JP3119111B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ／ｄｃコンバータInfo
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- JP3119111B2 JP3119111B2 JP07083961A JP8396195A JP3119111B2 JP 3119111 B2 JP3119111 B2 JP 3119111B2 JP 07083961 A JP07083961 A JP 07083961A JP 8396195 A JP8396195 A JP 8396195A JP 3119111 B2 JP3119111 B2 JP 3119111B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータ
に係わる。
に係わる。
【０００２】
【従来の技術】ＤＣ／ＤＣコンバータは、ある直流の入
力電圧を異なる直流電圧に変換して出力する装置であ
り、様々な用途に使用されている。この出力電圧は、所
定値に安定している必要があり、また、携帯端末などへ
搭載する場合を考慮すると、その消費電力を出来るだけ
小さくすることが要求される。
力電圧を異なる直流電圧に変換して出力する装置であ
り、様々な用途に使用されている。この出力電圧は、所
定値に安定している必要があり、また、携帯端末などへ
搭載する場合を考慮すると、その消費電力を出来るだけ
小さくすることが要求される。
【０００３】図５は、従来のＤＣ／ＤＣコンバータの一
例の概略構成図である。同図に示すＤＣ／ＤＣコンバー
タは、入力電圧Ｖinを出力電圧Ｖout に変換する。パル
ス周波数変調器１０１は、出力電圧Ｖout をフィードバ
ック信号として受信し、その電圧に基づいた周波数でオ
ン時間一定のパルス信号を出力する。ドライバ１０２
は、パルス周波数変調器１０１から受信したパルス信号
に従ってオン・オフ制御信号を出力する。スイッチング
素子１０３は、ドライバ１０２が出力するオン・オフ制
御信号によりスイッチングを行う。
例の概略構成図である。同図に示すＤＣ／ＤＣコンバー
タは、入力電圧Ｖinを出力電圧Ｖout に変換する。パル
ス周波数変調器１０１は、出力電圧Ｖout をフィードバ
ック信号として受信し、その電圧に基づいた周波数でオ
ン時間一定のパルス信号を出力する。ドライバ１０２
は、パルス周波数変調器１０１から受信したパルス信号
に従ってオン・オフ制御信号を出力する。スイッチング
素子１０３は、ドライバ１０２が出力するオン・オフ制
御信号によりスイッチングを行う。
【０００４】スイッチング素子１０３をオン状態にする
と、スイッチング素子１０３を流れる電流はコイルＬを
介して流れ、コンデンサＣおよび出力側に電力が供給さ
れて出力電圧Ｖout が上昇する。したがって、出力電圧
Ｖout が低下した場合には、パルス周波数変調器１０１
は、スイッチング素子１０３をオン状態にするような制
御信号を出力して出力電圧Ｖout を一定に保つように制
御する。
と、スイッチング素子１０３を流れる電流はコイルＬを
介して流れ、コンデンサＣおよび出力側に電力が供給さ
れて出力電圧Ｖout が上昇する。したがって、出力電圧
Ｖout が低下した場合には、パルス周波数変調器１０１
は、スイッチング素子１０３をオン状態にするような制
御信号を出力して出力電圧Ｖout を一定に保つように制
御する。
【０００５】図６は、パルス周波数変調器１０１の出力
を示す図である。この例では、パルス信号（Ｈ状態とな
っている部分）がスイッチング素子１０３をオン状態に
するものとする。
を示す図である。この例では、パルス信号（Ｈ状態とな
っている部分）がスイッチング素子１０３をオン状態に
するものとする。
【０００６】ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖout が
基準値を保っている期間は、パルス周波数変調器１０１
は、図６(a) に示すように、比較的低い周波数でパルス
を出力するか、あるいは全くパルスを出力しない状態で
ある。一方、出力電圧Ｖoutが基準値以下になると、パ
ルス周波数変調器１０１は、図６(b) に示すように、パ
ルス周波数を高くして、スイッチング素子１０３がオン
状態となる頻度を増加させることによって出力電圧Ｖ
out を上昇させようとする。ＤＣ／ＤＣコンバータはこ
のようにして出力電圧Ｖout を一定の値に保つ。
基準値を保っている期間は、パルス周波数変調器１０１
は、図６(a) に示すように、比較的低い周波数でパルス
を出力するか、あるいは全くパルスを出力しない状態で
ある。一方、出力電圧Ｖoutが基準値以下になると、パ
ルス周波数変調器１０１は、図６(b) に示すように、パ
ルス周波数を高くして、スイッチング素子１０３がオン
状態となる頻度を増加させることによって出力電圧Ｖ
out を上昇させようとする。ＤＣ／ＤＣコンバータはこ
のようにして出力電圧Ｖout を一定の値に保つ。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ＤＣ／ＤＣ
コンバータを例えば携帯端末等に搭載して使用する場合
には、端末の動作時間を長くするために、その消費電力
を出来るだけ小さくすることが要求される。しかしなが
ら、上述した従来のＤＣ／ＤＣコンバータでは、低消費
電力化が十分でなかった。
コンバータを例えば携帯端末等に搭載して使用する場合
には、端末の動作時間を長くするために、その消費電力
を出来るだけ小さくすることが要求される。しかしなが
ら、上述した従来のＤＣ／ＤＣコンバータでは、低消費
電力化が十分でなかった。
【０００８】すなわち、携帯端末を考慮すると、必然的
にＤＣ／ＤＣコンバータを小型化することになるが、こ
の場合、上記コンデンサＣおよびコイルＬを小型化しな
ければならない。この結果、スイッチング素子１０３を
制御するための発振器の動作周波数を高くする必要が生
じる。特に、出力電圧Ｖout が基準値以下になり、図６
(b) に示すように、パルス周波数を高くする場合には、
その周波数は発振器の動作周波数と同じ数１００KHz 程
度になる。このように、発振器の動作周波数を高くする
と、１つのパルスで供給できる電力量が小さくなるの
で、所定量の電力を供給するために多数回のスイッチン
グが行われるが、このスイッチング動作（スイッチング
素子１０３をオン・オフさせること）は損失が大きく変
換効率を悪化させる。
にＤＣ／ＤＣコンバータを小型化することになるが、こ
の場合、上記コンデンサＣおよびコイルＬを小型化しな
ければならない。この結果、スイッチング素子１０３を
制御するための発振器の動作周波数を高くする必要が生
じる。特に、出力電圧Ｖout が基準値以下になり、図６
(b) に示すように、パルス周波数を高くする場合には、
その周波数は発振器の動作周波数と同じ数１００KHz 程
度になる。このように、発振器の動作周波数を高くする
と、１つのパルスで供給できる電力量が小さくなるの
で、所定量の電力を供給するために多数回のスイッチン
グが行われるが、このスイッチング動作（スイッチング
素子１０３をオン・オフさせること）は損失が大きく変
換効率を悪化させる。
【０００９】また、上記構成では、ＤＣ／ＤＣコンバー
タに対して発振器（パルス周波数変調器１０１）が不可
欠となるが、この発振器は常に動作状態にあるので、こ
のことも消費電力の低下を妨げている。
タに対して発振器（パルス周波数変調器１０１）が不可
欠となるが、この発振器は常に動作状態にあるので、こ
のことも消費電力の低下を妨げている。
【００１０】さらに、上述のようにパルス周波数を変動
させると、出力電圧Ｖout のリップルが不定となり、放
射ノイズやこのＤＣ／ＤＣコンバータに接続される負荷
の電源系ノイズの帯域が広がってしまうので、その除去
が困難になる。
させると、出力電圧Ｖout のリップルが不定となり、放
射ノイズやこのＤＣ／ＤＣコンバータに接続される負荷
の電源系ノイズの帯域が広がってしまうので、その除去
が困難になる。
【００１１】このように、従来のＤＣ／ＤＣコンバータ
は、低消費電力化が十分ではなく、また、ノイズ帯域が
広いという問題があった。本発明は、上記問題を解決す
るものであり、ＤＣ／ＤＣコンバータを低消費電力化し
て変換効率を向上することを目的とする。
は、低消費電力化が十分ではなく、また、ノイズ帯域が
広いという問題があった。本発明は、上記問題を解決す
るものであり、ＤＣ／ＤＣコンバータを低消費電力化し
て変換効率を向上することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明のＤＣ／ＤＣコン
バータは、スイッチング手段を制御することによってコ
イル電流を変化させ出力を制御する構成を前提とし、以
下の手段を有する。
バータは、スイッチング手段を制御することによってコ
イル電流を変化させ出力を制御する構成を前提とし、以
下の手段を有する。
【００１３】出力値監視手段は、例えばコンパレータで
あり、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力値の１つとして例え
ば出力電圧を監視し、その値が基準値になったときに第
１の信号を出力する。
あり、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力値の１つとして例え
ば出力電圧を監視し、その値が基準値になったときに第
１の信号を出力する。
【００１４】電流監視手段は、コイル電流を監視し、そ
のコイル電流が第１の電流値になったときに第２の信号
を出力し、そのコイル電流が第２の電流値になったとき
に第３の信号を出力する。第２の電流値は、第１の電流
値よりも小さく、例えば０である。また、電流監視手段
は、たとえば、ヒステリシスコンパレータまたは２個の
コンパレータで構成する。
のコイル電流が第１の電流値になったときに第２の信号
を出力し、そのコイル電流が第２の電流値になったとき
に第３の信号を出力する。第２の電流値は、第１の電流
値よりも小さく、例えば０である。また、電流監視手段
は、たとえば、ヒステリシスコンパレータまたは２個の
コンパレータで構成する。
【００１５】制御手段は、上記第１の信号を受信したと
きに上記スイッチング手段をオン状態とするとともに上
記出力値監視手段の出力を受け付けないようにし、上記
第２の信号を受信したときに上記スイッチング手段をオ
フ状態とし、上記第３の信号を受信したときに上記出力
値監視手段の出力を受け付けるようにする。
きに上記スイッチング手段をオン状態とするとともに上
記出力値監視手段の出力を受け付けないようにし、上記
第２の信号を受信したときに上記スイッチング手段をオ
フ状態とし、上記第３の信号を受信したときに上記出力
値監視手段の出力を受け付けるようにする。
【００１６】
【作用】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、出力値監視
手段がＤＣ／ＤＣコンバータの出力値（出力電圧）を監
視し電力供給を必要とするか否かを判断する。そして、
電力供給が必要である場合は、その旨を第１の信号を用
いて制御手段へ通知し、制御手段がスイッチング手段を
オン状態にすることで出力側へ電力を供給する。このと
き、制御手段は、出力値監視手段の出力を受け付けない
モードに移る。
手段がＤＣ／ＤＣコンバータの出力値（出力電圧）を監
視し電力供給を必要とするか否かを判断する。そして、
電力供給が必要である場合は、その旨を第１の信号を用
いて制御手段へ通知し、制御手段がスイッチング手段を
オン状態にすることで出力側へ電力を供給する。このと
き、制御手段は、出力値監視手段の出力を受け付けない
モードに移る。
【００１７】スイッチング手段がオン状態となるとコイ
ル電流が増加してゆく。そして、このコイル電流が第１
の電流値に達すると、電流監視手段がその旨を第２の信
号を用いて制御手段へ通知し、制御手段がスイッチング
手段をオフ状態にする。その後、コイル電流が減少して
第２の電流値に達すると、制御手段は、出力値監視手段
の出力を受け付けるモードに戻り、電力供給が必要が否
かを示す信号の入力を待つ。
ル電流が増加してゆく。そして、このコイル電流が第１
の電流値に達すると、電流監視手段がその旨を第２の信
号を用いて制御手段へ通知し、制御手段がスイッチング
手段をオフ状態にする。その後、コイル電流が減少して
第２の電流値に達すると、制御手段は、出力値監視手段
の出力を受け付けるモードに戻り、電力供給が必要が否
かを示す信号の入力を待つ。
【００１８】このように、電力供給サイクルは、出力値
が基準値に達したときに開始され、コイル電流が第１の
電流値まで上昇した後に第２の電流値に戻ったときに終
了するが、このサイクル期間は、制御手段が出力値監視
手段の出力を受け付けないモードになっているので、出
力値が変化した場合においてもこのサイクルが中断され
ることはない。
が基準値に達したときに開始され、コイル電流が第１の
電流値まで上昇した後に第２の電流値に戻ったときに終
了するが、このサイクル期間は、制御手段が出力値監視
手段の出力を受け付けないモードになっているので、出
力値が変化した場合においてもこのサイクルが中断され
ることはない。
【００１９】上記電力供給サイクルの周期は、電流監視
手段に対して設定する第１および第２の電流値等をパラ
メータとして決めることができる。したがって、最小限
のスイッチング回数で必要な電力を供給するようにその
周期を決めることができる。また、上記サイクルは自励
発振であり、発振器を設ける必要はない。
手段に対して設定する第１および第２の電流値等をパラ
メータとして決めることができる。したがって、最小限
のスイッチング回数で必要な電力を供給するようにその
周期を決めることができる。また、上記サイクルは自励
発振であり、発振器を設ける必要はない。
【００２０】
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
ながら説明する。図１は、本発明の一実施例のＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの構成図である。同図に示すＤＣ／ＤＣコ
ンバータは、直流入力電圧Ｖinを出力電圧Ｖout に変換
する。
ながら説明する。図１は、本発明の一実施例のＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの構成図である。同図に示すＤＣ／ＤＣコ
ンバータは、直流入力電圧Ｖinを出力電圧Ｖout に変換
する。
【００２１】スイッチング素子１は、ｐチャネルのパワ
ーＭＯＳトランジスタであり、そのゲート端子に「Ｈ」
が入力されたときにオン状態となる。そして、一方の端
子に入力電圧Ｖinが接続され、他方の端子にダイオード
ＤのカソードおよびコイルＬが接続されている。ダイオ
ードＤのアノードは接地されている。コイルＬの他端は
抵抗Ｒsensを介して出力端子に接続される。また、出力
端子は、コンデンサを介して接地されている。
ーＭＯＳトランジスタであり、そのゲート端子に「Ｈ」
が入力されたときにオン状態となる。そして、一方の端
子に入力電圧Ｖinが接続され、他方の端子にダイオード
ＤのカソードおよびコイルＬが接続されている。ダイオ
ードＤのアノードは接地されている。コイルＬの他端は
抵抗Ｒsensを介して出力端子に接続される。また、出力
端子は、コンデンサを介して接地されている。
【００２２】コンパレータ２は、その＋入力に基準電圧
Ｖref が印加され、その−入力には出力電圧Ｖout を抵
抗Ｒ1 およびＲ2 で分圧した比較電圧Ｖ1 が印加され
る。そして、その比較結果を制御回路４に対して出力す
る。
Ｖref が印加され、その−入力には出力電圧Ｖout を抵
抗Ｒ1 およびＲ2 で分圧した比較電圧Ｖ1 が印加され
る。そして、その比較結果を制御回路４に対して出力す
る。
【００２３】コンパレータ３は、比較レベルを２つ持つ
ヒステリシスコンパレータ（またはウィンドウコンパレ
ータ）であり、抵抗Ｒsensにおける電圧降下をモニタす
る。ここで、抵抗Ｒsensを流れる電流は、コイルＬを流
れるコイル電流ＩL であるので、コンパレータ３は、コ
イル電流ＩL をモニタすることになる。コンパレータ３
の２つの比較レベルは、コイル電流に換算してＩLPおよ
びＩLB（ＩLP＞ＩLB）として設定する。そして、コイル
電流ＩL が増加してＩLPを越えると「Ｈ」を出力し、そ
の後、コイル電流ＩL がＩLBまで減少すると「Ｌ」を出
力する。この出力は、制御回路４に転送される。なお、
上記２つの比較レベルの設定は、設定電圧ＶS を用いて
コンパレータ３内で行うが、コンパレータ３の外部で２
つの比較電圧を生成するようにしてもよい。
ヒステリシスコンパレータ（またはウィンドウコンパレ
ータ）であり、抵抗Ｒsensにおける電圧降下をモニタす
る。ここで、抵抗Ｒsensを流れる電流は、コイルＬを流
れるコイル電流ＩL であるので、コンパレータ３は、コ
イル電流ＩL をモニタすることになる。コンパレータ３
の２つの比較レベルは、コイル電流に換算してＩLPおよ
びＩLB（ＩLP＞ＩLB）として設定する。そして、コイル
電流ＩL が増加してＩLPを越えると「Ｈ」を出力し、そ
の後、コイル電流ＩL がＩLBまで減少すると「Ｌ」を出
力する。この出力は、制御回路４に転送される。なお、
上記２つの比較レベルの設定は、設定電圧ＶS を用いて
コンパレータ３内で行うが、コンパレータ３の外部で２
つの比較電圧を生成するようにしてもよい。
【００２４】制御回路４は、コンパレータ２および３か
ら受信する信号に基づいてスイッチング素子１のオン・
オフ状態を制御する。具体的には、以下の手順でスイッ
チング素子１を制御する。 コンパレータ２の出力が「Ｌ」から「Ｈ」に変化し
たときにスイッチング素子１をオン状態にする。 上記の後に、コンパレータ２の出力信号を受け付
けないモードに切り換える。すなわち、ゲート回路、ラ
ッチ回路等を用い、コンパレータ２の出力が変化したと
しても、その変化が制御回路自身に影響を及ぼさないよ
うに設定する。 上記の後に、コンパレータ３の出力が「Ｌ」から
「Ｈ」に変化したときにスイッチング素子１をオフ状態
にする。 上記の後に、コンパレータ３の出力が「Ｈ」から
「Ｌ」に変化したときにコンパレータ２の出力信号を受
け付けるモードに切り換える。
ら受信する信号に基づいてスイッチング素子１のオン・
オフ状態を制御する。具体的には、以下の手順でスイッ
チング素子１を制御する。 コンパレータ２の出力が「Ｌ」から「Ｈ」に変化し
たときにスイッチング素子１をオン状態にする。 上記の後に、コンパレータ２の出力信号を受け付
けないモードに切り換える。すなわち、ゲート回路、ラ
ッチ回路等を用い、コンパレータ２の出力が変化したと
しても、その変化が制御回路自身に影響を及ぼさないよ
うに設定する。 上記の後に、コンパレータ３の出力が「Ｌ」から
「Ｈ」に変化したときにスイッチング素子１をオフ状態
にする。 上記の後に、コンパレータ３の出力が「Ｈ」から
「Ｌ」に変化したときにコンパレータ２の出力信号を受
け付けるモードに切り換える。
【００２５】上記構成のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を
図２のタイムチャートを参照しながら説明する。尚、こ
こでは、コンパレータ３の比較レベルＩLBを０として説
明する。したがって、コンパレータ３は、コイル電流Ｉ
L がＩLPから減少して０になったときに、その出力を
「Ｈ」から「Ｌ」へ変化させる。
図２のタイムチャートを参照しながら説明する。尚、こ
こでは、コンパレータ３の比較レベルＩLBを０として説
明する。したがって、コンパレータ３は、コイル電流Ｉ
L がＩLPから減少して０になったときに、その出力を
「Ｈ」から「Ｌ」へ変化させる。
【００２６】出力電圧Ｖout が所定の値以上である期間
は、比較電圧Ｖ1 は基準電圧Ｖrefよりも高く、コンパ
レータ２の出力は「Ｌ」となり、制御回路４の出力も
「Ｌ」となるので、スイッチング素子１はオフ状態とな
っている。このとき、コイル電流ＩL は流れていない。
は、比較電圧Ｖ1 は基準電圧Ｖrefよりも高く、コンパ
レータ２の出力は「Ｌ」となり、制御回路４の出力も
「Ｌ」となるので、スイッチング素子１はオフ状態とな
っている。このとき、コイル電流ＩL は流れていない。
【００２７】出力電圧Ｖout が低下し、時刻Ｔ1 におい
て比較電圧Ｖ1 が基準電圧Ｖref よりも低くなると、コ
ンパレータ２の出力は「Ｌ」から「Ｈ」へと変化する。
制御回路４は、この信号を受信すると、上記および
の動作を行う。すなわち、制御回路４は、「Ｈ」を出力
してスイッチング素子１をオン状態にするとともに、以
後のコンパレータ２の出力信号を受け付けないようにす
る。
て比較電圧Ｖ1 が基準電圧Ｖref よりも低くなると、コ
ンパレータ２の出力は「Ｌ」から「Ｈ」へと変化する。
制御回路４は、この信号を受信すると、上記および
の動作を行う。すなわち、制御回路４は、「Ｈ」を出力
してスイッチング素子１をオン状態にするとともに、以
後のコンパレータ２の出力信号を受け付けないようにす
る。
【００２８】スイッチング素子１がオン状態になると、
コイル電流ＩL が流れはじめる。このコイル電流Ｉ
L は、ｄＩL ／ｄｔ＝（Ｖin−Ｖout ）／Ｌに従ってラ
ンプアップしていく。そして、時刻Ｔ2 において、コイ
ル電流ＩL がコンパレータ３の比較レベルＩLPに達する
と、コンパレータ３の出力は、「Ｌ」から「Ｈ」へ変化
する。
コイル電流ＩL が流れはじめる。このコイル電流Ｉ
L は、ｄＩL ／ｄｔ＝（Ｖin−Ｖout ）／Ｌに従ってラ
ンプアップしていく。そして、時刻Ｔ2 において、コイ
ル電流ＩL がコンパレータ３の比較レベルＩLPに達する
と、コンパレータ３の出力は、「Ｌ」から「Ｈ」へ変化
する。
【００２９】制御回路４は、この信号を受信すると、上
記の動作を行う。すなわち、制御回路４は、「Ｌ」を
出力してスイッチング素子１をオフ状態にする。スイッ
チング素子１がオフ状態になると、入力側からの電力の
供給が停止するので、コイル電流ＩL は、ｄＩL ／ｄｔ
＝−Ｖout ／Ｌに従ってランプダウンしていく。そし
て、時刻Ｔ3 において、コイル電流ＩL がコンパレータ
３の比較レベルＩLBに達すると、すなわちコイル電流Ｉ
L が０になると、コンパレータ３の出力は「Ｈ」から
「Ｌ」へ変化する。制御回路４は、この信号を受信する
と、上記の動作を行う。すなわち、制御回路４は、コ
ンパレータ２の出力信号を受け付けるモードに戻る。こ
のようにして、時刻Ｔ1 〜Ｔ3 において１周期の電力供
給サイクルが実行される。
記の動作を行う。すなわち、制御回路４は、「Ｌ」を
出力してスイッチング素子１をオフ状態にする。スイッ
チング素子１がオフ状態になると、入力側からの電力の
供給が停止するので、コイル電流ＩL は、ｄＩL ／ｄｔ
＝−Ｖout ／Ｌに従ってランプダウンしていく。そし
て、時刻Ｔ3 において、コイル電流ＩL がコンパレータ
３の比較レベルＩLBに達すると、すなわちコイル電流Ｉ
L が０になると、コンパレータ３の出力は「Ｈ」から
「Ｌ」へ変化する。制御回路４は、この信号を受信する
と、上記の動作を行う。すなわち、制御回路４は、コ
ンパレータ２の出力信号を受け付けるモードに戻る。こ
のようにして、時刻Ｔ1 〜Ｔ3 において１周期の電力供
給サイクルが実行される。
【００３０】制御回路４は、上記電力供給サイクルが終
了すると、さらに電力供給をする必要があるか否かをチ
ェックする。すなわち、コンパレータ２の出力信号に基
づいて、出力電圧Ｖout が所定値に回復したか否かを調
べる。ここでは、時刻Ｔ3 において、出力電圧Ｖout が
所定値まで回復せず、比較電圧Ｖ1 が基準電圧Ｖrefよ
りも低く、コンパレータ２の出力が「Ｈ」のままである
ので、上記電力供給サイクルを繰り返す。
了すると、さらに電力供給をする必要があるか否かをチ
ェックする。すなわち、コンパレータ２の出力信号に基
づいて、出力電圧Ｖout が所定値に回復したか否かを調
べる。ここでは、時刻Ｔ3 において、出力電圧Ｖout が
所定値まで回復せず、比較電圧Ｖ1 が基準電圧Ｖrefよ
りも低く、コンパレータ２の出力が「Ｈ」のままである
ので、上記電力供給サイクルを繰り返す。
【００３１】時刻Ｔ3 〜Ｔ5 において、時刻Ｔ1 〜Ｔ3
と同じ上記電力供給サイクルを実行すると、制御回路４
は、時刻Ｔ5 で再びさらに電力供給をする必要があるか
否かをチェックする。時刻Ｔ5 では、出力電圧Ｖout が
所定値まで回復し、比較電圧Ｖ1 が基準電圧Ｖref より
も高くなり、コンパレータ２の出力が「Ｌ」に戻ってい
るので、上記電力供給サイクルは実行しない。したがっ
て、コイル電流ＩL は以後０となる。
と同じ上記電力供給サイクルを実行すると、制御回路４
は、時刻Ｔ5 で再びさらに電力供給をする必要があるか
否かをチェックする。時刻Ｔ5 では、出力電圧Ｖout が
所定値まで回復し、比較電圧Ｖ1 が基準電圧Ｖref より
も高くなり、コンパレータ２の出力が「Ｌ」に戻ってい
るので、上記電力供給サイクルは実行しない。したがっ
て、コイル電流ＩL は以後０となる。
【００３２】このように、この実施例のＤＣ／ＤＣコン
バータは、出力電圧Ｖout が所定値よりも低下したとき
に電力供給サイクルを実行するが、各サイクルは中断さ
れることはなく、コイル電流ＩL が０になった後に次の
サイクルを実行するか否かが決定される。この電力供給
サイクルの周期Ｔは、(1) 式によって算出される。
バータは、出力電圧Ｖout が所定値よりも低下したとき
に電力供給サイクルを実行するが、各サイクルは中断さ
れることはなく、コイル電流ＩL が０になった後に次の
サイクルを実行するか否かが決定される。この電力供給
サイクルの周期Ｔは、(1) 式によって算出される。
【００３３】
【数１】
【００３４】(1) 式に示すように、電力供給サイクルの
周期Ｔは、コンパレータ３の比較レベルＩLP、コイルＬ
の定数、入力電圧Ｖin、出力電圧Ｖout によって決ま
る。ここで、出力電圧Ｖout は負荷によって変動する
が、その変動は出力電圧Ｖout の値に比べれば小さいの
で、上記(1) 式においてほぼ定数とみなすことができ
る。したがって、上記パラメータを適切に選ぶことによ
って周期Ｔを任意に設定することができる。
周期Ｔは、コンパレータ３の比較レベルＩLP、コイルＬ
の定数、入力電圧Ｖin、出力電圧Ｖout によって決ま
る。ここで、出力電圧Ｖout は負荷によって変動する
が、その変動は出力電圧Ｖout の値に比べれば小さいの
で、上記(1) 式においてほぼ定数とみなすことができ
る。したがって、上記パラメータを適切に選ぶことによ
って周期Ｔを任意に設定することができる。
【００３５】周期Ｔを長くすれば、１サイクルで供給す
る電力量が増加するので、出力電圧の低下を補うために
所定量の電力を供給するときに、少ない回数の電力供給
サイクルでよく、スイッチング素子１のオン・オフ動作
の回数が減るので、スイッチング素子１における損失が
小さくなり、変換効率が向上する。ただし、周期Ｔをさ
らに長くした場合には、出力電圧のリップルが大きくな
ってしまうので好ましくない。したがって、周期Ｔは、
変換効率と出力電圧のリップルの大きさとの兼合いで決
められる。
る電力量が増加するので、出力電圧の低下を補うために
所定量の電力を供給するときに、少ない回数の電力供給
サイクルでよく、スイッチング素子１のオン・オフ動作
の回数が減るので、スイッチング素子１における損失が
小さくなり、変換効率が向上する。ただし、周期Ｔをさ
らに長くした場合には、出力電圧のリップルが大きくな
ってしまうので好ましくない。したがって、周期Ｔは、
変換効率と出力電圧のリップルの大きさとの兼合いで決
められる。
【００３６】ところで、従来技術として示したPFM （パ
ルス周波数変調）方式によるＤＣ／ＤＣコンバータで
は、出力側に軽負荷から重負荷までが接続されることを
考慮すると、重負荷に対応するために周波数を高くする
必要があるので、１パルスの時間は非常に短い。そし
て、軽負荷のときには、パルス発生頻度（パルス周波
数）は低下するものの、１パルスの時間は重負荷のとき
と同じである。したがって、１パルスによって供給され
る電力は小さい。
ルス周波数変調）方式によるＤＣ／ＤＣコンバータで
は、出力側に軽負荷から重負荷までが接続されることを
考慮すると、重負荷に対応するために周波数を高くする
必要があるので、１パルスの時間は非常に短い。そし
て、軽負荷のときには、パルス発生頻度（パルス周波
数）は低下するものの、１パルスの時間は重負荷のとき
と同じである。したがって、１パルスによって供給され
る電力は小さい。
【００３７】一方、本実施例のＤＣ／ＤＣコンバータで
は、電力供給サイクルの周期を任意に決定できるので、
接続される負荷が軽く、出力電圧Ｖout が所定値以下に
なったときに、少ない回数（たとえば、１回）の電力供
給サイクルを実行することによって出力電圧Ｖout を回
復できるように各パラメータを選べば、必要な電力を供
給するために発生するスイッチング回数を少なくするこ
とができ、損失が小さくなる。
は、電力供給サイクルの周期を任意に決定できるので、
接続される負荷が軽く、出力電圧Ｖout が所定値以下に
なったときに、少ない回数（たとえば、１回）の電力供
給サイクルを実行することによって出力電圧Ｖout を回
復できるように各パラメータを選べば、必要な電力を供
給するために発生するスイッチング回数を少なくするこ
とができ、損失が小さくなる。
【００３８】図３は、所定電力を供給する場合に、本実
施例の方式と従来のPFM 方式とを比較した図である。同
図に示すように、本実施例のＤＣ／ＤＣコンバータは、
PFM方式と比べて、少ないスイッチング回数で同じ電力
を供給している。
施例の方式と従来のPFM 方式とを比較した図である。同
図に示すように、本実施例のＤＣ／ＤＣコンバータは、
PFM方式と比べて、少ないスイッチング回数で同じ電力
を供給している。
【００３９】このように、本実施例のＤＣ／ＤＣコンバ
ータは、特に、出力電圧Ｖout が所定値以下になったと
きに、少ない回数の電力供給サイクルを実行することに
よって出力電圧Ｖout を回復できるような軽負荷が接続
される場合に変換効率の点で有利である。したがって、
軽負荷に対して本実施例の方式で電圧変換を行い、重負
荷に対しては、PWM （パルス幅変調）方式で変換を行う
ＤＣ／ＤＣコンバータへの応用が有用となる。
ータは、特に、出力電圧Ｖout が所定値以下になったと
きに、少ない回数の電力供給サイクルを実行することに
よって出力電圧Ｖout を回復できるような軽負荷が接続
される場合に変換効率の点で有利である。したがって、
軽負荷に対して本実施例の方式で電圧変換を行い、重負
荷に対しては、PWM （パルス幅変調）方式で変換を行う
ＤＣ／ＤＣコンバータへの応用が有用となる。
【００４０】また、上述したように、電力供給サイクル
の周期を予め設定することができ、そのサイクルは中断
されることはなく、コイル電流ＩL は各サイクルの終了
時に所定値（上述の例では０）に戻るので、コイル電流
ＩL の波形（供給電流波形）は、図２または図３に示す
ように、常に一定である。このため、出力電圧Ｖoutの
リップルは一定となり、ノイズ帯域は狭くなる。したが
って、ノイズの除去が容易である。
の周期を予め設定することができ、そのサイクルは中断
されることはなく、コイル電流ＩL は各サイクルの終了
時に所定値（上述の例では０）に戻るので、コイル電流
ＩL の波形（供給電流波形）は、図２または図３に示す
ように、常に一定である。このため、出力電圧Ｖoutの
リップルは一定となり、ノイズ帯域は狭くなる。したが
って、ノイズの除去が容易である。
【００４１】さらに、本実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ
は、上記パラメータによって定まる固有の周期で自励発
振するので、発振器を設ける必要がない。この点におい
ても消費電力を低下させることができ、変換効率の向上
に寄与する。
は、上記パラメータによって定まる固有の周期で自励発
振するので、発振器を設ける必要がない。この点におい
ても消費電力を低下させることができ、変換効率の向上
に寄与する。
【００４２】また、上記実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ
においては、供給可能な最大負荷電流は、ＩLP／２とな
る。ただし、コンパレータ３の比較レベルとしてＩLBを
０以外の値に設定した場合には、最大負荷電流は、（Ｉ
LP＋ＩLB）／２となる。このように、コンパレータ３の
比較レベルＩLP（およびＩLB）を設定することによっ
て、最大負荷電流が一意に決まるので、負荷に異常が発
生するなどして過電流状態になったときに、スイッチン
グ素子１およびコイルＬなどの破壊を防ぐことができ
る。すなわち、別回路を設けることなく、垂下型の過電
流保護機能を実現できる。
においては、供給可能な最大負荷電流は、ＩLP／２とな
る。ただし、コンパレータ３の比較レベルとしてＩLBを
０以外の値に設定した場合には、最大負荷電流は、（Ｉ
LP＋ＩLB）／２となる。このように、コンパレータ３の
比較レベルＩLP（およびＩLB）を設定することによっ
て、最大負荷電流が一意に決まるので、負荷に異常が発
生するなどして過電流状態になったときに、スイッチン
グ素子１およびコイルＬなどの破壊を防ぐことができ
る。すなわち、別回路を設けることなく、垂下型の過電
流保護機能を実現できる。
【００４３】図４は、本発明の他の実施例のＤＣ／ＤＣ
コンバータの構成図である。図４において、図１で使用
した符号と同じ符号は、同じものを示す。図４におい
て、コンパレータ５および６は、それぞれ比較レベルＩ
LP、ＩLBが設定されている。そして、コンパレータ５
は、コイル電流ＩL が比較レベルＩLPよりも大きくなっ
たときに「Ｈ」レベルを出力し、コンパレータ６は、コ
イル電流ＩL が比較レベルＩLBよりも小さくなったとき
に「Ｌ」レベルを出力する。
コンバータの構成図である。図４において、図１で使用
した符号と同じ符号は、同じものを示す。図４におい
て、コンパレータ５および６は、それぞれ比較レベルＩ
LP、ＩLBが設定されている。そして、コンパレータ５
は、コイル電流ＩL が比較レベルＩLPよりも大きくなっ
たときに「Ｈ」レベルを出力し、コンパレータ６は、コ
イル電流ＩL が比較レベルＩLBよりも小さくなったとき
に「Ｌ」レベルを出力する。
【００４４】制御回路７は、コンパレータ２、５、６か
ら受信する信号に基づいてスイッチング素子１のオン・
オフ状態を制御する。具体的には、下記〜による制
御を実行する。 上記およびの動作を行う。 上記の後に、コンパレータ５の出力が「Ｌ」から
「Ｈ」に変化したときにスイッチング素子１をオフ状態
にする。 上記の後に、コンパレータ６の出力が「Ｈ」から
「Ｌ」に変化したときにコンパレータ２の出力信号を受
け付けるモードに切り換える。
ら受信する信号に基づいてスイッチング素子１のオン・
オフ状態を制御する。具体的には、下記〜による制
御を実行する。 上記およびの動作を行う。 上記の後に、コンパレータ５の出力が「Ｌ」から
「Ｈ」に変化したときにスイッチング素子１をオフ状態
にする。 上記の後に、コンパレータ６の出力が「Ｈ」から
「Ｌ」に変化したときにコンパレータ２の出力信号を受
け付けるモードに切り換える。
【００４５】図４に示す構成では、ヒステリシスコンパ
レータを用いる必要はない。また、ダイオードＤのかわ
りに、ＭＯＳトランジスタ等のスイッチング素子を用い
る同期整流型のＤＣ／ＤＣコンバータの場合は、そのス
イッチング素子を制御するための信号をとして、コンパ
レータ６の出力を利用することができる。
レータを用いる必要はない。また、ダイオードＤのかわ
りに、ＭＯＳトランジスタ等のスイッチング素子を用い
る同期整流型のＤＣ／ＤＣコンバータの場合は、そのス
イッチング素子を制御するための信号をとして、コンパ
レータ６の出力を利用することができる。
【００４６】なお、上記実施例においては、一実施例と
して降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを採り上げて説明し
たが、本発明はこの構成に限定されるものではなく、た
とえば、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータおよび反転型ＤＣ
／ＤＣコンバータにも適用することができる。
して降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを採り上げて説明し
たが、本発明はこの構成に限定されるものではなく、た
とえば、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータおよび反転型ＤＣ
／ＤＣコンバータにも適用することができる。
【００４７】
【発明の効果】本発明によれば、電力供給サイクルの周
期を所望の値に設定することによって最低限のスイッチ
ング回数で必要な電力を供給することができるので、損
失が小さくなり、変換効率が向上する。また、発振器が
不要なので、さらに消費電力が小さくなる。
期を所望の値に設定することによって最低限のスイッチ
ング回数で必要な電力を供給することができるので、損
失が小さくなり、変換効率が向上する。また、発振器が
不要なので、さらに消費電力が小さくなる。
【００４８】供給電流波形が一定となるので、出力電圧
のリップルも一定となり、ノイズの帯域が狭くなるの
で、その除去が容易になる。さらに、供給電流の最大値
が自動的にきまるので、負荷に過電流が流れる状態にな
ったときに、ＤＣ／ＤＣコンバータの各素子を保護する
ことができる。
のリップルも一定となり、ノイズの帯域が狭くなるの
で、その除去が容易になる。さらに、供給電流の最大値
が自動的にきまるので、負荷に過電流が流れる状態にな
ったときに、ＤＣ／ＤＣコンバータの各素子を保護する
ことができる。
【図１】本発明の一実施例のＤＣ／ＤＣコンバータの構
成図である。
成図である。
【図２】本実施例のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明
するタイムチャートである。
するタイムチャートである。
【図３】所定電力を供給する場合に、本実施例の方式と
従来のPFM 方式とを比較する図である。
従来のPFM 方式とを比較する図である。
【図４】本発明の他の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータの
構成図である。
構成図である。
【図５】従来のＤＣ／ＤＣコンバータの一例の概略構成
図である。
図である。
【図６】図５のＤＣ／ＤＣコンバータのパルス周波数変
調器の出力を示す図である。
調器の出力を示す図である。
１ スイッチング素子 ２ コンパレータ ３ コンパレータ（ヒステリシスコンパレータ） ４ 制御回路 ５ コンパレータ ６ コンパレータ ７ 制御回路
Claims (4)
- 【請求項１】 スイッチング手段、該スイッチング手段
に接続するコイル、および出力端子を含み、上記スイッ
チング手段を制御することにより上記コイルを介して流
れるコイル電流を変化させて上記出力端子に生成される
出力電圧を制御するＤＣ／ＤＣコンバータであって、 上記出力電圧がある基準電圧よりも低くなっている期間
に第１の信号を出力する電圧監視手段と、 上記コイル電流が増加して第１の電流値に達したときに
第２の信号を出力し、そのコイル電流が上記第１の電流
値よりも低い第２の電流値にまで低下したときに第３の
信号を出力する電流監視手段と、 上記第１〜第３の信号に基づいて上記スイッチング手段
を制御する制御手段とを有し、 上記制御手段は、 上記第１の信号を受信したときは、上記第２の信号を受
信するまで上記スイッチング手段を継続的にオン状態に
制御すると共に、以降、上記第３の信号を受信するまで
の期間は上記電圧監視手段の出力を無視する動作モード
で動作し、 上記第２の信号を受信したときは、上記第３の信号を受
信するまで上記スイッチング手段を継続的にオフ状態に
制御し、 上記第３の信号を受信したときは、上記電圧監視手段の
出力を受け付ける動作モードに戻ることを特徴とするＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 上記電流監視手段を、ヒステリシスコン
パレータで構成することを特徴とする請求項１に記載の
ＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 上記電流監視手段を、２つのコンパレー
タで構成することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／
ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 上記第２の電流値を０とすることを特徴
とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07083961A JP3119111B2 (ja) | 1995-04-10 | 1995-04-10 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| US08/629,573 US5949226A (en) | 1995-04-10 | 1996-04-09 | DC/DC converter with reduced power consumpton and improved efficiency |
| TW85104469A TW469684B (en) | 1995-04-10 | 1996-04-15 | DC/DC converter |
| US09/302,793 US6157182A (en) | 1995-04-10 | 1999-04-30 | DC/DC converter with multiple operating modes |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07083961A JP3119111B2 (ja) | 1995-04-10 | 1995-04-10 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08289535A JPH08289535A (ja) | 1996-11-01 |
| JP3119111B2 true JP3119111B2 (ja) | 2000-12-18 |
Family
ID=13817165
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP07083961A Expired - Fee Related JP3119111B2 (ja) | 1995-04-10 | 1995-04-10 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3119111B2 (ja) |
| TW (1) | TW469684B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0988245A (ja) * | 1995-09-25 | 1997-03-31 | Shinichi Kaneko | 棟構造と葺止構造 |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11262248A (ja) | 1998-03-09 | 1999-09-24 | Toyota Autom Loom Works Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバ−タ |
| CN1451200A (zh) * | 2000-03-22 | 2003-10-22 | 伊利诺伊大学评议会 | 无振荡直流－直流功率变换器 |
| JP4651861B2 (ja) * | 2001-06-14 | 2011-03-16 | 京セラ株式会社 | ステップアップｄｃ−ｄｃコンバータ及びこれを用いた携帯端末 |
| US6965221B2 (en) | 2002-11-12 | 2005-11-15 | O2Micro International Limited | Controller for DC to DC converter |
| KR100588334B1 (ko) | 2005-03-29 | 2006-06-09 | 삼성전자주식회사 | 슈도 슈미트 트리거 회로를 이용한 디시-디시 컨버터 및펄스 폭 변조방법 |
| JP4702529B2 (ja) * | 2005-05-31 | 2011-06-15 | ミツミ電機株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| US7446517B2 (en) * | 2006-01-26 | 2008-11-04 | Semiconductor Components Industries L.L.C. | Power supply controller and method therefor |
| JP5125066B2 (ja) | 2006-11-10 | 2013-01-23 | 富士通セミコンダクター株式会社 | 同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータ及びその制御方法 |
| JP4872621B2 (ja) * | 2006-11-21 | 2012-02-08 | トヨタ自動車株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその制御方法 |
| US9059632B2 (en) | 2008-03-24 | 2015-06-16 | O2Micro, Inc. | Controllers for DC to DC converters |
| TWI381603B (zh) * | 2008-10-08 | 2013-01-01 | Richtek Technology Corp | Overvoltage Protection Circuit and Method of Pulse Width Modulation Regulator |
| WO2011068025A1 (en) * | 2009-12-04 | 2011-06-09 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Dc converter circuit and power supply circuit |
| JP5879728B2 (ja) * | 2010-09-17 | 2016-03-08 | 東芝ライテック株式会社 | 電源装置、照明装置および電源システム |
| JP2014090624A (ja) * | 2012-10-31 | 2014-05-15 | Sanken Electric Co Ltd | 交流入力電圧検出回路及びａｃ／ｄｃ電源 |
| US9543834B2 (en) | 2013-04-26 | 2017-01-10 | Fujitsu Ten Limited | Switching regulator, electronic device, and electronic circuit |
| KR101965081B1 (ko) | 2014-09-30 | 2019-04-02 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | 전력 변환 장치 |
| US11079443B2 (en) | 2018-12-21 | 2021-08-03 | Analog Devices International Unlimited Company | Switch fault detection techniques for DC-DC converters |
-
1995
- 1995-04-10 JP JP07083961A patent/JP3119111B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-04-15 TW TW85104469A patent/TW469684B/zh not_active IP Right Cessation
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0988245A (ja) * | 1995-09-25 | 1997-03-31 | Shinichi Kaneko | 棟構造と葺止構造 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08289535A (ja) | 1996-11-01 |
| TW469684B (en) | 2001-12-21 |
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Legal Events
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