital power amplifier 100a to the digital power amplifier 100b and from the digital power amplifier 100b to the digital power amplifier 100a.
  • FIG. 5 (a) and (b) show second examples of PWM signals generated by the digital power amplifiers 100a and 100b, respectively.
  • the period of the PWM signal generated by the digital power amplifier 100a is t1
  • the period of the PWM signal generated by the digital power amplifier 100b is t2, and the two have different frequencies.
  • an abnormal current shown in FIG. 5(c) flows between the digital power amplifiers 100a and 100b in a high frequency band exceeding the audio signal band.
  • the abnormal current has a cycle of alternately repeating cycles t1 and t2, and alternately flows from the digital power amplifier 100a to the digital power amplifier 100b and from the digital power amplifier 100b to the digital power amplifier 100a.
  • the digital power amplifier 100a is provided with a current feedback circuit 26 for suppressing the abnormal current in the high frequency band derived from the PWM signal.
  • the amount of current feedback by the current feedback circuit 26 is assumed to be ⁇ 1b.
  • the current of the audio signal Sout detected by the current detection circuit 16 has its low frequency components removed by the HPF 25 and is fed back to the adder 11 by the current feedback circuit 26 .
  • the frequency of the PWM signal generated by the PWM modulation unit 13 as described above is in the range of 100 kHz to 500 kHz, and the frequency of the abnormal current is the same as the frequency of the PWM signal.
  • HPF 25 passes a frequency band of 100 kHz to 500 kHz.
  • the current feedback circuit 26 increases the current feedback amount ⁇ 1b to strongly operate the current feedback.
  • the current feedback amount ⁇ 1b in the current feedback circuit 26 is larger than the current feedback amount ⁇ 1a in the current feedback circuit 24.
  • the output current Io of the digital power amplifier 100 includes, for example, an audio signal current component in the audio signal band of 20 Hz to 20 kHz and an abnormal current component of 100 kHz to 500 kHz. Audio signal current components may include anomalous currents in the audio signal band. A current component of the PWM signal is also present between 100 kHz and 500 kHz. Note that the current component and the abnormal current component of the PWM signal exist at any frequency in the frequency band of 100 kHz to 500 kHz.
  • the LPF 23 removes high frequency components and supplies a frequency band including the audio signal band of 20 Hz to 20 kHz to the current feedback circuit 24 . Therefore, the current feedback circuit 24 feeds back the audio signal current component to the adder 11, as shown in FIG. 7(b).
  • HPF 25 removes low frequency components and provides a frequency band including 100 kHz to 500 kHz to current feedback circuit 26 . Therefore, the current feedback circuit 26 feeds back the abnormal current component of 100 kHz to 500 kHz to the adder 11, as shown in FIG. 7(c).
  • the phase shift of the PWM signals generated by the digital power amplifiers 100a and 100b of the self-oscillating PWM modulation system is eliminated, and the frequency mismatch is eliminated. It is canceled and the abnormal current component is suppressed. Therefore, according to the digital power amplifier 100, it is possible to reduce the occurrence of defects due to abnormal current flowing in a high frequency band.
  • Voltage feedback circuit 22 and current feedback circuit 24 improve audio performance and reduce abnormal current in the audio signal band that occurs when the voltage gain of each digital power amplifier 100 is not the same when multiple digital power amplifiers 100 are connected in parallel. is suppressed. If the audio performance improvement is not required and the voltage gain can be adjusted and managed so that the voltage gain difference of each digital power amplifier 100 does not occur, the digital power amplifier 100 includes the LPF 21, the voltage feedback circuit 22, LPF 23 and current feedback circuit 24 may not be provided. That is, the digital power amplifier 100 may include only the HPF 25 and the current feedback circuit 26 as feedback circuits.
  • a transformer can be provided at the output of the digital power amplifier 100 to prevent an abnormal current in a high frequency band exceeding the audio signal band from flowing between the multiple digital power amplifiers 100 connected in parallel.
  • a transformer in this case, a large-sized and expensive transformer for high power is required. Therefore, if the digital power amplifier 100 includes a high-power transformer, the device will be large and expensive.
  • a plurality of digital power amplifiers in which abnormal currents flowing in a high frequency band exceeding the audio signal band are connected in parallel at low cost without increasing the size of the device. 100 can be prevented from flowing.
  • the present invention is not limited to one or more embodiments described above, and can be modified in various ways without departing from the gist of the present invention.

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Abstract

オペアンプ（１２）は、反転入力端子に入力される第１のオーディオ信号と電力増幅部（１４）の出力の帰還信号との和を積分した信号を出力する。パルス幅変調部（１３）は、オペアンプ（１２）の出力をパルス幅変調することによってＰＷＭ信号を生成する。復調部（１５）は、ＰＷＭ信号を復調して、オーディオ信号帯域とオーディオ信号帯域を超えるＰＷＭ信号の高周波帯域とを含み、スピーカ（５０ａ）に供給される第２のオーディオ信号（Ｓｏｕｔ）を生成する。ハイパスフィルタ（２５）は、第２のオーディオ信号の電流におけるオーディオ信号帯域を含む低周波成分を除去する。電流帰還回路（２６）は、低周波成分が除去された第２のオーディオ信号の電流成分を、第１のオーディオ信号に加算するよう帰還する。

Description

デジタルパワーアンプ、スピーカ駆動システム、及びスピーカ駆動方法
　本開示は、デジタルパワーアンプ、スピーカ駆動システム、及びスピーカ駆動方法に関する。
　特許文献１に記載されているように、パルス幅変調部（ＰＷＭ変調部）を備えるデジタルパワーアンプは、入力されたアナログのオーディオ信号をデジタルのＰＷＭ信号に変調して増幅した後に、アナログのオーディオ信号に復調してスピーカを駆動する。一例として、オーディオ信号を複数のスピーカに供給して所定の音声を出力する放送設備においては、並列接続された複数のデジタルパワーアンプによって並列接続された複数のスピーカを駆動することがある。
特開２０１６－７２８７６号公報
　複数のデジタルパワーアンプが並列接続されているとき、各デジタルパワーアンプの電圧利得が同じでないと、複数のデジタルパワーアンプ間に異常電流が流れる。特許文献１においては、増幅されたオーディオ信号におけるオーディオ信号帯域を含む低周波成分の電圧及び電流をそれぞれ帰還する電圧帰還回路及び電流帰還回路を設けることにより異常電流が流れることを防止している。
　ところが、特許文献１に記載されている構成で異常電流が流れることを防止できるのは、オーディオ信号帯域における異常電流のみである。本発明者による検証によって、並列接続されている複数のデジタルパワーアンプ間にオーディオ信号帯域を超える高周波帯域で異常電流が流れ、高周波帯域で流れる異常電流が各種の不具合を招くおそれがあることが明らかとなった。
　１またはそれ以上の実施形態は、オーディオ信号帯域を超える高周波帯域で流れる異常電流を抑制して、高周波帯域で流れる異常電流による不具合の発生を低減させることができるデジタルパワーアンプ、スピーカ駆動システム、及びスピーカ駆動方法を提供することを目的とする。
　１またはそれ以上の実施形態の第１の態様によれば、反転入力端子にアナログの第１のオーディオ信号が入力されるオペアンプと、前記オペアンプの出力に基づいてパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調部と、前記パルス幅変調信号の電力を増幅する電力増幅部と、前記電力増幅部の出力を前記反転入力端子へと帰還する帰還回路とを備え、前記オペアンプは、前記帰還回路による帰還信号を前記反転入力端子へと帰還することによって自励発振動作を行い、前記オペアンプが前記第１のオーディオ信号と前記帰還信号との和を積分した信号を前記パルス幅変調部がパルス幅変調することによって、前記パルス幅変調部は自励発振動作を行うパルス幅変調信号を生成し、前記電力増幅部より出力されるパルス幅変調信号を復調して、オーディオ信号帯域と前記オーディオ信号帯域を超えるパルス幅変調信号の高周波帯域とを含み、スピーカに供給されるアナログの第２のオーディオ信号を生成する復調部と、前記第２のオーディオ信号の電流における前記オーディオ信号帯域を含む低周波成分を除去するハイパスフィルタと、前記低周波成分が除去された前記第２のオーディオ信号の電流成分を、前記第１のオーディオ信号に加算するよう帰還する第１の電流帰還回路とをさらに備えるデジタルパワーアンプが提供される。
　１またはそれ以上の実施形態の第２の態様によれば、複数のデジタルパワーアンプが並列に接続され、並列に接続された前記複数のデジタルパワーアンプに少なくとも１つのスピーカが接続され、各デジタルパワーアンプは、反転入力端子にアナログの第１のオーディオ信号が入力されるオペアンプと、前記オペアンプの出力に基づいてパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調部と、前記パルス幅変調信号の電力を増幅する電力増幅部と、前記電力増幅部の出力を前記反転入力端子へと帰還する帰還回路とを備え、前記オペアンプは、前記帰還回路による帰還信号を前記反転入力端子へと帰還することによって自励発振動作を行い、前記オペアンプが前記第１のオーディオ信号と前記帰還信号との和を積分した信号を前記パルス幅変調部がパルス幅変調することによって、前記パルス幅変調部は自励発振動作を行うパルス幅変調信号を生成し、前記電力増幅部より出力されるパルス幅変調信号を復調して、オーディオ信号帯域と前記オーディオ信号帯域を超えるパルス幅変調信号の高周波帯域とを含み、前記スピーカに供給されるアナログの第２のオーディオ信号を生成する復調部と、前記第２のオーディオ信号の電流における前記オーディオ信号帯域を含む低周波成分を除去するハイパスフィルタと、前記低周波成分が除去された前記第２のオーディオ信号の電流成分を、前記第１のオーディオ信号に加算するよう帰還する電流帰還回路とをさらに備えるスピーカ駆動システムが提供される。
　１またはそれ以上の実施形態の第３の態様によれば、オペアンプの反転入力端子にアナログの第１のオーディオ信号を入力し、パルス幅変調部が、前記オペアンプの出力に基づいてパルス幅変調信号を生成し、電力増幅部が前記パルス幅変調信号の電力を増幅し、帰還回路が前記電力増幅部の出力を前記反転入力端子へと帰還し、前記オペアンプは、前記帰還回路による帰還信号を前記反転入力端子へと帰還することによって自励発振動作を行い、前記オペアンプが前記第１のオーディオ信号と前記帰還信号との和を積分した信号を前記パルス幅変調部がパルス幅変調することによって、前記パルス幅変調部は自励発振動作を行うパルス幅変調信号を生成し、復調部が前記電力増幅部より出力されるパルス幅変調信号を復調して、オーディオ信号帯域と前記オーディオ信号帯域を超えるパルス幅変調信号の高周波帯域とを含み、スピーカに供給されるアナログの第２のオーディオ信号を生成し、電流検出回路が前記第２のオーディオ信号の電流を検出し、ハイパスフィルタが前記第２のオーディオ信号の電流における前記オーディオ信号帯域を含む低周波成分を除去し、電流帰還回路が、前記低周波成分が除去された前記第２のオーディオ信号の電流成分を、前記第１のオーディオ信号に加算するよう帰還するスピーカ駆動方法が提供される。
　１またはそれ以上の実施形態のデジタルパワーアンプ、スピーカ駆動システム、及びスピーカ駆動方法によれば、オーディオ信号帯域を超える高周波帯域で流れる異常電流を抑制して、高周波帯域で流れる異常電流による不具合の発生を低減させることができる。
図１は、１またはそれ以上の実施形態のデジタルパワーアンプ及びスピーカ駆動システムを示すブロック図である。 図２は、図１に示すパルス幅変調部１３がＰＷＭ信号を生成するときのデューティ比と自励周波数との関係を示す特性図である。 図３は、図１に示す電圧帰還回路２２の電圧帰還量β０と電流帰還回路２４の電流帰還量β１ａとを変化させたときの、デジタルパワーアンプ１００の出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏとの関係を示す特性図である。 図４は、図１に示すデジタルパワーアンプ１００ａ及び１００ｂが生成するＰＷＭ信号の第１の例とそのときの異常電流を示す波形図である。 図５は、図１に示すデジタルパワーアンプ１００ａ及び１００ｂが生成するＰＷＭ信号の第２の例とそのときの異常電流を示す波形図である。 図６は、図１において仮に高周波帯域において電圧帰還量β０ｂで電圧を帰還する電圧帰還回路を設けて、電圧帰還量β０ｂと電流帰還回路２６の電流帰還量β１ｂとを変化させたときの、デジタルパワーアンプ１００の出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏとの関係を示す特性図である。 図７は、デジタルパワーアンプ１００の出力電流成分と、電流帰還回路２４及び２６の出力電流成分の周波数帯域を示す図である。
　以下、１またはそれ以上の実施形態のデジタルパワーアンプ、スピーカ駆動システム、及びスピーカ駆動方法について、添付図面を参照して説明する。
　図１において、２台のデジタルパワーアンプ１００ａ及び１００ｂが並列接続されており、デジタルパワーアンプ１００ａ及び１００ｂにはスピーカ５０ａが接続されている。デジタルパワーアンプ１００ａ及び１００ｂを含む任意のデジタルパワーアンプをデジタルパワーアンプ１００と称することとする。３台以上のデジタルパワーアンプ１００が並列接続されていてもよい。並列接続された複数のデジタルパワーアンプ１００はスピーカ駆動システムを構成する。
　図１ではデジタルパワーアンプ１００ａ及び１００ｂに１つのスピーカ５０ａのみが接続されているが、スピーカ５０ａと並列にスピーカ５０ｂが接続されていてもよい。スピーカ５０ａ及び５０ｂを含む任意のスピーカをスピーカ５０と称することとする。デジタルパワーアンプ１００ａ及び１００ｂに３つ以上のスピーカ５０が並列接続されていてもよい。
　図１に示すデジタルパワーアンプ１００はいわゆるハイインピーダンスアンプである。スピーカ５０の個数に応じて、必要台数の複数のデジタルパワーアンプ１００が並列接続されていればよい。並列接続された複数のデジタルパワーアンプ１００に少なくとも１つのスピーカ５０が接続されていればよい。
　デジタルパワーアンプ１００ｂの構成及び動作は、デジタルパワーアンプ１００ａの構成及び動作と同じである。代表して、デジタルパワーアンプ１００ａの構成及び動作を説明する。
　図１に示すように、デジタルパワーアンプ１００ａは、加算器１１、オペアンプ１２、帰還回路１７、パルス幅変調部１３（以下、ＰＷＭ変調部１３）、電力増幅部１４、復調部１５、電流検出回路１６、及び電源回路３０を備える。また、デジタルパワーアンプ１００ａは、ローパスフィルタ２１（以下、ＬＰＦ２１）、電圧帰還回路２２、ローパスフィルタ２３（以下、ＬＰＦ２３）、電流帰還回路２４、ハイパスフィルタ２５（以下、ＨＰＦ２５）、及び電流帰還回路２６を備える。
　ＬＰＦ２１は第１のローパスフィルタであり、ＬＰＦ２３は第２のローパスフィルタである。電流帰還回路２６は第１の電流帰還回路であり、電流帰還回路２４は第２の電流帰還回路である。
　電源回路３０は、図示していない商用電源に接続されており、オペアンプ１２、ＰＷＭ変調部１３、電力増幅部１４、及び電流検出回路１６に電力を供給する。
　アナログのオーディオ信号Ｓｉｎ（第１のオーディオ信号）は、加算器１１に入力される。加算器１１は、後述する電圧帰還回路２２による電圧帰還信号と、電流帰還回路２４及び２６による電流帰還信号とを加算して、オペアンプ１２の反転入力端子に供給する。オペアンプ１２の非反転入力端子は接地されている。ＰＷＭ変調部１３は、オペアンプ１２より出力されるアナログ信号の振幅に応じたデューティ比を有するデジタルのパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を生成して出力する。ＰＷＭ変調部１３は、ＰＷＭ信号を電力増幅部１４に供給する。
　オペアンプ１２は積分回路を構成する。電力増幅部１４の出力を帰還回路１７によってオペアンプ１２の反転入力端子へと帰還することによって、オペアンプ１２は自励発振動作を行う。オペアンプ１２が、反転入力端子に入力されるオーディオ信号Ｓｉｎと、電力増幅部１４の出力を帰還回路１７によって反転入力端子へと帰還した帰還信号との和を積分した信号をＰＷＭ変調部１３がパルス幅変調することによって、ＰＷＭ変調部１３は自励発振動作を行うＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ変調部１３は、電源回路３０から電力が供給されている限り、加算器１１にオーディオ信号Ｓｉｎが入力されていなくても、スピーカ５０が接続されていなくても、ＰＷＭ信号を生成する。
　ＰＷＭ変調部１３は、オペアンプ１２からアナログ信号が入力されないとき、即ち、アナログ信号の振幅がゼロであるとき、デューティ比５０％のＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ変調部１３は、入力されるアナログ信号の振幅の増減に応じて、デューティ比５０％から増減したデューティ比のＰＷＭ信号を生成する。一例として図２に示すように、自励発振型ＰＷＭ変調部１３は、デューティ比に応じた自励周波数のＰＷＭ信号を生成する。図２に示す例では、自励周波数は１００ｋＨｚ～５００ｋＨｚの範囲で変化する。
　図１に戻り、電力増幅部１４は、ＰＷＭ変調部１３より供給されるＰＷＭ信号の電力を増幅して復調部１５に供給する。復調部１５は、インダクタＬ及びコンデンサＣを有するローパスフィルタ（ＬＰＦ）を有する。インダクタＬは電力増幅部１４と電流検出回路１６との間に直列に接続されており、コンデンサＣは、一方の端子がインダクタＬの出力段に接続され、他方の端子が接地されている。復調部１５は、入力されたデジタル信号の高周波成分を除去してアナログ信号に復調する。
　復調部１５より出力されたアナログ信号は電流検出回路１６を介して、アナログのオーディオ信号Ｓｏｕｔ（第２のオーディオ信号）としてスピーカ５０ａに供給される。このように、デジタルパワーアンプ１００ａは、入力されるアナログのオーディオ信号Ｓｉｎを一旦デジタルのＰＷＭ信号に変換した上で増幅し、アナログのオーディオ信号Ｓｏｕｔに復調してスピーカ５０ａを駆動する。後述するように、オーディオ信号Ｓｏｕｔは、オーディオ信号帯域と復調部１５にて除去しきれなかったオーディオ信号帯域を超えるＰＷＭ信号の高周波帯域とを含む。
　デジタルパワーアンプ１００ａは、オーディオ性能を改善させたり、回路の安定性を向上させたりするために、電圧帰還回路２２及び電流帰還回路２４を備える。なお、オーディオ性能の改善とは、出力電圧の変動を抑えること、歪み率を低減させること、ノイズを低減させることのうちの少なくとも１つを含む。ＬＰＦ２１は、電流検出回路１６を通過した後のオーディオ信号Ｓｏｕｔの電圧の高周波成分を除去して電圧帰還回路２２に供給する。電圧帰還回路２２は、高周波成分が除去された電圧成分をオーディオ信号Ｓｉｎに加算するよう加算器１１へと帰還する。
　電流検出回路１６は、オーディオ信号Ｓｏｕｔの電流を検出する。ＬＰＦ２３は、電流検出回路１６が検出したオーディオ信号Ｓｏｕｔの電流の高周波成分を除去して電流帰還回路２４に供給する。電流帰還回路２４は、高周波成分が除去された電流成分をオーディオ信号Ｓｉｎに加算するよう加算器１１へと帰還する。
　電圧帰還回路２２による電圧帰還量をβ０、電流帰還回路２４による電流帰還量をβ１ａとする。デジタルパワーアンプ１００（１００ａ及び１００ｂ）の出力電流をＩｏ、出力電圧をＶｏとする。電圧帰還量β０と電流帰還量β１ａとを変化させると、出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏとの関係は図３のように変化する。
　図３に示すように、電流帰還量β１ａを小さく（例えば０）、電圧帰還量β０を大きくして電圧帰還回路２２による電圧帰還を強く動作させると、出力電圧Ｖｏの変動がなくなり、オーディオ性能をより改善させることができる。このとき、デジタルパワーアンプ１００の並列接続動作の安定性は悪化する。電圧帰還量β０を小さく（例えば０）、電流帰還量β１ａを大きくして電流帰還回路２４による電流帰還を強く動作させると、出力電流Ｉｏの変動がなくなり、デジタルパワーアンプ１００の並列接続動作の安定性を向上させる。このとき、オーディオ性能の改善の程度は悪化する。
　このように、電圧帰還回路２２による電圧帰還の動作による効果と電流帰還回路２４による電流帰還の動作による効果とはトレードオフの関係となる。
　デジタルパワーアンプ１００ａとデジタルパワーアンプ１００ｂとの電圧利得が同じでなく、デジタルパワーアンプ１００ａ及び１００ｂの出力電圧Ｖｏが出力電圧Ｖｏ１及びＶｏ２であるとき、出力電流Ｉｏには出力電流変動幅ΔＩｏが生じる。すると、デジタルパワーアンプ１００ａとデジタルパワーアンプ１００ｂとの間には、オーディオ信号帯域において異常電流が流れる。出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏとがなす傾きが大きいほど出力電流変動幅ΔＩｏを小さくすることができ、オーディオ信号帯域における異常電流を抑制することができるものの、オーディオ性能の改善の程度が悪化してしまう。
　そこで、図３に実線で示すように、電流帰還量β１ａ及び電圧帰還量β０を０を超える所定の値に設定して、出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏとがなす傾き（β１ａ／β０の比率）を適宜の傾き（適宜の比率）に設定するのがよい。デジタルパワーアンプ１００においては、オーディオ信号帯域における異常電流を極力抑制しながら、オーディオ性能の改善とデジタルパワーアンプ１００の並列接続動作の安定性の向上とを両立させるβ１ａ／β０の比率の最適値を設定している。
　ところが、本発明者による検証によって、オーディオ信号帯域における異常電流を抑制したとしても、並列接続されている複数のデジタルパワーアンプ１００間にオーディオ信号帯域を超える高周波帯域で異常電流が流れ、高周波帯域で流れる異常電流が各種の不具合を招くおそれがあることが明らかとなった。高周波帯域で流れる異常電流は、デジタルパワーアンプ１００によるオーディオ信号Ｓｉｎの増幅の効率を悪化させたり、オーディオ性能を悪化させたり、回路素子を発熱させて機器の低寿命化を招いたり、機器の破壊のおそれを増大させたりする不具合を招くことがある。
　図４において、（ａ）及び（ｂ）はそれぞれデジタルパワーアンプ１００ａ及び１００ｂが生成するＰＷＭ信号の第１の例を示している。デジタルパワーアンプ１００ａ及び１００ｂが生成するＰＷＭ信号の周期はいずれもｔ１であり、両者の周波数が一致している。しかしながら、デジタルパワーアンプ１００ａ及び１００ｂが生成するＰＷＭ信号の位相がずれている。
　この場合、デジタルパワーアンプ１００ａとデジタルパワーアンプ１００ｂとの間には、オーディオ信号帯域を超える高周波帯域において図４の（ｃ）に示す異常電流が流れる。異常電流は周期ｔ１を有し、デジタルパワーアンプ１００ａからデジタルパワーアンプ１００ｂへと、デジタルパワーアンプ１００ｂからデジタルパワーアンプ１００ａへと交互に流れる。
　図５において、（ａ）及び（ｂ）はそれぞれデジタルパワーアンプ１００ａ及び１００ｂが生成するＰＷＭ信号の第２の例を示している。デジタルパワーアンプ１００ａが生成するＰＷＭ信号の周期はｔ１、デジタルパワーアンプ１００ｂが生成するＰＷＭ信号の周期はｔ２であり、両者の周波数が異なっている。
　この場合も、デジタルパワーアンプ１００ａとデジタルパワーアンプ１００ｂとの間には、オーディオ信号帯域を超える高周波帯域において図５の（ｃ）に示す異常電流が流れる。異常電流は周期ｔ１と周期ｔ２とを交互に繰り返す周期を有し、デジタルパワーアンプ１００ａからデジタルパワーアンプ１００ｂへと、デジタルパワーアンプ１００ｂからデジタルパワーアンプ１００ａへと交互に流れる。
　このように、並列接続されているデジタルパワーアンプ１００ａ及び１００ｂが生成するＰＷＭ信号に位相差または周波数差が存在すると、ＰＷＭ信号に由来する高周波帯域において並列接続されているデジタルパワーアンプ１００間に異常電流が流れる。その異常電流は、電源回路３０から電力が供給されている限り、加算器１１にオーディオ信号Ｓｉｎが入力されていなくても、スピーカ５０が接続されていなくても、並列接続されているデジタルパワーアンプ１００間に流れる。
　そこで、図１に示すように、デジタルパワーアンプ１００ａにおいては、ＰＷＭ信号に由来する高周波帯域における異常電流を抑制するための電流帰還回路２６を設けている。電流帰還回路２６による電流帰還量をβ１ｂとする。電流検出回路１６で検出されたオーディオ信号Ｓｏｕｔの電流は、ＨＰＦ２５によって低周波成分が除去されて電流帰還回路２６によって加算器１１へと帰還される。上記のようにＰＷＭ変調部１３が生成するＰＷＭ信号の周波数は１００ｋＨｚ～５００ｋＨｚの範囲であり、異常電流の周波数はＰＷＭ信号の周波数と同じである。ＨＰＦ２５は、１００ｋＨｚ～５００ｋＨｚの周波数帯域を通過させる。
　図１では高周波帯域における電圧を帰還する電圧帰還回路は存在しないが、仮に、高周波帯域において電圧帰還量β０ｂで電圧を帰還したとする。電圧帰還量β０ｂと電流帰還量β１ｂとを変化させると、出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏとの関係は図３と同様に図６のように変化する。上記と同様に、電流帰還量β１ｂを大きくして電流帰還回路２６による電流帰還を強く動作させると、オーディオ性能の改善の程度を悪化させるが、デジタルパワーアンプ１００の並列接続動作の安定性を向上させることができる。
　ところが、オーディオ信号帯域を超える高周波帯域においてはオーディオ信号が存在しないから、オーディオ性能の改善の程度の悪化を考える必要はない。即ち、図６に実線で示すように、電流帰還回路２６による電流帰還量β１ｂを大きくして、並列接続動作の安定性を向上させることだけを考えればよい。そこで、電流帰還回路２６は電流帰還量β１ｂを大きくして電流帰還を強く動作させる。電流帰還回路２６における電流帰還量β１ｂは、電流帰還回路２４における電流帰還量β１ａよりも大きい。
　並列接続されているデジタルパワーアンプ１００ａ及び１００ｂが生成するＰＷＭ信号に位相差または周波数差が存在し、デジタルパワーアンプ１００ａ及び１００ｂの出力電圧Ｖｏが出力電圧Ｖｏ１及びＶｏ２であるとする。このとき、高周波帯域における電流帰還を強く動作させれば、図６に示すように出力電流変動幅ΔＩｏを小さくすることができる。よって、高周波帯域における異常電流を抑制することができる。
　図７を用いて、デジタルパワーアンプ１００の動作を説明する。図７の（ａ）に示すように、デジタルパワーアンプ１００の出力電流Ｉｏは、例えば２０Ｈｚ～２０ｋＨｚのオーディオ信号帯域のオーディオ信号電流成分と、１００ｋＨｚ～５００ｋＨｚの異常電流成分とを含む。オーディオ信号電流成分はオーディオ信号帯域における異常電流を含むことがある。ＰＷＭ信号の電流成分も１００ｋＨｚ～５００ｋＨｚに存在する。なお、ＰＷＭ信号の電流成分及び異常電流成分は、１００ｋＨｚ～５００ｋＨｚの周波数帯域におけるいずれかの周波数に存在する。
　ＬＰＦ２３は高周波成分を除去して、２０Ｈｚ～２０ｋＨｚのオーディオ信号帯域を含む周波数帯域を電流帰還回路２４に供給する。よって、図７の（ｂ）に示すように、電流帰還回路２４はオーディオ信号電流成分を加算器１１へと帰還する。ＨＰＦ２５は低周波成分を除去して、１００ｋＨｚ～５００ｋＨｚを含む周波数帯域を電流帰還回路２６に供給する。よって、図７の（ｃ）に示すように、電流帰還回路２６は１００ｋＨｚ～５００ｋＨｚの異常電流成分を加算器１１へと帰還する。
　電流帰還回路２６が異常電流成分を加算器１１へと帰還することによって、自励発振型ＰＷＭ変調方式のデジタルパワーアンプ１００ａ及び１００ｂが生成するＰＷＭ信号の位相のずれが解消され、周波数の不一致が解消されて、異常電流成分が抑制される。よって、デジタルパワーアンプ１００によれば、高周波帯域で流れる異常電流による不具合の発生を低減させることができる。
　電圧帰還回路２２及び電流帰還回路２４は、オーディオ性能の改善及び複数のデジタルパワーアンプ１００が並列接続されているときに各デジタルパワーアンプ１００の電圧利得が同じでないと発生するオーディオ信号帯域における異常電流を抑制している。オーディオ性能の改善を必要とせず、各デジタルパワーアンプ１００の電圧利得差が発生しないように電圧利得の調整及び管理が可能となる場合には、デジタルパワーアンプ１００は、ＬＰＦ２１、電圧帰還回路２２、ＬＰＦ２３、及び電流帰還回路２４を設けなくてもよい。即ち、デジタルパワーアンプ１００は、帰還回路として、ＨＰＦ２５及び電流帰還回路２６のみを備えてもよい。
　ところで、デジタルパワーアンプ１００の出力にトランスを設けて、オーディオ信号帯域を超える高周波帯域の異常電流が並列接続されている複数のデジタルパワーアンプ１００間に流れないようにすることができる。この場合のトランスとしては、大型で高価な大電力用トランスを必要とする。よって、デジタルパワーアンプ１００が大電力用トランスを備えると、装置が大型化し、高価となってしまう。図１に示す１またはそれ以上の実施形態の構成によれば、装置が大型化することなく、安価に、オーディオ信号帯域を超える高周波帯域で流れる異常電流が並列接続されている複数のデジタルパワーアンプ１００間に流れないようにすることができる。
　本発明は以上説明した１またはそれ以上の実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能である。
　本願は、２０２１年３月１５日に日本国特許庁に出願された特願２０２１－０４１０４０号に基づく優先権を主張するものであり、その全ての開示内容は引用によりここに援用される。

Claims (4)

  1. 　反転入力端子にアナログの第１のオーディオ信号が入力されるオペアンプと、
    　前記オペアンプの出力に基づいてパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調部と、
    　前記パルス幅変調信号の電力を増幅する電力増幅部と、
    　前記電力増幅部の出力を前記反転入力端子へと帰還する帰還回路と、
    　を備え、
    　前記オペアンプは、前記帰還回路による帰還信号を前記反転入力端子へと帰還することによって自励発振動作を行い、
    　前記オペアンプが前記第１のオーディオ信号と前記帰還信号との和を積分した信号を前記パルス幅変調部がパルス幅変調することによって、前記パルス幅変調部は自励発振動作を行うパルス幅変調信号を生成し、
    　前記電力増幅部より出力されるパルス幅変調信号を復調して、オーディオ信号帯域と前記オーディオ信号帯域を超えるパルス幅変調信号の高周波帯域とを含み、スピーカに供給されるアナログの第２のオーディオ信号を生成する復調部と、
    　前記第２のオーディオ信号の電流における前記オーディオ信号帯域を含む低周波成分を除去するハイパスフィルタと、
    　前記低周波成分が除去された前記第２のオーディオ信号の電流成分を、前記第１のオーディオ信号に加算するよう帰還する第１の電流帰還回路と、
    　をさらに備えるデジタルパワーアンプ。
  2. 　前記第２のオーディオ信号の電圧における前記高周波帯域を含む高周波成分を除去する第１のローパスフィルタと、
    　前記高周波成分が除去された前記第２のオーディオ信号の電圧成分を、前記第１のオーディオ信号に加算するよう帰還する電圧帰還回路と、
    　前記第２のオーディオ信号の電流における前記高周波帯域を含む高周波成分を除去する第２のローパスフィルタと、
    　前記高周波成分が除去された前記第２のオーディオ信号の電流成分を、前記第１のオーディオ信号に加算するよう帰還する第２の電流帰還回路と、
    　をさらに備え、
    　前記第１の電流帰還回路における電流帰還量は、前記第２の電流帰還回路における電流帰還量よりも大きい
    　請求項１に記載のデジタルパワーアンプ。
  3. 　複数のデジタルパワーアンプが並列に接続され、並列に接続された前記複数のデジタルパワーアンプに少なくとも１つのスピーカが接続され、
    　各デジタルパワーアンプは、
    　反転入力端子にアナログの第１のオーディオ信号が入力されるオペアンプと、
    　前記オペアンプの出力に基づいてパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調部と、
    　前記パルス幅変調信号の電力を増幅する電力増幅部と、
    　前記電力増幅部の出力を前記反転入力端子へと帰還する帰還回路と、
    　を備え、
    　前記オペアンプは、前記帰還回路による帰還信号を前記反転入力端子へと帰還することによって自励発振動作を行い、
    　前記オペアンプが前記第１のオーディオ信号と前記帰還信号との和を積分した信号を前記パルス幅変調部がパルス幅変調することによって、前記パルス幅変調部は自励発振動作を行うパルス幅変調信号を生成し、
    　前記電力増幅部より出力されるパルス幅変調信号を復調して、オーディオ信号帯域と前記オーディオ信号帯域を超えるパルス幅変調信号の高周波帯域とを含み、前記スピーカに供給されるアナログの第２のオーディオ信号を生成する復調部と、
    　前記第２のオーディオ信号の電流における前記オーディオ信号帯域を含む低周波成分を除去するハイパスフィルタと、
    　前記低周波成分が除去された前記第２のオーディオ信号の電流成分を、前記第１のオーディオ信号に加算するよう帰還する電流帰還回路と、
    　をさらに備えるスピーカ駆動システム。
  4. 　オペアンプの反転入力端子にアナログの第１のオーディオ信号を入力し、
    　パルス幅変調部が、前記オペアンプの出力に基づいてパルス幅変調信号を生成し、
    　電力増幅部が前記パルス幅変調信号の電力を増幅し、
    　帰還回路が前記電力増幅部の出力を前記反転入力端子へと帰還し、
    　前記オペアンプは、前記帰還回路による帰還信号を前記反転入力端子へと帰還することによって自励発振動作を行い、
    　前記オペアンプが前記第１のオーディオ信号と前記帰還信号との和を積分した信号を前記パルス幅変調部がパルス幅変調することによって、前記パルス幅変調部は自励発振動作を行うパルス幅変調信号を生成し、
    　復調部が前記電力増幅部より出力されるパルス幅変調信号を復調して、オーディオ信号帯域と前記オーディオ信号帯域を超えるパルス幅変調信号の高周波帯域とを含み、スピーカに供給されるアナログの第２のオーディオ信号を生成し、
    　電流検出回路が前記第２のオーディオ信号の電流を検出し、
    　ハイパスフィルタが前記第２のオーディオ信号の電流における前記オーディオ信号帯域を含む低周波成分を除去し、
    　電流帰還回路が、前記低周波成分が除去された前記第２のオーディオ信号の電流成分を、前記第１のオーディオ信号に加算するよう帰還する
    　スピーカ駆動方法。
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