JPH04172705A - パルス幅変調増幅器 - Google Patents
パルス幅変調増幅器Info
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- JPH04172705A JPH04172705A JP2300248A JP30024890A JPH04172705A JP H04172705 A JPH04172705 A JP H04172705A JP 2300248 A JP2300248 A JP 2300248A JP 30024890 A JP30024890 A JP 30024890A JP H04172705 A JPH04172705 A JP H04172705A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 18
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 10
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 17
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 101150079361 fet5 gene Proteins 0.000 description 7
- 101100119059 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) ERG25 gene Proteins 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
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- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野］
この発明はオーディオ再生装置等に用いられるパルス幅
変調（ＰＷＭ）増幅器に関し、特に大出力時の復調出力
の歪が低減されたパルス幅変調増幅器に関するものであ
る。
変調（ＰＷＭ）増幅器に関し、特に大出力時の復調出力
の歪が低減されたパルス幅変調増幅器に関するものであ
る。
第４図は例えば特開昭６０−８９１０９号公報に示され
た従来のパルス増変調増幅器の回路図である。なお、こ
の第４図は上記公報における従来例のものであるが、こ
の公報における実施例もこの従来回路を用いており、後
述する問題点を解決するものではないので、ここでは第
３図の従来例で説明する。第４図において、１は増幅す
べき音楽信号などの入力信号、２は入力信号１をパルス
幅変調するためのキャリア信号を発生するキャリア発生
回路、３は入力信号ｌと上記キャリア信号との電圧比較
を行う電圧比較器、４は電圧比較器３の出力により下記
パワースイッチング素子を０Ｎ１０ＦＦさせるスイッチ
駆動回路、５はパワースイッチング素子としてのＮチャ
ネルＭＯ３型ＦＥＴ、６はバワースイ・ノチング素子と
してのＰチャネルＭＯ５型Ｆ、ＥＴ、７は復調出力を得
るローパスフィルタ、８は復調出力を音声化するスピー
カである。
た従来のパルス増変調増幅器の回路図である。なお、こ
の第４図は上記公報における従来例のものであるが、こ
の公報における実施例もこの従来回路を用いており、後
述する問題点を解決するものではないので、ここでは第
３図の従来例で説明する。第４図において、１は増幅す
べき音楽信号などの入力信号、２は入力信号１をパルス
幅変調するためのキャリア信号を発生するキャリア発生
回路、３は入力信号ｌと上記キャリア信号との電圧比較
を行う電圧比較器、４は電圧比較器３の出力により下記
パワースイッチング素子を０Ｎ１０ＦＦさせるスイッチ
駆動回路、５はパワースイッチング素子としてのＮチャ
ネルＭＯ３型ＦＥＴ、６はバワースイ・ノチング素子と
してのＰチャネルＭＯ５型Ｆ、ＥＴ、７は復調出力を得
るローパスフィルタ、８は復調出力を音声化するスピー
カである。
次にこの従来例の動作について説明する。第５図に示す
ように入力信号ｅ、（１）とキャリア発生回路２からの
キャリア信号ｅｅとを電圧比較器３で比較して、その電
圧比較器３の出力に入力信号ｅ、のレベルに比例したＰ
ＷＭ信号ｅｓを得て、このＰＷＭ信号でスイッチ駆動回
路４を駆動させる。スイッチ駆動回路４はＦＥＴ５，６
を０Ｎ１０ＦＦＬ、ＦＥＴ５，６の接続点からは電力変
換されたＰＷＭ信号ｅ、゛を得る。このＰＷＭ信号ｅｓ
”Ｅローパスフィルタフに通すことにより。
ように入力信号ｅ、（１）とキャリア発生回路２からの
キャリア信号ｅｅとを電圧比較器３で比較して、その電
圧比較器３の出力に入力信号ｅ、のレベルに比例したＰ
ＷＭ信号ｅｓを得て、このＰＷＭ信号でスイッチ駆動回
路４を駆動させる。スイッチ駆動回路４はＦＥＴ５，６
を０Ｎ１０ＦＦＬ、ＦＥＴ５，６の接続点からは電力変
換されたＰＷＭ信号ｅ、゛を得る。このＰＷＭ信号ｅｓ
”Ｅローパスフィルタフに通すことにより。
キャリア信号ｅｃが取り除かれた入力信号ｅ、とばば同
等な復調出力ｅ０を得る。
等な復調出力ｅ０を得る。
従来のパルス幅変調増幅器は以上のように構成されてい
るので１例えば平均出力電圧が小さくても瞬時電圧が大
きい鐘やドラムの音や爆破音などが含まれる音楽信号（
入力信号ｅ、）の振幅は、キャリア信号ｅｃの振幅より
大きくなることがあり、次のような問題点があった。即
ち、第６図に示すように入力信号ｅ、の方がキャリア信
号ｅＣ周期と同じ幅で一定値になり、ＰＷＭ信号の振幅
は入力信号ｅ、の振幅がキャリア信号ｅｃの振幅より小
さい場合と同様にハイレベルあるいはローレベルになり
、このため復調出力ｅ０は電源電圧でクリップされてし
まうという問題点があった。
るので１例えば平均出力電圧が小さくても瞬時電圧が大
きい鐘やドラムの音や爆破音などが含まれる音楽信号（
入力信号ｅ、）の振幅は、キャリア信号ｅｃの振幅より
大きくなることがあり、次のような問題点があった。即
ち、第６図に示すように入力信号ｅ、の方がキャリア信
号ｅＣ周期と同じ幅で一定値になり、ＰＷＭ信号の振幅
は入力信号ｅ、の振幅がキャリア信号ｅｃの振幅より小
さい場合と同様にハイレベルあるいはローレベルになり
、このため復調出力ｅ０は電源電圧でクリップされてし
まうという問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、電源電圧と電圧利得を入力信号レベルに応じ
て切り換えることで、瞬時電圧が大きい音楽信号などに
対してもクリップされることなく復調でき、更に電源電
圧と電圧利得の切換え時のスイッチングノイズを低減で
きるパルス幅変調増幅器を提供することを目的とする。
たもので、電源電圧と電圧利得を入力信号レベルに応じ
て切り換えることで、瞬時電圧が大きい音楽信号などに
対してもクリップされることなく復調でき、更に電源電
圧と電圧利得の切換え時のスイッチングノイズを低減で
きるパルス幅変調増幅器を提供することを目的とする。
この発明に係るパルス幅変調増幅器は、増幅すべき入力
信号をパルス幅変調する変調回路１６と、この変調回路
１６でパルス幅変調された変調信号から復調出力を得る
復調回路（ローパスフィルタ７）と、上記入力信号の瞬
時値又は上記復調回路（ローパスフィルタ７）の出力信
号の瞬時値を検出するレベル検出回路１８と、上記入力
信号をパルス幅変調するためのキャリア信号の瞬時値が
該キャリア信号のピーク電圧付近の時上記レベル検出回
路１８の出力信号に応じた出力電圧に更新する制御信号
発生回路５０と、上記変調回路１６の前段に設けられた
上記制御信号発生回路１８の出力レベルに応じて利得が
変わる前置増幅回路１５と、上記制御信号発生回路５０
の出力レベルに応じて上記変調回路１６の出力段素子（
ＦＥＴ５゜６）への電源電圧を変える電源電圧可変回路
１７とを備えたものである。
信号をパルス幅変調する変調回路１６と、この変調回路
１６でパルス幅変調された変調信号から復調出力を得る
復調回路（ローパスフィルタ７）と、上記入力信号の瞬
時値又は上記復調回路（ローパスフィルタ７）の出力信
号の瞬時値を検出するレベル検出回路１８と、上記入力
信号をパルス幅変調するためのキャリア信号の瞬時値が
該キャリア信号のピーク電圧付近の時上記レベル検出回
路１８の出力信号に応じた出力電圧に更新する制御信号
発生回路５０と、上記変調回路１６の前段に設けられた
上記制御信号発生回路１８の出力レベルに応じて利得が
変わる前置増幅回路１５と、上記制御信号発生回路５０
の出力レベルに応じて上記変調回路１６の出力段素子（
ＦＥＴ５゜６）への電源電圧を変える電源電圧可変回路
１７とを備えたものである。
変調回路１６は増幅すべき入力信号をパルス幅変調する
。復調回路（ローパスフィルタ７）は変調回路１６でパ
ルス幅変調された変調信号から復調出力を得る。レベル
検出回路１８は上記入力信号の瞬時値あるいは上記復調
回路の出力信号の瞬時値を検出する。制御信号発生回路
５０は、キャリア信号の瞬時値を検出し、キャリア信号
の瞬時値がキャリア信号のピーク値の時、レベル検出回
路１８の出力に応じた出力電圧に更新する。前置増幅回
路１５は制御信号発生回路５０の出力レベルに応じて利
得が変わる。電源電圧可変回路１７電圧を変える。
。復調回路（ローパスフィルタ７）は変調回路１６でパ
ルス幅変調された変調信号から復調出力を得る。レベル
検出回路１８は上記入力信号の瞬時値あるいは上記復調
回路の出力信号の瞬時値を検出する。制御信号発生回路
５０は、キャリア信号の瞬時値を検出し、キャリア信号
の瞬時値がキャリア信号のピーク値の時、レベル検出回
路１８の出力に応じた出力電圧に更新する。前置増幅回
路１５は制御信号発生回路５０の出力レベルに応じて利
得が変わる。電源電圧可変回路１７電圧を変える。
第１図はこの発明の一実施例によるパルス幅変調増幅器
の回路図である。第１図において、変調回路Ｉ６は増幅
すべき入力信号（音楽信号）ｌをパルス幅変調するもの
で、前述したようにキャリア発生回路２、電圧比較器３
、スイッチ駆動回路４、及びＦＥＴ５，６を備えている
。ローパスフィルタ７は変調回路１６でパルス幅変調さ
れた変調信号から復調出力を得る復調回路である。スピ
−力８は上記復調出力を音声化するものである。
の回路図である。第１図において、変調回路Ｉ６は増幅
すべき入力信号（音楽信号）ｌをパルス幅変調するもの
で、前述したようにキャリア発生回路２、電圧比較器３
、スイッチ駆動回路４、及びＦＥＴ５，６を備えている
。ローパスフィルタ７は変調回路１６でパルス幅変調さ
れた変調信号から復調出力を得る復調回路である。スピ
−力８は上記復調出力を音声化するものである。
電圧レベル検出回路１８は上記入力信号１の瞬時電圧値
を検出するもので、整流用ダイオード１８２〜１８ｄ、
抵抗２０ ａ 〜２０ ｄ、差動増幅器２０．２１、及
び直流電圧源１９を備えている。
を検出するもので、整流用ダイオード１８２〜１８ｄ、
抵抗２０ ａ 〜２０ ｄ、差動増幅器２０．２１、及
び直流電圧源１９を備えている。
制御信号発生回路５０は、キャリア発生回路２の瞬時出
力電圧を検出し、ピーク電圧付近の時、上記電圧レベル
検出回路１８の出力電圧と同じ出力レベルに更新するも
ので、抵抗５０ａ、５０ｂ。
力電圧を検出し、ピーク電圧付近の時、上記電圧レベル
検出回路１８の出力電圧と同じ出力レベルに更新するも
ので、抵抗５０ａ、５０ｂ。
５２ａ 〜５２ｄ、差動増幅器５０ｆ、５２ｅ、ダイオ
ード５０ｃ、コンデンサ５０ｄ、およびスイッチング用
ＦＥＴ５１を備えている。
ード５０ｃ、コンデンサ５０ｄ、およびスイッチング用
ＦＥＴ５１を備えている。
前置増幅回路１５は変調回路１６の前段に設けられ制御
信号発生回路５０の出力レベルに応じて利得が変わるも
ので、抵抗１０〜１３、差動増幅器９、及びＮチャネル
ＭＯＳ型ＦＥＴ１４を備えている。この前置増幅回路１
５はこの実施例の場合２つの電圧利得をとる。抵抗１１
は入力信号１に接続されている。Ｒ，は抵抗１２の抵抗
値、（ｎ １）Ｒ＋は抵抗１１の抵抗値、Ｒ２は抵抗
１３の抵抗値、Ｒ３は抵抗１０の抵抗値を示す。
信号発生回路５０の出力レベルに応じて利得が変わるも
ので、抵抗１０〜１３、差動増幅器９、及びＮチャネル
ＭＯＳ型ＦＥＴ１４を備えている。この前置増幅回路１
５はこの実施例の場合２つの電圧利得をとる。抵抗１１
は入力信号１に接続されている。Ｒ，は抵抗１２の抵抗
値、（ｎ １）Ｒ＋は抵抗１１の抵抗値、Ｒ２は抵抗
１３の抵抗値、Ｒ３は抵抗１０の抵抗値を示す。
電源電圧可変回路１７は制御信号発生回路５０の出力レ
ベルに応じて変調回路１６の出力段素子であるＦＥＴ５
．６への電源電圧を変えるものである。電源電圧可変回
路Ｉ７において、Ｖ ｃｃは電源電圧であり、ｎ＝２の
場合の詳細な回路図を第２図に示す。第２図において、
２２は制御信号発生回路５０の差動増幅器５２ｅの出力
端子に接続される制御信号入力端子、３８は入力端子２
２に接続されるＮチャネルＭＯＳｆｌ、Ｆ ＥＴ、２３
．２４は抵抗、２５はＰチャネルＭＯＳ形ＦＥＴ２７と
ＮチャネルＭＯ３形ＦＥ７２８を駆動させる駆動回路、
２６はＰチャネルＭＯ５型ＦＥＴ２９とＮチャネルＭＯ
Ｓ型ＦＥＴ３０を駆動させる駆動回路、３９．４０はダ
イオード、３１．３２は直流電源、３３．３４はコンデ
ンサ、３５は変調回路１６のＦＥＴ５に接続される出力
端子、３６は変調回路１６のＦＥＴ６に接続される出力
端子である。
ベルに応じて変調回路１６の出力段素子であるＦＥＴ５
．６への電源電圧を変えるものである。電源電圧可変回
路Ｉ７において、Ｖ ｃｃは電源電圧であり、ｎ＝２の
場合の詳細な回路図を第２図に示す。第２図において、
２２は制御信号発生回路５０の差動増幅器５２ｅの出力
端子に接続される制御信号入力端子、３８は入力端子２
２に接続されるＮチャネルＭＯＳｆｌ、Ｆ ＥＴ、２３
．２４は抵抗、２５はＰチャネルＭＯＳ形ＦＥＴ２７と
ＮチャネルＭＯ３形ＦＥ７２８を駆動させる駆動回路、
２６はＰチャネルＭＯ５型ＦＥＴ２９とＮチャネルＭＯ
Ｓ型ＦＥＴ３０を駆動させる駆動回路、３９．４０はダ
イオード、３１．３２は直流電源、３３．３４はコンデ
ンサ、３５は変調回路１６のＦＥＴ５に接続される出力
端子、３６は変調回路１６のＦＥＴ６に接続される出力
端子である。
次にこの実施例の動作について説明する。前置増幅回路
１５は、例えば２つの電圧利得Ａ１とＡ２を切り換えて
用い、ＡＩ ＞ＡＸの関係がある。電圧利得Ａ、とＡ２
の切り換えは、入力信号としての音楽信号ｅｉ、キャリ
ア信号の振幅をＥＣとしたときｅ１×ＡｌくＥｃのとき
電圧利得Ａ、に切り換え、ｅ； ｘＡ、 ≧Ｅｃのとき
電圧利得Ａ２に切り換る。ここで、変調回路１６に入力
される音楽信号ｅｉがキャリア信号の振幅ＥＣより大き
くならないように電圧利得Ａ２を決めるとＰＷＭ信号の
パルス幅は常に音楽信号ｅ、に比例する。
１５は、例えば２つの電圧利得Ａ１とＡ２を切り換えて
用い、ＡＩ ＞ＡＸの関係がある。電圧利得Ａ、とＡ２
の切り換えは、入力信号としての音楽信号ｅｉ、キャリ
ア信号の振幅をＥＣとしたときｅ１×ＡｌくＥｃのとき
電圧利得Ａ、に切り換え、ｅ； ｘＡ、 ≧Ｅｃのとき
電圧利得Ａ２に切り換る。ここで、変調回路１６に入力
される音楽信号ｅｉがキャリア信号の振幅ＥＣより大き
くならないように電圧利得Ａ２を決めるとＰＷＭ信号の
パルス幅は常に音楽信号ｅ、に比例する。
ここで、ＰＷＭ（パルス幅変調）増幅器の電圧利得につ
いて考える。ＰＷＭ増幅器出力段スイッチ素子（変調回
路１６のＦＥＴ５，６）のＰＷＭ信号の振幅をＲ８゛
とすればＰＷＭ増幅器の電圧利得は第（１１式で示せる
。
いて考える。ＰＷＭ増幅器出力段スイッチ素子（変調回
路１６のＦＥＴ５，６）のＰＷＭ信号の振幅をＲ８゛
とすればＰＷＭ増幅器の電圧利得は第（１１式で示せる
。
Ｅに
のＰＷＭ増幅器をオーディオ用アンプとして用いる場合
、Ｇ１−Ｇ２でなければならないやしがし、Ａ、≠Ａ２
かつＲ８゛が一定のため、Ｇ１≠Ｇ２である。そこで、
Ｇ １． ＝ ０２になるようにＥＣを切り換える。出
力段のＰＷＭ信号は電源電圧まで振れるので電源電圧が
Ｒ３”になる、前置増幅回路１５の電圧利得がＡＩのと
きの電源電圧をＶＣＣＩ＋前置増幅回路１５の電圧利得
がＡ２のときの電源電圧をＶ ｃｃｔとすればＧ１−０
２と置くことにより、次の第（２）式の関係を満足させ
ればよいことがわかる。
、Ｇ１−Ｇ２でなければならないやしがし、Ａ、≠Ａ２
かつＲ８゛が一定のため、Ｇ１≠Ｇ２である。そこで、
Ｇ １． ＝ ０２になるようにＥＣを切り換える。出
力段のＰＷＭ信号は電源電圧まで振れるので電源電圧が
Ｒ３”になる、前置増幅回路１５の電圧利得がＡＩのと
きの電源電圧をＶＣＣＩ＋前置増幅回路１５の電圧利得
がＡ２のときの電源電圧をＶ ｃｃｔとすればＧ１−０
２と置くことにより、次の第（２）式の関係を満足させ
ればよいことがわかる。
／’ｚ Ｘ Ｖｃｃｌ ＝ ＡＨＸ Ｖｃｃｚ
・・・（２）以上のようにＡｌ ｘｅｌ 〉ＥＣ
のときＡｚＸｅｚくＥｅを満すＡ、に切り換え、第（２
）式を満す電源電圧Ｖ ｅｃｔに切り変えることにより
、クリップによる復調出力の歪をなくすることができる
。
・・・（２）以上のようにＡｌ ｘｅｌ 〉ＥＣ
のときＡｚＸｅｚくＥｅを満すＡ、に切り換え、第（２
）式を満す電源電圧Ｖ ｅｃｔに切り変えることにより
、クリップによる復調出力の歪をなくすることができる
。
次に、電源電圧可変回路１７の出力電圧と前置増幅回路
１５の電圧利得を切り換えるタイミングを説明する。
１５の電圧利得を切り換えるタイミングを説明する。
第３図（ａ）はキャリア発生回路２と前置増幅器１５の
電圧利得がＡ１とＡｔのときの電圧比較器３の入力端子
である。第３図（８１に基づいて電源電圧可変回路１７
の出力電圧がＶ ＣＣＩのときのＦＥＴ５とＦＥＴ６の
接続点のＰＷＭ波形を第３図（ｂｌに示す。ｅ、が直流
電圧だとすれば、第３図山）のＰＷＭ波がローパスフィ
ルタ７を通過したときの電圧は、第３図（′ｂ）のＰＷ
Ｍ波の周期Ｔ内での電圧が正のときのプラスの斜線の部
分の面積と電圧が負の時の斜線の部分のマイナスの面積
の和で決まる。第３図（ｂｌの場合について斜線部分の
面積を計算すると（ｅ ｉ ／ Ｅｃ ） ×Ａ＋
×Ｖｃｃ＋で示せる。
電圧利得がＡ１とＡｔのときの電圧比較器３の入力端子
である。第３図（８１に基づいて電源電圧可変回路１７
の出力電圧がＶ ＣＣＩのときのＦＥＴ５とＦＥＴ６の
接続点のＰＷＭ波形を第３図（ｂｌに示す。ｅ、が直流
電圧だとすれば、第３図山）のＰＷＭ波がローパスフィ
ルタ７を通過したときの電圧は、第３図（′ｂ）のＰＷ
Ｍ波の周期Ｔ内での電圧が正のときのプラスの斜線の部
分の面積と電圧が負の時の斜線の部分のマイナスの面積
の和で決まる。第３図（ｂｌの場合について斜線部分の
面積を計算すると（ｅ ｉ ／ Ｅｃ ） ×Ａ＋
×Ｖｃｃ＋で示せる。
一方、電源電圧可変回路１７の出力電圧がＶ ｃｃＺで
前置増幅器１５の電圧利得がＡ２のときのＦＥＴ５とＦ
ＥＴ６の接続点のＰＷＭ波形を第３図（Ｃ１に示し、こ
の面積の和を計算すると、（ｅ＝とがわかる。
前置増幅器１５の電圧利得がＡ２のときのＦＥＴ５とＦ
ＥＴ６の接続点のＰＷＭ波形を第３図（Ｃ１に示し、こ
の面積の和を計算すると、（ｅ＝とがわかる。
ここで第３図（′ｂ）から第３図（Ｃ１のＰＷＭ波に切
り換る場合を第３図（ｄｌと（ｅ）に示しており実線が
ＦＥＴ５とＦＥＴ６の接続点の電圧波形を示している。
り換る場合を第３図（ｄｌと（ｅ）に示しており実線が
ＦＥＴ５とＦＥＴ６の接続点の電圧波形を示している。
第３図（ｄｌは時刻ｔ１で切り換った場合を示している
。これは第３図（ｂｌと比べると斜線の部分だけ面積が
大きいことがわかる。つまり時刻ｔ１で切り換えると斜
線の部分の面積だけのノイズが出る。
。これは第３図（ｂｌと比べると斜線の部分だけ面積が
大きいことがわかる。つまり時刻ｔ１で切り換えると斜
線の部分の面積だけのノイズが出る。
第３図ｔａ＋はｔ２＝Ｖ２’ｒで切り換った場合である
。
。
この場合は、第３図（ｂｌと（Ｃ１の面積と（ｄｌの面
積は等しい。これについて説明する。第３図（ｂｌと（
Ｃ１は、ｔ、＝％Ｔの右側と左側の波形が線対称であり
右側と左側が同し面積である。第３図ｔｅｌにおいては
、ｔ２＝ＩＡＴより左側は第３図（ｂｌで右側は第３図
（ｃ＋と右側と同し波形をしている。ここで第３図（ｂ
ｌの左側と第３図（Ｃ）の右側の面積は等しいので、第
３図（８１の面積は（ｂｌと（Ｃ）に等しくなる。よっ
て、ｔ２＝ｚＴで第３図（ｂ）と第３図（Ｃ）の波形を
切り換えると、ＦＥＴ５とＦＥＴ６の接点で、スイッチ
ングノイズは発生しない。
積は等しい。これについて説明する。第３図（ｂｌと（
Ｃ１は、ｔ、＝％Ｔの右側と左側の波形が線対称であり
右側と左側が同し面積である。第３図ｔｅｌにおいては
、ｔ２＝ＩＡＴより左側は第３図（ｂｌで右側は第３図
（ｃ＋と右側と同し波形をしている。ここで第３図（ｂ
ｌの左側と第３図（Ｃ）の右側の面積は等しいので、第
３図（８１の面積は（ｂｌと（Ｃ）に等しくなる。よっ
て、ｔ２＝ｚＴで第３図（ｂ）と第３図（Ｃ）の波形を
切り換えると、ＦＥＴ５とＦＥＴ６の接点で、スイッチ
ングノイズは発生しない。
更にこのような動作について詳しく説明する。
入力信号（音楽信号）■の電圧レベルが所定レベルより
小さいとき、電圧レベル検出回路１８内の差動増幅器２
０の出力電圧の大きさは直流電源１９の電圧Ｖ、よりも
小さい。よって、差動増幅器２１の出力電圧はローレベ
ルである。
小さいとき、電圧レベル検出回路１８内の差動増幅器２
０の出力電圧の大きさは直流電源１９の電圧Ｖ、よりも
小さい。よって、差動増幅器２１の出力電圧はローレベ
ルである。
次に入力信号（音楽信号）１の電圧レベルが大きくなる
と差動増幅器２０の出力電圧が大きくなり、ついにはキ
ャリア信号の振幅よりも大きくなる。Ｖ、＝ＥＣに設定
すれば、このとき差動増幅Ｆｉ２１の出力電圧はハイレ
ベルになる。
と差動増幅器２０の出力電圧が大きくなり、ついにはキ
ャリア信号の振幅よりも大きくなる。Ｖ、＝ＥＣに設定
すれば、このとき差動増幅Ｆｉ２１の出力電圧はハイレ
ベルになる。
次に制御信号発生回路５０の動作について説明をする。
キャリア発生回路２の出力信号電圧を抵抗５０ａと抵抗
５０ｂで分圧する。この分圧された電圧がコンデンサ５
０ｄの電圧より大きい時ダイオード５０ｃを通してコン
デンサ５０ｄが充電される。
５０ｂで分圧する。この分圧された電圧がコンデンサ５
０ｄの電圧より大きい時ダイオード５０ｃを通してコン
デンサ５０ｄが充電される。
つまりコンデンサ５０ｄの電圧は、抵抗５０ａと抵抗５
０ｂで分圧された電圧の最大値である。キャリア発生回
路２の出力電圧は、ピーク付近のときのみコンデンサ５
０ｄの電圧より大きくなり、差動増幅器５０ｆの出力電
圧はローレベルになる。
０ｂで分圧された電圧の最大値である。キャリア発生回
路２の出力電圧は、ピーク付近のときのみコンデンサ５
０ｄの電圧より大きくなり、差動増幅器５０ｆの出力電
圧はローレベルになる。
差動増幅器５０ｆの出力はＦＥＴ５１に接続されており
、ＦＥＴ５１はゲートがローレベルのとき、０ＰＥＮ状
態になる。このとき差動増幅器５２ｅのプラスの入力端
子電圧Ｖ。は 但しｖ０２１は差動増幅器２１の出力電圧、ｖ ｏｓｚ
は差動増幅器５２ｅの出力電圧である。
、ＦＥＴ５１はゲートがローレベルのとき、０ＰＥＮ状
態になる。このとき差動増幅器５２ｅのプラスの入力端
子電圧Ｖ。は 但しｖ０２１は差動増幅器２１の出力電圧、ｖ ｏｓｚ
は差動増幅器５２ｅの出力電圧である。
Ｒ＋ｏ＞＞Ｒ＋＋＞＞Ｒ＋ｚ、Ｒ＋ｚ＜＜Ｒ＋ｆｆとす
ればＲＩＯＲ＋！ ここでＶ （１２１とｖｏ、２の絶対値を等しくし、Ｒ
ＩＧ＜ＲＩ３とすれば、■、は■。２１ と同じ符号に
なり、差動増幅器５２ｅの出力電圧Ｖ０，２は差動増幅
器２１の出力電圧Ｖ０２．と同じ電圧レベルに更新され
る。またキャリア信号の瞬時値がピーク値付近でない時
コンデンサ５０ｄの電圧よりキャリア信号の瞬時値の方
が小さいので差動増幅器５０ｆの出力電圧はハイレベル
になり、ＦＥＴ５１は短絡状態になるので抵抗５２ｂは
アースに接続される。
ればＲＩＯＲ＋！ ここでＶ （１２１とｖｏ、２の絶対値を等しくし、Ｒ
ＩＧ＜ＲＩ３とすれば、■、は■。２１ と同じ符号に
なり、差動増幅器５２ｅの出力電圧Ｖ０，２は差動増幅
器２１の出力電圧Ｖ０２．と同じ電圧レベルに更新され
る。またキャリア信号の瞬時値がピーク値付近でない時
コンデンサ５０ｄの電圧よりキャリア信号の瞬時値の方
が小さいので差動増幅器５０ｆの出力電圧はハイレベル
になり、ＦＥＴ５１は短絡状態になるので抵抗５２ｂは
アースに接続される。
このため差動増幅器２１の出力は、差動増幅器５２ｅの
プラスの入力端子に入力されない。よってこのときの差
動増幅器５２ｅのプラスの入力端子Ｖ、は となる。
プラスの入力端子に入力されない。よってこのときの差
動増幅器５２ｅのプラスの入力端子Ｖ、は となる。
よってＶ。とＶｏ、２とは同じ符号なのでＶｏ、２は変
化しない。よって制御信号発生回路５０の出力電圧は、
キャリア信号の瞬時値がピーク値付近のとき、電圧検出
回路１８の出力電圧レベルに更新される。
化しない。よって制御信号発生回路５０の出力電圧は、
キャリア信号の瞬時値がピーク値付近のとき、電圧検出
回路１８の出力電圧レベルに更新される。
次に前置増幅回路１５の動作について説明する。
入力信号１のレベルが小さいとき差動増幅器５２ｅの出
力電圧がローレベルになり、これにより前置増幅回路１
５内のＮチャネルＭＯ３型ＦＥＴ１４のゲート電圧はロ
ーレベルとなり、スイッチとしてはＯＦＦ状態として働
く。よってこのとき前置増幅回路１５の電圧利得Ａ１は
次の第（６）式で示せる。
力電圧がローレベルになり、これにより前置増幅回路１
５内のＮチャネルＭＯ３型ＦＥＴ１４のゲート電圧はロ
ーレベルとなり、スイッチとしてはＯＦＦ状態として働
く。よってこのとき前置増幅回路１５の電圧利得Ａ１は
次の第（６）式で示せる。
ここでＲ２＞＞Ｒ，に選べば第（６）式は第（７）式で
近似できる。
近似できる。
また、差動増幅器５２ｅの出力がローレベルのとき電源
電圧可変回路１７は、±Ｖ ｃｃＯ値をとる。
電圧可変回路１７は、±Ｖ ｃｃＯ値をとる。
このときの第（２）式の左辺Ａ １ Ｘ Ｖ ｃ（１は
、第（７）式とＶｃｃｌ −２Ｖｃｃより となる。
、第（７）式とＶｃｃｌ −２Ｖｃｃより となる。
入力信号１が大きくなると差動増幅器５２ｅの出力はハ
イレベルになり、これによりＮチャネルＭＯ３型ＦＥＴ
１４のゲート電圧がハイレベルになり、スイッチとして
ＯＮ状態で働く。このため抵抗１２はアースに接続され
、入力信号（音楽信号）１はＲ１＜＜Ｒ２とすれば、抵
抗１１と抵抗１２により分圧されて抵抗１３に入力され
る。このため前置増幅回路１５の電圧利得Ａ２は第（９
）式％式％（９） また、差動増幅器５２ｅの出力電圧がハイレベルになる
と、前置増幅回路１５の電圧利得がＡ１からＡ２に変わ
ると同時に、電源電圧可変回路１７のスイッチが切換り
ＦＥＴ５と６に接続された直流電圧源が±ｎ Ｖ （（
の値をとるのでＶ ｃｃＺ ＝ ２ ｎＶ ｃｃである
。このとき第（２）式の右辺Ａ ２ Ｘ Ｖ （（２は
、Ｖ ｃｃ２ ＝２ ｎ Ｖ ｃｃと第（９）式より第
αω式で示せる。
イレベルになり、これによりＮチャネルＭＯ３型ＦＥＴ
１４のゲート電圧がハイレベルになり、スイッチとして
ＯＮ状態で働く。このため抵抗１２はアースに接続され
、入力信号（音楽信号）１はＲ１＜＜Ｒ２とすれば、抵
抗１１と抵抗１２により分圧されて抵抗１３に入力され
る。このため前置増幅回路１５の電圧利得Ａ２は第（９
）式％式％（９） また、差動増幅器５２ｅの出力電圧がハイレベルになる
と、前置増幅回路１５の電圧利得がＡ１からＡ２に変わ
ると同時に、電源電圧可変回路１７のスイッチが切換り
ＦＥＴ５と６に接続された直流電圧源が±ｎ Ｖ （（
の値をとるのでＶ ｃｃＺ ＝ ２ ｎＶ ｃｃである
。このとき第（２）式の右辺Ａ ２ Ｘ Ｖ （（２は
、Ｖ ｃｃ２ ＝２ ｎ Ｖ ｃｃと第（９）式より第
αω式で示せる。
よって第（８）式と第０ω式から第１図の回路は、第（
２）式を満足している。
２）式を満足している。
次に第１図の電源電圧可変回路１７でｎ＝２の場合につ
いて説明する。第１図の差動増幅器５２ｅの出力は第２
図の制御信号入力端子２２に入力されている。制御信号
入力端子２２にローレベルの電圧が入っていると、Ｎチ
ャネルＭＯ５型ＦＥ７３８はＯＦＦ状態になるので抵抗
２３と２４で電圧降下が生じない。ここで、駆動回路２
５と２６は、例えば非反転増幅器を用いるとする。駆動
回路２５の入力はハイレベルなので、出力はハイレベル
となり、ＰチャネルＭＯＳ型Ｆ ＥＴ ２７はＯＦＦ状
Ｈに、ＮチャネルＭＯ８型ＦＥＴ２８はＯＮ状態になり
、コンデンサ３３はマイナス端子がアース電位になる。
いて説明する。第１図の差動増幅器５２ｅの出力は第２
図の制御信号入力端子２２に入力されている。制御信号
入力端子２２にローレベルの電圧が入っていると、Ｎチ
ャネルＭＯ５型ＦＥ７３８はＯＦＦ状態になるので抵抗
２３と２４で電圧降下が生じない。ここで、駆動回路２
５と２６は、例えば非反転増幅器を用いるとする。駆動
回路２５の入力はハイレベルなので、出力はハイレベル
となり、ＰチャネルＭＯＳ型Ｆ ＥＴ ２７はＯＦＦ状
Ｈに、ＮチャネルＭＯ８型ＦＥＴ２８はＯＮ状態になり
、コンデンサ３３はマイナス端子がアース電位になる。
このときコンデンサ３３は、直流電源３１によりダイオ
ード３９を通してほぼ電圧Ｖ ｅＣに充電される。この
とき出力端子３５の電圧はＶ ｃｃになる。また駆動回
路２６の入力はローレベルになるので、出力電圧はロー
レベルになりＰチャネルＭＯ３型ＦＥＴ２９はＯＮ状態
に、ＮチャネルＭＯ３型ＦＥＴ３０はＯＦＦ状態になり
、コンデンサ３４はプラス端子がやはりアース電位にな
る。このときコンデンサ３４は直流電源３２によりダイ
オード４０を通してほぼ電圧Ｖ ｃｃに充電される。こ
のとき出力端子３６の電圧は−Ｖ ｃｃになる。
ード３９を通してほぼ電圧Ｖ ｅＣに充電される。この
とき出力端子３５の電圧はＶ ｃｃになる。また駆動回
路２６の入力はローレベルになるので、出力電圧はロー
レベルになりＰチャネルＭＯ３型ＦＥＴ２９はＯＮ状態
に、ＮチャネルＭＯ３型ＦＥＴ３０はＯＦＦ状態になり
、コンデンサ３４はプラス端子がやはりアース電位にな
る。このときコンデンサ３４は直流電源３２によりダイ
オード４０を通してほぼ電圧Ｖ ｃｃに充電される。こ
のとき出力端子３６の電圧は−Ｖ ｃｃになる。
次に制御信号入力端子２２にハイレベル信号が入るとＮ
チャネルＭＯ３型ＦＥ７３８はＯＮ状態になり、抵抗２
３と２４はアース電位になる。駆動回路２５にはローレ
ベルの信号に入力されるので出力はローレベルになり、
ＰチャネルＭＯ５型ＦＥＴ２７はＯＮ状態に、Ｎチャネ
ルＭＯ３型ＦＥＴ２８はＯＦＦ状態になるため、コンデ
ンサ３３の一側が直流電源３１の＋側に接続される。
チャネルＭＯ３型ＦＥ７３８はＯＮ状態になり、抵抗２
３と２４はアース電位になる。駆動回路２５にはローレ
ベルの信号に入力されるので出力はローレベルになり、
ＰチャネルＭＯ５型ＦＥＴ２７はＯＮ状態に、Ｎチャネ
ルＭＯ３型ＦＥＴ２８はＯＦＦ状態になるため、コンデ
ンサ３３の一側が直流電源３１の＋側に接続される。
このときコンデンサ３３は電圧Ｖ ｃｃの直流電源と考
えられるので電圧ｙ ｃｃの直流電源が２つ直列に接続
されたのと同じであるから、出力端子３５には２■ｏの
電圧が生じる。このときダイオード３９は逆バイアスに
なっているので、コンデンサ３３は直流電源３１に電流
を流し込まない。
えられるので電圧ｙ ｃｃの直流電源が２つ直列に接続
されたのと同じであるから、出力端子３５には２■ｏの
電圧が生じる。このときダイオード３９は逆バイアスに
なっているので、コンデンサ３３は直流電源３１に電流
を流し込まない。
また駆動回路２６の入力がハイレベルなので出力はハイ
レベルであり、ＰチャネルＭＯ３型ＦＥ７２９はＯＦＦ
状態に、ＮチャネルＭＯ３型ＦＥＴ３０はｏＮａ’ｇに
なるので、コンデンサ３４の＋側は直流電源３２の一側
に接続される。コンデンサ３４を電圧Ｖ ｃｃの直流電
源と考えられるので、Ｖ ｃ ｃの電圧源が２つ直列に
接続されたので同じであるから、出力端子３６には一２
Ｖｃｃの電圧が生じる。このときダイオード４０は逆バ
イアスなので、コンデンサ３４は直流電源３２に電流を
流し込まない。このような動作により得られた出力端子
３５．３６の電圧は、変調回路１６のＦＥＴ５゜６に与
えられ、ＦＥＴ５．６の電源電圧として作用する。
レベルであり、ＰチャネルＭＯ３型ＦＥ７２９はＯＦＦ
状態に、ＮチャネルＭＯ３型ＦＥＴ３０はｏＮａ’ｇに
なるので、コンデンサ３４の＋側は直流電源３２の一側
に接続される。コンデンサ３４を電圧Ｖ ｃｃの直流電
源と考えられるので、Ｖ ｃ ｃの電圧源が２つ直列に
接続されたので同じであるから、出力端子３６には一２
Ｖｃｃの電圧が生じる。このときダイオード４０は逆バ
イアスなので、コンデンサ３４は直流電源３２に電流を
流し込まない。このような動作により得られた出力端子
３５．３６の電圧は、変調回路１６のＦＥＴ５゜６に与
えられ、ＦＥＴ５．６の電源電圧として作用する。
以上説明したように、この実施例のパルス幅変調増幅器
は、入力信号ｌの瞬時電圧値を電圧レベル検出回路１８
で検出し、入力信号１の瞬時電圧値が電源電圧の大きさ
になると、前置増幅回路１５の電圧利得を小さくすると
同時に、変調回路１６のＦＥＴ５．６に接続された電源
電圧を昇圧して電源電圧以上の電源電圧を出せるように
し、また入力信号１の瞬時電圧値が昇圧する前の電源電
圧の大きさよりも小さくなると、前置増幅回路１５の電
圧利得と電源電圧を元に戻すように動作する。なお、上
記実施例では電圧レベル検出回路１８の入力を入力信号
（音楽信号）１に接続したがローバルフィルタフの出力
端子、即ちパルス幅変調増幅器の出力端子に接続しても
よい。このとき、電圧レベル検出回路１８内の直流電源
１９はｖＳ＝■ｃｃに設定する。
は、入力信号ｌの瞬時電圧値を電圧レベル検出回路１８
で検出し、入力信号１の瞬時電圧値が電源電圧の大きさ
になると、前置増幅回路１５の電圧利得を小さくすると
同時に、変調回路１６のＦＥＴ５．６に接続された電源
電圧を昇圧して電源電圧以上の電源電圧を出せるように
し、また入力信号１の瞬時電圧値が昇圧する前の電源電
圧の大きさよりも小さくなると、前置増幅回路１５の電
圧利得と電源電圧を元に戻すように動作する。なお、上
記実施例では電圧レベル検出回路１８の入力を入力信号
（音楽信号）１に接続したがローバルフィルタフの出力
端子、即ちパルス幅変調増幅器の出力端子に接続しても
よい。このとき、電圧レベル検出回路１８内の直流電源
１９はｖＳ＝■ｃｃに設定する。
以上のように本発明によれば、入力信号の瞬時値あるい
は復調回路の出力信号の瞬時値を検出するレベル検出回
路と、キャリア信号の瞬時値がピーク付近で上記レベル
検出器の出力に応じた出力電圧に更新する制御電圧発生
回路と、上記制御電圧発生回路の出力レベルに応じて利
得が変わる前置増幅回路と、上記制御信号発生回路の出
力レベルに応じて変調回路の出力段素子への電源電圧を
変える電源電圧可変回路とを設けて構成したので、電源
電圧と電圧利得を入力信号レベルに応じて切り換えるこ
とができ、これにより瞬時電圧の大きい音楽信号などに
対してもクリップされることなく復調でき、更に電源電
圧と電圧利得の切換え時のスイッチングノイズを低減で
きる。したがって、本発明によれば、復調出力の歪率が
少なくなり、精度の高い音声などを出力できるという効
果が得られる。
は復調回路の出力信号の瞬時値を検出するレベル検出回
路と、キャリア信号の瞬時値がピーク付近で上記レベル
検出器の出力に応じた出力電圧に更新する制御電圧発生
回路と、上記制御電圧発生回路の出力レベルに応じて利
得が変わる前置増幅回路と、上記制御信号発生回路の出
力レベルに応じて変調回路の出力段素子への電源電圧を
変える電源電圧可変回路とを設けて構成したので、電源
電圧と電圧利得を入力信号レベルに応じて切り換えるこ
とができ、これにより瞬時電圧の大きい音楽信号などに
対してもクリップされることなく復調でき、更に電源電
圧と電圧利得の切換え時のスイッチングノイズを低減で
きる。したがって、本発明によれば、復調出力の歪率が
少なくなり、精度の高い音声などを出力できるという効
果が得られる。
第１図はこの発明の一実施例によるパルス幅変調回路出
力段素子のスイッチングノイズの発生を説明するための
信号波形図、第４図は従来のパルス幅変調増幅器の回路
図、第５図（ａｌ〜（Ｃ）は第４図の回路の動作を説明
するための信号波形図、第６図（ａ）〜（Ｃ）は第４図
の回路でクリップを生じる場合の動作を説明するための
信号波形図である。 １・・・・・・入力信号、５，６・・・・・・ＦＥＴ（
出力段素子）、７・・・・・・ローパスフィルタ（１１
回１）、１５・・・・・・前置増幅回路、１６・・・・
・・変調回路、１７・・・・・・電源電圧可変回路、１
８・・・・・・電圧レベル検出回路、５０・・・・・・
制御信号発生回路。 代理人 弁理士 宮園 純− 第２図 第３図 時間 第４図 ン 第５１図
力段素子のスイッチングノイズの発生を説明するための
信号波形図、第４図は従来のパルス幅変調増幅器の回路
図、第５図（ａｌ〜（Ｃ）は第４図の回路の動作を説明
するための信号波形図、第６図（ａ）〜（Ｃ）は第４図
の回路でクリップを生じる場合の動作を説明するための
信号波形図である。 １・・・・・・入力信号、５，６・・・・・・ＦＥＴ（
出力段素子）、７・・・・・・ローパスフィルタ（１１
回１）、１５・・・・・・前置増幅回路、１６・・・・
・・変調回路、１７・・・・・・電源電圧可変回路、１
８・・・・・・電圧レベル検出回路、５０・・・・・・
制御信号発生回路。 代理人 弁理士 宮園 純− 第２図 第３図 時間 第４図 ン 第５１図
Claims (1)
- 増幅すべき入力信号をパルス幅変調する変調回路と、こ
の変調回路でパルス幅変調された変調信号から復調出力
を得る復調回路とを備えたパルス幅変調増幅器において
、上記入力信号の瞬時値又は上記復調回路の出力信号の
瞬時値を検出するレベル検出回路と、上記入力信号をパ
ルス幅変調するためのキャリア信号の瞬時値が該キャリ
ア信号のピーク電圧付近の時に上記レベル検出回路の出
力信号に応じた出力電圧に更新する制御信号発生回路と
、上記変調回路の前段に設けられ上記制御信号発生回路
の出力レベルに応じて利得が変わる前置増幅回路と、上
記制御信号発生回路の出力レベルに応じて上記変調回路
の出力段素子への電源電圧を変える電源電圧可変回路と
を設けたことを特徴とするパルス幅変調増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02300248A JP3130919B2 (ja) | 1990-11-06 | 1990-11-06 | パルス幅変調増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02300248A JP3130919B2 (ja) | 1990-11-06 | 1990-11-06 | パルス幅変調増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04172705A true JPH04172705A (ja) | 1992-06-19 |
| JP3130919B2 JP3130919B2 (ja) | 2001-01-31 |
Family
ID=17882497
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02300248A Expired - Fee Related JP3130919B2 (ja) | 1990-11-06 | 1990-11-06 | パルス幅変調増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3130919B2 (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002525900A (ja) * | 1998-09-17 | 2002-08-13 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | 電力増幅器の飽和を防止する方法および装置 |
| JP2002530000A (ja) * | 1998-11-12 | 2002-09-10 | ラリー キアン | 多重基準、高精度スイッチング増幅器 |
| JP2004505533A (ja) * | 2000-07-27 | 2004-02-19 | ランブルスキ，ラネイ | 信号を変換する電子回路及びその電子回路を含む増幅器 |
| JP2004515091A (ja) * | 2000-07-11 | 2004-05-20 | アメリカン・テクノロジー・コーポレーション | パラメトリックスピーカー用電力アンプ |
| JP2007124624A (ja) * | 2005-09-28 | 2007-05-17 | Yamaha Corp | Ｄ級増幅器 |
| US7482870B2 (en) | 2005-09-28 | 2009-01-27 | Yamaha Corporation | Class D amplifier |
| JP2010187399A (ja) * | 2005-09-28 | 2010-08-26 | Yamaha Corp | Ｄ級増幅器 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7315202B2 (en) | 2004-07-02 | 2008-01-01 | Yamaha Corporation | Pulse-width modulation amplifier and suppression of clipping therefor |
-
1990
- 1990-11-06 JP JP02300248A patent/JP3130919B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002525900A (ja) * | 1998-09-17 | 2002-08-13 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | 電力増幅器の飽和を防止する方法および装置 |
| JP2002530000A (ja) * | 1998-11-12 | 2002-09-10 | ラリー キアン | 多重基準、高精度スイッチング増幅器 |
| JP2004515091A (ja) * | 2000-07-11 | 2004-05-20 | アメリカン・テクノロジー・コーポレーション | パラメトリックスピーカー用電力アンプ |
| JP2004505533A (ja) * | 2000-07-27 | 2004-02-19 | ランブルスキ，ラネイ | 信号を変換する電子回路及びその電子回路を含む増幅器 |
| JP2007124624A (ja) * | 2005-09-28 | 2007-05-17 | Yamaha Corp | Ｄ級増幅器 |
| US7482870B2 (en) | 2005-09-28 | 2009-01-27 | Yamaha Corporation | Class D amplifier |
| JP2010187399A (ja) * | 2005-09-28 | 2010-08-26 | Yamaha Corp | Ｄ級増幅器 |
| US8054129B2 (en) | 2005-09-28 | 2011-11-08 | Yamaha Corporation | Class D amplifier |
| US8299853B2 (en) | 2005-09-28 | 2012-10-30 | Yamaha Corporation | Class D amplifier |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3130919B2 (ja) | 2001-01-31 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |