JP6817567B2

JP6817567B2 - デジタルアンプ

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Publication number: JP6817567B2
Application number: JP2017142242A
Authority: JP
Inventors: 伸一渡邉
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2017-07-21
Filing date: 2017-07-21
Publication date: 2021-01-20
Anticipated expiration: 2037-07-21
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Description

本発明は、例えばオーディオ信号の増幅に用いられるデジタルアンプに関する。

従来、オーディオ信号の増幅に用いられるデジタルアンプが提案されている（特許文献１参照）。このデジタルアンプでは、増幅回路などによって生じる出力の歪みを誤差として抽出して帰還することで、その歪みを低減している。

特許第３３４６５８１号公報

しかしながら、このようなデジタルアンプでは、出力電圧の周波数特性を平坦化することができないという問題がある。つまり、オーディオ信号の低周波数帯域におけるゲインと、高周波数帯域におけるゲインとが異なってしまう。

そこで、本発明は、出力電圧の周波数特性を平坦化することができるデジタルアンプを提供する。

本発明の一態様に係るデジタルアンプは、デジタルオーディオ信号に応じたデジタルＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を、第１電圧を用いて生成するデジタルＰＷＭ発生器と、前記第１電圧よりも絶対値が大きい第２電圧に応じて、前記デジタルＰＷＭ信号を増幅する第１増幅回路と、前記第１増幅回路によって増幅された前記デジタルＰＷＭ信号から、低周波数成分をアナログの電圧信号として抽出し、負荷に出力する第１低周波濾波器と、前記第２電圧よりも絶対値が小さい第３電圧に応じて、前記デジタルＰＷＭ信号を増幅する第２増幅回路と、前記第２増幅回路によって増幅された前記デジタルＰＷＭ信号から、低周波数成分をアナログの電圧信号として抽出する第２低周波濾波器と、前記第１低周波濾波器によって抽出された前記電圧信号を減衰させる減衰器と、前記第２低周波濾波器によって抽出された前記電圧信号と、前記減衰器によって減衰された前記電圧信号とに基づく誤差信号を抽出する第１誤差抽出器と、前記デジタルオーディオ信号に、帰還ゲインが調整されたデジタルの前記誤差信号を加算する加算器と、前記第２電圧の電圧値に対して予め定められた比率の電圧値を有する前記第３電圧を、前記第２電圧を用いて生成し、前記第３電圧を少なくとも前記第２増幅回路に供給する電圧供給部と、前記第１電圧を増幅する第３増幅回路と、前記第２電圧を減衰させる第２減衰器と、前記第３増幅回路によって増幅された前記第１電圧と、前記第２減衰器によって減衰された前記第２電圧との差分を差分信号として抽出する第２誤差抽出器と、前記第２誤差抽出器によって抽出された前記差分信号に基づいて前記デジタルオーディオ信号の音量を増減するデジタルゲイン調整器と、を備える。

なお、これらの包括的または具体的な態様は、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラムまたはコンピュータ読み取り可能なＣＤ−ＲＯＭなどの記録媒体で実現されてもよく、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。

本発明のデジタルアンプは、出力電圧の周波数特性を平坦化することができる。

図１は、無帰還のデジタルアンプの構成図である。図２は、無帰還のデジタルアンプの出力電圧の周波数特性を示す図である。図３は、誤差を抽出して帰還させるデジタルアンプの構成の一例を示す図である。図４は、誤差を抽出して帰還させるデジタルアンプの構成の他の例を示す図である。図５は、誤差を抽出して帰還させるデジタルアンプの周波数特性を示す図である。図６は、実施の形態１におけるデジタルアンプの構成の一例を示す図である。図７は、実施の形態１におけるデジタルアンプの構成の他の例を示す図である。図８は、実施の形態１におけるデジタルアンプの周波数特性を示す図である。図９は、実施の形態２におけるデジタルアンプの構成の一例を示す図である。図１０は、実施の形態２におけるデジタルアンプの構成の他の例を示す図である。図１１は、実施の形態２におけるデジタルアンプの周波数特性を示す図である。図１２は、実施の形態３におけるデジタルアンプの構成の一例を示す図である。図１３は、実施の形態３におけるデジタルアンプの構成の他の例を示す図である。図１４は、実施の形態３におけるデジタルアンプの周波数特性を示す図である。

（本発明の基礎となった知見）
本発明者は、「背景技術」の欄において記載したデジタルアンプに関し、以下の問題が生じることを見出した。まず、無帰還のデジタルアンプの構成と課題について、説明する。

図１は、無帰還のデジタルアンプの構成図である。

この無帰還のデジタルアンプ９００は、デジタルオーディオ信号に応じたアナログの電圧信号を負荷８００に出力するアンプであって、デジタルＰＷＭ発生器９０１と、増幅回路９０２と、低域濾波器９０３とを備える。

デジタルＰＷＭ発生器９０１は、電圧Ｖ１を電源電圧として用いて動作し、デジタルオーディオ信号に基づいてデジタルＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成して出力する。

増幅回路９０２は、電圧Ｖ２を電源電圧として用いて動作し、そのデジタルＰＷＭ信号を増幅する。なお、電圧Ｖ１は、例えば安定化電源から供給されるが、電圧Ｖ２とは同期性がない。また、電圧Ｖ２は変動要素を含む。

低域濾波器９０３は、増幅されたデジタルＰＷＭ信号をアナログの電圧信号に変換し、その電圧信号を負荷８００に出力する。

負荷８００は、例えばスピーカであって、低域濾波器９０３から出力される電圧信号に応じた音響エネルギーを発生する。

図２は、無帰還のデジタルアンプ９００の出力電圧の周波数特性を示す図である。

図２に示すように、デジタルアンプ９００からの出力電圧、つまり、低域濾波器９０３からの出力電圧は、広い周波数帯域において一定に保たれる。しかし、電圧Ｖ２が変動すると、その電圧Ｖ２の変動に応じて出力電圧も変動する。

また、デジタルアンプ９００から出力される電圧信号には、増幅回路９０２および低域濾波器９０３のそれぞれの処理によって歪み成分が含まれる。つまり、電圧信号には誤差が含まれる。したがって、このような歪み成分である誤差を抽出して帰還させることで、誤差を低減させるデジタルアンプが提案されている。

図３は、誤差を抽出して帰還させるデジタルアンプの構成の一例を示す図である。

このデジタルアンプ９１０は、加算器９１１、デジタルＰＷＭ発生器９１２、増幅回路９１３、低域濾波器９１４、増幅回路９１５、低域濾波器９１６、減衰器９１７、誤差抽出器９１８、低域濾波器９１９、Ａ／Ｄコンバータ９２０、およびデジタルゲイン調整器９２１を備えている。

デジタルＰＷＭ発生器９１２、増幅回路９１３および低域濾波器９１４はそれぞれ、上述の無帰還のデジタルアンプ９００のデジタルＰＷＭ発生器９０１、増幅回路９０２、および低域濾波器９０３に相当する。

増幅回路９１５は、電圧Ｖ１を電源電圧として用いて動作し、デジタルＰＷＭ信号を増幅する。増幅回路９１５の増幅率は、例えば、増幅回路９１３の増幅率と減衰器９１７の減衰率との積である。

低域濾波器９１６は、電圧Ｖ１を電源電圧として用いて動作し、増幅回路９１５によって増幅されたデジタルＰＷＭ信号をアナログの電圧信号に変換し、その電圧信号を出力する。

減衰器９１７は、低域濾波器９１４から出力される電圧信号を、予め定められた減衰率にしたがって減衰させる。

誤差抽出器９１８は、電圧Ｖ１を電源電圧として用いて動作し、低域濾波器９１６から出力される電圧信号と、減衰器９１７によって減衰された電圧信号との差分である誤差を、誤差信号として抽出する。

低域濾波器９１９は、抽出された誤差信号の低周波数成分をＡ／Ｄコンバータ９２０に出力する。

Ａ／Ｄコンバータ９２０は、その誤差信号の低周波数成分をデジタル信号に変換する。

デジタルゲイン調整器９２１は、Ａ／Ｄコンバータ９２０による変換によって得られたデジタル信号に基づいて、帰還ゲインが調整されたデジタルの誤差信号を出力する。

加算器９１１は、その帰還ゲインが調整されたデジタルの誤差信号をデジタルオーディオ信号に加算する。これにより、誤差信号の逆特性が予め印加されたデジタルオーディオ信号が、デジタルＰＷＭ発生器９１２に出力される。

図４は、誤差を抽出して帰還させるデジタルアンプ９１０の構成の他の例を示す図である。

デジタルアンプ９１０は、さらに、デジタルＰＷＭ発生器９２２を備えていてもよい。デジタルＰＷＭ発生器９２２は、デジタルオーディオ信号をデジタルＰＷＭ信号へ変換する。増幅回路９１５は、そのデジタルＰＷＭ信号を増幅する。このデジタルＰＷＭ発生器９２２によって、誤差抽出器９１８への比較用信号を発生させておき、デジタルゲイン調整器９２１によって帰還ゲインが調整されたデジタルの誤差信号が、加算器９１１でデジタルオーディオ信号に加算される。これにより、誤差信号の逆特性が予め印加されたデジタルＰＷＭ信号が、増幅回路９１３に出力される。

このようなデジタルアンプ９１０では、誤差信号を帰還させることによって、デジタルアンプ９１０の出力電圧の誤差を低減することができる。

しかし、このようなデジタルアンプ９１０が自動車に搭載される場合には、無帰還のデジタルアンプ９００と同様、電圧Ｖ１は、例えば安定化電源から供給されるが、電圧Ｖ２とは同期性がない。さらに、自動車のバッテリーから得られる電圧Ｖ２は変動要素を含む。その結果、周波数特性などに新たな課題が生じる。

図５は、デジタルアンプ９１０の周波数特性を示す図である。具体的には、図５の（ａ）は、デジタルアンプ９１０の出力電圧と周波数との関係を示し、図５の（ｂ）は、デジタルアンプ９１０の出力の歪み率と周波数との関係を示す。

図５の（ａ）に示すように、電圧Ｖ２によるデジタルアンプ９１０の出力電圧の変動は、低域濾波器９１６などで制限された周波数までは少ない。つまり、電圧Ｖ２が狙い値よりも高いときと、電圧Ｖ２が狙い値よりも低いときのそれぞれのデジタルアンプ９１０の出力電圧とは、低域濾波器９１６などで制限された周波数まで、電圧Ｖ２が狙い値のときのデジタルアンプ９１０の出力電圧に近い。しかし、その制限された周波数よりも高い周波数帯域では、デジタルアンプ９１０の出力電圧が周波数に応じて変動し、一定にならない。

また、図５の（ｂ）に示すように、デジタルアンプ９１０の出力の歪み率は、低域濾波器９１６などで制限された周波数までは、無帰還のデジタルアンプ９００の出力の歪み率よりも小さく抑えられている。しかし、デジタルアンプ９１０の歪み率は、電圧Ｖ２への依存性がある。

さらに、Ａ／Ｄコンバータ９２０に印加される誤差信号の低周波数成分の電圧振幅が、そのＡ／Ｄコンバータ９２０の入力レンジを超えるほど、電圧Ｖ２が変化したときには、図５の（ａ）および（ｂ）に示す周波数特性はさらに悪化してしまう。

このようなデジタルアンプ９１０は、特許文献１のデジタルアンプに実質的に相当する。つまり、特許文献１のデジタルアンプでは、誤差を抽出する際に、スピーカを駆動する増幅回路の電源電圧が変化したときに、抽出される誤差信号に誤差以外の自信号が含まれてしまう。また、誤差増幅帰還時の帯域制限に従って、帰還ゲインがかかる帯域のゲインと、かからない帯域のゲインとで差が生じて、出力電圧の周波数特性がフラットにならない。さらに、よく知られているＡ／Ｄコンバータを用いた誤差帰還回路においては、Ａ／Ｄコンバータが、帰還帯域外の信号を扱うときに飽和してしまい、そのときには、歪が増大してしまうという課題がある。さらに、Ａ／Ｄコンバータの飽和を抑えた制御をした場合、電圧Ｖ２の変動によるゲイン変動が生じる課題がある。

このような問題を解決するために、本発明の一態様に係るデジタルアンプは、デジタルオーディオ信号に応じたデジタルＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を、第１電圧を用いて生成するデジタルＰＷＭ発生器と、前記第１電圧よりも絶対値が大きい第２電圧に応じて、前記デジタルＰＷＭ信号を増幅する第１増幅回路と、前記第１増幅回路によって増幅された前記デジタルＰＷＭ信号から、低周波数成分をアナログの電圧信号として抽出し、負荷に出力する第１低周波濾波器と、前記第２電圧よりも絶対値が小さい第３電圧に応じて、前記デジタルＰＷＭ信号を増幅する第２増幅回路と、前記第２増幅回路によって増幅された前記デジタルＰＷＭ信号から、低周波数成分をアナログの電圧信号として抽出する第２低周波濾波器と、前記第１低周波濾波器によって抽出された前記電圧信号を減衰させる減衰器と、前記第２低周波濾波器によって抽出された前記電圧信号と、前記減衰器によって減衰された前記電圧信号とに基づく誤差信号を抽出する第１誤差抽出器と、前記デジタルオーディオ信号に、帰還ゲインが調整されたデジタルの前記誤差信号を加算する加算器と、前記第２電圧の電圧値に対して予め定められた比率の電圧値を有する前記第３電圧を、前記第２電圧を用いて生成し、前記第３電圧を少なくとも前記第２増幅回路に供給する電圧供給部とを備える。例えば、前記第２増幅回路の増幅率は、前記第１増幅回路の増幅率と、前記減衰器の減衰率との積と等しくてもよい。

これにより、第１増幅回路の増幅に用いられる第２電圧と、第２増幅回路の増幅に用いられる第３電圧との比率が一定に保たれる。したがって、誤差信号に誤差以外の自信号が含まれてしまうことを抑えて、デジタルアンプの出力電圧の周波数特性を平坦化することができ、かつ、出力の歪みに対する第２電圧の影響を抑えることができる。

また、前記デジタルアンプは、さらに、前記第１電圧を増幅する第３増幅回路と、前記第２電圧を減衰させる第２減衰器と、前記第３増幅回路によって増幅された前記第１電圧と、前記第２減衰器によって減衰された前記第２電圧との差分を差分信号として抽出する第２誤差抽出器と、前記第２誤差抽出器によって抽出された前記差分信号に基づいて前記デジタルオーディオ信号の音量を増減するデジタルゲイン調整器とを備えてもよい。

これにより、第２電圧が変動しても、差分信号に基づいてデジタルオーディオ信号の音量が増減されるため、そのデジタルアンプの出力電圧を一定に保つことができる。すなわち、電圧Ｖ２に関わらずデジタルアンプのゲインを一定に保つことができる。

また、上記問題を解決するために、本発明の一態様に係るデジタルアンプは、デジタルオーディオ信号に応じたデジタルＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を、第１電圧を用いて生成するデジタルＰＷＭ発生器と、前記第１電圧よりも絶対値が大きい第４電圧に応じて、前記デジタルＰＷＭ信号を増幅する第１増幅回路と、前記第１増幅回路によって増幅された前記デジタルＰＷＭ信号から、低周波数成分をアナログの電圧信号として抽出し、負荷に出力する第１低周波濾波器と、前記第１電圧に応じて、前記デジタルＰＷＭ信号を増幅する第２増幅回路と、前記第２増幅回路によって増幅された前記デジタルＰＷＭ信号から、低周波数成分をアナログの電圧信号として抽出する第２低周波濾波器と、前記第１低周波濾波器によって抽出された前記電圧信号を減衰させる減衰器と、前記第２低周波濾波器によって抽出された前記電圧信号と、前記減衰器によって減衰された前記電圧信号とに基づく誤差信号を抽出する誤差抽出器と、前記デジタルオーディオ信号に、帰還ゲインが調整されたデジタルの前記誤差信号を加算する加算器と、前記第１電圧の電圧値に対して予め定められた比率の電圧値を有する前記第４電圧を、第２電圧を用いて生成し、前記第４電圧を前記第１増幅回路に供給する電圧生成回路とを備える。例えば、前記第２増幅回路の増幅率は、前記第１増幅回路の増幅率と、前記減衰器の減衰率との積と等しくてもよい。

これにより、第１増幅回路の増幅に用いられる第４電圧と、第２増幅回路の増幅に用いられる第１電圧との比率が一定に保たれる。したがって、誤差信号に誤差以外の自信号が含まれてしまうことを抑えて、デジタルアンプの出力電圧の周波数特性を平坦化することができ、かつ、出力の歪みに対する第２電圧の影響を抑えることができる。さらに、第４電圧は、第１電圧の電圧値に対して予め定められた比率の電圧値を有するように、第２電圧を用いて生成される。したがって、第２電圧が変動しても、デジタルアンプの出力電圧を一定に保つことができる。すなわち、第２電圧に関わらずゲインを一定に保つことができる。

なお、これらの包括的または具体的な態様は、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラムまたはコンピュータ読み取り可能なＣＤ−ＲＯＭなどの記録媒体で実現されてもよく、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラムまたは記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。

以下、実施の形態について、図面を参照しながら具体的に説明する。

なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態、ステップ、ステップの順序などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。

また、各図は、模式図であり、必ずしも厳密に図示されたものではない。また、各図において、同じ構成部材については同じ符号を付している。

（実施の形態１）
図６は、実施の形態１におけるデジタルアンプの構成の一例を示す図である。

本実施の形態におけるデジタルアンプ１００は、出力電圧に含まれる歪み成分を低減し、その出力電圧の周波数特性を平坦化したアンプである。具体的には、デジタルアンプ１００は、加算器１０１、デジタルＰＷＭ発生器１０２、増幅回路１０３、低域濾波器１０４、増幅回路１０５、低域濾波器１０６、減衰器１０７、誤差抽出器１０８、低域濾波器１０９、Ａ／Ｄコンバータ１１０、デジタルゲイン調整器１１１、減衰器１１２、および電圧生成回路１１３を備える。なお、デジタルアンプ１００における減衰器１１２および電圧生成回路１１３以外の各構成要素は、上述のデジタルアンプ９１０の各構成要素に相当する。

デジタルＰＷＭ発生器１０２は、デジタルオーディオ信号に応じたデジタルＰＷＭ信号を、第１電圧である電圧Ｖ１を用いて生成する。つまり、デジタルＰＷＭ発生器１０２は、電圧Ｖ１を電源電圧として用いて動作し、加算器１０１から出力されるゲイン調整後のデジタルオーディオ信号に基づいてデジタルＰＷＭ信号を生成して出力する。このデジタルＰＷＭ信号におけるピーク電圧は、デジタルＰＷＭ発生器１０２によって例えば電圧Ｖ１に調整される。例えば、電圧Ｖ１は、３．３Ｖである。

増幅回路１０３は、電圧Ｖ１よりも絶対値が大きい第２電圧である電圧Ｖ２に応じて、デジタルＰＷＭ信号を増幅する第１増幅回路である。つまり、増幅回路１０３は、電圧Ｖ２を電源電圧として用いて動作し、そのデジタルＰＷＭ信号を増幅する。例えば、デジタルＰＷＭ信号のピーク電圧は、電圧Ｖ１から電圧Ｖ２に増幅される。例えば、電圧Ｖ２は、２５〜６０Ｖである。

低域濾波器１０４は、増幅回路１０３によって増幅されたデジタルＰＷＭ信号から、低周波数成分をアナログの電圧信号として抽出し、負荷８００に出力する第１低域濾波器である。言い換えれば、低域濾波器１０４は、増幅されたデジタルＰＷＭ信号をアナログ信号に変換し、そのアナログ信号である電圧信号を負荷８００に出力する。

増幅回路１０５は、電圧Ｖ２よりも絶対値が小さい第３電圧である電圧Ｖ３に応じて、デジタルＰＷＭ発生器１０２によって生成されたデジタルＰＷＭ信号を増幅する第２増幅回路である。つまり、増幅回路１０５は、電圧Ｖ３を電源電圧として用いて動作し、デジタルＰＷＭ信号を電圧Ｖ３に応じて増幅する。例えば、デジタルＰＷＭ信号のピーク電圧は、電圧Ｖ１から電圧Ｖ３に増幅される。また、電圧Ｖ２および電圧Ｖ３のそれぞれの電圧値によって、増幅回路１０５の増幅率は、増幅回路１０３の増幅率と減衰器１０７の減衰率との積に等しくされる。

低域濾波器１０６は、増幅回路１０５によって増幅されたデジタルＰＷＭ信号から、低周波数成分をアナログの電圧信号として抽出する第２低周波濾波器である。つまり、低域濾波器１０６は、電圧Ｖ３を電源電圧として用いて動作し、増幅回路１０５によって増幅されたデジタルＰＷＭ信号をアナログ信号に変換し、そのアナログ信号である電圧信号を出力する。言い換えれば、低域濾波器１０６は、そのデジタルＰＷＭ信号を復調することによってアナログ信号を生成し、低域濾波器１０４と負荷８００とによって得られる低域濾波特性と等しい特性を有する。

減衰器１０７は、低周波濾波器１０４によって抽出された電圧信号を減衰させる。つまり、減衰器１０７は、低域濾波器１０４から出力される電圧信号を、予め定められた減衰率にしたがって減衰させる。減衰率は、例えば増幅回路１０３の増幅率の逆数である。

誤差抽出器１０８は、低周波濾波器１０６によって抽出された電圧信号と、減衰器１０７によって減衰された電圧信号とに基づく誤差信号を抽出する。具体的には、誤差抽出器１０８は、電圧Ｖ３を電源電圧として用いて動作し、低域濾波器１０６から出力される電圧信号と、減衰器１０７によって減衰された電圧信号との差分である誤差を、誤差信号として抽出する。

低域濾波器１０９は、誤差抽出器１０８によって抽出された誤差信号の低周波数成分をＡ／Ｄコンバータ１１０に出力する。この低域濾波器１０９では、誤差信号に含まれるＡ／Ｄコンバータ１１０のナイキスト周波数以上の周波数成分が、例えば−１００ｄＢに減衰される。その結果、誤差信号に含まれる低周波数成分がＡ／Ｄコンバータ１１０に出力される。ナイキスト周波数以上の周波数成分が除去されることによって、Ａ／Ｄコンバータ１１０における折り返し歪みを抑えることができる。

Ａ／Ｄコンバータ１１０は、その誤差信号の低周波数成分をデジタル信号に変換する。

デジタルゲイン調整器１１１は、Ａ／Ｄコンバータ１１０による変換によって得られたデジタル信号に基づいて、帰還ゲインが調整されたデジタルの誤差信号を出力する。

加算器１０１は、その帰還ゲインが調整されたデジタルの誤差信号をデジタルオーディオ信号に加算する。これにより、誤差信号の逆特性が予め印加されたデジタルオーディオ信号が、デジタルＰＷＭ発生器１０２に出力される。

ここで、本実施の形態では、減衰器１１２は、予め定められた減衰率にしたがって電圧Ｖ２を減衰させて電圧生成回路１１３に出力する。例えば、減衰器１１２の減衰率は、減衰器１０７と同じ減衰率である。この場合、増幅回路１０５の増幅率は例えば１である。

そして、電圧生成回路１１３は、電圧Ｖ２を基準にして減衰器１１２の減衰率にしたがって設定される電圧Ｖ３を、増幅回路１０５、低域濾波器１０６、誤差抽出器１０８および低域濾波器１０９に供給する。

すなわち、本実施の形態における減衰器１１２および電圧生成回路１１３は、電圧Ｖ２の電圧値に対して予め定められた比率の電圧値を有する電圧Ｖ３を、電圧Ｖ２を用いて生成し、電圧Ｖ３を少なくとも増幅回路１０５に供給する電圧供給部を構成している。なお、電圧生成回路１１３は、インピーダンス変換回路であってもよい。増幅回路１０５、低域濾波器１０６、誤差抽出器１０８および低域濾波器１０９はそれぞれ、この電圧Ｖ３を電源電圧として用いて動作する。これらの構成要素は、例えば電圧Ｖ３の１／２の電圧を中点電圧として動作してもよい。

負荷８００は、デジタルアンプ１００の低域濾波器１０４から出力される電圧信号に応じた音響エネルギーを発生する。例えば、負荷８００は、音楽を再生するためのスピーカである。

図７は、実施の形態１におけるデジタルアンプ１００の構成の他の例を示す図である。

デジタルアンプ１００は、さらに、デジタルＰＷＭ発生器１１２を備えていてもよい。デジタルＰＷＭ発生器１１２は、デジタルオーディオ信号をデジタルＰＷＭ信号へ変換する。増幅回路１０５は、そのデジタルＰＷＭ信号を増幅する。このデジタルＰＷＭ発生器１１２によって、誤差抽出器１０８への比較用信号を発生させておき、デジタルゲイン調整器１１１によって帰還ゲインが調整されたデジタルの誤差信号が、加算器１０１でデジタルオーディオ信号に加算される。これにより、誤差信号の逆特性が予め印加されたデジタルＰＷＭ信号が、増幅回路１０３に出力される。

このような本実施の形態におけるデジタルアンプ１００では、減衰器１１２および電圧生成回路１１３によって、増幅回路１０５に供給される電圧Ｖ３と、増幅回路１０３に供給される電圧Ｖ２との比率を、電圧Ｖ２の変動に関わらず一定にすることができる。

なお、増幅回路１０５は、デジタルＰＷＭ信号の極性を反転させるインバータ回路、または、複数のインバータ回路が段階的に接続された回路であってもよい。この場合、増幅回路１０３の増幅率と、減衰器１０７の減衰率との積が１であれば、増幅回路１０５の増幅率は−１である。そして、誤差抽出器１０８は、低域濾波器１０６から出力される電圧信号と、減衰器１０７によって減衰された電圧信号との和を、誤差信号として抽出する。

図８は、本実施の形態におけるデジタルアンプ１００の周波数特性を示す図である。具体的には、図８の（ａ）は、デジタルアンプ１００の出力電圧と周波数との関係を示し、図８の（ｂ）は、デジタルアンプ１００の出力の歪み率と周波数との関係を示す。

本実施の形態におけるデジタルアンプ１００では、図８の（ａ）に示すように、図５の（ａ）に示す例と比べて、出力電圧の周波数特性を平坦化することができる。つまり、デジタルアンプ１００では、広い周波数帯域で出力電圧を平坦化または一定にすることができる。

なお、一般に、増幅回路のオープンループゲインが例えば１００ｄＢとしたときに、負帰還を有する回路では、電源電圧に依存せずに、帰還ゲインで利得を決定することができる。したがって負帰還を有する回路における増幅回路の利得は、オープンループゲイン−帰還ゲインで決まる。しかし、よく知られているデジタルＰＷＭプロセッサと増幅回路で構成されているフルデジタルアンプでは、ゲインは電源電圧で決まる。したがって、本実施の形態におけるデジタルアンプ１００は、図８の（ａ）に示すように、電圧Ｖ２に応じて出力電圧、つまりゲインが異なる特性を有する。

また、図８の（ｂ）に示すように、本実施の形態におけるデジタルアンプ１００では、出力の歪み率は、低域濾波器１０６などで制限された周波数までは、無帰還のデジタルアンプ９００の出力の歪み率よりも小さく抑えられている。さらに、デジタルアンプ１００の歪み率を、電圧Ｖ２に依存することなく一定にすることができる。その結果、Ａ／Ｄコンバータ１１０に印加される誤差信号の低周波数成分の電圧振幅が、そのＡ／Ｄコンバータ１１０の入力レンジを超えることを抑えることができる。

ここで、このようなデジタルアンプ１００では、信号が、多段に構成された低域濾波器１０４、１０６および１０９を通り、かつＡ／Ｄコンバータ１１０によってアナログ信号がデジタル信号へ変換される。したがって、上述の帰還ゲインが調整された帰還信号であるデジタルの誤差信号は遅れ要素を含むため、低域に限定された範囲で、出力の歪みを補正することができる。また、本実施の形態では、減衰器１１２と電圧生成回路１１３によって、基準となる増幅回路１０５から出力されるデジタルＰＷＭ信号の電圧振幅を補償するゲイン補償回路が構成される。その結果、増幅回路１０３と低域濾波器１０４で発生する出力の歪みである非線形成分を改善しつつ、各周波数に対する低域濾波器１０４の出力電圧を平坦にすることができる。

言い換えれば、本実施の形態におけるデジタルアンプ１００では、減衰器１１２および電圧生成回路１１３によって、増幅回路１０３の電源電圧である電圧Ｖ２と、増幅回路１０５の電源電圧である電圧Ｖ３との比率が一定に保たれる。したがって、出力電圧の周波数特性を平坦化することができ、かつ、出力の歪みに対する電圧Ｖ２の影響を抑えることができる。

また、本実施の形態では、電圧Ｖ３を生成するための回路の規模、すなわち減衰器１１２および電圧生成回路１１３からなる回路の規模を小さくすることができる。負荷８００がスピーカである場合、増幅回路１０３で消費される電力は、数Ｗ〜数百Ｗになる。一方、電圧Ｖ３を電源電圧とする増幅回路１０５で消費される電力は、数百Ω以上のインピーダンスを有する負荷に供給されるため、増幅回路１０３で消費される電力の１／１００００〜１／１００に抑えられる。したがって、電圧Ｖ３を生成するための回路の規模を小さくすることができる。したがって、本実施の形態におけるデジタルアンプ１００は、電圧Ｖ２が安定化されている自動車、または民生機器に搭載することができる。

（実施の形態２）
図９は、実施の形態２におけるデジタルアンプの構成の一例を示す図である。

本実施の形態におけるデジタルアンプ２００は、実施の形態１のデジタルアンプ１００と同様に、加算器１０１、デジタルＰＷＭ発生器１０２、増幅回路１０３、低域濾波器１０４、増幅回路１０５、低域濾波器１０６、減衰器１０７、誤差抽出器１０８、低域濾波器１０９、Ａ／Ｄコンバータ１１０、およびデジタルゲイン調整器１１１を備える。また、本実施の形態におけるデジタルアンプ２００は、実施の形態１の減衰器１１２および電圧生成回路１１３の代わりに、電圧生成回路２０１を備えている。

なお、本実施の形態における各構成要素のうち、実施の形態１と同じ構成要素については、実施の形態１と同じ符号を付し、詳細な説明を省略する。

増幅回路１０３は、電圧Ｖ１よりも絶対値が大きい第４電圧である電圧Ｖ４に応じて、デジタルＰＷＭ信号を増幅する。

増幅回路１０５は、電圧Ｖ１に応じて、デジタルＰＷＭ発生器１０２によって生成されたデジタルＰＷＭ信号を増幅する。

電圧生成回路２０１は、電圧Ｖ１の電圧値に対して予め定められた比率の電圧値を有する電圧Ｖ４を、電圧Ｖ２を用いて生成し、その電圧Ｖ４を増幅回路１０３に供給する。言い換えれば、電圧生成回路２０１は、電圧Ｖ２を電源電圧として用いて動作し、電圧Ｖ１に基づいて電圧Ｖ４を生成して増幅回路１０３に出力する。このような電圧生成回路２０１は、昇圧および降圧のいずれの動作も行えるか、または、昇圧および降圧のうちの何れか一方のみを行える。電圧Ｖ４は、電圧Ｖ１を基準に設定される。例えば、電圧Ｖ１に対する電圧Ｖ４の比率は、減衰器１０７の減衰率の逆数に等しく設定される。この場合、増幅回路１０５の増幅率は例えば１倍である。なお、例えば、電圧Ｖ１は３．３Ｖであり、電圧Ｖ２は２５〜６０Ｖである。

本実施の形態における増幅回路１０５、低域濾波器１０６、誤差抽出器１０８および低域濾波器１０９はそれぞれ、デジタルＰＷＭ発生器１０２と同様、電圧Ｖ１を電源電圧として用いて動作する。なお、これらの構成要素は、例えば電圧Ｖ１の１／２の電圧を中点電圧として動作してもよい。また、増幅回路１０５によって増幅されるデジタルＰＷＭ信号のピーク電圧は例えば電圧Ｖ１であってもよい。また、電圧Ｖ１および電圧Ｖ４のそれぞれの電圧値によって、増幅回路１０５の増幅率は、増幅回路１０３の増幅率と、減衰器１０７の減衰率との積に等しくされる。

図１０は、実施の形態２におけるデジタルアンプ２００の構成の他の例を示す図である。

デジタルアンプ２００は、さらに、デジタルＰＷＭ発生器１１２を備えていてもよい。デジタルＰＷＭ発生器１１２は、デジタルオーディオ信号をデジタルＰＷＭ信号へ変換する。増幅回路１０５は、そのデジタルＰＷＭ信号を増幅する。このデジタルＰＷＭ発生器１１２によって、誤差抽出機１０８への比較用信号を発生させておき、デジタルゲイン調整器１１１によって帰還ゲインが調整されたデジタルの誤差信号が、加算器１０１でデジタルオーディオ信号に加算される。これにより、誤差信号の逆特性が予め印加されたデジタルＰＷＭ信号が、増幅回路１０３に出力される。

このような本実施の形態におけるデジタルアンプ２００では、増幅回路１０５に供給される電圧Ｖ１と、増幅回路１０３に供給される電圧Ｖ４との比率を、電圧Ｖ２の変動に関わらず一定にすることができる。

図１１は、本実施の形態におけるデジタルアンプ２００の周波数特性を示す図である。具体的には、図１１の（ａ）は、デジタルアンプ２００の出力電圧と周波数との関係を示し、図１１の（ｂ）は、デジタルアンプ２００の出力の歪み率と周波数との関係を示す。

本実施の形態におけるデジタルアンプ２００では、図１１の（ａ）に示すように、図５の（ａ）に示す例と比べて、出力電圧の周波数特性を平坦化することができる。つまり、デジタルアンプ２００では、広い周波数帯域で出力電圧を平坦化または一定にすることができる。さらに、本実施の形態では、第２電圧である電圧Ｖ２が変動しても、その出力電圧を一定に保つことができる。すなわち、電圧Ｖ２に関わらずゲインを一定に保つことができる。したがって、デジタルアンプ２００が自動車に搭載され、自動車のバッテリーから得られる、変動要素を含む電圧Ｖ２を用いても、安定したゲインでデジタルＰＷＭ信号を増幅することができる。

また、図１１の（ｂ）に示すように、本実施の形態におけるデジタルアンプ２００では、出力の歪み率は、低域濾波器１０６などで制限された周波数までは、無帰還のデジタルアンプ９００の出力の歪み率よりも小さく抑えられている。さらに、デジタルアンプ１００の歪み率を、電圧Ｖ２に依存することなく一定にすることができる。その結果、Ａ／Ｄコンバータ１１０に印加される誤差信号の低周波数成分の電圧振幅が、そのＡ／Ｄコンバータ９２０の入力レンジを超えることを抑えることができる。

ここで、このデジタルアンプ２００では、信号が、多段に構成された低域濾波器１０４、１０６および１０９を通り、かつＡ／Ｄコンバータ１１０によってアナログ信号がデジタル信号へ変換される。したがって、上述の帰還ゲインが調整された帰還信号であるデジタルの誤差信号は遅れ要素を含むため、低域に限定された範囲で、出力の歪みを補正することができる。また、本実施の形態では、電圧生成回路２０１によって、基準となる増幅回路１０５から出力されるデジタルＰＷＭ信号の電圧振幅を補償するゲイン補償回路が構成される。その結果、増幅回路１０３と低域濾波器１０４で発生する出力の歪みである非線形成分を改善しつつ、電圧Ｖ２の電源電圧が変化しても、各周波数に対する低域濾波器１０４の出力電圧を平坦にすることができる。さらに、その電圧Ｖ２が変動しても、その出力において一定のゲインを得ることができる。

言い換えれば、本実施の形態におけるデジタルアンプ２００では、電圧生成回路２０１によって、増幅回路１０３の電源電圧である電圧Ｖ４と、増幅回路１０５の電源電圧である電圧Ｖ１との比率が一定に保たれる。したがって、出力電圧の周波数特性を平坦化することができ、かつ、出力の歪みに対する電圧Ｖ２の影響を抑えることができる。さらに、電圧生成回路２０１によって電圧Ｖ４が一定に保たれるため、電圧Ｖ２が変動しても、一定の出力電圧を得ることができる。したがって、本実施の形態におけるデジタルアンプ１００は、電圧生成回路２０１として安定化電源を有する自動車または民生機器に搭載することができる。

（実施の形態３）
図１２は、実施の形態３におけるデジタルアンプの構成の一例を示す図である。

本実施の形態におけるデジタルアンプ３００は、実施の形態１のデジタルアンプ１００と同様に、加算器１０１、デジタルＰＷＭ発生器１０２、増幅回路１０３、低域濾波器１０４、増幅回路１０５、低域濾波器１０６、減衰器１０７、誤差抽出器１０８、低域濾波器１０９、Ａ／Ｄコンバータ１１０、およびデジタルゲイン調整器１１１を備える。さらに、本実施の形態におけるデジタルアンプ３００は、増幅回路３０１、減衰器３０２、誤差抽出器３０３、低域濾波器３０４、Ａ／Ｄコンバータ３０５、およびデジタルゲイン調整器３０６を備えている。

増幅回路３０１は、第１電圧である電圧Ｖ１を増幅する第３増幅回路である。つまり、増幅回路３０１は、予め定められた増幅率にしたがって電圧Ｖ１を増幅して出力する。

減衰器３０２は、第２電圧である電圧Ｖ２を減衰させる第２減衰器である。つまり、減衰器３０２は、予め定められた減衰率にしたがって電圧Ｖ２を減衰させて出力する。

例えば、減衰器３０２の減衰率が、電圧Ｖ２の狙い値に対する電圧Ｖ１の比率に設定されていれば、増幅回路３０１の増幅率は１である。つまり、電圧Ｖ１と増幅回路３０１の増幅率との積と、電圧Ｖ２の狙い値と減衰器３０２の減衰率との積が等しくなるように、それらの増幅率および減衰率が予め設定されている。

誤差抽出器３０３は、増幅回路３０１によって増幅された電圧Ｖ１と、減衰器３０２によって減衰された電圧Ｖ２との差分を差分信号として抽出する第２誤差抽出器である。言い換えれば、誤差抽出器３０３は、増幅回路３０１から電圧として出力される電圧信号と、減衰器３０２から電圧として出力させる電圧信号との差分を、差分信号として出力する。つまり、誤差抽出器３０３は、電圧Ｖ１を基準にして、電圧Ｖ２の変動量を差分信号として出力する。

低域濾波器３０４は、誤差抽出器１０８によって抽出された差分信号の低周波数成分をＡ／Ｄコンバータ３０５に出力する。この低域濾波器３０４では、差分信号に含まれるＡ／Ｄコンバータ３０５のナイキスト周波数以上の成分が、例えば−１００ｄＢに減衰される。その結果、差分信号に含まれる低周波数成分がＡ／Ｄコンバータ３０５に出力される。ナイキスト周波数以上の成分が除去されることによって、Ａ／Ｄコンバータ３０５における折り返し歪みを抑えることができる。

デジタルゲイン調整器３０６は、誤差抽出器３０３によって抽出された差分信号に基づいてデジタルオーディオ信号の音量を増減する。つまり、デジタルゲイン調整器３０６は、加算器１０１に入力されるデジタルオーディオ信号のゲインを調整することによって音量を調整する。これにより、電圧Ｖ２が変動しても、低域濾波器１０４からの電圧信号を一定の振幅に抑えることができる。つまり、電圧Ｖ２の変動に関わらず、デジタルアンプ３００のゲインを一定にすることができる。

図１３は、実施の形態３におけるデジタルアンプ３００の構成の他の例を示す図である。

デジタルアンプ３００は、さらに、デジタルＰＷＭ発生器１１２を備えていてもよい。デジタルＰＷＭ発生器１１２は、デジタルオーディオ信号をデジタルＰＷＭ信号へ変換する。増幅回路１０５は、そのデジタルＰＷＭ信号を増幅する。このデジタルＰＷＭ発生器１１２によって、誤差抽出機１０８への比較用信号を発生させておき、デジタルゲイン調整器１１１によって帰還ゲインが調整されたデジタルの誤差信号が、加算器１０１でデジタルオーディオ信号に加算される。これにより、誤差信号の逆特性が予め印加されたデジタルＰＷＭ信号が、増幅回路１０３に出力される。

このような本実施の形態におけるデジタルアンプ３００では、実施の形態１と同様に、増幅回路１０５に供給される電圧Ｖ３と、増幅回路１０３に供給される電圧Ｖ２との比率を、電圧Ｖ２の変動に関わらず一定にすることができる。さらに、上述のように、電圧Ｖ２の変動に関わらず、デジタルアンプ３００のゲインを一定にすることができる。

図１４は、本実施の形態におけるデジタルアンプ３００の周波数特性を示す図である。具体的には、図１４の（ａ）は、デジタルアンプ３００の出力電圧と周波数との関係を示し、図１４の（ｂ）は、デジタルアンプ３００の出力の歪み率と周波数との関係を示す。

本実施の形態におけるデジタルアンプ３００では、図１４の（ａ）に示すように、図５の（ａ）に示す例と比べて、出力電圧の周波数特性を平坦化することができる。つまり、デジタルアンプ３００では、広い周波数帯域で出力電圧を平坦化または一定にすることができる。さらに、本実施の形態では、第２電圧である電圧Ｖ２が変動しても、その出力電圧を一定に保つことができる。すなわち、電圧Ｖ２に関わらずゲインを一定に保つことができる。したがって、デジタルアンプ３００が自動車に搭載され、自動車のバッテリーから得られる、変動要素を含む電圧Ｖ２を用いても、安定したゲインでデジタルＰＷＭ信号を増幅することができる。

また、図１４の（ｂ）に示すように、本実施の形態におけるデジタルアンプ３００では、出力の歪み率は、低域濾波器１０６などで制限された周波数までは、無帰還のデジタルアンプ９００の出力の歪み率よりも小さく抑えられている。さらに、デジタルアンプ３００の歪み率を、電圧Ｖ２に依存することなく一定にすることができる。その結果、Ａ／Ｄコンバータ１１０に印加される誤差信号の低周波数成分の電圧振幅が、そのＡ／Ｄコンバータ１１０の入力レンジを超えることを抑えることができる。

ここで、このデジタルアンプ３００では、信号が、多段に構成された低域濾波器１０４、１０６および１０９を通り、かつＡ／Ｄコンバータ１１０によってアナログ信号がデジタル信号へ変換される。したがって、上述の帰還ゲインが調整された帰還信号であるデジタルの誤差信号は遅れ要素を含むため、低域に限定された範囲で、出力の歪みを補正することができる。また、本実施の形態では、減衰器１１２と電圧生成回路１１３によって、基準となる増幅回路１０５から出力されるデジタルＰＷＭ信号の電圧振幅を補償するゲイン補償回路が構成される。その結果、増幅回路１０３と低域濾波器１０４で発生する出力の歪みである非線形成分を改善することができる。さらに、デジタルゲイン調整器３０６によって、増幅回路１０３の電源電圧である電圧Ｖ２が変化しても、低域濾波器１０４の出力電圧を常に一定の振幅に保つことができるとともに、各周波数に対してその出力電圧を平坦にすることができる。したがって、本実施の形態におけるデジタルアンプ３００は、電圧Ｖ２が安定化されていない自動車、または民生機器に搭載することができる。

以上、一つまたは複数の態様に係るデジタルアンプについて、各実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態に施したものや、異なる実施の形態における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本発明の範囲内に含まれてもよい。

本発明は、例えば民生用または自動車用などのアンプであって、デジタルオーディオ信号に応じた音声を出力するためのデジタルアンプなどに適用可能である。

１００，２００，３００デジタルアンプ
１０１加算器
１０２デジタルＰＷＭ発生器
１０３，１０５，３０１増幅回路
１０４，１０６，１０９，３０４低域濾波器
１０７，１１２，３０２減衰器
１０８，３０３誤差抽出器
１１０，３０５Ａ／Ｄコンバータ
１１１，３０６デジタルゲイン調整器
１１３，２０１電圧生成回路

Claims

デジタルオーディオ信号に応じたデジタルＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を、第１電圧を用いて生成するデジタルＰＷＭ発生器と、
前記第１電圧よりも絶対値が大きい第２電圧に応じて、前記デジタルＰＷＭ信号を増幅する第１増幅回路と、
前記第１増幅回路によって増幅された前記デジタルＰＷＭ信号から、低周波数成分をアナログの電圧信号として抽出し、負荷に出力する第１低周波濾波器と、
前記第２電圧よりも絶対値が小さい第３電圧に応じて、前記デジタルＰＷＭ信号を増幅する第２増幅回路と、
前記第２増幅回路によって増幅された前記デジタルＰＷＭ信号から、低周波数成分をアナログの電圧信号として抽出する第２低周波濾波器と、
前記第１低周波濾波器によって抽出された前記電圧信号を減衰させる減衰器と、
前記第２低周波濾波器によって抽出された前記電圧信号と、前記減衰器によって減衰された前記電圧信号とに基づく誤差信号を抽出する第１誤差抽出器と、
前記デジタルオーディオ信号に、帰還ゲインが調整されたデジタルの前記誤差信号を加算する加算器と、
前記第２電圧の電圧値に対して予め定められた比率の電圧値を有する前記第３電圧を、前記第２電圧を用いて生成し、前記第３電圧を少なくとも前記第２増幅回路に供給する電圧供給部と、
前記第１電圧を増幅する第３増幅回路と、
前記第２電圧を減衰させる第２減衰器と、
前記第３増幅回路によって増幅された前記第１電圧と、前記第２減衰器によって減衰された前記第２電圧との差分を差分信号として抽出する第２誤差抽出器と、
前記第２誤差抽出器によって抽出された前記差分信号に基づいて前記デジタルオーディオ信号の音量を増減するデジタルゲイン調整器と、
を備えるデジタルアンプ。
前記第２増幅回路の増幅率は、
前記第１増幅回路の増幅率と、前記減衰器の減衰率との積と等しい
請求項１に記載のデジタルアンプ。