JPH08223944A - インバータの制御装置及び制御方法 - Google Patents
インバータの制御装置及び制御方法Info
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- JPH08223944A JPH08223944A JP7028955A JP2895595A JPH08223944A JP H08223944 A JPH08223944 A JP H08223944A JP 7028955 A JP7028955 A JP 7028955A JP 2895595 A JP2895595 A JP 2895595A JP H08223944 A JPH08223944 A JP H08223944A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 偏励磁現象が発生してもインバータの交流出
力側に流れる直流成分を抑制できるようにインバータを
簡便な手段により制御することにある。 【構成】 複数のスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙをフ
ルブリッジで構成し、スイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙ
のＯＮ−ＯＦＦ動作により直流電源１からの直流を交流
変換する単相方形波インバータ２について、各スイッチ
ング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，ＹのＯＮ−ＯＦＦ動作を制御する
制御装置７であって、各スイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，
Ｙの導通角を設定する同期三角波信号ＣU ，ＣV を生成
する同期信号発生部９Ｕ，９Ｖと、インバータ２の出力
電流Ｉout に基づいて、偏励磁による直流成分を抑制す
る補正量ΔＫを算出する補正量演算部１０と、同期三角
波信号ＣU ，ＣV に対して補正量ΔＫを加減算すること
によりゲート信号ＧU'，ＧV'，ＧX'，ＧY'を生成するゲ
ート信号生成部１３とを具備する。
力側に流れる直流成分を抑制できるようにインバータを
簡便な手段により制御することにある。 【構成】 複数のスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙをフ
ルブリッジで構成し、スイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙ
のＯＮ−ＯＦＦ動作により直流電源１からの直流を交流
変換する単相方形波インバータ２について、各スイッチ
ング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，ＹのＯＮ−ＯＦＦ動作を制御する
制御装置７であって、各スイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，
Ｙの導通角を設定する同期三角波信号ＣU ，ＣV を生成
する同期信号発生部９Ｕ，９Ｖと、インバータ２の出力
電流Ｉout に基づいて、偏励磁による直流成分を抑制す
る補正量ΔＫを算出する補正量演算部１０と、同期三角
波信号ＣU ，ＣV に対して補正量ΔＫを加減算すること
によりゲート信号ＧU'，ＧV'，ＧX'，ＧY'を生成するゲ
ート信号生成部１３とを具備する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインバータの制御装置及
び制御方法に関し、詳しくは、自励式無効電力補償装置
（自励式ＳＶＣ）、可変電圧可変周波数電源（ＶＶＶ
Ｆ）や太陽光発電システム等の系統連系システムなどに
使用されるインバータの制御装置及び制御方法に関す
る。
び制御方法に関し、詳しくは、自励式無効電力補償装置
（自励式ＳＶＣ）、可変電圧可変周波数電源（ＶＶＶ
Ｆ）や太陽光発電システム等の系統連系システムなどに
使用されるインバータの制御装置及び制御方法に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】例えば、自励式無効電力補償装置（自励
式ＳＶＣ）、可変電圧可変周波数電源（ＶＶＶＦ）や太
陽光発電システム等の系統連系システムなどに使用され
る単相方形波インバータ２は、図４に示すように太陽電
池や燃料電池等の直流電源１に対して、複数〔図では４
つ〕のスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙをフルブリッジ
構成で接続したものである。このインバータ２では、ス
イッチング素子Ｕ，ＹとＶ，Ｘとを交互にＯＮ−ＯＦＦ
させることにより直流電源１からの直流電力を交流変換
して負荷や系統電源〔図示せず〕に供給する。
式ＳＶＣ）、可変電圧可変周波数電源（ＶＶＶＦ）や太
陽光発電システム等の系統連系システムなどに使用され
る単相方形波インバータ２は、図４に示すように太陽電
池や燃料電池等の直流電源１に対して、複数〔図では４
つ〕のスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙをフルブリッジ
構成で接続したものである。このインバータ２では、ス
イッチング素子Ｕ，ＹとＶ，Ｘとを交互にＯＮ−ＯＦＦ
させることにより直流電源１からの直流電力を交流変換
して負荷や系統電源〔図示せず〕に供給する。
【０００３】このインバータ２におけるスイッチング素
子Ｕ，Ｖ，Ｘ，ＹのＯＮ−ＯＦＦ制御は、図５に示すよ
うに各スイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙについて１８０
°の導通角でもってＯＮ又はＯＦＦ状態を繰り返し、ス
イッチング素子ＵとＶを出力電圧基本波電気角に対して
６０°位相をずらし、スイッチング素子Ｕ，Ｖに対して
スイッチング素子Ｘ，Ｙをそれぞれ反転させることによ
り、ゲート信号ＧU ，ＧV ，ＧX ，ＧY を生成する。
子Ｕ，Ｖ，Ｘ，ＹのＯＮ−ＯＦＦ制御は、図５に示すよ
うに各スイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙについて１８０
°の導通角でもってＯＮ又はＯＦＦ状態を繰り返し、ス
イッチング素子ＵとＶを出力電圧基本波電気角に対して
６０°位相をずらし、スイッチング素子Ｕ，Ｖに対して
スイッチング素子Ｘ，Ｙをそれぞれ反転させることによ
り、ゲート信号ＧU ，ＧV ，ＧX ，ＧY を生成する。
【０００４】このゲート信号ＧU ，ＧV ，ＧX ，ＧY
は、図６に示すようにクロック発生部３から出力される
同一のクロック信号により、ゲート信号発生部４Ｕでス
イッチング素子ＵをＯＮ−ＯＦＦするゲート信号ＧU
〔図５（ａ）参照〕を生成すると共に、ゲート信号発生
部４Ｖでスイッチング素子ＶをＯＮ−ＯＦＦするゲート
信号ＧV 〔図５（ｃ）参照〕を生成する。更に、これら
両ゲート信号ＧU ，ＧV を反転回路５Ｘ，５Ｙにより反
転させることにより、スイッチング素子Ｘ，ＹをＯＮ−
ＯＦＦするゲート信号ＧX ，ＧY 〔図５（ｂ）（ｄ）参
照〕を生成する。
は、図６に示すようにクロック発生部３から出力される
同一のクロック信号により、ゲート信号発生部４Ｕでス
イッチング素子ＵをＯＮ−ＯＦＦするゲート信号ＧU
〔図５（ａ）参照〕を生成すると共に、ゲート信号発生
部４Ｖでスイッチング素子ＶをＯＮ−ＯＦＦするゲート
信号ＧV 〔図５（ｃ）参照〕を生成する。更に、これら
両ゲート信号ＧU ，ＧV を反転回路５Ｘ，５Ｙにより反
転させることにより、スイッチング素子Ｘ，ＹをＯＮ−
ＯＦＦするゲート信号ＧX ，ＧY 〔図５（ｂ）（ｄ）参
照〕を生成する。
【０００５】これらゲート信号ＧU ，ＧV ，ＧX ，ＧY
を各スイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙに付与して動作さ
せることにより、矩形波形を有する１２０°通電幅の出
力電圧Ｖout 〔図５（ｅ）参照〕を得る。この出力電圧
Ｖout 中に低次、特に３次の高調波成分が現出すること
を抑制するために前記スイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙ
の導通角を前述したように固定した状態でインバータ２
を運転している。
を各スイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙに付与して動作さ
せることにより、矩形波形を有する１２０°通電幅の出
力電圧Ｖout 〔図５（ｅ）参照〕を得る。この出力電圧
Ｖout 中に低次、特に３次の高調波成分が現出すること
を抑制するために前記スイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙ
の導通角を前述したように固定した状態でインバータ２
を運転している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、前記インバ
ータ２のスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙを動作させる
ゲート信号ＧU ，ＧV ，ＧX ，ＧY が適正に生成され、
また、前記スイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙの動作速度
やＯＮ電圧等にバラツキがなければ、インバータ２の出
力電圧Ｖout に直流成分が含まれることなく問題はな
い。
ータ２のスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙを動作させる
ゲート信号ＧU ，ＧV ，ＧX ，ＧY が適正に生成され、
また、前記スイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙの動作速度
やＯＮ電圧等にバラツキがなければ、インバータ２の出
力電圧Ｖout に直流成分が含まれることなく問題はな
い。
【０００７】しかしながら、実際上、前記スイッチング
素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙの動作速度やＯＮ電圧等にバラツキ
があるため、前記インバータ２の出力電圧Ｖout に数％
程度の直流成分が現出して、インバータ２の交流出力側
に連系トランス等の電磁機器が接続されていると、その
連系トランス等の電磁機器に直流電流が流入する偏励磁
現象が発生する。この偏励磁現象の発生により流入した
直流電流が、前記連系トランス等の電磁機器における磁
束飽和領域に達すると過電流を生じる可能性がある。
素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙの動作速度やＯＮ電圧等にバラツキ
があるため、前記インバータ２の出力電圧Ｖout に数％
程度の直流成分が現出して、インバータ２の交流出力側
に連系トランス等の電磁機器が接続されていると、その
連系トランス等の電磁機器に直流電流が流入する偏励磁
現象が発生する。この偏励磁現象の発生により流入した
直流電流が、前記連系トランス等の電磁機器における磁
束飽和領域に達すると過電流を生じる可能性がある。
【０００８】これを解消する具体的な手段としては、前
記連系トランス等の電磁機器において、コイルを巻回し
た鉄心にギャップを設ける等の方法がある。これにより
インバータの交流出力側に流れる励磁電流を大きくする
ことにより、その励磁電流に含まれる直流電流の割合を
可及的に小さくして偏励磁現象に伴う不具合を解消する
ようにしている。
記連系トランス等の電磁機器において、コイルを巻回し
た鉄心にギャップを設ける等の方法がある。これにより
インバータの交流出力側に流れる励磁電流を大きくする
ことにより、その励磁電流に含まれる直流電流の割合を
可及的に小さくして偏励磁現象に伴う不具合を解消する
ようにしている。
【０００９】しかし、上述した解決手段によると、連系
トランス等の電磁機器での電力損失が増加すると共に、
機器自体の容積が増大するという新たな問題が生じるた
め、偏励磁現象の発生によりインバータの交流出力側に
流れる直流電流を抑制する手段としては好適なものでは
なかった。
トランス等の電磁機器での電力損失が増加すると共に、
機器自体の容積が増大するという新たな問題が生じるた
め、偏励磁現象の発生によりインバータの交流出力側に
流れる直流電流を抑制する手段としては好適なものでは
なかった。
【００１０】そこで、本発明は上記問題点に鑑みて提案
されたもので、その目的とするところは、偏励磁現象が
発生してもインバータの交流出力に現出した直流成分を
抑制できるようにインバータを簡便な手段により制御す
ることにある。
されたもので、その目的とするところは、偏励磁現象が
発生してもインバータの交流出力に現出した直流成分を
抑制できるようにインバータを簡便な手段により制御す
ることにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の技術的手段として、本発明方法は、複数のスイッチン
グ素子をフルブリッジで構成し、前記スイッチング素子
のＯＮ−ＯＦＦ動作により直流電源からの直流を交流変
換する単相方形波インバータで、前記各スイッチング素
子のＯＮ−ＯＦＦ動作を制御する方法において、前記イ
ンバータの各スイッチング素子の導通角を設定する同期
信号を生成し、偏励磁により前記インバータの出力電流
に現出した直流成分を抑制する補正量を算出した上で、
前記同期信号に対して補正量を加減算して前記直流成分
の正負に応じてスイッチング素子の導通角を微調整する
ようにしたことを特徴とする。
の技術的手段として、本発明方法は、複数のスイッチン
グ素子をフルブリッジで構成し、前記スイッチング素子
のＯＮ−ＯＦＦ動作により直流電源からの直流を交流変
換する単相方形波インバータで、前記各スイッチング素
子のＯＮ−ＯＦＦ動作を制御する方法において、前記イ
ンバータの各スイッチング素子の導通角を設定する同期
信号を生成し、偏励磁により前記インバータの出力電流
に現出した直流成分を抑制する補正量を算出した上で、
前記同期信号に対して補正量を加減算して前記直流成分
の正負に応じてスイッチング素子の導通角を微調整する
ようにしたことを特徴とする。
【００１２】また、本発明装置は、複数のスイッチング
素子をフルブリッジで構成し、前記スイッチング素子の
ＯＮ−ＯＦＦ動作により直流電源からの直流を交流変換
する単相方形波インバータについて、前記各スイッチン
グ素子のＯＮ−ＯＦＦ動作を制御する制御装置であっ
て、前記インバータの各スイッチング素子の導通角を設
定する同期信号を生成する同期信号発生部と、前記イン
バータの出力電流に基づいて、偏励磁により前記出力電
流に現出した直流成分を抑制する補正量を算出する補正
量演算部と、前記同期信号に対して補正量を加減算した
上で零クロスで比較してスイッチング素子の導通角を微
調整したゲート信号を生成するゲート信号生成部とを具
備したことを特徴とする。
素子をフルブリッジで構成し、前記スイッチング素子の
ＯＮ−ＯＦＦ動作により直流電源からの直流を交流変換
する単相方形波インバータについて、前記各スイッチン
グ素子のＯＮ−ＯＦＦ動作を制御する制御装置であっ
て、前記インバータの各スイッチング素子の導通角を設
定する同期信号を生成する同期信号発生部と、前記イン
バータの出力電流に基づいて、偏励磁により前記出力電
流に現出した直流成分を抑制する補正量を算出する補正
量演算部と、前記同期信号に対して補正量を加減算した
上で零クロスで比較してスイッチング素子の導通角を微
調整したゲート信号を生成するゲート信号生成部とを具
備したことを特徴とする。
【００１３】
【作用】本発明では、インバータの各スイッチング素子
の導通角を設定する同期信号に対して、偏励磁により前
記インバータの出力電流に現出した直流成分量に応じて
算出した補正量を加減算してスイッチング素子の導通角
を微調整するようにしたから、インバータの出力電流中
の低次〔特に３次〕高調波成分を抑制して偏励磁現象を
生じないようにする。
の導通角を設定する同期信号に対して、偏励磁により前
記インバータの出力電流に現出した直流成分量に応じて
算出した補正量を加減算してスイッチング素子の導通角
を微調整するようにしたから、インバータの出力電流中
の低次〔特に３次〕高調波成分を抑制して偏励磁現象を
生じないようにする。
【００１４】
【実施例】本発明に係るインバータの制御装置及び制御
方法の一実施例を図１乃至図３に示して説明する。尚、
図４乃至図６と同一部分には同一参照符号を付す。
方法の一実施例を図１乃至図３に示して説明する。尚、
図４乃至図６と同一部分には同一参照符号を付す。
【００１５】例えば、自励式無効電力補償装置（自励式
ＳＶＣ）、可変電圧可変周波数電源（ＶＶＶＦ）や太陽
光発電システム等の系統連系システムなどに使用される
単相方形波インバータ２は、図１に示すように太陽電池
や燃料電池等の直流電源１に対して、複数〔図では４
つ〕のスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙをフルブリッジ
構成で接続したものである。このインバータ２の交流出
力側に連系トランス６を介して負荷や系統電源〔図示せ
ず〕が接続されているのが一般的である。
ＳＶＣ）、可変電圧可変周波数電源（ＶＶＶＦ）や太陽
光発電システム等の系統連系システムなどに使用される
単相方形波インバータ２は、図１に示すように太陽電池
や燃料電池等の直流電源１に対して、複数〔図では４
つ〕のスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙをフルブリッジ
構成で接続したものである。このインバータ２の交流出
力側に連系トランス６を介して負荷や系統電源〔図示せ
ず〕が接続されているのが一般的である。
【００１６】前記インバータ２では、制御装置７により
生成されたゲート信号ＧU'，ＧV'，ＧX'，ＧY'〔後述〕
に基づいて、スイッチング素子Ｕ，ＹとＶ，Ｘとを交互
にＯＮ−ＯＦＦさせることにより直流電源１からの直流
電力を交流変換して負荷や系統に供給する。尚、インバ
ータ２の交流出力側にはその出力電流Ｉout を検出する
ための変流器等の電流検出器８を設け、その電流検出器
８を前記制御装置７に入力接続する。
生成されたゲート信号ＧU'，ＧV'，ＧX'，ＧY'〔後述〕
に基づいて、スイッチング素子Ｕ，ＹとＶ，Ｘとを交互
にＯＮ−ＯＦＦさせることにより直流電源１からの直流
電力を交流変換して負荷や系統に供給する。尚、インバ
ータ２の交流出力側にはその出力電流Ｉout を検出する
ための変流器等の電流検出器８を設け、その電流検出器
８を前記制御装置７に入力接続する。
【００１７】前記インバータ２を運転するためのゲート
信号ＧU ，ＧV ，ＧX ，ＧY は、図２に示すようにクロ
ック発生部３と同期信号発生部９Ｕ，９Ｖと補正量演算
部１０と零クロスコンパレータ１１Ｕ，１１Ｖ及び反転
回路１２Ｘ，１２Ｙからなるゲート信号生成部１３とで
構成された制御装置７により生成される。
信号ＧU ，ＧV ，ＧX ，ＧY は、図２に示すようにクロ
ック発生部３と同期信号発生部９Ｕ，９Ｖと補正量演算
部１０と零クロスコンパレータ１１Ｕ，１１Ｖ及び反転
回路１２Ｘ，１２Ｙからなるゲート信号生成部１３とで
構成された制御装置７により生成される。
【００１８】即ち、クロック発生部３から出力される同
一のクロック信号により、同期信号発生部９Ｕ，９Ｖで
同期三角波信号ＣU ，ＣV を生成する〔図３（ａ）参
照〕。尚、この同期信号発生部９Ｕ，９Ｖでは、前記同
期三角波信号ＣU ，ＣV 以外、例えば同期正弦波信号を
生成するようにしてもよい。一方、インバータ２の交流
出力側に設けられた電流検出器８によりインバータ２の
出力電流Ｉout を検出し、その検出信号を補正量演算部
１０に入力する。
一のクロック信号により、同期信号発生部９Ｕ，９Ｖで
同期三角波信号ＣU ，ＣV を生成する〔図３（ａ）参
照〕。尚、この同期信号発生部９Ｕ，９Ｖでは、前記同
期三角波信号ＣU ，ＣV 以外、例えば同期正弦波信号を
生成するようにしてもよい。一方、インバータ２の交流
出力側に設けられた電流検出器８によりインバータ２の
出力電流Ｉout を検出し、その検出信号を補正量演算部
１０に入力する。
【００１９】ここで、その補正量演算部１０で偏励磁に
より前記出力電流Ｉout に現出した直流成分を抑制する
補正量ΔＫを算出するが、偏励磁現象が発生せずにイン
バータ２の出力電流Ｉout に直流成分が含まれていない
場合には、電流検出器８により検出されたインバータ２
の出力電流Ｉout に基づいて補正量演算部１０で算出さ
れた補正量が０となるため、同期信号発生部９Ｕ，９Ｖ
から出力される同期三角波信号ＣU ，ＣV 〔図３（ａ）
実線〕はそのまま零クロスコンパレータ１１Ｕ，１１Ｖ
に入力されてその零クロスで比較する。
より前記出力電流Ｉout に現出した直流成分を抑制する
補正量ΔＫを算出するが、偏励磁現象が発生せずにイン
バータ２の出力電流Ｉout に直流成分が含まれていない
場合には、電流検出器８により検出されたインバータ２
の出力電流Ｉout に基づいて補正量演算部１０で算出さ
れた補正量が０となるため、同期信号発生部９Ｕ，９Ｖ
から出力される同期三角波信号ＣU ，ＣV 〔図３（ａ）
実線〕はそのまま零クロスコンパレータ１１Ｕ，１１Ｖ
に入力されてその零クロスで比較する。
【００２０】その上で、スイッチング素子Ｕ，Ｖについ
ては、その零クロスコンパレータ１１Ｕ，１１Ｖからの
出力をそのままゲート信号ＧU ，ＧV 〔図３（ｂ）
（ｄ）実線〕とし、また、スイッチング素子Ｘ，Ｙにつ
いては、零クロスコンパレータ１１Ｕ，１１Ｖからの出
力を反転回路１２Ｘ，１２Ｙで反転させた上でゲート信
号ＧX ，ＧY 〔図３（ｃ）（ｅ）実線〕とする。このゲ
ート信号ＧU ，ＧV ，ＧX，ＧY を各スイッチング素子
Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙに付与してインバータ２を運転すること
により、矩形波を有する１２０°通電幅の出力電圧Ｖou
t を得る。
ては、その零クロスコンパレータ１１Ｕ，１１Ｖからの
出力をそのままゲート信号ＧU ，ＧV 〔図３（ｂ）
（ｄ）実線〕とし、また、スイッチング素子Ｘ，Ｙにつ
いては、零クロスコンパレータ１１Ｕ，１１Ｖからの出
力を反転回路１２Ｘ，１２Ｙで反転させた上でゲート信
号ＧX ，ＧY 〔図３（ｃ）（ｅ）実線〕とする。このゲ
ート信号ＧU ，ＧV ，ＧX，ＧY を各スイッチング素子
Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙに付与してインバータ２を運転すること
により、矩形波を有する１２０°通電幅の出力電圧Ｖou
t を得る。
【００２１】一方、偏励磁現象が発生してインバータ２
の出力電流Ｉout に直流成分が含まれるようになると、
電流検出器８により検出されたインバータ２の出力電流
Ｉout に基づいて補正量演算部１０で偏励磁によりその
出力電流Ｉout に含まれる直流成分に応じた補正量ΔＫ
を算出した上で、前記同期信号発生部９Ｕ，９Ｖから出
力される同期三角波信号ＣU ，ＣV に対して補正量演算
部１０から出力される補正量ΔＫを加減算し、この加減
算により前記同期三角波信号ＣU ，ＣV を所定の補正量
±ΔＫでもって補正した補正三角波信号ＣU'，ＣV'を生
成する〔図（ａ）破線〕。
の出力電流Ｉout に直流成分が含まれるようになると、
電流検出器８により検出されたインバータ２の出力電流
Ｉout に基づいて補正量演算部１０で偏励磁によりその
出力電流Ｉout に含まれる直流成分に応じた補正量ΔＫ
を算出した上で、前記同期信号発生部９Ｕ，９Ｖから出
力される同期三角波信号ＣU ，ＣV に対して補正量演算
部１０から出力される補正量ΔＫを加減算し、この加減
算により前記同期三角波信号ＣU ，ＣV を所定の補正量
±ΔＫでもって補正した補正三角波信号ＣU'，ＣV'を生
成する〔図（ａ）破線〕。
【００２２】この補正三角波信号ＣU'，ＣV'を零クロス
コンパレータ１１Ｕ，１１Ｖにより零クロスで比較し
て、スイッチング素子Ｕ，Ｖについてはそのまま、スイ
ッチング素子Ｘ，Ｙについては反転回路１２Ｘ，１２Ｙ
を通した上で各スイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙの導通
角を微調整したゲート信号ＧU'，ＧV'，ＧX'，ＧY'を生
成する。
コンパレータ１１Ｕ，１１Ｖにより零クロスで比較し
て、スイッチング素子Ｕ，Ｖについてはそのまま、スイ
ッチング素子Ｘ，Ｙについては反転回路１２Ｘ，１２Ｙ
を通した上で各スイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙの導通
角を微調整したゲート信号ＧU'，ＧV'，ＧX'，ＧY'を生
成する。
【００２３】例えば、偏励磁によりインバータ２の出力
電圧Ｖout にプラスの直流成分が生じたとすると、補正
三角波信号ＣU'，ＣV'により、スイッチング素子Ｕ，Ｙ
の導通角を１８０°より小さくしたゲート信号ＧU'，Ｇ
Y'が生成され〔図３（ｂ）（ｅ）破線〕、スイッチング
素子Ｖ，Ｘの導通角を１８０°より大きくしたゲート信
号ＧV'，ＧX'が生成される〔図３（ｄ）（ｃ）破線〕。
これにより、インバータ２の出力電圧Ｖout'にマイナス
のバイアス直流成分が含まれることになり、偏励磁によ
り発生したプラスの直流成分とで相殺されて全体として
インバータ２の出力電圧Ｖout'に含まれる直流成分を抑
制することができる〔図３（ｆ）破線〕。この時、補正
三角波信号ＣU'，ＣV'での補正量±ΔＫを同量とするこ
とによりインバータ２の出力電圧Ｖout'の位相がずれる
ことはない。
電圧Ｖout にプラスの直流成分が生じたとすると、補正
三角波信号ＣU'，ＣV'により、スイッチング素子Ｕ，Ｙ
の導通角を１８０°より小さくしたゲート信号ＧU'，Ｇ
Y'が生成され〔図３（ｂ）（ｅ）破線〕、スイッチング
素子Ｖ，Ｘの導通角を１８０°より大きくしたゲート信
号ＧV'，ＧX'が生成される〔図３（ｄ）（ｃ）破線〕。
これにより、インバータ２の出力電圧Ｖout'にマイナス
のバイアス直流成分が含まれることになり、偏励磁によ
り発生したプラスの直流成分とで相殺されて全体として
インバータ２の出力電圧Ｖout'に含まれる直流成分を抑
制することができる〔図３（ｆ）破線〕。この時、補正
三角波信号ＣU'，ＣV'での補正量±ΔＫを同量とするこ
とによりインバータ２の出力電圧Ｖout'の位相がずれる
ことはない。
【００２４】
【発明の効果】本発明では、インバータの各スイッチン
グ素子の導通角を設定する同期信号に対して、偏励磁に
より前記インバータの出力電流に現出した直流成分に応
じて算出した補正量を加減算してスイッチング素子の導
通角を微調整するようにしたから、インバータの出力電
流中の低次〔特に３次〕高調波成分を抑制して偏励磁現
象を生じないようにすることができ、連系トランス等の
電磁機器の電力損失及び容積の増加を未然に防止するこ
とができて信頼性の向上が図れる。
グ素子の導通角を設定する同期信号に対して、偏励磁に
より前記インバータの出力電流に現出した直流成分に応
じて算出した補正量を加減算してスイッチング素子の導
通角を微調整するようにしたから、インバータの出力電
流中の低次〔特に３次〕高調波成分を抑制して偏励磁現
象を生じないようにすることができ、連系トランス等の
電磁機器の電力損失及び容積の増加を未然に防止するこ
とができて信頼性の向上が図れる。
【図１】本発明に係るインバータの制御装置を示す概略
構成図
構成図
【図２】図１の制御装置でゲート信号を生成するための
制御ブロック図
制御ブロック図
【図３】本発明方法によりゲート信号を生成するための
同期三角波信号、スイッチング素子のゲート信号及びイ
ンバータの出力電圧を示す波形図
同期三角波信号、スイッチング素子のゲート信号及びイ
ンバータの出力電圧を示す波形図
【図４】複数のスイッチング素子をフルブリッジ構成し
たインバータを示す回路図
たインバータを示す回路図
【図５】従来方法によるスイッチング素子のゲート信号
及びインバータの出力電圧を示す波形図
及びインバータの出力電圧を示す波形図
【図６】従来のゲート信号を生成するための制御ブロッ
ク図
ク図
１ 直流電源 ２ インバータ ７ 制御装置 ９Ｕ，９Ｖ 同期信号発生部 １０ 補正量演算部 １３ ゲート信号生成部 Ｕ，Ｖ，Ｘ，Ｙ スイッチング素子 ＣU ，ＣV 同期三角波信号 Ｉout 出力電流 ΔＫ 補正量 ＧU'，ＧV'，ＧX'，ＧY' ゲート信号
Claims (2)
- 【請求項１】 複数のスイッチング素子をフルブリッジ
で構成し、前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦ動作に
より直流電源からの直流を交流変換する単相方形波イン
バータで、前記各スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦ動作
を制御する方法において、前記インバータの各スイッチ
ング素子の導通角を設定する同期信号を生成し、偏励磁
により前記インバータの出力電流に現出した直流成分を
抑制する補正量を算出した上で、前記同期信号に対して
補正量を加減算して前記直流成分の正負に応じてスイッ
チング素子の導通角を微調整するようにしたことを特徴
とするインバータの制御方法。 - 【請求項２】 複数のスイッチング素子をフルブリッジ
で構成し、前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦ動作に
より直流電源からの直流を交流変換する単相方形波イン
バータについて、前記各スイッチング素子のＯＮ−ＯＦ
Ｆ動作を制御する制御装置であって、前記インバータの
各スイッチング素子の導通角を設定する同期信号を生成
する同期信号発生部と、前記インバータの出力電流に基
づいて、偏励磁により前記出力電流に現出した直流成分
を抑制する補正量を算出する補正量演算部と、前記同期
信号に対して補正量を加減算した上で零クロスで比較し
てスイッチング素子の導通角を微調整したゲート信号を
生成するゲート信号生成部とを具備したことを特徴とす
るインバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7028955A JPH08223944A (ja) | 1995-02-17 | 1995-02-17 | インバータの制御装置及び制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7028955A JPH08223944A (ja) | 1995-02-17 | 1995-02-17 | インバータの制御装置及び制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08223944A true JPH08223944A (ja) | 1996-08-30 |
Family
ID=12262845
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7028955A Pending JPH08223944A (ja) | 1995-02-17 | 1995-02-17 | インバータの制御装置及び制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08223944A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007049900A (ja) * | 2006-11-27 | 2007-02-22 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | １パルス単相ブリッジ電圧形自励式変換器の制御装置 |
| JP2007049899A (ja) * | 2006-11-27 | 2007-02-22 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | １パルス単相ブリッジ電圧形自励式変換器の制御装置 |
| WO2014077281A1 (ja) * | 2012-11-15 | 2014-05-22 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電力変換装置 |
-
1995
- 1995-02-17 JP JP7028955A patent/JPH08223944A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007049900A (ja) * | 2006-11-27 | 2007-02-22 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | １パルス単相ブリッジ電圧形自励式変換器の制御装置 |
| JP2007049899A (ja) * | 2006-11-27 | 2007-02-22 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | １パルス単相ブリッジ電圧形自励式変換器の制御装置 |
| WO2014077281A1 (ja) * | 2012-11-15 | 2014-05-22 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電力変換装置 |
| JP2014100022A (ja) * | 2012-11-15 | 2014-05-29 | Hitachi Automotive Systems Ltd | 電力変換装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20030415 |