JPS638714B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、太陽電池のごとき比較的小容量の発
電装置を直流電源として、これから交流系統に電
力を送り込むため、フイルタを介して交流系統に
接続される電圧形パルス幅変調インバータの制御
装置に関する。

小容量の発電装置を商用電源の配電系統に並列
接続して、系統に逆に電力を送り込むことは、法
令その他で現在許可されていない。

従つて、この種の電力供給システムは未だ実用
化されていない。

しかし、新エネルギー技術開発の一環として、
太陽電池や風力発電を用いた当該システムの研究
が進められており、近い将来に実用化されること
が期待される。

一方、電圧形パルス幅変調インバータは、パワ
ートランジスタの如き自己消弧能力のある半導体
スイツチから構成されるか、または転流補助回路
を備えたサイリスタで構成される自励インバータ
からなることが多い。

これは、系統電圧を利用して転流動作を得る他
励インバータに比べて、系統電圧の変動などに対
して転流動作が安定しており、また運転力率を高
く保つことができるからである。

また、交流系統へ電力を送り込むに際し、パル
ス幅変調インバータを使用するには、系統電圧の
振幅、周波数、及び位相に対応させるように、イ
ンバータ出力電圧基本波の振幅、周波数及び位相
を制御することが重要で、しかも小容量設備にお
いては、この制御装置は簡便で安価なものが要求
される。

今まで、正弦波発振器からインバータ出力電圧
基本波の振幅、周波数及び位相を指定する制御信
号をとり出し、三角波発振器から変調周波数を指
定する高周波信号をとり出して、両信号の切り合
いをさせて変調パルス信号を作り出し、これに従
つてインバータの変換弁を制御するパルス幅変調
方式は公知である。

しかし、上記公知例は、正弦波発振器から取出
す制御信号を系統電圧の振幅、周波数及び位相に
追従させるように工夫したもので、特定負荷に高
い信頼度の給電を行う定電圧定周波電源装置の分
野ではこれと類似する追従制御が行われている。

具体的には、フエイズロツクドループ（PLL）
技術と自動電圧制御（AVR）技術とにより、周
波数および位相と振幅とを切り離して指令制御す
る方式で実現されているが、小容量発電装置によ
るシステムに用いるものとしては、技術的に贅沢
すぎるし、またあまりにも高価すぎるものであ
る。

本発明の目的は、安価かつ簡単な回路構成で、
交流系統の変化（電圧、周波数）に申し分のない
追従性が得られ、さらに交流系統へ電力を送り込
むインバータ出力の調整を簡単に行いうる電圧形
パルス幅変調インバータの制御装置を提供するこ
とにある。

この目的は本発明によれば、直流電源からの直
流電力を交流電力に変換し、その交流電力をフイ
ルタを介して交流系統に送り込む電圧形パルス幅
変調インバータを制御するための装置において、
インバータ出力電圧の基本波の振幅、周波数およ
び位相を指定する正弦波形の制御信号と高周波の
三角波信号とを比較することにより、変調パルス
信号を形成しインバータのパルス幅変調制御を行
うパルス幅変調手段と、交流系統から系統電圧を
検出して第１の交流信号として発生する電圧検出
手段と、前記第１の交流信号を90゜移相して第２
の交流信号を発生する移相手段と、前記第１の交
流信号および第２の交流信号を可変比で合成し、
それにより得た合成信号を前記制御信号として前
記パルス幅変調手段に与える可変比合成手段と、
を備えていることにより達成される。

以下、図面について本発明の実施例を詳細に説
明する。

第１図は本発明の制御装置の第１実施例を示す
ブロツク図で、図中１は例えば太陽電池などで構
成される直流電源を示す。

該直流電源１より電圧形パルス幅変調インバー
タ２及びフイルタ３を経由して交流系統４に電力
を送り込む。

交流系統４には任意の負荷５が接続される。

電圧形パルス幅変調インバータの出力電圧は多
数の高調波電圧を含むので、交流系統との連係に
当たつては第４図に一例を示すような直列にリア
クトルを接続したフイルタ３が必要である。

インバータ２の出力電圧基本波の振幅、周波数
及び位相は、パルス幅変調器１６に導入される制
御信号Ａにより指令される。

フイルタ３の出力側に接続された信号用変圧器
１１を介して検出された系統電圧は、一方では直
接に、他方では移相器１２及び乗算器１３を介し
て加算器１４に導入され、加算器１４は、前記制
御信号Ａをパルス幅変調器１６に導入する。

移相器１６は、系統電圧検出信号の位相を90゜
だけ進める働きをし、乗算器１３は移相器１２の
出力信号に可変係数を掛ける働きをする。

なお、この可変係数は、出力設定器１７により
与えられる。

先に出力設定器１７の可変係数が零の場合を述
べる。この場合は、加算器１４からパルス幅変調
器１６に与えられる制御信号Ａは系統電圧に対応
し、インバータ２の出力電圧基本波は系統電圧と
同相となる。

この際、上記出力電圧の基本波振幅も系統電圧
の振幅と一致するように回路定数が選定されてい
る。

従つて、インバータ出力電圧Eoと系統電圧Es
の関係はEo＝Esとなり両者は平衡状態なので、
系統へ送り込まれるインバータ出力は零である。

系統電圧の振幅、位相および周波数の変動があ
つても、その変動に制御信号Ａが直接的に追従す
るため、インバータ出力零の状態が維持される。

次に、出力設定器１７により零でない可変係数
が与えられる場合について述べる。

この場合は、上記係数に応じた有効電力がイン
バータから系統へ送り込まれる。

すなわち、第４図に示すフイルタ３の回路構成
に対して、基本波のみを考えると、入力側には、
インバータ２の出力電圧Eoが印加され、インピ
ーダンスjX_Lを有するフイルタリアクトルに流れ
る電流Ioは、フイルタ３の出力側電圧Esとの差
異、すなわちEo−Esにより決定される。

第１図の回路によれば、信号用変圧器１１を介
して直接加算器１４に導入される信号電圧は系統
電圧と同じEsに相当する。また移相器１２及び
乗算器１３を介して加算器１４に導入される信号
電圧は、系統電圧Esに対して90゜だけ位相を進め
られ、また可変設定器１７よりβの係数を与えら
れるとすると、jβ・Esとなる。

従つてインバータ２の出力電圧は、Eo＝（１＋
jβ）Esとなる。

よつて、電流Ioは Io＝（Eo−Es）／jX_L＝β・Es／X_Lとなり、こ
れは系統電圧Esに対して有効成分のみを示し、
かつ係数βに比例して変化するものである。

なお、系統電流Isは、上記有効電流Ioの他に、
インピーダンス−jXcを有するフイルタコンデン
サの進みの無効電流分を含むが、インバータの定
常運転時には、この無効分は微少で無視し得るも
のである。

従つて、この場合はインバータの運転力率は高
く維持される。仮に、必要ならば、制御信号Ａに
含まれる系統電圧と同相の成分に対する係数を適
当に調整することにより、上記の無効分を補償す
ることもできる。

ところで、第１図に示す制御装置は、簡単で安
価な制御装置でありながら、高性能を発揮するも
のであるが、これは直流電源が変動しないことを
前提としているものである。

そこで、第２実施例として、第２図に直流電源
の変動がある場合でも、この変動に対する追従性
をも満足させることにより、チヨツパやバツテリ
ーなどの併用による直流電源の定電圧化を必要と
しない制御装置を示す。

この第２実施例では、三角波発振器１５の三角
波信号（信号Ｂ）を乗算器２０を介してパルス幅
変調器１６に導入するに際し、直流電源１の出力
端子側に電圧検出器１９を接続し、電圧検出器１
９の出力信号を乗算器２０に導入して、上記三角
波信号に直流電圧の変化と比例する係数を与える
ようにした。

一方、加算器１４の出力信号、すなわちインバ
ータ出力電圧基本波の振幅、周波数および位相を
指定する制御信号Ａ（正弦波信号）もパルス幅変
調器１６に導入し、パルス幅変調器６は両信号
Ａ，Ｂの切り合いを行い、変調パルス信号をイン
バータ２に送り込んで、インバータ２の変換弁を
制御する点は前記第１実施例と同じである。

かかる構成において、上記制御信号Ａ、すなわ
ち正弦波信号の振幅と三角波信号の振幅との比を
λ（ラムダ）と置くと、インバータ２の基本波出
力電圧の大きさ｜Eo｜は、この振幅比λと直流
電源１の電圧Edに比例し、次の式で近似する。

｜Eo｜＝0.711λEd ……(1) 三角波発振器１５からの三角波信号βの振幅
は、乗算器２０の働きにより、直流電源電圧Ed
に比例する。

一方、正弦波の制御信号Ａの振幅は、交流系統
４の電圧Esの振幅｜Es｜に比例する。従つて、
パルス幅変調器１６における振幅比λは、（｜Es
｜／Ed）に比例することになる。

この関係と(1)式とから ｜Eo｜α0.711×（｜Es｜／Ed）Edα｜Es｜…(2) となり、直流電源１の電圧の大きさEdに無関係
に、交流系統４の電圧｜Es｜に比例したインバ
ータ２の出力電圧｜Eo｜を得ることができる。

この際、フイルタ３の構成を第４図について考
えると、入力側に印加されるインバータ出力電圧
の振幅｜Eo｜は、直流電源の電圧Edが変化して
もこれに無関係なものとなつているので、インバ
ータ２の出力電圧基本波は、その出力電圧がEo
＝（１＋jβ）Esとなり、電流はIoは、 Io＝（Eo−Es）／jX_L Io＝β・Es／X_L となる。

従つて、系統電圧Esに対して有効成分のみと
なるので、インバータ運転力率を高く維持するこ
とができる。

なお、系統電流Isが含む、インピーダンス−
jX_Lを有するフイルタコンデンサの進みの無効分
は、第１図の場合と同様に、インバータの定常運
転時には微少なので無視し得る。

また、第２図の制御回路では、三角波発振器１
５と乗算器２０を別々の機能ブロツクで表現した
が、第３図に示す他の実施例のように、三角波発
振器１５の中に一定の回路を組み込んで、三角波
発振器１５自体に乗算機能をもたせることもでき
る。

すなわち、直流電源電圧Edに比例した電圧信
号を、信号極性反転器２１に導入し、絶対値が等
しく極性の異なつた２つの信号Ed，−Edに分け
る。

この２つの信号Ed，−Edを、方形波発振器２２
により制御される切替スイツチ２３を介して、積
分器２４に導入し、積分器２４から三角波信号を
得るようにした。

このようにすれば、方形波発振器２２の周波
数、すなわち動作周波数が一定ならば、上記三角
波信号の振幅を直流入力電圧Edの大きさに比例
させることができ、従つて、乗算機能が得られ
る。

以上述べたように、本発明の電圧形パルス幅変
調インバータの制御装置は、直流電源に太陽電池
等電圧変動の激しい電源を用いた場合でも、イン
バータの出力電圧は交流系統の電圧と同相の成分
について常に大きさの等しい成分を発生させるこ
とができ、無効電力の少ない運転を実現すること
ができるとともに、割算器を使用せずに乗算器を
使用して直流電源の変動に対処するようにしたの
で、使用する装置も非常に安価なものにすること
ができるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の第１実施例を示すブロツク
図、第２図は、同上第２実施例を示すブロツク
図、第３図は第３実施例を示す要部のブロツク
図、第４図は本発明で使用するフイルタの回路図
である。 １……直流電源、２……電圧形パルス幅変調イ
ンバータ、３……フイルタ、４……交流系統、１
１……信号用変圧器、１２……移相器、１３……
乗算器、１４……加算器、１５……三角波発振
器、１６……パルス幅変調器、１７……出力設定
器、１９……電圧検出器、２０……乗算器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直流電源からの直流電力を交流電力に変換
   し、その交流電力をフイルタを介して交流系統に
   送り込む電圧形パルス幅変調インバータを制御す
   るための装置において、 インバータ出力電圧の基本波の振幅、周波数お
   よび位相を指定する正弦波形の制御信号と高周波
   の三角波信号とを比較することにより、変調パル
   ス信号を形成しインバータのパルス幅変調制御を
   行うパルス幅変調手段と、 交流系統から系統電圧を検出して第１の交流信
   号として発生する電圧検出手段と、 前記第１の交流信号を90゜移相して第２の交流
   信号を発生する移相手段と、 前記第１の交流信号および第２の交流信号を可
   変比で合成し、それにより得た合成信号を前記制
   御信号として前記パルス幅変調手段に与える可変
   比合成手段と、 を備えていることを特徴とする電圧形パルス幅変
   調インバータの制御装置。