JP2007306712A - 単相インバータの制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】単相インバータが交流電源のない無電源単相負荷系統へ接続された場合に、変圧器の励磁突入電流などの急峻な系統変動により過電流となるのを防止できる単相インバータの制御方法を提供することにある。
【解決手段】交流電源の接続されない単相負荷系統に電力を供給する単相インバータの制御方法において、系統電圧の大きさを一定に維持するようインバータの出力電圧値を制御する交流電圧制御を行うとともに、インバータ出力電流検出値または接続される系統へ流出する電流の検出値を用いて直流量としてのインバータ出力値を求め、さらにその直流量のインバータ出力値から電流指令値を生成し、その指令値に追従するよう単相インバータ出力電流を制御して交流電圧制御を補正する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、交流電源のない無電源単相負荷系統へ電力を供給する単相インバータの制御方法に関するものである。

分散型電源システムや交流き電回路などでは、自励式交直変換器を用いた単相インバータにより交流電源のない単相負荷系統へ電力供給を行うニーズがある。

図２１は単相インバータにより無電源系統へ電力供給を行う場合の一般的な制御システム構成図である。単相交流系統の母線１には負荷２が接続されており、遮断器５８を介して変圧器１０が接続されている。また、母線１には変換器用変圧器３を介して単相インバータ４が接続されている。インバータの直流側には例えば二次電池等の直流電源５が接続されており、単相インバータ４は直流電力を単相交流電力に変換して負荷２へ供給する。無電源系統へ電力供給を行う場合の単相インバータ４の制御システムとしては、交流電圧制御を行うのが一般的である。すなわち、電圧検出器６により系統の交流電圧を検出し実効値検出回路７により交流電圧実効値Ｖｍａｇを検出する。これを加算器５９で電圧指令値Ｖｒｅｆとつきあわせ、差分を例えば比例積分回路からなる交流電圧制御回路８に入力し、その出力を加算器６０で電圧指令値Ｖｒｅｆに加算した値がインバータ出力電圧Ｖｃｍとなる。これに乗算器６１で自走発振の余弦波信号cosωｔをかけあわせた信号がインバータ出力電圧信号Ｖｃ（ｔ）であり、パルス発生回路９では出力電圧がＶｃ（ｔ）となるようなパルス信号を発生してインバータ４を構成する半導体素子に与える。

この制御システムを採用した場合、交流電圧実効値Ｖｍａｇが電圧指令値Ｖｒｅｆより低下するとインバータ出力電圧Ｖｃｍが大きくなり、交流電圧実効値Ｖｍａｇが大きくなるとインバータ出力電圧Ｖｃｍが小さくなって系統電圧は指令値Ｖｒｅｆと同じ値に保持される。系統電圧が一定に保たれることにより、負荷２には必要な電力が供給される。

なお、図２１のシステムでは、単相インバータ４の直流側に直流電源が接続される構成としたが、他の交流系統と連系し交流電力を直流電力に変換するコンバータが接続されるシステムいわゆる直流連系システムや直流送電システムや周波数変換装置などでも同様の制御が行われる。

図２１のシステムでは、負荷２の消費電力がインバータ４の最大許容出力より大きい場合には原理的にそのままでは運転できず負荷制限などが必要になる。それ以外にインバータが過電流となり運転できなくなるケースとして、負荷系統で変圧器が投入された場合に発生する励磁突入電流がある。たとえば無負荷の状態から変圧器１０が投入された場合、励磁突入電流は単相インバータ以外に流れるルートがなく、全部インバータ４が吸収する必要があり、それがインバータ４の最大許容電流より大きい場合には過電流でインバータ保護停止となる。この現象は単相インバータ特有のものではなく、三相インバータでも無電源系統に接続して運転する場合には起こりうる。

交流電源に接続されて運転する三相インバータの場合、こうした励磁突入電流を含めた過電流防止や電流の安定化の対策として、三相電流を有効電力成分と無効電力成分といった直交する２軸量に変換してそれぞれを電流指令値に追従させる交流電流制御を行う。２軸量は正弦波ではなく定常的には直流量であるので、三相インバータを無電源系統に接続して運転する際に、交流電圧制御を行うとともにこの２軸の出力電流量を検出し、その値に対して１次遅れを介した値を電流指令値として使用した交流電流制御を行い、交流電圧制御に対して補正を行うようにしたものがある（例えば、特許文献１参照）。これにより、無電源系統へ接続して運転する場合のインバータ出力電流の急変を抑制し、励磁突入電流などによる過電流を防止する。

また、並列運転を行うような場合に、有効電力が大きいときほど交流出力の周波数を下げる制御を行うような有効電力・周波数関連テーブルを選択し、マイコンにおいて有効電力を検出して、所望される周波数の下で運転が行われるように制御し負荷分担を選択可能にしたものがある（例えば、特許文献２参照）。
特許第３６５５０５８号公報 特開２００２−３４１６０号公報

しかし、単相インバータでは電流指令値や電流検出値が正弦波信号であるため、特許文献１のものを使用して１次遅れ回路により電流指令値を得ようとすると適切な信号を得ることができず安定に運転が行えない。単相インバータの無電源系統接続時の運転方法については、特許文献２に示すされるように複数のインバータが並列に接続された場合の協調運転があるが、励磁突入電流による過電流防止のための具体的な対策が施されていない。

本発明の目的は、単相インバータが交流電源のない無電源単相負荷系統へ接続された場合に、変圧器の励磁突入電流などの急峻な系統変動により過電流となるのを防止できる単相インバータの制御方法を提供することにある。

本願発明に係わる単相インバータの制御方法は、交流電源の接続されない単相負荷系統に電力を供給する単相インバータの制御方法において、系統電圧の大きさを一定に維持するようインバータの出力電圧値を制御する交流電圧制御を行うとともに、インバータ出力電流検出値または接続される系統へ流出する電流の検出値を用いて直流量としてのインバータ出力値を求め、さらにその直流量のインバータ出力値から電流指令値を生成し、その指令値に追従するよう単相インバータ出力電流を制御して交流電圧制御を補正することを特徴とする。

本発明によれば、単相インバータが交流電源のない無電源単相負荷系統へ接続された場合に、変圧器の励磁突入電流などの急峻な系統変動により過電流となるのを防止できる。

（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施の形態に係わる単相インバータの制御方法を実現する制御ブロック構成図である。図２１の従来例に対し、有効電力出力演算回路１１、１次遅れ回路１２、加算器１３、乗算器１５、出力電流制御回路１６、加算器１７を追加したものである。

有効電力出力演算回路１１ではインバータが接続された系統の電圧検出値Ｖ（ｔ）とインバータの出力電流検出値Ｉ（ｔ）とから、インバータの直流量としての有効電力出力Ｐを演算し１次遅れ回路１２を介して乗算器１３へ与える。Ｖ（ｔ）、Ｉ（ｔ）はそれぞれ正弦波信号である。乗算器１３では定格角速度ωの自走発振信号を余弦波発生回路１４に与えて得られる余弦波信号cosωｔと有効電力出力Ｐを掛け算することにより電流指令値Ｉｒｅｆ（ｔ）を出力する。すなわち電流指令値Ｉｒｅｆ（ｔ）は波高値が有効電力出力Ｐ、角速度がωの余弦波信号である。この電流指令値Ｉｒｅｆ（ｔ）と出力電流検出値Ｉ（ｔ）が加算器１５に入力され、その差分が出力電流制御回路１６に与えられる。出力電流制御回路１６は、例えば比例積分回路等で構成され電流指令値と電流検出値との差分をゼロに近づけるような補正信号を出力する。

一方、交流電圧制御回路８では従来例と同様に、電圧指令値Ｖｒｅｆと実効値電圧検出値Ｖｍａｇとの差分に応じた値を出力し、それと余弦波信号cosωｔからインバータ出力電圧信号Ｖｃ（ｔ）を得る。このように、この交流電圧制御の出力に対し、加算器１７で出力電流制御回路１６の出力を加算することにより補正を行う。

単相インバータが無電源系統に接続されて運転している場合、定常状態では接続された負荷の大きさに応じた有効電力Ｐを出力し、それが電流指令値Ｉｒｅｆとして使用されて、出力電流制御回路１６によりインバータ出力電流がそれに追従するよう制御される。この場合、自身の出力値を電流指令値として使用しているので差分は小さく、すなわち出力電流制御回路１６の出力値はほとんど零である。従って、インバータ出力電圧Ｖｃ（ｔ）は従来方式を採用した場合と同等の信号となり、系統電圧が電圧指令値Ｖｒｅｆを維持するようインバータが制御される。

この状態で、系統において変圧器投入が行われた場合、励磁突入電流により系統電圧が低下し、交流電圧制御回路８の出力は正方向に増加してインバータ出力電圧Ｖｃ（ｔ）の振幅が大きくなるよう制御が行われる。有効電力出力演算回路１１で演算され１次遅れ回路１２を介したインバータ出力検出値は、変圧器投入直前の出力値であり、出力電流制御回路１６はインバータ出力電流が変圧器投入直前の値を保持するような信号を出力する。この信号が交流電圧制御回路８の出力に加算されて補正が行われることにより、インバータは系統電圧を電圧指令値に保ちつつ、出力電流が大きく変動するのを抑制しながら運転される。系統に接続された電源がインバータのみの場合、インバータが上記のような運転を行うことで電圧が励磁突入電流自体を低減するような波形となり、インバータの出力電流はその後も大きくなることがなく運転が継続される。

図２は本発明の第１の実施の形態における変圧器投入シミュレーションの結果の波形図であり、図２（ａ）は電圧制御のみを行った場合の系統電圧、インバータ出力電流、励磁突入電流の波形図、図２（ｂ）は第１の実施の形態を適用した場合の系統電圧、インバータ出力電流、励磁突入電流の波形図である。

電圧制御のみの場合には、変圧器投入により図２（ａ）に示すように、系統電圧はほぼ一定に保って運転されるが、インバータ出力電流は大きな過電流が流れる。一方、第１の実施の形態を適用した場合には、図２（ｂ）に示すように、変圧器投入直後に一時的に系統電圧が歪んで低下するが、励磁突入電流が急速に減衰し、インバータは大きな過電流とならずに運転を継続できている。

一方、系統において大きな負荷投入が行われた場合も系統電圧が低下し、交流電圧制御回路８の出力は正方向に増加してインバータ出力電圧Ｖｃ（ｔ）の振幅が大きくなるよう制御が行われる。有効電力出力演算回路１１で演算され１次遅れ回路１２を介したインバータ出力検出値は、負荷投入直前の出力値であり、変圧器投入の場合と同様に出力電流制御回路１６はインバータ出力電流が負荷投入直前の値を保持するような信号を出力する。この信号が交流電圧制御回路８の出力に加算されて補正が行われるため、インバータは系統電圧を電圧指令値に保ちつつ、出力電流が大きく変動するのを抑制しながら運転される。

なお、変圧器投入の場合と異なり、一時的にインバータの出力電流の変動が抑制されても負荷に供給するべき電流は減らないため、交流電圧制御回路８の動作により徐々にインバータ出力が増加し、これによって有効電力出力演算回路１１および１次遅れ回路１２の出力値も増加する。これが電流指令値として使用されるため、インバータ出力は最終的には負荷の大きさに見合った値に落着く。負荷がインバータ容量より大きい場合には過電流となり運転できなくなる。

図３は本発明の第１の実施の形態に係わる単相インバータの制御方法を実現する他の一例を示す制御ブロック構成図である。図１に示した制御ブロックに対し、無効電力出力演算回路１８、１次遅れ回路１９、正弦波発生回路２１、、乗算器２０、加算器２２を追加したものである。

無効電力出力演算回路１８では、有効電力出力演算回路１１と同様にインバータが接続された系統の電圧検出値Ｖ（ｔ）とインバータの出力電流検出値Ｉ（ｔ）から、インバータの出力無効電力Ｑを直流量として演算し１次遅れ回路１９を介して乗算器２０へ与える。乗算器２０では定格角速度ωの自走発振信号を正弦波発生回路２１に与えて得られる正弦波信号sinωｔと上記の無効電力出力Ｑを掛け算することにより波高値が無効電力出力Ｑ、角速度がωの余弦波信号を得る。この信号を、加算器２２において実施例１と同様の手段で得られた乗算器１３の出力信号と加算して電流指令値Ｉｒｅｆを得る。すなわち電流指令値Ｉｒｅｆは、Ｐ×cosωｔ＋Ｑ×sinωｔである。この電流指令値Ｉｒｅｆ（ｔ）と出力電流検出値Ｉ（ｔ）が加算器１５に入力され、その差分が出力電流制御回路１６に与えられる。出力電流制御回路１６は例えば比例積分回路等で構成され、電流指令値と検出値の差分をゼロに近づけるような補正信号を出力する。その他の構成は実施例１と同じである。

図１に示した制御ブロックでは、通常運転時に接続される負荷２の力率が１に近く、消費電力がほとんど有効電力分で無効電力分が小さい場合に適用する制御ブロックであり、それに対して、図３に示した制御ブロックは、負荷２の力率が低くて無効電力分が無視できないような場合に適用する制御ブロックである。

図３に示した制御ブロックを用いて単相インバータが無電源系統に接続されて運転している場合、定常状態では接続された負荷の大きさに応じた有効電力Ｐおよび無効電力Ｑを出力し、それが電流指令値Ｉｒｅｆとして使用されて、出力電流制御回路１６によりインバータ出力電流がそれに追従するよう制御される。この場合、自身の有効電力および無効電力出力値を電流指令値として使用しているので差分は小さく、出力電流制御回路１６の出力値はほとんど零となる。従って、インバータ出力電圧Ｖｃ（ｔ）は従来方式を採用した場合と同等の信号となり、系統電圧が電圧指令値Ｖｒｅｆを維持するようインバータが制御される。

この状態で、系統において変圧器投入が行われた場合、励磁突入電流により系統電圧が低下し、交流電圧制御回路８の出力は正方向に増加してインバータ出力電圧Ｖｃ（ｔ）の振幅が大きくなるよう制御が行われる。有効電力出力演算回路１１および無効電力出力演算回路１８で演算され１次遅れ回路１２、１次遅れ回路１９を介したインバータ有効・無効電力出力検出値は、変圧器投入直前の出力値であり、電流制御回路１６はインバータ出力電流が変圧器投入直前の値を保持するような信号を出力する。この信号が交流電圧制御回路８の出力に加算されて補正が行われることにより、インバータは系統電圧を電圧指令値に保ちつつ、出力電流が大きく変動するのを抑制しながら運転される。系統に接続された電源がインバータのみの場合、インバータが上記のような運転を行うことで電圧が励磁突入電流自体を低減するような波形となり、インバータの出力電流はその後も大きくなることがなく運転が継続される。

図１および図３に示したものでは、有効電力出力演算回路１１、無効電力出力演算回路１８の後段にそれぞれ１次遅れ回路１２、１９を設けている。この１次遅れ回路１２、１９は変圧器投入などの系統急変時に電流指令値が急変しないように設けているものであるが、省略することも可能である。

有効電力出力演算回路１１、無効電力出力演算回路１８に入力される単相電圧と単相電流から有効・無効電力を演算する際には電圧と電流とを掛け算するが、その結果得られる信号は基本周波数の２倍の周波数で変動する信号であり、これを直流量に変換すると必然的に遅れの要素が生じる。この遅れを１次遅れ回路１２、１９と同等の機能として使用することができる。この変換による遅れだけでは、系統急変時の電流指令値Ｉｒｅｆの変化が大きくなりすぎるような場合には、図１および図３に示すように１次遅れ回路１２、１９を挿入する。１次遅れ回路１２、１９を省略した場合も、図１および図３のものと同等の効果を得ることができる。

また、図１および図３に示したものでは、インバータ自身の出力電流の検出値を用いて有効電力出力および無効電力出力を演算しているが、インバータ出力電流の代わりに、接続される系統へ流出する電流の検出値を用いても同等の作用効果を得ることができる。すなわち、図２１に示す構成の系統において、交流母線１から負荷２へ流れる電流と交流母線１から変圧器１０へ流れる電流の和をとった信号を、図１あるいは図３における出力電流検出値Ｉ（ｔ）の代わりに有効電力出力演算回路１１および無効電力出力演算回路１８に入力する。その他の構成は図１または図３に示すものと同じである。インバータ４から変圧器３を介して母線１へ注入される電流すなわちインバータ出力電流と、母線１から負荷２へ流れる電流と母線１から変圧器１０へ流れる電流との和は等しいので、このように構成しても図１および図３のものと同等の作用効果が得られる。

第１の実施の形態によれば、単相インバータが交流電源のない無電源単相負荷系統へ接続されて運転している際に、変圧器の励磁突入電流などの急峻な系統変動が発生した場合、交流電圧制御によりほぼ指令値どおりに電圧を保ちつつ、インバータの出力電流の急激な変動を抑制することができる。こうした動作を行うことにより、系統変動が変圧器突入によるものの場合は、励磁突入電流自体が抑制されてインバータは過電流とならずに運転を継続できる。また、系統変動が負荷の増加によるものであり、負荷量がインバータの容量以内の場合は、過渡的なインバータ過電流を防止しつつ、負荷量に見合った運転点に移行することができる。

（第２の実施の形態）
図４は本発明の第２の実施の形態に係わる単相インバータの制御方法を実現する制御ブロック構成図である。この第２の実施の形態は、図２１に示す従来例において、交流母線１に複数台のインバータが並列に接続され、それぞれのインバータに対しそれぞれインバータ制御回路が設けられた場合を示している。図４では、２台のインバータＡ、Ｂが接続され、それぞれインバータ制御回路６２Ａ、６２Ｂが設けられた場合を示している。

すなわち、図１に示した第１の実施の形態ではインバータ自身の出力電流検出値と系統電圧検出値とを有効電力出力演算回路１１に入力していたのに対し、図４に示した第２の実施の形態では、インバータ運転状態信号Ｓおよび２台のインバータＡ、Ｂの出力電流検出値ＩＡ（ｔ）、ＩＢ（ｔ）を出力値配分演算回路２３に入力し、出力値配分演算回路２３内で各インバータの適切な電流値を求めて、その結果を各インバータ制御回路内の有効電力出力演算回路１１に与える構成としたものである。

図５は出力値配分演算回路２３の内部構成図である。インバータＡの出力電流検出値ＩＡ（ｔ）とインバータＢの出力電流検出値ＩＢ（ｔ）とを加算器２４で加算し、その結果、得られた電流検出値の和に対して乗算器２５、乗算器２６で各インバータの出力配分比率を掛け算し、その結果をそれぞれスイッチ回路２７、２８の入力端子ａ、ｂへ与える。配分比率は係数器６３ａ、６３ｂにより予め決められる。係数器６３ａ、６３ｂに予め設定される値Ｋ、Ｋ−１は、各インバータの容量などを考慮して決められ比率の和が１となる値である。

例えば、２台のインバータが同じ容量であれば、Ｋ＝０．５とし乗算器２５、２６へ与えられる配分比率は両方０．５とする。インバータＡの容量がインバータＢの４倍であればＫ＝０．８とし乗算器２５には０．８、乗算器２６には０．２という値が与えられる。スイッチ回路２７、２８のもう一方の入力端子ａ’、ｂ’には各インバータの出力電流検出値ＩＡ（ｔ）、ＩＢ（ｔ）が与えられている。スイッチ回路２７、２８はインバータ運転状態信号Ｓにより切り換えられる。インバータ運転状態信号Ｓは運転されているインバータの台数相当の信号で、２台のインバータＡ、Ｂの両方が運転されている場合にはスイッチ２７、２８で入力端子ａ、ｂを選択し、インバータＡ、Ｂのいずれか一方が停止している時はスイッチ２７、２８で入力端子ａ’、ｂ’を選択する。こうして得られたスイッチ回路２７、２８の出力が各インバータの制御回路中の有効電力出力回路１１へ与えられる。その他の構成は図１に示した第１の実施の形態と同じである。

複数台の単相インバータが並列に無電源系統に接続されて運転している場合、定常状態では各インバータの出力の和が接続された負荷の大きさと等しくなるような有効電力を出力し、その値を予め設定した比率Ｋで各インバータに配分した値が電流指令値Ｉｒｅｆとして使用されて、各インバータでは出力電流制御回路１６によりインバータ出力電流がそれに追従するよう制御される。これにより、系統電圧が電圧指令値Ｖｒｅｆを維持し、かつ負荷に必要な電力を予め設定した配分で複数台のインバータから供給するよう、各インバータが制御される。

この状態で、系統において変圧器投入が行われた場合、励磁突入電流により系統電圧が低下し、各インバータの交流電圧制御回路８の出力は正方向に増加してインバータ出力電圧Ｖｃ（ｔ）の振幅が大きくなるよう制御が行われる。有効電力出力演算回路１１で演算され１次遅れ回路１２を介したインバータ出力検出値は、変圧器投入直前の出力値であり、各インバータの出力電流制御回路１６はインバータ出力電流が変圧器投入直前の値を保持するような信号を出力する。この信号が交流電圧制御回路８の出力に加算されて補正が行われることにより、各インバータの出力の和が負荷の必要電力と等しくなって系統電圧がほぼ電圧指令値どおりに保たれ、かつ、出力電流が大きく変動するのを抑制しながら運転される。さらにインバータ間の出力の不均衡や横流が防止される。系統に接続された電源がインバータのみの場合、インバータが上記のような運転を行うことで電圧が励磁突入電流自体を低減するような波形となり、インバータの出力電流はその後も大きくなることがなく運転が継続される。

図６は、本発明の第２の実施の形態に係わる単相インバータの制御方法を実現する他の一例を示す制御ブロック構成図である。図４に示した一例では、出力値配分演算回路２３においてインバータ出力電流検出値ＩＡ（ｔ）、ＩＢ（ｔ）から出力電流の和を求め、その値に対して出力配分比率をかけた値を各インバータの制御回路６２Ａ、６２Ｂ内の有効電力出力演算回路１１に与えていたのに対し、図６の他の一例では、出力値配分演算回路２９内に有効電力出力演算回路１１および１次遅れ回路１２を設けたものである。

図７は第２の実施の形態における他の一例の出力値配分演算回路２９の内部構成図である。図７に示すように、出力値配分演算回路２９内に有効電力出力演算回路１１および１次遅れ回路１２を設け、出力値配分演算回路２９内で各インバータが出力すべき直流量の有効電力Ｐａ、Ｐｂを求め、その結果を各インバータ内の制御回路内の乗算器１３へ与える。その他の構成は図５に示した出力値配分演算回路２３と同じである。

第２の実施の形態は、負荷が必要とする電力を予め設定した出力配分比率で各インバータが出力するように、電流指令値を決めるものであり、図４および図５で示した一例と、図６および図７で示した他の一例との相違点は、インバータ間の出力配分をどの段階で行うかという点である。従って、得られる電流指令値信号は等価であり、図６および図７で示す他の一例を採用した場合も、図４および図５に示した一例と同等の作用効果が得られる。

ここで、負荷の力率が低くて無効電力成分が無視できない場合には、第１の実施の形態の場合と同様に、無効電力出力演算回路およびその出力に対する１次遅れ回路を設け、その出力と正弦波信号をかけあわせた値を有効電力成分による信号と合成して電流指令値Ｉｒｅｆを発生させることにより、負荷が必要とする有効電力、無効電力を予め設定した配分で各インバータが供給し、変圧器投入時の過電流を防止して運転を行うことができる。また、第１の実施の形態と同様に１次遅れ回路は省略してもよい。

第２の実施の形態によれば、複数台の単相インバータが交流電源のない無電源単相負荷系統へ並列に接続されて運転している際に、負荷が必要とする電力を接続されるインバータの容量等に応じて適切な比率で分担して供給し、変圧器の励磁突入電流などの急峻な系統変動が発生した場合、交流電圧制御によりほぼ指令値どおりの電圧に保ちつつ、インバータの出力電流の急激な変動を抑制することができる。こうした動作を行うことにより、系統変動が変圧器突入によるものの場合は、励磁突入電流自体が抑制されてインバータは過電流とならずに運転を継続できる。また系統変動が負荷の増加や減少によるもので負荷量がインバータの容量以内の場合は、過渡的なインバータ過電流を防止しつつ、複数台のインバータで予め設定した出力の配分比率に従って負荷量に見合った出力を行い、横流の発生や出力の偏りを防止して適切な運転点に移行することができる。

（第３の実施の形態）
図８は本発明の第３の実施の形態に係わる単相インバータの制御方法を実現する制御ブロック構成図、図９は本発明の第３の実施の形態における出力値配分演算回路３０の内部構成図である。この第３の実施の形態は、図４および図５に示す第２の実施の形態に対し、インバータＡとインバータＢの出力電流検出値の和に代えて、負荷電流検出値ＩＬに対して配分比率を掛け算し、それを各インバータが出力すべき電流の値として有効電力演算回路１１へ与える構成としたものである。従って、各インバータの出力電流検出値は出力値配分演算回路３０には与えられず加算器１５のみに与えられる。図４および図５と同一要素には同一符号を付し重複した説明は省略する。

図４および図５に示す第２の実施の形態では、インバータＡとインバータＢの出力電流検出値の和に対して出力値配分演算回路２３内で配分比率を掛け算していたのに対し、図８および図９に示す第３の実施の形態では、負荷電流検出値ＩＬに対して配分比率を掛け算し、それを各インバータが出力すべき電流の値として有効電力演算回路１１へ与える。各インバータの出力電流検出値は出力値配分演算回路３０には与えられず加算器１５のみに与えられる。

図２１に示す構成の系統で母線１に複数台のインバータが接続された系統において、負荷電流、すなわち母線１から負荷２へ流れる電流と、母線１から変圧器１０へ流れる電流との検出値の和は、複数台のインバータの出力電流の和と等価である。従って、第３の実施の形態においても図４および図５に示す第２の実施の形態と同等の作用効果が得られる。

図１０は、本発明の第３の実施の形態に係わる単相インバータの制御方法を実現する他の一例を示す制御ブロック構成図である。 図８に示した一例では、出力値配分演算回路３０において負荷電流検出値ＩＬに対して出力配分比率をかけた値を各インバータの制御回路６２ａ、６２ｂ内の有効電力出力演算回路１１に与えていたのに対し、図１０の他の一例では、出力値配分演算回路３１内に有効電力出力演算回路１１および１次遅れ回路１２を設けたものである。

図１１は本発明の第３の実施の形態における他の一例の出力値配分演算回路３１の内部構成図である。図１１に示すように、出力値配分演算回路３１内に有効電力出力演算回路１１および１次遅れ回路１２を設けた構成とし、出力値配分演算回路３１内で各インバータが出力すべき直流量の有効電力Ｐａ、Ｐｂを求め、その結果を各インバータ内の制御回路内の乗算器１３へ与える。その他の構成は図８に示した出力値配分演算回路３０と同じである。

第３の実施の形態は、負荷が必要とする電力を予め設定した出力配分比率で各インバータが出力するように、電流指令値を決めるものであり、図８および図９で示した一例と、図１０および図１１で示した他の一例との相違点は、インバータ間の出力配分をどの段階で行うかという点である。従って得られる電流指令値信号は等価であり、図１０および図１１で示す他の一例を採用した場合も、図８および図９の一例と同等の作用および効果が得られる。

ここで、負荷の力率が低くて無効電力成分が無視できない場合には、第２の実施の形態の場合と同様に、無効電力出力演算回路およびその出力に対する１次遅れ回路を設け、その出力と正弦波信号をかけあわせた値を有効電力成分による信号と合成して電流指令値Ｉｒｅｆを発生させることにより、負荷が必要とする有効電力、無効電力を予め設定した配分で各インバータが供給し、変圧器投入時の過電流を防止して運転を行うことができる。また、第２の実施の形態と同様に１次遅れ回路は省略してもよい。

第３の実施の形態によれば、母線１に複数台のインバータが接続された系統において、負荷電流すなわち、母線１から負荷２へ流れる電流と母線１から変圧器１０へ流れる電流の検出値の和は、複数台のインバータの出力電流の和と等価であるので、第２の実施の形態と同等の作用効果が得られる。

（第４の実施の形態）
図１２は本発明の第４の実施の形態の単相インバータの制御方法が適用される系統構成図である。第１乃至第３の実施の形態では、交流電源の接続されない単相負荷系統に電力を供給する場合であったが、第４の実施の形態では、交流電源のある系統との接続切換を伴い運転される場合である。単相インバータの中には接続系統が切り換えられ、無電源系統に接続されたり、交流電源のある系統へ接続されて交流電源と分担して負荷へ電力を供給したりするシステムもある。

図１２は交流電源のある系統へ接続された単相インバータの制御システム構成図である。交流母線１には系統インピーダンス３２を介して単相交流電源３３がつながっており、単相インバータ４は単相交流電源３３と分担して負荷２へ電力を供給する。インバータ制御回路においては、交流電圧検出回路６により系統電圧が検出され、それを規格化した正弦波の信号Ｖ（ｔ）と、上位制御系などから与えられる直流量の出力指令値Ｐｒｅｆが乗算器３４で掛け算されて正弦波信号の電流指令値Ｉｒｅｆが得られる。この値と電流検出器３６で検出された出力電流Ｉ（ｔ）が加算器３５で突合わされ、差分が出力電流制御回路１６へ与えられる。出力電流制御回路１６は、例えば比例積分回路等で構成され、入力信号である電流の差分が零になるような信号を出力するもので、第１乃至第３の実施の形態における出力電流制御回路１６と同等のものである。

この信号が加算器６４により系統電圧Ｖ（ｔ）に加算され得られた値がインバータ出力電圧Ｖｃ（ｔ）としてパルス発生回路９へ与えられる。交流電源のある系統と接続される場合には交流電源により系統電圧が確立されているため、図２１に示すような系統電圧を確立するための交流電圧制御は行われない。

ここで単相インバータが無電源系統に接続されたり交流電源を含む系統に接続されたりする場合を考える。図２１と図１２とを比較してわかるように、接続系統の電源の有無によって単相インバータの制御方法は全く異なるものであり、制御回路の切り換えが必要である。

図１３は本発明の第４の実施の形態に係わる単相インバータの制御方法を実現する制御ブロック構成図である。この第４の実施の形態においては無電源系統にも交流電源を含む系統にも接続できるものである。図１３において、無電源系統接続時制御回路３７は、第１乃至第３の実施の形態のいずれかに相当する回路であり、回路中の自走発振信号cosωｔがスイッチ回路３９の入力端子ａに、電流指令値Ｉｒｅｆと出力電流検出値との偏差分ΔＩ、すなわち各実施の形態における加算器１５の出力がスイッチ回路４０の入力端子ｂに与えられる。

一方、通常系統接続時制御回路３８は図１２に示す制御回路であり、回路中の系統電圧検出値Ｖ（ｔ）がスイッチ回路３９の入力端子ａ’に、電流指令値Ｉｒｅｆと出力電流検出値Ｉ（ｔ）との偏差分ΔＩ、すなわち図１２における加算器３５の出力がスイッチ回路４０の入力端子ｂ’に与えられる。

スイッチ回路３９、４０は系統条件信号Ｕにより切り換えが行われ、インバータが無電源系統に接続されている場合はそれぞれ端子ａ、端子ｂが選択され、交流電源のある系統に接続されている場合は端子ａ’、ｂ’が選択される。さらに系統条件信号Ｕは出力電流制御回路１６へも与えられる。

図１４は図１３における出力電流制御回路１６の内部構成を示す制御ブロック図である。図１４において、出力電流制御回路１６へはスイッチ回路４０の出力である電流偏差分ΔＩが入力される。一方、スイッチ回路４１の入力端子ｃ、ｃ’にはそれぞれ固定の値が与えられている。ここで入力端子ｃには入力端子ｃ’よりも小さな値が設定される。図１４の一例ではそれぞれ、０．５、１．０である。スイッチ回路４１は系統条件信号Ｕにより切り換えが行われ、インバータが無電源系統に接続されている場合は端子ｃが選択され、交流電源のある系統に接続されている場合は端子ｃ’が選択される。その結果、得られた値を乗算器４２に与え、電流偏差ΔＩと掛け算して比例積分回路４３へ与える。比例積分回路４３の出力が出力電流制御回路１６の出力として加算器６４へ与えられる。

図１３および図１４に示す第４の実施の形態を採用した場合、単相インバータが交流電源を含む系統に接続されている場合には、スイッチ回路３９、４０、４１において、それぞれ入力端子ａ’、ｂ’、ｃ’が選択される。これにより制御回路の構成は図１２における一般的に使用されている交流電源を含む系統に接続されている時の制御回路と同等になる。一方、単相インバータが無電源系統に接続されている場合には、スイッチ回路３９、４０、４１において、それぞれ入力端子ａ、ｂ、ｃが選択される。これにより制御回路の構成は、第１乃至第３の実施の形態と同等となり、さらに出力電流制御回路１６内の比例積分回路４３へ入力される信号の大きさが交流電源を含む系統に接続されている場合の０．５倍と小さな値になる。従って、等価的に比例積分回路４３のゲインが小さくなる。つまり交流電源を含む系統に接続されている場合に比べて電流制御の強さが弱くなり、交流電圧制御が主体で制御が行われる。

ここで、第１乃至第３の実施の形態では、変圧器投入時の励磁突入電流などによる過電流を防止するために、交流電圧制御回路の出力に対して電流制御による補正を行い、インバータの出力電流が急変しないような制御を行う。この電流制御は無電源系統接続時の主制御である交流電圧制御とは相反する動作をする。たとえば、負荷が増加した場合、交流電圧制御のみの場合、負荷増加に応じてインバータ出力電流が増加して電圧が維持されるのに対し、第１乃至第４の実施の形態の制御を適用するとインバータ出力電流の変化が抑制されるため、一時的に系統電圧が低下する。このため、出力電流制御回路１６のゲインが大きいと、系統電圧が維持できなくなったり、交流電圧制御と干渉して不安定になるといった問題が発生する。

一方、交流電源が接続された状態で運転する場合には出力電流制御が主制御であり、過電流防止や指令値に対する追従の面から、出力電流制御の制御ゲインは大きめの値にする。このように、出力電流制御回路１６は無電源系統接続時にも交流電源を含む系統に接続する時にも共通で使用できるが、適切な制御ゲインは異なる値である。

以上の説明では、比例積分回路４３の入力信号に対して乗算器４２によりスイッチ回路４１の出力を掛け算することにより、無電源系統接続時の制御ゲインを下げる構成としていたが、この乗算器４２を比例積分回路４３の出力側に設ける構成としても、同様の作用効果を得ることができる。

また、出力電流制御回路１６を無電源系統接続時と交流電源のある系統を接続する時で共通に使用し、内部で制御ゲインを切り換える構成としたが、出力電流制御回路を共用せずに各系統接続時用に全く別の制御回路を設ける構成とすることもできる。

図１５はその場合の単相インバータの制御システム構成図である。無電源系統にも交流電源を含む系統にも接続できるものである。図１５において、無電源系統接続時制御回路３７’は、第１乃至第４の実施の形態のいずれかに相当する回路で出力電流制御回路も含んでおり、インバータ出力電圧Ｖｃ（ｔ）を出力してスイッチ回路４４の入力端子ｄへ与える。

一方、通常系統接続時制御回路３８’は図１２に示す制御回路で出力電流制御回路も含んでおり、インバータ出力電圧Ｖｃ（ｔ）を出力してスイッチ回路４４の入力端子ｄ’へ与える。スイッチ回路４４は系統条件信号Ｕにより切り換えが行われ、インバータが無電源系統に接続されている場合は端子ｄ、交流電源のある系統に接続されている場合は端子ｄ’が選択される。ここで、無電源系統接続時制御回路３７’内の出力電流制御回路は通常系統接続時制御回路３８’内の出力電流制御回路よりも小さな制御ゲインを設定する。

図１５に示す制御システムを採用した場合、単相インバータが交流電源を含む系統に接続されている場合にはスイッチ回路４４において入力端子ｄ’が選択される。これにより制御回路の構成は図１２における一般的に使用されている交流電源を含む系統に接続されている時の制御回路が使用される。一方、単相インバータが無電源系統に接続されている場合にはスイッチ回路４４において端子ｄが選択される。これにより制御回路の構成は、第１乃至第３の実施の形態が使用される。それぞれの制御回路に含まれる出力電流制御回路の制御ゲインが異なり、無電源系統接続時の方が小さいゲインを使用しているため、交流電源を含む系統に接続されている場合に比べて電流制御の強さが弱くなり、交流電圧制御が主体で制御が行われる。

第４の実施の形態によれば、無電源系統接続時には交流電源のある系統を接続した時に比べて出力電流制御のゲインを下げることができ、無電源系統接続時には大幅な電圧変動を防止しつつ変圧器の励磁突入電流などによる過電流を防止でき、かつ交流電源のある系統に接続された場合には出力指令値に高速に追従し過電流の発生しにくい単相インバータの制御を行うことができる。

次に、本発明の第１乃至第４の実施の形態における有効電力出力演算回路１１および無効電力出力演算回路１８について説明する。有効電力出力演算回路１１および無効電力出力演算回路１８においては、それぞれ単相の正弦波である系統電圧検出値Ｖ（ｔ）と出力電流検出値Ｉ（ｔ）から直流量としての有効出力電力Ｐあるいは無効電力出力Ｑを演算する必要がある。

図１６は、有効電力出力演算回路１１の入力信号である電圧検出値Ｖ（ｔ）、インバータ出力電流検出値Ｉ（ｔ）、その掛け算で得られる瞬時出力値Ｖ（ｔ）×Ｉ（ｔ）、および有効電力出力演算回路１１の出力として得られるべき直流量のインバータ出力信号Ｐの波形図である。

系統電圧Ｖ（ｔ）と出力電流Ｉ（ｔ）とを単純に掛け算した信号Ｖ（ｔ）×Ｉ（ｔ）は、図１６に示すように電圧、電流の２倍の周波数で振動する信号であり、第１乃至第４の実施の形態における電流指令値Ｉｒｅｆの波高値として使用することはできない。これを図１６のような出力Ｐ（Ｗ）直流量に変換する必要がある。

図１７は、第１乃至第４の実施の形態のインバータ制御回路が有効電力出力回路１１を有している場合の有効電力出力演算回路１１の内部構成の一例を示す制御ブロック図である。図１７に示す有効電力出力回路１１では、それぞれ単相の正弦波信号である電圧検出値Ｖ（ｔ）と電流検出値Ｉ（ｔ）とを乗算器４５で掛算した結果得られた信号に対し、積分器４６で積分を行う。積分器４６の出力に対して基本周波数の半サイクル分の遅れΔＴをもたせる遅延回路４７の出力と積分器４６の出力とを加算器４８に与えて差分をとり、増幅器４９で遅延回路４７の遅れ時間ΔＴの逆数をゲインとした増幅を行うことで、直流成分としての出力値Ｐを得て、これを１次遅れ回路１２へ与える。

実効値Ｖの単相交流電圧と、電圧との位相差がθで実効値Ｉの単相交流電流による有効電力Ｐ、無効電力Ｑは（１）式で求められる。

Ｐ＝Ｖ×Ｉ×cosθ
Ｑ＝Ｖ×Ｉ×sinθ …（１）
一方、それらの瞬時信号Ｖ（ｔ）、Ｉ（ｔ）は（２）式で示される。

Ｖ（ｔ）＝√２・Ｖ×cosωｔ
Ｉ（ｔ）＝√２・Ｉ×cos（ωｔ−θ） …（２）
ここで、（２）式のＶ（ｔ）とＩ（ｔ）を掛け算して得られる波形、すなわち図１６に示すＶ（ｔ）×Ｉ（ｔ）の波形は（３）式で示される。

Ｖ（ｔ）×Ｉ（ｔ）＝Ｖ×Ｉ×［cos（２ωｔ−θ）＋cosθ］…（３）
この（３）式で得られた信号は、図１７の乗算器４５の出力信号に相当する。この信号をωｔ＝０からωｔ＝π（基本周波数の半サイクル分）積分すると（４）式となる。

Ｖ×Ｉ×［1/2・sin（２π−θ）−1/2・sin（−θ）＋π・cosθ］
＝Ｖ×Ｉ×π・cosθ …（４）
図１７の加算器４８の出力は（３）式の信号の積分の半サイクル分であり、すなわち（４）式は加算器４８の出力に相当する。これを積分期間である半サイクル（＝π）で割るとＶ×Ｉ×cosθとなり、（１）式に示す有効電力Ｐの値と等しくなる。

このように図１７に示す有効電力出力演算回路１１を使用することにより、単相交流電圧と単相交流電流との瞬時信号から直流量としての有効電力値を得ることができ、第１乃至第４の実施の形態において有効電力検出値に基づいた出力電力制御を行うことができる。

図１８は、第１乃至第４の実施の形態のインバータ制御回路が有効電力出力回路１１および無効電力出力回路１８を有した場合の有効電力出力回路１１および無効電力出力回路１８の内部構成の一例を示す制御ブロック図である。

図１８に示す有効電力出力回路１１の内部構成は図１７に示す有効電力出力回路１１と同等である。一方、無効電力出力回路１８では、それぞれ単相の正弦波信号である電圧検出値Ｖ（ｔ）と電流検出値Ｉ（ｔ）が入力として与えられ、遅延回路５０において電圧検出値Ｖ（ｔ）がπ／２（１／４サイクル）遅延される。その値と電流検出値Ｉ（ｔ）を乗算器５１で掛け算した結果得られた信号に対し、積分器５２で積分を行う。積分器５２の出力に対して基本周波数の半分サイクル分の遅れΔＴをもたせる遅延回路５３の出力と積分器５２の出力を加算器５４に与え差分をとり、増幅器５５で遅延回路５３の遅れ時間ΔＴの逆数をゲインとした増幅を行うことで、直流成分としての無効電力出力値Ｑを得、これを１次遅れ回路１９へ与える。

有効電力値の求め方については、図１７に示す有効電力出力回路１１と同等である。また、無効電力値は以下のようにして求める。（２）式のＶ（ｔ）とＩ（ｔ）のうち、遅延回路５０でＶ（ｔ）にπ／２の遅れを持たせた値とＩ（ｔ）とを掛け算して得られる波形は（５）式で示される。

Ｖ（ｔ−π／２）×Ｉ（ｔ）
＝Ｖ×Ｉ×［cos（２ωｔ−θ−π／２）＋cos（θ−π／２）］ …（５）
ここで、（５）式で得られた信号は図１８の乗算器５１の出力信号に相当する。この信号を積分器５２でωｔ＝０からωｔ＝π（基本周波数の半サイクル分）積分すると（６）式となる。

Ｖ×Ｉ×［1/2・sin（２π−θ−π／２）−1/2・sin（−θ−π／２）＋π・cos（θ−π／２）］
＝Ｖ×Ｉ×π・cos（θ−π／２）
＝Ｖ×Ｉ×π・sinθ …（６）
図１８の加算器５４の出力は（５）式の信号の積分の半サイクル分であり、すなわち（６）式は加算器５４の出力に相当する。これを積分期間である半サイクル（＝π）で割るとＶ×Ｉ×sinθとなり、（１）式に示す無効電力Ｑの値と等しくなる。

図１８に示す無効電力出力演算回路１８内において系統電圧検出値Ｖ（ｔ）に対し遅延回路５０でπ／２（１／４サイクル）の遅れをもたせているが、系統電圧検出値Ｖ（ｔ）に対しては遅れなしとし、代わりに出力電流検出値Ｉ（ｔ）に対して遅延回路でπ／２（１／４サイクル）の遅れをもたせる構成としても直流量としての無効電力値を得ることができる。その場合、１次遅れ回路１９へ与える値については正負の符号を反転させて与える構成とする。

電圧に対しては遅れなし、電流に対してπ／２（１／４サイクル）の遅れをもたせた場合、（５）式、（６）式はそれぞれ（７）式、（８）式となる。

Ｖ（ｔ）×Ｉ（ｔ−π／２）
＝Ｖ×Ｉ×［cos（２ωｔ−θ−π／２）＋cos（θ＋π／２）］ …（７）
Ｖ×Ｉ×［1/2・sin（２π−θ−π／２）−1/2・sin（−θ−π／２）＋π・cos（θ＋π／２）］
＝Ｖ×Ｉ×π・cos（θ＋π／２）＝−Ｖ×Ｉ×π・sinθ …（８）
この（８）式で得られた値は（６）式の値と正負反転した値である。従って、１次遅れ回路１９へは正負の符号を反転させて与える構成とする。

このように、単相交流電圧と単相交流電流との瞬時信号から直流量としての有効電力値や無効電力値を得ることができ、第１乃至第４の実施の形態において有効電力値や無効電力値に基づいた出力電力制御を行うことができる。

次に、図１９は、第１乃至第４の実施の形態のインバータ制御回路が有効電力出力回路１１を有している場合の有効電力出力演算回路１１の内部構成の他の一例を示す制御ブロック図である。

図１９に示す有効電力出力回路１１では、それぞれ単相の正弦波信号である電圧検出値Ｖ（ｔ）と電流検出値Ｉ（ｔ）とを乗算器４５で掛け算した結果得られた信号に対し、帯域除去フィルタ５６を介することで、直流成分としての出力値Ｐを得、これを１次遅れ回路１２へ与える。帯域除去フィルタ５６は運転周波数の２倍の周波数成分を除去する特性をもつ。

前述したように、系統電圧Ｖ（ｔ）と出力電流Ｉ（ｔ）とを掛け算した値、すなわち図１９における乗算器４５の出力は（３）式となる。（３）式において、「cos（２ωｔ−θ）」の項は運転周波数の２倍の周波数の正弦波成分であり、「cosθ」の項は直流成分である。従って、乗算器４５の出力信号を帯域除去フィルタ５６に与えることにより「cos（２ωｔ−θ）」の項が除去され、その出力信号は、Ｖ×Ｉ×cosθとなり、（１）式に示す有効電力Ｐの値と等しくなる。

このように図１９に示す有効電力出力回路１１を使用することにより、単相交流電圧と単相交流電流の瞬時信号から直流量としての有効電力値を得ることができ、第１乃至第４の実施の形態において有効電力検出値に基づいた出力電力制御を行うことができる。

図２０は、第１乃至第４の実施の形態のインバータ制御回路が有効電力出力回路１１および無効電力出力回路１８を有した場合の有効電力出力回路１１および無効電力出力回路１８の内部構成の他の一例を示す制御ブロック図である。

図２０に示す有効電力出力回路１１の内部構成は、図１９に示す有効電力出力回路１１と同等である。一方、無効電力出力回路１８では、それぞれ単相の正弦波信号である電圧検出値Ｖ（ｔ）と電流検出値Ｉ（ｔ）が入力として与えられ、遅延回路５０において電圧検出値Ｖ（ｔ）がπ／２（１／４サイクル）遅延される。その値と電流検出値Ｉ（ｔ）を乗算器５１で掛け算した結果得られた信号に対し、帯域除去フィルタ５７を介することで、直流成分としての無効電力値Ｑを得、これを１次遅れ回路１９へ与える。帯域除去フィルタ５７は帯域除去フィルタ５６と同様、運転周波数の２倍の周波数成分を除去する特性をもつ。

有効電力値の求め方については図２０に示す有効電力出力回路１１と同等である。一方、無効電力値は以下のようにして求める。Ｖ（ｔ）とＩ（ｔ）のうち、Ｖ（ｔ）にπ／２の遅れを持たせた値とＩ（ｔ）を掛け算して得られる信号、すなわち乗算器５１の出力は（５）式となる。（５）式において、「cos（２ωｔ−θ−π／２）」の項は運転周波数の２倍の周波数の正弦波成分であり、「cos（θ−π／２）」の項は直流成分である。

従って、乗算器５１の出力信号を帯域除去フィルタ５７に与えることにより「cos（２ωｔ−θ−π／２）」の項が除去され、その出力信号は、Ｖ×Ｉ×cos（θ−π／２）＝Ｖ×Ｉ×sinθとなり、（１）式に示す無効電力Ｑの値と等しくなる。

図２０に示す無効電力出力演算回路１８内において、系統電圧検出値Ｖ（ｔ）に対し遅延回路５０でπ／２（１／４サイクル）の遅れをもたせているが、系統電圧検出値Ｖ（ｔ）に対しては遅れなしとし、代わりに出力電流検出値Ｉ（ｔ）に対して遅延回路でπ／２（１／４サイクル）の遅れをもたせる構成としても直流量としての無効電力値を得ることができる。その場合、１次遅れ回路１９へ与える値については正負の符号を反転させて与える構成とする。

電圧に対しては遅れなし、電流に対してπ／２（１／４サイクル）の遅れをもたせた場合、それを掛け算した値、すなわち乗算器５１の出力は（７）式である。この信号を帯域除去フィルタ５７に入力することにより、その出力信号は、Ｖ×Ｉ×cos（θ＋π／２）＝−Ｖ×Ｉ×sinθとなり、（１）式に示す無効電力Ｑの値と正負反転した値である。従って、１次遅れ回路１９へは正負の符号を反転させて与える構成とする。

このように図２０に示す有効電力出力回路１１および無効電力出力回路１８を使用することにより、単相交流電圧と単相交流電流との瞬時信号から直流量としての有効電力値および無効電力値を得ることができ、第１乃至第４の実施の形態において有効電力検出値および無効電力に基づいた出力電力制御を行うことができる。

本発明の第１の実施の形態に係わる単相インバータの制御方法を実現する制御ブロック構成図。 本発明の第１の実施の形態における変圧器投入シミュレーションの結果の波形図であり、図２（ａ）は電圧制御のみを行った場合の系統電圧、インバータ出力電流、励磁突入電流の波形図、図２（ｂ）は第１の実施の形態を適用した場合の系統電圧、インバータ出力電流、励磁突入電流の波形図。 本発明の第１の実施の形態に係わる単相インバータの制御方法を実現する他の一例を示す制御ブロック構成図。 本発明の第２の実施の形態に係わる単相インバータの制御方法を実現する制御ブロック構成図。 本発明の第２の実施の形態における出力値配分演算回路の内部構成図。 本発明の第２の実施の形態に係わる単相インバータの制御方法を実現する他の一例を示す制御ブロック構成図。 本発明の第２の実施の形態における他の一例の出力値配分演算回路の内部構成図。 本発明の第３の実施の形態に係わる単相インバータの制御方法を実現する制御ブロック構成図。 本発明の第３の実施の形態における出力値配分演算回路の内部構成図。 本発明の第３の実施の形態に係わる単相インバータの制御方法を実現する他の一例を示す制御ブロック構成図。 本発明の第３の実施の形態における他の一例の出力値配分演算回路の内部構成図。 本発明の第４の実施の形態の単相インバータの制御方法が適用される系統構成図。 本発明の第４の実施の形態に係わる単相インバータの制御方法を実現する制御ブロック構成図。 図１３における出力電流制御回路の内部構成を示す制御ブロック図。 本発明の第４の実施の形態に係わる単相インバータの他の一例を示す制御システム構成図。 本発明の第１乃至第４の実施の形態における有効電力出力演算回路の入力信号である電圧検出値Ｖ（ｔ）、インバータ出力電流検出値Ｉ（ｔ）、その掛け算で得られる瞬時出力値Ｖ（ｔ）×Ｉ（ｔ）、および有効電力出力演算回路１１の出力として得られるべき直流量のインバータ出力信号Ｐの波形図。 本発明の第１乃至第４の実施の形態のインバータ制御回路が有効電力出力回路を有している場合の有効電力出力演算回路１１の内部構成の一例を示す制御ブロック図。 本発明の第１乃至第４の実施の形態のインバータ制御回路が有効電力出力回路および無効電力出力回路を有した場合の有効電力出力回路および無効電力出力回路の内部構成の一例を示す制御ブロック図。 本発明の第１乃至第４の実施の形態のインバータ制御回路が有効電力出力回路を有している場合の有効電力出力演算回路の内部構成の他の一例を示す制御ブロック図。 本発明の第１乃至第４の実施の形態のインバータ制御回路が有効電力出力回路および無効電力出力回路を有した場合の有効電力出力回路および無効電力出力回路の内部構成の他の一例を示す制御ブロック図。 単相インバータにより無電源系統へ電力供給を行う場合の一般的な制御システム構成図。

符号の説明

１…交流母線、２…負荷、３…変圧器、４…単相インバータ、５…直流電源、６…交流電圧検出器、７…実効値検出回路、８…交流電圧制御回路、９…パルス発生回路、１０…変圧器、１１…有効電力出力演算回路、１２…１次遅れ回路、１３…乗算器、１４…余弦波発生回路、１５…加算器、１６…出力電流制御回路、１７…加算器、１８…無効電力出力演算回路、１９…１次遅れ回路、２０…乗算器、２１…正弦波発生回路、２２…加算器、２３…出力値配分演算回路、２４…加算器、２５…乗算器、２６…乗算器、２７…スイッチ回路、２８…スイッチ回路、２９…出力値配分演算回路、３０…出力値配分演算回路、３１…出力値配分演算回路、３２…系統インピーダンス、３３…単相交流電源、３４…乗算器、３５…加算器、３６…電流検出器、３７…無電源系統接続時制御回路、３８…通常系統接続時制御回路、３９…スイッチ回路、４０…スイッチ回路、４１…スイッチ回路、４２…乗算器、４３…比例積分回路、４４…スイッチ回路、４５…乗算器、４６…積分器、４７…遅延回路、４８…加算器、４９…増幅器、５０…遅延回路、５１…乗算器、５２…積分器、５３…遅延回路、５４…加算器、５５…増幅器、５６…帯域除去フィルタ、５７…帯域除去フィルタ、５８…遮断器、５９…加算器、６０…加算器、６１…乗算器、６２…インバータ制御回路、６３…係数器、６４…加算器

Claims (6)

1. 交流電源の接続されない単相負荷系統に電力を供給する単相インバータの制御方法において、系統電圧の大きさを一定に維持するようインバータの出力電圧値を制御する交流電圧制御を行うとともに、インバータ出力電流検出値または接続される系統へ流出する電流の検出値を用いて直流量としてのインバータ出力値を求め、さらにその直流量のインバータ出力値から電流指令値を生成し、その指令値に追従するよう単相インバータ出力電流を制御して交流電圧制御を補正することを特徴とする単相インバータの制御方法。
2. 交流電源の接続されない単相負荷系統に複数台の単相インバータが並列に接続されて電力を供給する単相インバータの制御方法において、各インバータが系統電圧の大きさを一定に維持するよう出力電圧値を制御する交流電圧制御を行うとともに、各インバータにおいて出力電流検出値を用いて直流量としてのインバータ出力値を求め、求めた各インバータ出力値の和から、インバータの容量および運転状態に応じて各インバータごとの電流指令値を生成し、各インバータはその指令値に追従するよう出力電流を制御して交流電圧制御を補正することを特徴とする単相インバータの制御方法。
3. 交流電源の接続されない単相負荷系統に複数台の単相インバータが並列に接続されて電力を供給する単相インバータの制御方法において、各インバータが系統電圧の大きさを一定に維持するよう出力電圧値を制御する交流電圧制御を行うとともに、接続される系統へ流出する電流の検出値を用いて直流量としての複数インバータ出力の合計値を求め、求めたインバータ出力値の和から、インバータの容量および運転状態に応じて各インバータごとの電流指令値を生成し、各インバータはその指令値に追従するよう出力電流を制御して交流電圧制御を補正することを特徴とする単相インバータの制御方法。
4. 交流電源のある系統との接続切換を伴い運転される場合に、単独負荷系統での電流制御のゲインを、交流電源が接続された状態で運転する際に使用する電流制御のゲインよりも小さな値とすることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか一記載の単相インバータの制御方法。
5. 前記電流指令値の生成は、インバータ出力電流と系統電圧を乗算した信号に対し、運転周波数の１／２サイクル間の積分を行うことによって直流量としてのインバータ有効電力出力値を求め、また、インバータ出力電流に対し１／４サイクルの遅れをもたせた信号と系統電圧を乗算した信号、あるいはインバータ出力電流と系統電圧に対し１／４サイクルの遅れをもたせた信号を乗算した信号に対し、運転周波数の１／２サイクル間の積分を行うことによって直流量としてのインバータ無効電力出力値を求め、上記の直流量としての有効電力値に系統電圧と同期した正弦波信号を乗じ、上記の直流量としての無効電力値に系統電圧と９０°遅れまたは進みをもたせた正弦波信号を乗じ、上記２つの正弦波信号を加算した値あるいは上記２つの正弦波信号のうち一方を電流指令値信号とすることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか一記載の単相インバータの制御方法。
6. 前記電流指令値の生成は、インバータ出力電流と系統電圧を乗算した信号すなわちインバータの出力検出値に対し、運転周波数の２倍の周波数の成分を除去する帯域除去フィルタを介することによって直流量としてのインバータ有効電力出力値を求め、また、インバータ出力電流に対し１／４サイクルの遅れをもたせた信号と系統電圧を乗算した信号、あるいはインバータ出力電流と系統電圧に対し１／４サイクルの遅れをもたせた信号を乗算した信号に対し、運転周波数の２倍の周波数の成分を除去する帯域除去フィルタを介することによって直流量としてのインバータ無効電力出力値を求め、上記の直流量としての有効電力値に系統電圧と同期した正弦波信号を乗じ、上記の直流量としての無効電力値に系統電圧と９０°遅れまたは進みをもたせた正弦波信号を乗じ、上記２つの正弦波信号を加算した値あるいは上記２つの正弦波信号のうち一方を電流指令値信号とすることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか一記載の単相インバータの制御方法。

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