CN1451200A - 无振荡直流－直流功率变换器 - Google Patents

无振荡直流－直流功率变换器 Download PDF

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M·M·杰弗蒂齐
V·加特斯泰恩
W·T·米拉姆
J·V·舍里尔
N·布斯科
P·汉森
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Abstract

一种用于将电源连接到负载装置的功率变换器，它包括：选择性地连接的输出级，用以将能量从电源传输至负载装置；连接到所述输出级的控制器；输出级；连接到输出端子的电容元件；整流元件；以及对来自控制器的控制信号作出反应的开关。所述整流元件和开关连接到所述电感和电容元件。所述控制器响应输入信号而产生控制信号、以便在第一状态下断开开关而在第二状态下接通开关。控制器的输入信号产生一个或多个跨接在输出端子上的输出电压、跨接在输入端子上的输入电压、可选择的基准电压以及相对于电感元件测量的反馈信号。

Description

无振荡直流-直流功率变换器
相关申请的交叉引用
本申请要求1999年6月25日由Dragan D.Nebrigic，Milan M.Jevtitch，Vig Sherill，Nick Busko，William Millam和PeterHansen提交的、发明名称为“具有内嵌动态开关电容功率变换器的电池”的、序号为60/141119的共同拥有的美国临时申请的优先权，因此将其全部包括在本文中作为参考。
本申请还与以下共同未决的并且共同拥有的美国专利申请有关：它在相同的日期由Dragan D.Nebrigic等提交、序列号为09/532918、发明名称为“动态控制固有调节的电荷泵功率变换器”(P&G案号7883)，因此将其全部包括在本文中作为参考。
发明领域
本发明涉及直流/直流电源控制器，更详细地说，涉及用于集成功率管理系统的调节电感功率变换器。
发明背景
电子技术的进步使得能够设计并效能价格合算地制造便携式电子设备。因此，便携式电子设备的使用确实持续地增加产品的数量和类型。广义的便携式电子设备的例子包括寻呼机、蜂窝电话、音乐重放机、计算器、膝上型电脑、个人数字助理等等。
便携式电子设备中的电子线路一般需要直流(DC)功率。通常使用一个或几个电池作为能源来提供这种直流功率。理想情况是所述能源完全符合便携式电子设备的能源要求。但是，最常见的情况是来自电池的电压和电流并不适用于直接为便携式电子设备的电子线路供电。例如，由电池决定的电压电平可能与电子设备的电子线路所要求的电压电平不同。此外，电子设备的某些部分可能工作在不同于其他部分的电压电平，因而要求不同的电源电压。另外，电池通常无法迅速响应设备所要求的快速电流波动。
图1中示出便携式电子设备10的典型的配置，它包括：能源12，例如一个或多个电池；以及负载装置14，例如需要功率的内部电子线路。介于能源12和负载装置14之间的是电源16，它可执行许多功能。例如，图中作为电源16组成部分示出的功率变换器20对来自能源12的功率进行必要变换，使其适用于负载装置14。
电源16还可以执行功率变换之外的功能。例如，保护能源12、负载装置14和/或功率变换器20免受持久高电流的损害可能需要在电气上将能源12与便携式电子设备10的其他部分的连接断开。另一个例子是，功率变换器20在启动时可能需要辅助装置，这由电源16提供。
就所需的功率变换类型而论，功率变换器20可以“升高”电压(即升压)或“降低”电压。即，变换器20可以使来自能源12的跨接在输入端子对24、25上的输入电压Vs上升或下降到提供给负载装置14的跨接在输出端子对26、27上的输出电压Vo。功率变换器20还可以存储一定量电量以满足负载装置14所需的能源12无法提供的瞬时尖脉冲或瞬时增量的需要。
功率变换器20还可以调节输出电压Vo，使其保持与期望的输出电压电平接近，并减小可能导致有害的噪声或导致负载装置14出现不期望的性能的快速波动。这种波动可能因为负载所需的变化、来自外部电磁源的感应噪声、能源12的特性和/或来自电源16中其他部件的噪声而发生。
电感式直流-直流功率变换器通常应用在中等容量到中/高容量的开关电源中。已知的电感式直流-直流功率变换器基于在充电和放电状态之间切换输出级。输出级包括开关，当充电状态期间接通时，它使电感元件(诸如电感器)从电源充电(即，将能量存储在电场中)。整流元件(如二极管)是非导电性的，因而可以阻止放电至跨接在输出端子上的负载电容器。在放电状态期间，开关断开，整流元件导电，使电感器放电至负载电容器。
已知电感式直流-直流功率变换器用多种方法配置，以实现较大容量、较大电压范围及倒相/非倒相输出。倒相输出具有与输入相反的代数符号。例如，在正输入端子24上提供相对于接地的负输入端子25的+1.5V的输入电压。正输出端子26接地，负输出端子27为-1.0V。已知的配置实例包括以下称谓的变换器：降压(buck)、升压、降压-升压、非倒相降压-升压、电桥、Watkins-Johnson、电流馈送电桥、uk、单端初级电感变换器(SEPIC)、平方降压(buck square)。
电感式直流-直流功率变换器经常被选用，是因其功率效率高于其他变换器、如其效率与输出电压Vo与输入电压Vs的比值有关的线性变换器。并且，电感式变换器的输出电压Vo一般与开关的占空系数而非开关的工作频率有关，这不同于一般所知的电容式功率变换器。
但是，电感式直流-直流功率变换器20的已知的输出级确实包含一些与用于变换器中的电容器、开关及整流元件有关的缺点。具体地说，对作为整流元件的二极管的依赖会在该二极管的两端产生电压降，这使得低输入电压(例如亚伏级)不可行。而且，已知的开关一般同样要求具有不适合于低输入电压的幅度的控制信号。另外，实际电感和电容值的范围受到可实现的控制器工作频率的限制。因此电感式变换器中的功率输出级需要相对较贵的、有噪声的、并且相对较大的分立的电感器。
此外，已知的电感式直流-直流功率变换器20依靠基于振荡器的控制。为这些已知的“振荡器控制的功率变换器”20选择的电感器-电容器组合通常决定适合于工作的工作频率。对所述振荡器控制的功率变换器输出的功率的调整通常由控制器通过脉宽调制(PWM)或脉频调制(PFM)来提供。PWM和PFM方案带来的问题包括电路和制造的复杂性。这种复杂性导致难于将功率变换器20小型化，原因在于分配在半导体设备上的所需的分立元件的数目和/或所需的面积。
除了与其复杂性相关的缺点外，由于振荡器持续工作的缘故，振荡器控制的功率变换器在轻负荷情况下是低效率的。
在先有技术中还有另外的缺点，它是因某些电感式直流-直流功率变换器20使用反馈(电感器电压VL或电感器电流iL)来检测存储在电感器中的能量以及检测输出电压Vo所导致的。这些反馈技术因PWM和PFM控制的本质而产生问题。例如，电感器电压VL反馈是一种读出存储在电感器L中能量的间接途径，并由于输入电压Vs中的波动和/或负载装置14的需求的缘故而将噪声引入反馈电压VF中(这与电感器电压VL相同或直接相关)。使用电流反馈可避开电压噪声来源；但是，已知的电流反馈功率变换器20在对电流反馈iF中噪声干扰(这与电感器电流iL相同或直接相关)的健壮性不足方面存在问题，导致过早切换开关并降低了功率变换器的稳定性。
发明概述
本发明通过提供用于动态地控制电感式直流/直流功率变换器的装置和方法而克服了先有技术的上述和其他缺点，所述电感式直流/直流功率变换器按照负载装置的要求高效地传送来自能源的功率。
具体地说，根据本发明的一个方面，动态控制器驱动电感式功率输出级，以维持负载电容器CL两端的输出电压Vo的速率传送能量。更具体地说，功率变换器具有功率输出级，它用于电耦合到能源输入端子中的输入端子并且电耦合到负载装置的输出端子。功率输出级包括电感元件，它在充电状态期间由所述能源提供的电感器电流充电。功率输出级还包括负载电容器，它在放电状态期间由所述电感元件充电。动态控制器对输入信号作出反应而有选择地并且以非振荡的方式产生控制信号S2，用以在放电状态下断开开关而在充电状态下接通开关。输入到控制器的输入信号包括以下各种信号中的一种或多种：跨接输出端子的输出电压、跨接输入端子的输入电压、可选择的基准电压以及在电感元件两端测量到的反馈电压。
将从附图及其说明中将明白本发明的这些及其他目的和优点。
附图简要说明
被包括在本说明书中并且构成本说明书的一部分的附图说明了本发明的实施例，并且同上述关于本发明的一般说明以及以下关于本发明的详细说明一起用来解释本发明的原理。
图1是包括具有功率变换器的电源的便携式电子设备的上层框图。
图2A是降压功率变换器的输出级的上层示意图。
图2B是升压功率变换器的输出级的上层示意图。
图3是根据本发明的动态控制电感式功率变换器的上层框图。
图4是根据本发明的图2B升压功率变换器启闭控制器电路的一个实施例。
图5是根据本发明的图2B升压功率变换器电压反馈无振荡控制器电路的实施例。
图6是根据本发明的图5电压反馈无振荡控制器的工作流程图。
图7是根据本发明的图5升压功率变换器的启动电路的实施例。
图8是图7启动电路的波形图。
图9是图7启动电路的工作流程图。
图10是根据本发明的图5升压功率变换器的增益放大器电路的
实施例。
图11是根据本发明的图5升压功率变换器的电压基准电路的实施例。
图12是根据本发明的图5升压功率变换器的比较器实施例的上层框图。
图13是根据本发明的图12比较器的电路实施例。
图14是根据本发明的图5定时电路的电路实施例。
图15是图2B升压功率变换器电流反馈无振荡控制器电路的实施例。
发明的详细描述
对已知电感式功率变换器的解释将有助于理解本发明。参考图2A，作为提供小于输入电压Vs的输出电压Vo的向下变换器的实例，它描绘的是功率变换器31A的已知降压功率输出级30a的上层示意图。降压输出级30a在输入端子24、25处耦合到能源12，而在输出端子26、27处耦合到负载装置14，以便将来自能源的能量输送到负载装置。能源12提供输入电压Vs和输入电流iS。负载装置14接收电流iO和输出电压VO。
降压输出级30a包括开关MS、整流元件MR、电感元件(如电感器L)以及电容元件(如负载电容器CL)。负载电容器CL将其正端子32连接到正输出端子26，而将其负端子33连接到负输出端子27，后者还连接到负输入端子25，形成地基准电位。这样，负载电容器CL被充电到输出电压Vo。电感器L将其正端34连接到反馈电压节点VF。反馈电压VF与电感器L两端的电压VL有关。电感器L将其负端35连接到正输出端子26。
用MOSFET实现的构成同步整流器的整流元件MR的正端子(源极)36连接到反馈电压节点VF，而其负端子(漏极)37连接到负输入和输出端子25、27。整流元件MR响应控制信号S1而接通，以便象二极管那样工作。整流元件MR的MOSFET具有反向导通电流的沟道，因而通过相对于MOSFET开关MS将源极和漏极颠倒而象通常用于振荡器控制功率变换器20中的二极管那样工作。开关MS的正端子(漏极)连接到正输入端子24，而其负端子(源极)39连接到反馈电压节点VF。开关MS随控制信号S2的接通而断开。
在放电状态期间，控制信号S1接通以便接通整流元件MR、使得它导通，然后控制信号S2断开以便断开开关MS，允许电感器L放电至负载电容器CL中。在充电状态期间，控制信号S1断开以断开整流元件或使其成为不导通的MR，然后控制信号S2接通以接通开关MS，允许由来自能源12的输入电流iS激励所述电感器。
参考图2B，功率变换器31的升压功率输出级30b图解说明了适合于相对于输入电压VS提高输出电压VO的配置。升压功率输出级30b与上述降压功率输出级30a一样地配置其输入端子24和25、输出端子26和27以及负载电容器CL。输入端子24和反馈电压节点VF之间的电压确定了电感器电压VL。因此，电感器电压VL等价于反馈电压VL减去输入电压VS。
整流元件MR的负端子37连接到VL反馈电压节点VF，而其正端子36连接到正输出端子26。具体地说，将MOSFET配置成同步整流器，其漏极作为负端子，其源极作为正端子。MOSFET开关MS的正端子(漏极)连接到反馈电压节点VF，而其负端子(源极)接地。在放电状态期间，MOSFET开关MS随控制信号S2的断开而断开，而整流元件MR随控制信号S1的接通而接通，将能源12和电感器L连接到负载电容器CL。这样，将把输入电压VL和电感器电压VL相加以升高加到负载电容器CL的输出电压VO。在充电状态期间，MOSFET开关MS响应控制信号S2的接通而接通，将电感器L与能源12并联。整流元件MR随控制信号S1的断开而断开，将负载电容器CL与能源12和电感器L的连接断开。
根据本发明的一个方面，图2A的降压功率输出级30a和图2B的升压功率输出级30b都有利地具有高的效率并且可以在低输入电压(例如亚伏级)条件下工作，其方法是：以用0.35微米双水杨苷(salicide)工艺(两金属、两聚水杨苷)制作的、利用能够低阈值(例如亚伏级)控制的MOSFET晶体管开关的集成电路的形式实现，如以下共同未决的共同拥有的、都在2000年3月22日提交的申请中所述的：序列号为09/532761、发明名称为“横向非对称轻度参杂漏极MOSFET”’、署名Ying Xu等(P&G案号7992)的美国专利申请，此处作为参考引入。除具有低阈值控制外，公开的MOSFET器件还具有很低的导通电阻，它直接促进了根据本发明使用的功率输出级30a和30b的效率。
参考图3，图中以框图的形式示出功率变换器41，说明了根据本发明一个方面，对从能源12至连接到输出电压VO的、跨接在输出端子26、27上的负载装置14的功率传输的无振荡动态控制。对功率变换器41进行动态控制，原因在于它适合于来自负载装置14的需要，即使在输入电压VS中以及在功率变换器的传输和存储特性中有变化也如此。
功率变换器41是固有地电压可调的，原因在于传输的能量不仅对应于需求并且还这样控制能量的传输速率、使得输出电压VO保持在可接受的范围内。这一般指保持在可接受的电压脉动VRIP范围内。
根据本发明，功率变换器41包括：功率输出级42，它将存储的能量传输给负载装置14；以及连接到功率输出级30、以便以响应方式命令传输适当量的存储的能量的功率控制器46。
在一个实施例中，功率输出级42是电感式直流-直流功率变换器，上述降压功率输出级30a和升压功率输出级30b是其实例。负载电容器CL在电气上跨接在输出端子26、27上。负载电容器CL存储电荷并提供与其存储的电荷有关的输出电压VO。功率输出级42还包括电感器L、用以把能量从能源12传送至负载电容器CL，如上面所讨论的。可以有利地选择电感器L和负载电容器CL的低的串联电阻、以便降低功率变换器41的电源消耗。功率输出级42包括：连接到电感器L的开关矩阵48；负载电容器CL；以及能源12，用以在充电状态和放电状态之间构成功率输出级30。
此外，功率输出级30可以是倒相或非倒相的，根据输出电压是否具有与输入电压Vs相反的代数符号。例如，2.2V输入电压VS可以转化为-1.6V输出电压VO。一般地，为清楚起见，以下说明非倒相实施例，但对于本专业的技术人员来说，利用本公开，应该意识到倒相功率变换器的应用。
多回路功率变换器46包括动态控制器50、电压基准52以及用以有利地控制功率输出级42的环境控制器64。所述动态控制器对作为控制器50的输入信号的反馈信号作出反应。第一控制回路56由输出电压VO形成，后者作为反馈信号从输出端子26提供给动态控制器50。动态控制器50对输出电压VO低于预定值VREF作出反应而命令开关矩阵48把附加电荷从能源12传送至负载电容器CL。动态控制器50把VO与来自电压基准52的基准电压VREF进行比较之后，作出VO是否低于预定值的决定。合适的VREF可以由能源12提供，如果其电压足够稳定以简化电压基准52的话(例如锂电池是电压稳定的)。因此，电压基准52可以由输入电压VS的分压器或倍压器提供，以实现所需的基准电压VREF。
除了第一控制回路56之外，多回路功率变换器46还对第二控制回路58或输入信号作出反应。在第二控制回路58中，由动态控制器50间接检测存储在电感器L中的能量、作为反馈电压VF，该电压与电感器电压VL相同或直接相关。另一方面，存储在电感器L中的能量也可以作为由电感器电流iL或反馈电流iF(它可以与电感器电流iL相同或直接相关)产生的电场的强度来直接检测，这将在下面参考图15来讨论。这样，利用与电感器相关的反馈信号，都可以在电感器L首次达到最佳充电状态(即以电场形式存储的能量)时预测电感器L需要时的任何放电。最佳充电状态是存在的，因为对电感器L的不足充电将导致不必要的开关功率损耗，而对电感器L的过度充电又不必要地限制了功率传输速率。
对于不必要的开关功率损耗，动态控制开关矩阵48利用第一控制回路、通过保持在放电状态直到需要进一步充电(即直到VO下降至低于VREF)而部分地实现所述效率。相形之下，先有技术的振荡器控制功率变换器20，是以固定速率切换的，即使不必要时也如此。因此，本发明是无振荡器的，即使它有时进行切换，还是提供无振荡的控制，因为切换是由反馈控制决定的，并不以固定频率持续地振荡。
开关矩阵48动态控制中的其他效率是通过使电感器L保持在充电状态足够长、以获得相当数量的电量来实现的。例如，充电至完全充满电的40％而非80％将需要工作频率增倍以传输相同电量。开关MS和整流元件MR消耗与这种增加的工作频率相关的功率。这是因为所使用的场效应晶体管的低导通电阻和高截止电阻的缘故。因为功率消耗是电流平方乘电阻的函数，所以，大部分功率消耗发生在过渡过程中。所以，第二控制回路58检测电感器L两端的电压电平，以防止在充电状态期间未充满，因而避免了不必要的开关损耗。
根据本发明一方面优化电感器L上的充电还包括避免过度充电。电感器的特征是其充电速率是时间的函数。具体地说，当电感器接近完全充电状态时，它们接受额外能量的速率将减小。因此，电感器获取的初始能量比稍后获取相同能量需要花较少时间。例如，将电感器L两次充电至45％比将电感器L一次充电至90％要花较少时间，即使电感器L将接受相同的电量也如此。所以，使开关矩阵48保持在充电状态的时间长于达到电感器L最佳充电电平所需的时间将失去传输更多功率的机会。
应当指出，特定电感元件存储能量的最佳电平可以根据经验和/或用分析方法确定，本专业的技术人员利用本公开将明白这一点。
结合以上讨论的一个或多个其他控制回路56、58，功率变换器41可以有利地包括前向控制回路60作为输入信号，由此向动态控制器50提供能源12的一个或多个参数。前向控制回路60的一种应用包括由于在能源12中检测到不安全的状况或性能限制状况而禁止(即中断至输出端子26、27的输出电流)和/或旁路(即直接将能源12连接到输出端子26、27)功率变换器31。例如，低输入电压可能表示能源12中剩余电量不足以保证功率变换器31的持续工作。另一个例子是，从能源12抽取的电流可能太高，不能持续工作。在功率变换器41中可以包括保护电路，用以根据控制回路60而中断输出至输出端子26、27的输出电流。
作为另外一个动态控制例子，负载装置14的大的需求可能成为功率变换器41在能源12直接耦合至输出端子26、27的情况下持续工作的根据。当输入电压VS和所需的输出电压VO接近相同时，尤其如此。可以通过用两条路径提供电流至输出端子26、27来达到增加输出电流容量的目的。
作为另一个实例，反馈电压VF(第二控制回路58)和输入电压VS(前向控制回路60)可以表示功率变换器41被完全放电并处在启动状态。此启动状态可以有利地成为使用快速顺序启动电路的根据，下面说明根据本发明的一个方面的一个实例。
结合其他控制回路或控制输入信号56、58和60之一，功率控制器46可以进而包括自适应控制回路62，如图中用环境控制器64表示的。环境控制器64案检测控制参数66并向动态控制器50发出命令68，以改变输出电压VO的预定值。例如，环境控制器64可能检测到动态控制器50变得不稳定，为对该情况作出反应，可能提供一个信号以驱动动态控制器50至稳定的输出状态。更具体地说，环境控制器64可以适合于检测功率变换器41的不稳定工作状态，例如瞬时输出电压和电流各自接近恒定值。然后，环境控制器64可以调整所述预定值以驱动功率变换器41至稳定的工作状态。此外，预定值的这种改变可以包括将动态控制器50复位至稳定的初始状态。
作为另一个例子，自适应控制回路62可以包括控制信号SC，它输入至环境控制器64，由此可以使动态控制器50对负载装置14(例如，CPU、易失性内存、模拟至数字变换器、数字至模拟变换器)的改变作出反应或者对其他参数的改变作出反应。有利的是，负载装置14可以利用来自功率变换器41的调整过的输出电压VO更好地运行。作为另一个例子，输出控制信号SC可以是重构控制信号，例如用以选择所需的倒相或非倒相方式或预定的输出电压VO。作为再一个例子，可以通过SC命令来指挥保护性功能(例如旁路、禁用、或改变输出电压)，以阻止破坏负载装置14。例如，负载装置14在高电流下可能发生故障，因而可以施加限制以阻止这种情况的发生。
取决于本发明中利用的开关矩阵48的类型，动态控制器50为开关矩阵48产生各种控制信号，它们表示为开关信号S1、S2、S3至SN。例如，控制信号S3至SN可以表示用于把功率输出级42配置成各种组合的输入信号，以提供升压、降压、倒相和/或非倒相输出配置。
应当指出，电感器L和负载电容器CL是对电荷存储和传输元件的说明，它们可以表示分立元件或集成电路元件。
此外，由于动态控制器50的灵活性，负载电容器CL可以包括各种级别的存储能力，例如小电容器(如陶瓷电容器、片状厚膜电容器、钽电容器、聚合物电容器)和大电容器(如特大电容器、假(pseudo)电容器、双层电容器)。电感和电容量是存储能力的反映。因此，假如相同量的能量传输，则需要或者从小电感器L以高工作频率传输小剂量能量或者较慢地传输较大剂量的能量。因此，功率变换器41具有灵活性，原因在于相同的动态控制器50可以控制各种功率输出级42。具体地说，不同于先有技术振荡器控制的功率变换器20，动态控制器50可以在适合于包括特大电容器的功率输出级30的低工作频率范围内工作。
还应当指出，能源12可以包括各种电荷存储器或发电装置，例如一个或多个电化电池(如蓄电池)、光生伏打电池、直流(DC)发电器(例如利用与可重复充电电池结合的原动力(motion-powered)发电器充电的手表)以及其他适用的电源。
作为另一个例子，根据本发明的功率变换器41可以有利地用于由其他电源供电的电子设备中。例如，从标准交流电(AC)墙装插头接收其功率的设备一般将交流功率转换为用于该设备的电子部件的直流(DC)功率。不经过进一步调整，提供的直流功率可能不适合所有或部分电子元件。例如，微处理器可能工作在2.2V，而输入/输出电子元件可能工作在5V。因此，可以使用根据本发明的功率变换器41将输入电压降低至微处理器的工作电压。
参考图4，它说明了图2B功率输出级30b的启闭控制器50a电路的一个实施例。一般已知的包括电感式功率变换器的功率变换器20，即使当来自负载装置14的需求使功率变换器效率低时也继续振荡。因此，当负载电容器CL充足电时，启闭控制器有利地阻止脉宽调制(PWM)输出的振荡。
具体地说，如上面图2B中所述，升压功率输出级30b只是增加了跨接在输入端子24、25上的电容元件C1，该电容元件用来增强输入电压Vs的稳定性。
启闭控制器50a对用于脉宽调制(PWM)的输入信号作出反应并且对功率输出级30b进行振荡控制，其方法是：选择性地产生控制信号S1以便在放电状态期间接通整流元件MR而在充电状态期间断开整流元件MR，以及选择性地产生控制信号S2以便在放电状态期间断开开关MS而在充电状态期间接通开关MS。启闭控制器50a检测到通过比较基准电压VREF和输出电压Vo而表明的低需求，滞后地停止振荡控制信号、使得输出级30b保持在放电状态。启闭控制器50a包括滞后比较器70，它对基准电压VREF、输出电压Vo和反馈电压VF作出反应以产生占空系数信号，并且滞后地对输出电压Vo和基准电压VREF作出反应以产生停止信号。调制器72产生具有预定频率的振荡信号。由占空系数设置信号来设置SR触发器74，并且由振荡信号来复位SR触发器74，以便产生确定充电状态和放电状态的开关信号。多路复用器75对开关信号作出反应以产生控制信号S1和S2。多路复用器75具有预定的状态开关延迟，以缓和功率输出级30b的交叉导电。多路复用器75还对所述停止信号作出反应而停止振荡直到需要更多能量，其方法是：断开控制信号S2以断开开关MS以及接通控制信号S1以接通整流元件MR。
此外，启动电路76在功率输出级30b放电时偏置启闭控制器50a，并且向负载电容器CL提供初始电荷。
参考图5，它显示电压反馈动态控制器50b的电路的实施例，用于如图2B中所示的升压功率变换器。具体地说，第一控制回路56提供输出电压Vo，而第二控制回路58向动态控制器50b提供反馈电压VF，所述动态控制器50b使用控制信号S1和S2提供对变换器充电/放电状态的控制。
启动电路76由来自输入端子24的输入电压Vs供电。启动电路76响应反馈电压VF、以便当功率输出级30b完全放电、因而控制器50b尚未工作时、使启动电路76向电压基准52、增益放大器78及动态控制器50b提供偏压。
增益放大器78分别从第一和第二控制回路56、58接收输出电压Vo和反馈电压VF，并向它们中的每一个提供所需的偏压和增益，以便产生经过滤波和放大的输出电压V′o和反馈电压V′F。可以为动态控制器50b的合适的响应性和稳定性而选择所需的偏压和增益。
动态控制器50b接收输入电压VS、来自电压基准52的基准电压VREF、滤波后的反馈电压V′F及滤波后的输出电压V′o作为输入信号。更具体地，在放电状态期间，动态控制器50b经由响应控制信号S1′的开关M2将基准电压VREF连接到正比较器输入端80。动态控制器50b经由响应控制信号S1′的开关M4将滤波后的输出电压V′o连接到负比较器输入端81。在充电状态期间，动态控制器50b经由响应控制信号S2′的开关M1将输入电压Vs连接到正比较器输入端80。动态控制器50b进而经由响应控制信号S2′的开关M3将滤波后的反馈电压V′F连接到负比较器输入端81。
动态控制器包括比较器82，用以根据正和负比较器输入端80、81的输入信号产生比较信号，如下面的图6中所述。所述比较信号被定时电路84所用，以产生控制信号S1、S2、S1′、S2′、S1N及S2N，如图14中所述。控制信号S1用来控制整流元件MR，并具有足以控制功率MOSFET的电流。控制信号S2用来控制开关MS，并具有足以控制功率MOSFET的电流。S1′和S2′是控制信号S1、S2的未放大形式，用在动态控制器50b中。控制信号S1N和S2N分别是控制信号S1、S2的倒相形式，用来控制启动电路76。
参考图6，它显示图5电压反馈动态控制器50b的操作100的流程图。操作100开始时控制器未工作，因而控制信号S1和S2是断开的(块102)。因此将执行启动操作104，如以下参考图7-9所作的更加详细说明。操作100开始动态操作，在充电和放电状态之间按需要转变。
然后作出关于输出电压Vo是否小于基准电压VREF的决定(块106)。若不是，则负载电容器CL充足了电，操作100将重复块106，停留在放电状态中。
但是，若块106中输出电压Vo小于基准电压VREF，则执行启动延迟(块108)。然后断开控制信号S1，断开整流元件MR(块110)。此后将发生交叉导电延迟，此时控制信号S2已经断开并且开关MS断开(块112)。这可防止功率输出级30b的低效率短路。然后，控制信号S2接通，接通开关MS，开始了充电状态(块114)。
在块116处作出关于电感器L是否充分激励的决定，其方法是确定反馈电压VF是否大于或等于输入电压Vs的预定的部分β，其中0＜β＜1，块116将重复直到满足条件。
所述部分β是用分析方法或根据经验选择的，用以提供最佳能量传输量。相对较小的部分β导致较高的开关工作频率。因为一般的开关大多数是在从断开到接通和从接通到断开的过渡期间消耗能量的，所以将切换次数减到最少将提高效率。但是，较大的部分β将限制功率输出级30b的容量，因为当电感器L接近完全激励状态时，它的能量存储速率将减小。
当块116的条件满足时，则执行启动延迟(块118)。然后断开控制信号S2，断开开关MS(块120)。此后将发生交叉导电延迟，此时控制信号S2已经断开并且开关MS现在断开(块122)。然后，控制信号S1接通，接通整流元件MR，开始放电状态。这样，操作100返回决106以重复所述序列。
图7是图5升压功率变换器启动电路76的实施例。
图8是图7启动电路76的波形图。
参考图9，它说明图7启动电路76的操作104。启动操作104开始于块150和块152中的初始状态，在块150中负载已经加到功率变换器，而在块152中输入电压可用于功率变换器。然后作出关于是否功率控制器已经断开以及不控制功率输出级的决定(块154)。若功率控制器接通(块154)，则使小型启动电容器CQPUMP浮动(块156)，启动操作104完成。
应当指出，对于启动操作104来说，控制器50b是断开的，即使该控制器开始工作之后也如此。也就是说，控制启动电路76的控制信号一般在控制器实际产生足以操作整流元件MR和开关MS的电压之前就可用了。
若在块154中控制器是断开的，则启动开关被接通以便向启动电容器CQPUMP提供输入电压VS(块158)，而启动电容器CQPUMP接地(块160)。当对启动电容器CQPUMP充电时(块162)，首先用它来将控制器偏置(块164)，然后放电到负载电容器中(块166)，而包括启动电容器CQPUMP的启动电路从功率变换器的功率输出级脱开(块168)。然后，启动操作104返回块154，以便检查此启动循环是否足以启动控制器和必需重复的后续启动操作循环。
参考图10，它描绘图5动态控制器50b增益放大器电路78的实施例。增益放大器电路78接收反馈电压VF作为输入信号并输出电压Vo。启动电路76将运算放大器180偏置。运算放大器180的正输入端是通过分压器R3/R4连接的输入端。该运算放大器的负输入端和输出端通过电阻器R1和R2连接以便反馈。这些电阻器可以是集成的(例如聚脂电阻器)，并且具有高阻抗(例如兆欧范围)以便降低功率消耗。
参考图11，它显示图5的根据本发明的一个方面的升压功率变换器30b的电压基准电路52的一个实施例，后者能够以亚伏级输入电压Vs工作。恒定电流电路200为电压基准干线电路202供电，把电压基准干线电路202与输入电压Vs的变化隔离。输出缓冲器204放大来自电压基准干线电路202的未放大的基准电压。为了对电压基准干线电路202进行温度补偿，并联二极管阵列比例绝对温度(PTAT)电路206给电路202加偏压。
参考图12和13，它显示图5升压功率变换器30b的比较器82的一个实施例。有利地使用差分放大器206-210，因为它们在排斥共模信号方面很有效。例如，共模信号可能在输入端上引起噪声。集成电路差分放大器具有相对较低的输出增益。这在两个方面具有意义：在输入晶体管的非线性方面以及在为定时电路84提供必要的电流增益方面。
为提供一定程度的输入非线性补偿，描述了一种三级差分放大器组合，其中第一差分放大器206在其负输入端接收V+输入信号，而在其正输入端接收V-输入信号。第二差分放大器208在其负端子接收V-，而在其正端子接收V+。第一差分放大器206的输出端连接到第三差分放大器210的负端子，第二差分放大器208的输出端连接到第三差分放大器210的正输入端。第四差分放大器212配置成电压跟随缓冲器，以增加来自第三差分放大器210的比较器开关信号(Out+，Out-)的电流。
参考图14，它显示图5功率控制器46A定时电路84的一个实施例。
参考图15，它显示图2B升压功率输出级30b的电流反馈无振荡器动态控制器50b电路的一个实施例。特别地，由电流探头300在反馈电压VF节点检测反馈电流iF。反馈电流iF与电感器电流iL有关或相同。检测到的反馈电流iF被电流变换器302转换成反馈电压VF，作为上述增益放大器78的输入信号。
虽然已经通过对几个实施例的描述来说明本发明并且已经相当详细地描述了这些说明性的实施例，但是，申请人的意图不是为了局限或用任何形式将所附权利要求书的范围限制在这些细节中。对那些本专业的技术人员来说，其他的优点和修改是显而易见的。
例如，为了简明起见，开关MS和整流元件MR通常由正接通信号接通与断开。对于那些利用本公开的本专业的技术人员来说，显然可以使用常闭开关和/或由负接通信号接通的开关。
作为另一个实例，可以把根据本发明的功率变换器结合到各种各样的产品中。例如，利用上述小型和低功耗(即高效)特性的功率变换器31可以有利地结合到电池封装中，以延长电池使用寿命并按照需要提供能量和幅度。结合所述功率变换器可以按照类似于以下共同未决和共同拥有的专利申请中所公开的方式来完成，这些专利申请都在1998年4月2日提交：以Vladimir Gartstein和DraganD.Nebrigic的名义申请的、序列号09/054192、发明名称为“具有内置控制器以延长电池运转时间的原电池组”的美国专利申请；以Vladimir Gartstein和Dragan D.Nebrigic的名义申请的、序列号09/054191、发明名称为“具有内置控制器以延长电池运转时间的电池组”的美国专利申请；以Vladimir Gartstein和Dragan D.Nebrigic的名义申请的、序列号09/054087、发明名称为“具有内置控制器的电池组”的美国专利申请；以及以Dragan D.Nebrigic和VladimirGartstein的名义申请的、序列号60/080427、发明名称为“具有内置控制器以延长电池运转时间的电池组”的美国临时申请。上述所有申请都整个地包括在本文中作为参考。

Claims (10)

1.一种具有连接到能源的输入端子和连接到负载装置的输出端子的功率变换器，所述功率变换器的特征在于：
输出级，用于选择性地将所述输入端子连接到所述输出端子，以便将能量从电源传输至负载装置；
可操作地连接到所述输出级的控制器，用以动态地控制所述输入和输出端子的所述选择性连接；
所述输出级进一步包括：连接到所述输入端子的电感元件；连接到所述输出端子的电容元件；响应第一状态而接通并且响应第二状态而断开的整流元件；以及响应来自所述控制器的控制信号S2的开关，所述整流元件和所述开关相对于所述电感和电容元件可操作地连接，以便在所述第一状态期间把所述电感元件连接到所述电容元件、从而将能量从所述电感元件释放到所述电容元件、而在所述第二状态期间激励所述电感元件；
所述控制器响应输入信号而选择性地和非振荡地产生控制信号S2，以便在所述第一状态下断开所述开关而在所述第二状态下接通所述开关，所述控制器的所述输入信号包括以下各种电压中的一种或多种：跨接在所述输出端子上的输出电压；跨接在所述输入端子上的输入电压；可选择的基准电压；以及相对于所述电感元件测量的反馈电压。
2.如权利要求1所述的功率变换器，其特征在于还包括连接到所述输出级和所述控制器的放大器，并且所述放大器配置成放大所述反馈电压和所述输出电压中至少一种电压。
3.如上述权利要求中任何一个所述的功率变换器，其特征在于：所述控制器包括开关驱动器，它可操作地用于放大所述开关的所述控制信号S2。
4.如上述权利要求中任何一个所述的功率变换器，其特征在于：所述整流元件包括场效应晶体管。
5.如上述权利要求中任何一个所述的功率变换器，其特征在于：所述开关包括至少一个低阈值、低导通电阻的MOSFET。
6.如上述权利要求中任何一个所述的功率变换器，其特征在于：所述控制器包括用以产生所述基准电压的电压基准电路。
7.如上述权利要求中任何一个所述的功率变换器，其特征在于：所述控制器包括用以响应所述输入信号的比较器，所述比较器包括分别连接到所述各输入信号中两种信号的第一和第二比较器输入端，所述比较器在比较器输出端产生开关信号、以便确定所述第一和第二状态。
8.如上述权利要求中任何一个所述的功率变换器，其特征在于：电容元件电气地跨接在所述各输入端子上以稳定输入电压。
9.如上述权利要求中任何一个所述的功率变换器，其特征在于：所述电感元件包含电感元件电流，所述控制器还包括连接到所述电感元件的电流变换器，后者可用来检测所述电感元件电流并将所述电感元件电流转换成所述反馈电压。
10.一种包括功率变换器的集成电路，所述功率变换器具有连接到能源的输入端子和连接到负载装置的输出端子，所述集成电路的特征在于：
输出级，用于选择性地将所述输入端子连接到所述输出端子，以便将能量从所述能源传输到所述负载装置；
可操作地连接到所述输出级的控制器，用以动态地控制所述输入和输出端子的所述选择性连接；
输出级，它适合于将电感元件连接到所述输入端子并将电容元件连接到所述输出端子，所述输出级还包括响应控制信号S1的整流元件和响应来自所述控制器的控制信号S2的开关，所述整流元件和所述开关相对于所述电感和电容元件而可操作地连接，用以在第一状态期间把所述电感元件连接到所述电容元件以便将能量从所述电感元件释放到所述电容元件、并且在第二状态期间对所述电容元件充电；
所述控制器响应输入信号而选择性地和非振荡地产生控制信号S1以便在所述第一状态期间接通所述整流元件而在所述第二状态期间断开所述整流元件，并且所述控制器响应输入信号而选择性地和非振荡地产生控制信号S2以便在所述第一状态期间断开所述开关而在所述第二状态期间接通所述开关，所述控制器的所述输入信号包括以下各种电压中的一种或多种：跨接在所述输出端子上的输出电压；跨接在所述输入端子上的输入电压；可选择的基准电压；以及在所述电感元件两端测量的反馈电压。
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