CN1429424A - 基于超电容器的动态调节电荷泵功率转换器 - Google Patents

Abstract

电荷泵功率转换器通过动态控制包括快速超电容器C^U _F的电荷泵的开关矩阵，高效地提供电功率。不同于基于振荡器的开环控制，动态控制器通过检测输出电压并且作为响应改变电荷泵的工作频率，根据要求提供功率。而且，该闭环动态控制对电荷泵功率转换器的输出电压进行内在的调压，而无需低效地增加作为功率转换器下游的降压调压器。另外，即使输入电压发生变化，该闭环动态控制也允许保持所需的输出电压。通过在电流变化速率和电压波动方面控制对快速超电容器C^U _F的充电和放电，获得进一步的效率。

Description

基于超电容器的动态调节电荷泵功率转换器

对相关申请的交叉引用

本申请还与下面由Dragan D.Nebrigic等人在与本申请同一日提交的共同未决的和共同拥有的申请相关：美国序列号09/652,849，标题为″MULTIPLE OUTPUT DYNAMICALLY REGULATED CHARGE PUMP POWERCONVERTER(多输出的动态调节电荷泵功率转换器)″(P&G案No.8239)，在此将其全文引作参考。

本申请还与下面由Dragan D.Nebrigic等人在2000年3月22日提交的未决的和共同拥有的申请相关，并且要求该申请的权利和利益：美国序列号09/532,818，标题为″DYNAMICALLY-CONTROLLED，INTRINSICALLY REGULATED CHARGE POWER CONVERTER(动态控制的内部校准的电荷泵功率转换器)″(P&G案No.7993)，在此将其全文引作参考。

发明领域

本发明涉及一种DC/DC电源控制器，特别涉及一种用于集成功率管理系统的调节电荷泵功率转换器。

背景技术

电子技术的发展已允许对便携式电子设备进行设计和节省成本的制造。因此，便携式电子设备的使用在可用产品数目和产品类型的方面持续增长。内容广泛的便携式电子设备的例子包括寻呼机、蜂窝电话、音乐播放器、计算器、膝上型计算机以及个人数字助理等。

便携式电子设备中的电子器件一般都需要直流(DC)电源。典型地，使用一个或多个电池作为能源来提供这种DC电源。理想地，能源应当完美地与便携式电子设备的能量要求相匹配。然而，电池的电压和电流往往不适合于直接向便携式电子设备的电子器件进行供电。例如，电池的电压电平可能不同于设备所需的电压电平。另外，电子器件某些部分的工作电压电平可能与其它部分不同，从而需要不同的电源电压电平。另外，电池不能对电流要求的快速波动进行迅速的响应。

便携式电子设备10的典型结构如图1所示，包括能源12，如一个或多个电池，以及负载设备14，例如需要电源的电子器件。介于能源12和负载设备14之间的是可以执行多种功能的电源16。例如，图中示出与电源16集成在一起的功率转换器20，对来自能源12的功率提供必要的改变，以使其适合于负载设备14。

电源16还可以执行不同于功率转换的功能。例如，保护能源12、负载设备14和/或功率转换器20以防止其遭到持续高电流的破坏可能需要在电路上将能源12与便携式电子设备10的其余部分断开。作为另一个例子，功率转换器20在启动期间可能需要辅助手段。

对于所需功率转换的类型，功率转换器20可以″升高″(即升压)或″降低″电压。也就是，相对于来自能源12的输入电压V_S，转换器20可以提高或降低提供给负载设备14的输出电压V_OUT。功率转换器20还可以存储适量的能量，以满足负载设备14要求而能源12不能提供的短时冲击或增加。

功率转换器20还可以调节输出电压V_OUT，使其接近于理想输出电压电平，并且减小可能导致有害噪声或导致负载设备14不良性能的快速波动。这种波动可能会由于要求的变化、来自从外部电磁源的噪声、能源12的特性、和/或来自电源16其它元件的噪声而发生。

虽然功率转换器20提供很多优点，但是现有功率转换器20也对便携式电子设备10施有不好的性能约束。下面将与通常遇到的约束类型一起讨论公知的功率转换器20的特定属性。

很多公知的功率转换器20是针对特定能源12以及负载设备14的特定负载要求而进行优化的。功率转换器20不能适应或者只能低效地适应能源12和/或负载设备14的电压和电流特性变化。例如，一些类型的功率转换器20不能提供高于输入电压V_S的输出电压V_OUT，并且/或者它们的效率与输入电压V_S与所需输出电压V_OUT的接近程度相关。另外，一些功率转换器20不能提供中间功率电平如0.5-1.0W。而且，公知的功率转换器20的设计将只能工作在狭窄的输入电压、输出电压和功率容量范围之内。

另外，如下面参照图2所述，一些功率转换器20仅通过低效的电压调节器获得可接受的调节输出电压V_OUT。

在其它情况下，功率转换器20的电压调节对于负载设备14的需要是不够的。例如，额定输出电压V_OUT可能由于输入电压V_S的变化、功率转换器温度或负载设备14所吸收的输出电流的变化而变化。另外，即使电压V_OUT处于可按受的额定输出电平，功率转换器20也可能在额定输出电压V_OUT的附近产生不良的振荡。该电压波动V_RIP定义为额定输出电压V_OUT的振荡范围，并且可能损害或者妨碍负载设备14的正常工作。

因此，现有功率转换器20不能高效地根据要求将所需功率提供给负载设备，也不能针对能源和负载设备的变化作相应的调节，以提供稳定的V_OUT。

而且，现有功率转换器20不能以低输入电压电平工作，例如低于一伏的输入电压V_S。现有功率转换器20通常需要典型地相当于负载设备14的输出电压要求，一般大于一伏，的工作偏压。另外，外部和内部噪声源源对输入电压V_S施加一定量的噪声。当输入电压电平V_S太低时，该噪声可能变得相对大，从而恶化或妨碍功率转换器20的工作。

需要大于一伏的输入电压意味着在其它方面都适合的单节电池或其它电源可能不适合作为设备10的能源12。例如，某些电化电池或其它电源所提供的额定电压可能低于一伏，或者具有电压随存储电荷的减少而下降的特性。这种电池具有只能在低于一伏的电压电平进行提取的大量并且可能是大部分的存储能量。因此，便携式电子设备10中电池使用寿命受到设备不能以来自电池的低于一伏的输入电压V_S工作的限制。结果，电池在其中还具有大量的电荷或“寿命”时，就被抛弃。通过把额外的电池加到设备10中来获得额外的使用寿命将增加设备10的尺寸和重量。

因此，很多现有功率转换器不能在低于一伏的输入电压工作(或者理想工作)。

而且，即使功率转换器20可以在低于一伏的输入电压V_S连续工作，一般也需要更高的输入电压电平(即，超过1伏)来启动功率转换器20。也就是，转换器在启动阶段需要比连续工作所需的电压(例如，0.4V或更高)更高的输入电压。因此，为了提高从能源12提取的能量数量，一旦达到最小启动输入电压，功率转换器20就必须连续工作，因此加大功耗。

在启动阶段，外部启动电路(例如，肖特基二极管)经常加到现有功率转换器20。启动电路帮助克服启动时额外的输入电压要求，并且缩短功率转换器20达到其设计输出电压所需的时间周期。然而公知的启动电路通常不能在低于一伏的输入电压工作。另外，不得不使用外部启动电路限制小型化功率转换器20的能力。另外，外部启动电路即使在功率转换器20不处于启动状态时往往也消耗  功率，从而降低功率转换器20的效率。

因此，现有功率转换器20一般不能以低于一伏的输入电压启动，也不能高效地以大于一伏的输入电压提供启动。

现有功率转换器20的另一个缺点是，它们不能高效地提供低于微米的集成电路所需的输出电压。便携式电子设备10的集成电路设计正在向更低工作电压的电路发展。例如，当前基于亚微米技术(0.5μm和更小)的互补型金属氧化物半导体(CMOS)的制造能力典型地支持在3.0-3.3V工作的设备。降低这种集成电路器件尺寸的投影技术发展将意味着进一步降低该工作电压，因此电源和功率转换器将不得不朝着提供这些降低的工作电压的方向发展。

例如，微处理器设计趋势突出了在更低工作电压工作的电源的需要和优点。降低微处理器集成电路元件的零件尺寸，从而以降低的成本提高功能性。这样，一个芯片可以包含大量芯片和独立元件的电路。更小的零件尺寸还允许微处理器更快速地执行它的功能。以更小的零件，可以更快速地执行数字开关。由于开关元件往往产生与开关速率成正比的热量，因此更紧密组装和更快速开关的元件使热量散发成为微处理器设计的一个限制条件。所提高的开关操作速率还意味着每个零件可以充当向相邻零件发射电磁干扰(EMI)的射频(RF)天线。降低微处理器的工作电压有助于零件尺寸的减小，开关速率的提高和热量的散发。而且，正如所述，由零件产生的热量典型地与工作频率成正比；然而，所产生的热量还与工作电压具有二次关系，也就是，降低工作电压一半可以将所产生的热量降低到四分之一。由此所导致的降低工作电压的趋势可以从典型的微处理器所采用的如下电压看出：1990年使用5V、在1995年使用3.3V、在1998年使用1.8-2.4V、在2000年使用1.2-2.4V、并且以后预期使用1V或更低。

随着零件尺寸变得更小，每个零件的电流运输能力也减小。因此，更低的工作电压提供减小该电流，从而该装置不出现故障。

而且，零件间的距离也减小，并且因此减少零件间的绝缘材料量。因此，更低的工作电压可以避免由于击穿零件间更薄的绝缘材料，该击穿会导致微处理器故障。

因此，对于可以提供解决更小且更快集成电路和微处理器所需的更低工作电压的输出电压V_OUT的功率转换器，存在大的需要。更具体地说，期望功率转换器可以方便地生成范围为0.8-1.6V的校准输出电压V_OUT。

现有功率转换器20的另一缺点是即使考虑集成电路结构如硅绝缘体(SOI)和硅金属(SOM)，它们也不适合于小型化便携式设备中的期望电平，也不适合于嵌入式应用。在一些情况下，由于不适合集成电路制造的必要独立外部元件的数目，小型化是不可能的。这些元件因此需要印制电路板(PCB)、混合电路、或多芯片模块(MCM)设计，其中，这种制造的尺寸与费用都高于完全集成的电路。

另外，公知的功率转换器20的效率将导致不适合于进一步小型化的热量产生量。

因此，现有功率转换器20不能制造为集成电路，特别是与负载设备14嵌入在一起。

传统功率转换器的另一缺点是它们可能发射不良的电磁干扰(EMI)量，该干扰量必须通过远离和/或屏蔽负载设备14进行控制。EMI可能来自加入到功率转换器20中的电感器，或者是减小功率转换器20电路零件尺寸的结果。当通过使用更小的元件寻求减小独立元件的尺寸时，能量存储和传输能力也必然减小。因此，需要更高的工作频率来传输等量功率。然而，更高的工作频率还导致有害于便携式电子设备10的EMI。而且，便携式电子设备10本身都有关于RF发射的联邦强制限制，当工作频率足够高时，可能超过该限制。

因此，最好功率转换器20有利地生成最小量热量或者辐射能量(EMI)给负载设备14，从而适合于嵌入在同一集成电路或模块上。

因此，各种现有类型的功率转换器20不适合于解决一个或多个上述缺点，以及满足工业和市场的需要。因而，期望改善功率转换器技术以解决上述各种缺点。

发明内容

本发明通过提供一种装置和方法，用于高效地根据负载设备的要求从能源传输功率的动态控制的内部校准的功率转换器，克服现有技术的上述和其它缺陷。

具体而言，根据本发明的一方面，动态控制器操作电容功率输出级以在负载电容器C_L的两端保持输出电压V_OUT的速率输送电荷。更具体地说，当输出电压V_OUT降至低于基准电压V_REF时，动态控制器从快速电容器C_F放电到负载电容器C_L。因此，在对应于负载要求的电平工作提高了功率转换器的效率。而且，输出电压V_OUT是内在调节的，即以保持预定电压电平的速率传输电荷。因此，不需要低效的下游电压调节器。

在本发明的另一方面，通过在动态控制器和电容功率输出级中方便地加入低控制阀值开关，功率转换器可以在低于一伏的输入电压V_S工作。

根据本发明的另一方面，通过采用在动态控制器处于关状态时对启动电容器进行充电的渐进式启动开关，功率转换器可以从放电状态以低于一伏的输入电压工作。一旦充电，该启动电容随机闭合输出级中的一个开关，以提供电荷给负载电容C_L，直到负载电容C_L被充电至足以使动态控制器执行对功率输出级的控制。

根据本发明的另一方面，功率转换器提供相对于输入电压的提高或降低(升高或下降)的预定输出电压。功率转换器可以通过对如输入电压和温度的因素不敏感的内在调节，灵活地提供输出电压，从而高效地提供预定低输出电压，例如0.8-1.6V或更低。

根据本发明的另一方面，集成功率转换器提供高效且校准的功率转换，从而几乎不产生热量。具体而言，集成功率转换器由于只有电容，而没有电感器，因此具有固有的低EMI发射。而且，集成功率转换器通过更慢的开关操作，在低容量要求期间减轻EMI发射。由于不存在电感器，使得一些应用可以通过加入集成电路电容器且没有外部元件而进一步小型化。由于这些原因，在一些应用中，集成功率转换器可以方便地与负载设备一起嵌入在集成电路中。另外，在一些应用中，集成功率转换器适用于低输入和/或低输出电压。

根据本发明的另一方面，功率转换器采用以受限电压变化速率(转换速率)切换快速超电容器的两态控制器，以产生提高的输出功率。两态控制器在快速超电容器的两端保持预定的电压波动，以实现对输出电容器的高效电荷传输。

通过附图及其描述，本发明的这些和其它目的以及优点将会变得更加清楚。

附图简述

包括在本说明书中并作为其一部分的附图示出本发明的实施例，并且与上面给出的本发明总体描述以及下面给出的这些实施例的详细描述一起，用来说明本发明的原理。

图1是包括带功率转换器的电源的便携式电子设备的高级框图；

图2是振荡器控制的功率转换器(开环电荷泵)的高级方框图；

图3是动态控制的内部校准功率转换器的高级方框图；

图4是图3的功率转换器的功率输出级电路的一个实施例；

图5是图3的功率转换器的功率输出级电路的另一个实施例；

图6是图5的功率输出级最大负载条件的边界条件的电压图；

图7是动态控制功率转换器的一个实施例的高级方框图；

图8是图7功率转换器的操作流程图；

图9是图8的启动操作的流程图；

图10是图8的动态操作的流程图；

图11是图7的功率转换器的功率输出级电路的一个实施例；

图12是图7的功率转换器的功率控制器电路的一个实施例；

图13是图12的功率转换器的电压基准电路的一个实施例；

图14是图12的功率转换器的比较器电路的一个实施例；

图15是图14的比较器电路的更详细的电路；

图16是图12的功率转换器的定时控制器电路的一个实施例；

图17是图16的定时控制电路的说明性时序图；

图18是超电容器的等效电路表示；

图19是基于包括快速超电容器的电荷泵的动态控制的内部校准功率转换器电路的实施例；

图20是图19的功率转换器的状态控制流程图。

详细描述

功率转换

通过考虑现有功率转换器中的其它功率转换技术，可以对根据本发明原理的电荷泵的动态控制的操作和优点更好地理解。

例如，线性调节器是一种现有功率转换器。线性调节器具有直接与输入电压V_S和输出电压V_OUT的比率成正比的效率。因此，两倍于所需输出电压V_OUT的输入电压V_S将导致大约一半来自能源12的功率被功率转换器20无效地消耗掉。由于更低的效率以及所导致的热量，线性调节器需要一个散热器，该散热器通常很难集成到例如遵循PCMCIA规格标准的薄的封装中。而且，线性调节器一般需要两个分立的电容器，从而进一步限制尺寸的减小。而且，线性调节器不能升高输入电压V_S，因此不适合于某些应用。例如，小型便携式电子设备10如助听器可能得益于提供0.8-1.4V电压的便宜单节碱性电池。然而，负载设备14，在本例中为助听器，可能需要3.0V。线性调节器不适合于这种应用。

基于电感器的功率转换器和只有电容(″电荷泵″)的功率转换器都能够升高或降低输入电压V_S。这种设计一般需要1.5-3.3V的输入电压V_S，并且提供1.8-5.0V的输出电压V_OUT，连续的输出电流在10-200mA之间。采用这些设计，低于一伏的输入电压或输出电压一般是不可能的。而且，200-500mW范围内的输出功率一般也是达不到的，除非通过例如并联多个功率转换器20以组合它们各自的输出的方法，而这样会使组合所消耗的功率增加。

在基于电感器的功率转换器和只有电容的电荷泵之中，典型地选择前者用于低功率应用(例如，最大为200mW)，因为它们与电荷泵设计相比，相对高效。另外，与采用电荷泵相比，更易于实现所需输出电压V_OUT。具体地说，输出电压V_OUT与电流导数(di/dt)乘以电感器电感值的乘积成正比。因此，输入端的更高工作频率和/或更高电流电平一般不直接影响所实现的输出电压。然而，基于电感器的功率转换器通常需要非线性铁芯或铁珠用于电感器，还需要外部电阻和电容。因此，基于电感器的功率转换器不易于进一步的小型化。电感器还是产生不良EMI的″噪声″元件。

参照图2，一个公知的只有电容的电源16示出为包括振荡器控制的功率转换器20(或″开环电荷泵″)以及下游电压调节器22。为说明起见，能源12如电池示出为电源16的一部分。这种设计确实具有避免使用电感器的集成问题和EMI问题的优点。

开环控制表示振荡器控制的功率转换器20不会有利地使用反馈来帮助调节其输出。当需要改善的控制时，一般使用相反的动态(或闭环)控制。例如，定时烹饪是开环控制方法，需要周期性的检查，以避免烹饪不够或烹饪过度。因此，带温度检测仪的烹饪是动态闭环控制的例子，即使食物重量或者烹饪能量(例如，烤炉热量或微波能量)发生变化，也能保证食物达到所需温度。

然而，开环电荷泵20是低效的，并且只有将多个电荷泵并联在一起以达到所需输出电流，才能提供高于200mA的电流。虽然能够提供增大电流，但是结果是低效的。级联多个电荷泵的这一需要是闭合时充当串联电阻器(″寄生电阻″)的所使用功率开关M1-M4的结果。在高输入电流电平，所产生的寄生电阻造成非常低效的操作，因为由电路消耗的功率是输入电流乘以开关寄生电阻的平方函数。因此，一般达到的效率范围为30-90％，其中当电荷泵以其最大设计容量工作以满足负载设备的最大要求时，达到较高的效率。在较低要求电平，电荷泵没有必要地在状态之间切换时，进一步产生功耗。

另外，基于振荡器的功率转换器20的另一缺点是大部分需要大约三个外部电容器，这将妨碍电路的集成和小型化。

图2的功率转换器20(或″开环电荷泵″)包括输出级24和振荡器控制器26。开环电荷泵20的基本原理是输出级24在充电阶段与放电(或泵送)阶段之间交替，以响应振荡器控制器26。在这些阶段之间进行切换的时间是预定的，并且典型地基于负载设备的预期峰值要求。

功率输出级24的类型包括反相和非反相型以及带不同数目的用于传输和存储电荷的电容元件的型式。图2示出非反相输出级24包括开关矩阵28、一个快速电容器C_F、以及一个负载(或存储)电容器C_L。开关矩阵28可以是集成电路，而公知的快速和负载电容器C_F、C_L是独立的元件。开关矩阵28响应振荡器控制器26，将能源12、快速电容器C_F和负载电容器C_L连接为充电结构和放电结构。

具体地说，开关矩阵28包括四个功率开关M1-M4。第一功率开关M1响应来自振荡器控制器26的充电开关信号S1而闭合，将能源12的正极端30(输入电压V_S)在电路上连接到快速电容器C_F的第一端31。第二功率开关M2响应来自振荡器控制器26的放电开关信号S2而闭合，将快速电容器C_F的第一端31在电路上连接到负载电容器C_L的第一端32(V_INT)。第三功率开关M2响应充电开关信号S1而闭合，将能源12的基准端33在电路上连接到快速电容器C_F的第二端34。第四功率开关M4响应放电开关信号S2而闭合，将快速电容器C_F的第二端34在电路上连接到能源12的正极端30。

工作时，振荡器控制器26闭合充电开关信号S1以闭合第一和第三功率开关M1、M3，同时断开充电开关信号S2，以断开第二和第四功率开关M2、M4。因此，负载电容器C_L提供未调节的输出电压(或中间电压V_INT)，并且与快速电容器C_F和能源12电气断开。另外，快速电容器C_F在电路上与能源12并联，从而充电到小于或等于能源12的输入电压V_S的快速电容器电压。传输到快速电容器C_F的电荷量依赖于几个因素，包括：快速电容器C_F是否完全放电、振荡器控制器26使快速电容器C_F处于充电结构中的时间以及输入电压V_S。为简单起见，假定快速电容器电压V_F实现完全充电从而快速电容器电压V_F在充电阶段结束时等于V_S。

然后振荡器控制器26将在预定时间通过断开充电开关信号S1，断开第一和第三功率开关M1、M3，闭合放电开关信号S2、闭合第二和第四功率开关M2、M4，切换到放电结构。这样，通过将快速电容器C_F电气附加串联到能源12，快速电容器电压V_F(在此假定为V_S)被加到能源12的输入电压V_S上。该组合在电路上连接到负载电容器C_L的两端。因此，在放电阶段，负载电容器C_L的第一端31的中间电压V_INT充电到大约接近输入电压V_S的两倍。

再次，传输到负载电容器C_L的电荷量将依赖于很多因素，如放电阶段的预定持续时间、负载电容器C_L的电气特性、快速电容器C_F和负载电容器C_L在放电阶段开始时的电荷量、输入电压V_S以及负载设备14从V_OUT从负载电容器C_L吸收的功率量。

因此，实际中间电压V_INT对于每个快速电容器C_F，一般为输入电压V_S的1.6到1.9倍。再增大需要多个快速电容器C_F，其中每个电容器在充电阶段在电路上并联于能源12，而在放电阶段所有电容器都在电路上串联于能源12。因此，最终可实现的中间电压V_INT不利地受限于由输入电压V_S和快速电容器C_F数目决定的特定范围。

这样使得下游电压调节器22必须典型地通过降压将来自基于振荡器的功率转换器20的未调节中间电压V_INT限制于期望的调节输出电压V_OUT。典型地，电压调节器22将未调节中间电压V_INT与来自电压基准38的基准电压V_REF进行比较，以确定输出V_OUT。电压调节器22位于下游，因为它在功能上是独立的，并且处于基于振荡器的功率转换器20之后，而不是功率转换器20的集成部分。

因此，只有电容的电源16由于开关矩阵28的开关操作、不断工作的振荡器控制器26以及电压调节器22所消耗的功率而消耗电能。当使用现有技术中只有电容的电源16来相对于输入电压V_S降低(减小)输出电压V_OUT时，电压调节器22的功耗尤其不利。基于振荡器的功率转换器20仅升高输入电压V_S。因此，电压调节器22在降低中间电压V_INT时消耗更多的功率。

功率转换器中的动态控制

参照上述现有功率转换器20，现在描述本发明的一个实施例。参照图3，功率转换器40以方框图的形式示出，阐述根据本发明一方面的从能源12到连接在输出端42、43之间的输出电压V_OUT的负载设备14的功率传输动态控制。功率转换器40是动态控制的，因为即使输入电压V_S和功率转换器40的传输和存储特性发生变化，它也适应于来自负载设备14的要求。

功率转换器40是内在电压调节的，因为所传输的电荷量不仅对应于要求，而且对电荷传输的速率进行控制，从而使输出电压V_OUT保持在接受范围内。这通常称作保持在可接受电压波动V_RIP内。因此，不是在后一级中执行调节，从而消除了如图2所述的典型独立电压调节器22的增加的复杂性和功耗。

功率转换器40包括：功率输出级44，将电荷传输到负载设备14；以及功率控制器46，连接到功率输出级44，响应性地命令传输适当的电荷量。

在一个实施例中，功率输出级44是电容电荷泵，在输出端42、43之间包括负载电容器C_L。负载电容器C_L存储电荷，并且提供与存储电荷相关的输出电压V_OUT。功率输出级44还包括一个快速电容器C_F，用于将电荷从能源12传输到负载电容器C_L。最好选择低内阻的电容器用于负载电容器C_L和快速电容器C_F，以减小功率转换器40的功耗。功率输出级44包括连接到快速电容器C_F、负载电容器C_L和能源12的开关矩阵48，用于在充电阶段和放电(泵送)阶段之间配置功率输出级44，如电荷泵中常见的一样。具体而言，在充电阶段，开关矩阵48将快速电容器C_F在电路上并联于能源12，以对快速电容器C_F充电。另外，在放电阶段，负载电容器C_L将功率提供给负载设备14，并且在电路上与能源12和快速电容器C_F断开。

在放电阶段，开关矩阵48对如上所述与负载电容器C_L串联的能源12和快速电容器C_F的“累积”电压放电。因此，功率输出级44可以将负载电容器充电到高于能源12的输入电压V_S的输出电压V_OUT。

应该理解的是，在一些应用中，功率输出级44能够采用如图3所示的结构，降低(减小)输入电压V_S。可以操作开关矩阵48，使得在放电阶段只有具有快速电容器电压V_F的快速电容器C_F连接到负载电容器C_L的两端。典型地，快速电容器C_F比负载电容器具有更小的存储电容。因此，特别是在下面将要更详细讨论的动态控制下，每个单独放电阶段不足以让负载电容器过充电。相反，通过配置快速电容器C_F和能源12在放电阶段进行串联，传统功率转换器20预先配置为升高输出电压。以快速电容器C_F仅在放电阶段连接的方式预先改变结构以降压，不能实现具有能够根据需要重新配置以达到所需输出电压V_OUT的动态控制器50的灵活性。

由于功率转换器40能够降低输入电压和升高(提高)输入电压，因此不需要在图2的基于振荡器的功率转换器20中所述的低效下游电压调节器22。

另外，对于输出电压是否具有与输入电压V_S相反的代数符号，功率输出级44可以是反相或非反相的。例如，2.2V输入电压V_S可以转换为-1.6V输出电压V_OUT。通常，为简洁起见，下面说明非反相实施例，但是本领域的技术人员在看到本发明内容之后应该知道对反相功率转换器40的应用。

多环功率控制器46，包括动态控制器50、电压基准52、以及环境控制器64，以方便控制功率输出级44。第一控制环56由来自输出端42的输出电压V_OUT形成，提供为对动态控制器50的反馈。动态控制器50命令开关矩阵48将额外的电荷从能源12传输到负载电容器C_L，以响应低于预定值V_REF的输出电压V_OUT。动态控制器50与来自电压基准52的基准电压V_REF相比，确定V_OUT是否低于预定值。一个适合的V_REF可以由能源12提供，如果它是足够电压稳定的，以简化电压基准52(例如，锂电池是电压稳定的)。因此，电压基准52就可以由输入电压V_S的分压器或倍增器提供，以实现所需的基准电压V_REF。

对于本发明的某些应用，第一控制环56单独足以对功率转换器40的功率传输进行动态控制，以实现调节的输出电压V_OUT。

除了第一控制环56之外，多环功率控制器46还可以包括第二控制环58。在第二控制环58中，快速电容器C_F的电荷作为快速电容器电压V_F被动态控制器50检测。因此，如果需要，在快速电容器C_F第一次达到充电最佳状态，近似80％时，就可以判定快速电容器C_F的任何放电。存在充电最佳状态，是因为对快速电容器C_F充电不足将导致不必要的开关损耗，而对快速电容器C_F过充电将不必要地限制功率传输速率。

关于不必要的开关损耗，开关矩阵48的动态控制通过保持在放电阶段直至需要更多的电荷(即V_OUT降至低于V_REF)，实现部分如对第一控制环所述的效率。相反，基于振荡器的功率转换器20即使在不必要时，也以固定的速率进行切换。通过在充电阶段保持足够长的时间而使快速电容器C_F获得大量的电荷，实现开关矩阵48动态控制的额外效率。例如，充电到充满状态的40％而不是80％将需要双倍的工作频率来传输相同的功率。功率开关M1-M4浪费与增大工作频率相关的功率。因此，第二控制环58检测快速电容器C_F的电压电平，以避免在充电阶段充电不足，从而避免不必要的开关损耗。

优化快速电容器C_F的充电还包括避免充电过量。电容器的特征在于它们的充电速率是时间函数。具体地说，当电容器接近充满状态时，接受额外电荷的速率将下降。因此，电容器初始所获取的电荷量与后面获取类似的电荷量相比所花的时间更少。例如，将把快速电容器C_F两次充电到45％与把快速电容器C_F一次充电到90％相比，即使快速电容器C_F接受相同的电荷量，前者所花的时间也比后者少。因此，使开关矩阵48处于充电阶段的时间周期大于达到快速电容器C_F的最佳充电电平所需的时间周期，将错过传输更多功率的机会。

需要理解的是，最佳充电电平可以根据经验和/或通过分析进行确定，这一点为本领域的技术人员所知。

与一个或多个其它上述控制环56、58结合，功率转换器40可以方便地包括前向控制环60，从而将能源12的一个或多个参数提供给动态控制器50。前向控制环60的一个用途是由于在能源12中检测到不安全状态或者性能限制状态，屏蔽(即，中断到输出端42、43的输出电流)并且/或者旁路(即，将能源12直接连接到输出端42、43)功率转换器40。例如，低输入电压可能表示能源12中的剩余电量不足以保证功率转换器40的继续工作。作为另一个例子，从能源12引起的电流对于持续工作可能太高。因此，可以在功率转换器40中包括保护电路，用于根据控制环60，中断到输出端42、43的输出电流。

作为另一个例子，通过把功率转换器40与能源12和输出端42、43的直接并联，对于负载设备14的大要求，可以保证功率转换器40的连续工作。当输入电压V_S与所需输出电压V_OUT近似相同时，尤其是这样。通过使两条路径将电流提供给输出端42、43，可以获得更大的输出电流I_L。

作为另一个例子，快速电容器电压V_F(第二控制环58)和输入电压V_S(前向控制环60)可以表示功率转换器40处于放电状态和处于启动状态。该启动状态可以有利地保证使用快速的渐进式启动电路，下面将要讨论这样的例子。

与其它控制环56、58和60中的一个结合，功率控制器46还可以包括自适应控制环62，如环境控制器64所示。环境控制器64检测控制参数66，并将命令68提供给动态控制器50，以修改输出电压V_OUT的预定值。例如，环境控制器64可以检测动态控制器50已变得不稳定，并且对此进行响应，提供一个信号来将动态控制器50驱动到稳定输出状态。更具体而言，环境控制器64可以用来检测功率转换器40的不稳定工作状态，例如接近固定值的瞬时输出电压和电流。环境控制器64然后可以调节预定值来将功率转换器40驱动到稳定工作状态。而且，这种预定值修改可以包括将动态控制器50复位到稳定初始状态。

作为另一个例子，自适应控制环62可以包括输入到环境控制器64的控制信号S_C，从而可以使动态控制器50响应负载设备14(例如、CPU、易失性存储器、模数转换器、数模转换器)中的变化或者其它参数。在功率转换器40的调节输出电压V_OUT下，负载设备14可以有利地更好运行。作为另一个例子，输出控制信号S_C可以是重新配置控制信号，例如，用于选择所需反相或非反相模式或者预定输出电压V_OUT。作为另一个例子，可以通过S_C命令控制保护功能(例如，旁路、屏蔽或者改变输出电压)，以防止破坏负载设备14。例如，负载设备14在高电流下可能发生故障，因此可以施加限制来防止这种情况。

根据本发明所使用的开关矩阵48的类型，动态控制器50为开关矩阵48生成各种控制信号，如开关信号S1、S2和S3到S_N所示，下面将对此进行更详细的讨论。

需要理解的是，快速电容器C_F和负载电容器C_L表示电荷存储和传输元件，还可以表示独立电容器或者集成电路电容器阵列。

而且，由于动态控制器50的灵活性，快速电容器C_F和负载电容器C_L可以包括各种不同的存储能力，例如小型电容器(例如，陶瓷、芯片厚膜、钽、聚合物)和大型电容器(例如，超电容器、假电容器、双层电容器)。电容量反映存储能力。因此，提供等量的能量传输需要以高工作频率从小型快速电容器C_F传输小量电荷，或者以更慢的速度传输大量电荷。因此，功率转换器40是灵活的，因为相同的动态控制器50可以控制各种功率输出级44，对此将参照图5进行更详细的讨论。具体而言，与现有技术中基于振荡器的功率转换器20不同，动态控制器50可以在适合于包括超电容器的功率输出级44的低工作频率范围内工作，对此将要进行讨论。

还需要理解的是，能源12可以包括各种电荷存储或生成设备，如一个或多个电化电池(例如，电池)、光电电池、直流(DC)发电器(例如，通过与充电电池组合在一起的靠运动供电的发电器进行充电的腕表)以及其它可用电源。

作为另一个例子，根据本发明的功率转换器40可以有利地用于由其它电源供电的电子设备。例如，从标准交流(AC)墙上插头接受其功率的设备一般将AC功率转变为用于设备电子部分的直流(DC)功率。所提供的DC功率不经过进一步的调整和调节，可能不适合于全部或部分电子器件。例如，微处理器可能在2.2V工作，而输入/输出电子器件可能在5V工作。因此，根据本发明的功率转换器40可以用来降低提供给微处理器的输入电压。

电容电荷泵输出级

参照图4，示出用于图3中功率转换器40的本发明实施例的一个适合的电荷泵输出级44。功率输出级44可以配置为反相和非反相。四个开关M1、M2、M3、M4用来根据负载电容器C_L在的放电阶段和充电阶段之间切换能源12如DC源和合适的快速电容器C_F，如图2所示。具体地说，开关M1和M3响应开关信号S1而闭合，从而M1将能源12的正极端30(输入电压V_S)连接到快速电容器C_F的第一端31，并且M3将快速电容器C_F的第二端34接地。开关M2和M4在充电阶段断开。

在放电阶段，开关信号S1消失，断开开关M1和M3。然后，响应开关信号S2而闭合开关M2和M4，能源12的输入电压V_S和快速电容器C_F串联。这样，C_F的第一端31可用于通过开关M2连接到负载电容器C_L，而电容器C_F的第二端34通过开关M4连接到能源12的正极端30(V_S)。

重新配置开关信号S3和S4控制在什么情况下将快速电容器C_F和能源12置于负载电容器C_L的两端，使得功率输出级44可以在反相或非反相模式下工作。非反相模式表示在正极输出端42(V_OUT ⁺)提供输出电压V_OUT而负极输出端43(V_OUT ^-)一般接地。反相模式表示在负极输出端43(V_OUT ^-)提供输出电压V_OUT并且该电压的代数符号与能源12的输入电压V_S相反。此时正极输出端42(V_OUT ⁺)一般接地。负载电容器C_L的(正极)第一端32在电路上连接到正极输出端42(V_OUT ⁺)。负载电容器C_L的(负极)第二端35在电路上连接到负极输出端43(V_OUT ^-)。

通过采用信号S3闭合重新配置开关M5和M8，且采用信号S4断开重新配置开关M6和M7，执行功率输出级44的非反相模式。避免信号S3和S4的命令重叠，以防开关M5或M8与开关M6或M7同时闭合，从而防止不利地引起负载电容器C_L短路。因此，非反相模式导致负载电容器的第一端(正极)32由于闭合开关M5而通过开关M2连接到快速电容器C_F的第一端31。负载电容器C_L的(负极)第二端35通过闭合开关M8接地。

通过采用信号S3断开重新配置开关M5和M8，且采用信号S4闭合重新配置开关M6和M7，执行功率输出级44的反相模式。因此，负载电容器C_L除如同前面连接到输出端42、43之外，其第一端32通过闭合开关M7接地，从而正极输出端42(V_OUT ⁺)接地。负载电容器C_L的第二端35由于闭合开关M8，通过开关M2连接到快速电容器C_F的第一端31。

需要理解的是，重新配置功率输出级44允许一个电路在相同的输出端42、43选择性地提供非反相或反相输出电压。因此，基于可重新配置功率输出级44的全集成线性电源将允许只用一种微芯片代替78XX(非反相)和79XX(反相)微芯片(例如，在TO-220、TO-3、S08-TSOP-8、SOT23、SOT223等类型的封装中进行封装)。用一种器件代替两种器件的好处是允许更经济的制造，并且简化库存控制。

另外，功率转换器40的环境控制器64可以根据外部参数S_C或者内部参数66，自动将功率输出级44配置为适当的反相或非反相模式。因此，通过包括容易重新配置为所需模式的功率转换器46，可以提供便携式电子设备10在设计过程中或工作期间更大的灵活性。例如，通过控制功率输出级44，功率转换器46可以响应所检测的参数，如独立元件负载电容器C_L的极性，开始配置开关M5-M8。可选地，可重新配置开关M5-M8可以包括能从外部闭合的微芯片引脚。

需要进一步理解的是，可以使用本发明的各种其它功率输出级44。例如，两个或多个快速电容器C_F可以并联于能源12进行充电，然后以累加方式串联在一起，以获得更大的升压能力。另外，功率转换器40还可以包括混合型反相和非反相结构，其中，功率转换器40的一部分在正极输出端42，提供以地面为基准的动态控制的内部调节正输出电压，同时，功率转换器40的另一部分在负极输出端43，提供以地面为基准的动态控制的内部调节负输出电压。

需要理解的是，根据本发明的另一开关矩阵48可以通过重新配置降低非反相或反相形式的输出电压V_OUT。例如，当相对于输入电压V_S降低(减小)输出电压V_OUT时，快速电容器C_F可以单独连接到负载电容器C_L的两端。因此，配置为降压的功率转换器40可以永久性地将快速电容器C_F的第二端34接地，或者通过保持开关M3闭合和开关M4断开进行重新配置，而不管是否处于充电或放电阶段。因此，在放电阶段，快速电容器C_F在电路上连接到能源12的两端，从而对它进行充电。在放电阶段，只有快速电容器C_F(也就是，没有能源12)在电路上连接到负载电容器C_L的两端。

作为另一个例子，其它修改将允许当输出电压V_OUT的大小小于输入电压V_S(0＞V_OUT＞-V_S)时执行输入电压V_S的反相。不像如图4所示切换负载电容器C_L，负载电容器C_L的第一端32在电路上接地并且连接到正极输出端V_OUT ⁺42。负载电容器C_L的第二端35在电路上连接到负极输出端V_OUT ^-43。在充电阶段，快速电容器C_F如上所述在能源12的两端进行充电。在放电阶段，快速电容器C_F如上所述单独连接在负载电容器C_L的两端，用于非反相降压结构。由于正极输出端V_OUT ⁺42在电路上接地，因此将对负极输出端V_OUT ^-43进行动态控制。

动态控制电荷泵的分析

参照图5，示出在图3的功率转换器中使用的电荷泵功率输出级44(或“电荷泵”)的一个实施例。功率输出级44在两个阶段中工作：充电和放电，(即泵送)，如上面对图2的振荡器控制的功率转换器20所述。功率输出级44连接在提供输入电压V_S的能源12和接受电流负载I_L的负载设备14之间。不同于图2，没有示出电压调节器22。功率输出级44包括负载电容器C_L、快速电容器C_F和四个功率开关M1-M4，如上面图2所述。为了阐述根据本发明的一方面动态控制电荷泵的优点，下面的分析推导描述如何可以高效地开关功率输出级44。功率控制器46将电荷泵的操作分为两个阶段：充电和放电。因此，术语“充电”和“放电”是指快速电容器C_F。在充电阶段，输入电压V_S对快速电容器C_F进行充电，负载电容器C_L将功率提供给负载。在放电阶段，电荷从快速电容器C_F流到负载和负载电容器C_L。因此，术语“充电”和“放电”是指快速电容器C_F。有两个参数影响电荷泵的操作：

1.ε——对快速电容器C_F进行充电所达到的输入电压V_S比率，其中，0＜ε＜V_S。

2.T_DIS——对快速电容器C_F进行充电以升高输出电压V_OUT的最小时间量。

图6示出提供最大负载电流I_L所必须满足的功率输出级44的边界条件。当在充电阶段对快速电容器C_F进行充电时，输出电压V_OUT下降。在随后的放电阶段结束时，必须传输足够的电荷，以提高负载电压V_OUT回到基准电压V_REF。

为分析起见，假定功率开关M1-M4和存储电容器C_F、C_L将在时间(t)＝0从初始放电状态(即，V_OUT＝0，V_F＝0)工作，而不管输入电压V_S多低，或者是否存在负载设备14。而且，该分析假定一种第一和第二控制环56、58的实施方法，其中，分别监测负载电容器C_L和快速电容器C_F的充电状态。而且，负载电容器C_L两端的负载电压V_L与输出电压V_OUT可以互换使用。

在启动期间，功率输出级44经过很多次充放电阶段直到在C_L上充电的输出电压V_OUT上升到预定值(所需输出电压)或电压基准V_REF之上。在对C_L完全充电之后(即，V_OUT＞V_REF)，功率输出级44将保持在放电阶段中，直到施加一个负载，导致输出电压V_OUT降到基准电压V_REF之下(V_OUT＜V_REF)，如图6的最左部分所示。空载延时T_DEL发生在时间(t)＝0开始充电阶段之前。对快速电容器C_F进行充电，直到其电压V_F在时间(t)＝a达到输入电压的比率εV_S。在对C_F进行充电之后，功率输出级44返回到放电阶段，持续从时间(t)＝b开始，在时间(t)＝c结束的，由T_DIS给出的最短时间。该最小时间T_DIS为快速电容器C_F的放电提供足够的时间。在该最小放电时间之后，功率输出级44在V_OUT＞V_REF的时候仍保持在放电阶段中。由于该分析示出最大功率容量情况，因此V_OUT在时间(t)＝c就立即低于V_REF。因此，在放电阶段尚未超过基准电压V_REF，并且再次执行充电阶段/放电阶段。

在充电和放电阶段之间出现时间(t)＝a与时间(t)＝b之间的空载延时T_DEL，开关M1-M4全断开，以消除瞬间短路的任何可能性(即，缓和跨导的中介延迟)。例如，如果同时闭合开关M1和M2，那么能源12的正极端30与正输出端42短路。如果同时闭合开关M1和M4，那么快速电容器C_F产生短路，降低性能，并且可能由于产生热量而导致破坏。

该分析示出存在以最优速率对开关矩阵进行开关的可能性。首先，如果在最小放电时间T_DIS之后输出电压V_OUT超过基准电压V_REF，则存在保持在放电阶段内的机会。适当地延迟了不必要(并且因此低效)的返回到充电阶段。类似地，检测何时对快速电容器C_F进行充电类似地避免由于充电时间T_CHG太短而导致的不必要切换，或者避免当充电时间T_CHG太长时错过传输更多电荷的机会。

对于使用电池作为能源12的应用，本发明的功率输出级44可以在电池的寿命期内，有利地在最大化电池效率的同时满足几个性能约束。提高效率将延长电池的使用寿命。性能约束包括在不超出允许输出电压波动V_RIP限制的情况下，可以提供的峰值输出负载电流IL的最小值。输出电压波动V_RIP是输出电压V_OUT的波动范围。还需要工作频率最大接受值(即，在充电和放电阶段之间循环的速率)来最小化音频应用噪声。如果工作频率太高，由功率输出级44消耗的电荷将降低电荷泵的效率。其中一些目标是冲突的。例如，虽然高工作频率减小输出电压波动V_RIP，但是它同时降低功率输出级44的效率。因此，优化需要找出可以满足性能约束的参数的一个子集。如果存在足够的容限，则可以通过在最大化设计效率的子集内选择这些值来优化设计。这将在满足输出性能约束的同时，为功率转换器40提供如延长电池寿命的优点。下面示出对具有功率开关M1-M4和典型功率要求的功率输出级44进行优化。

首先分析图5所示电路的方程，可以得出环路电流和节点电压在功率输出级44的充电和放电循环期间为负载电流I_L和固定参数的函数。固定参数包括输入电压V_S、功率开关M1-M4的电阻、电容值C_F和C_L以及基准电压V_REF。虽然输入电压V_S可以随着时间改变，但是最坏情况的分析假定在其使用期间它固定在最低预期值。一些其它固定参数是固定的，因为它们是为给定的设计选择的(例如，电容器C_F、C_L，功率开关M1-M4的类型等)。变量参数为ε和T_DIS。通过估计边界条件，可以得出方程的特定解。选择边界条件，使负载电流I_L对于固定和可变参数的当前集可能为最大。然后可以求解微分方程，得出特定参数集合能提供的最大负载电流I_L。通过改变这些参数，可以得出这些值范围的最大负载电流I_L。最大负载电流I_L为这些参数的连续函数。这表示如果最大负载电流I_L的最大值超过最小可接受值，这些参数的一个子集也将满足这个条件。功率输出级44的效率可以通过这些参数值的这个子集得以最大化，从而在满足最小性能约束的同时提供效率。

在放电阶段，C_F和C_L两端的电压为： $V_F=V_{F0}-\frac{C_L}{C_L+C_F}{V}_{\mathrm{OUT}}(1-e^{-{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{DIS}}{T}_{\mathrm{DIS}}})-\frac{1}{C_L+C_F}{I}_{L}t$ $V_L=V_{L0}-\frac{C_F}{C_L+C_F}{V}_{\mathrm{OUT}}(1-e^{-{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{DIS}}{T}_{\mathrm{DIS}}})-\frac{1}{C_L+C_F}{I}_{L}t$ 其中： $V_{\mathrm{OUT}}=(V_S+V_{F0}-V_{L0)})-\frac{C_F}{C_L+C_F}{I}_L{R}_{\mathrm{DIS}}$ ${\mathrm{\λ}}_{\mathrm{DIS}}=\frac{C_L+C_F}{R_{\mathrm{DIS}}{C}_L{C}_F}$ 并且V_F0和V_L0为放电循环开始时的初始快速电容器电压V_F0和负载电压V_L0。当快速电容器C_F正在充电时，负载电容器C_L正在放电。在充电阶段，C_F和C_L两端的电压为： $V_F=V_{F0}+(V_s-V_{F0})(1-e^{-{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{CHG}}{T}_{\mathrm{DHG}}})$ $V_L=V_{L0}-\frac{1}{C_L}{I}_{L}t$ 其中： ${\mathrm{\λ}}_{\mathrm{CHG}}=\frac{1}{R_{\mathrm{CHG}}{C}_F}$ 初始快速和负载电压V_F、V_L处于充电阶段的开始。

这四个方程的集合还有四个未知值：V_F、V_L、I_L和T_CHG，并且因此将有唯一的解(如果存在解)。通过使用图6所示的边界条件求得该解的算法如下所述。通过对下面方程进行求值，得出充电时间T_CHG： $0=A(1-e^{{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{CHG}}{T}_{\mathrm{CHG}}})+\frac{B(T_{\mathrm{CHG}}+T_{\mathrm{DIS}}+2T_{\mathrm{DEL}})}{D+{\mathrm{CT}}_{\mathrm{CHG}}}$ 其中：

A＝(1-ε)V_S $B=\frac{C_L}{C_L+C_F}[(1+\mathrm{\ϵ})V_s-V_{\mathrm{REF}}](1-e^{-{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{DIS}}{T}_{\mathrm{DIS}}})$ $C=1-\frac{C_F}{C_L+C_F}(1-e^{-{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{DIS}}{T}_{\mathrm{DIS}}})$ $C=\frac{C_L}{C_L+C_F}\frac{C_F}{C_L+C_F}{R}_{\mathrm{DIS}}{C}_F(1-e^{-{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{DIS}}{T}_{\mathrm{DIS}}})+\frac{C_L}{C_L+C_F}{T}_{\mathrm{DIS}}+2{\mathrm{CT}}_{\mathrm{DEL}}$

对该方程进行求解的T_CHG必须约束为大于0才有效。对于固定和可变参数的所有组合，将不存在解。

当T_CHG已知时，这些参数中的电流值的最大负载电流I_L如下给出： $I_L=\frac{C_L{C}_F}{C_L+C_F}[(1+\mathrm{\ϵ})V_s-V_{\mathrm{REF}}](1-{\mathrm{\ϵ}}^{-{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{DIS}}{T}_{\mathrm{DIS}}})/$ $[1-\frac{C_F}{C_L+C_F}(1-{\mathrm{\ϵ}}^{-{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{DIS}}{T}_{\mathrm{DIS}}})](T_{\mathrm{CHG}}+2T_{\mathrm{DEL}})+$ $\frac{C_L}{C_L+C_F}[\frac{C_F}{C_L+C_F}{R}_{\mathrm{DIS}}{C}_F(1-{\mathrm{\ϵ}}^{-{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{DIS}}{T}_{\mathrm{DIS}}})+T_{\mathrm{DIS}}]$

放电阶段结束时的快速电容器两端的电压V_F为： $V_{F0}=\mathrm{\ϵ}{V}_s-\frac{C_L}{C_L+C_F}[(1+\mathrm{\ϵ})V_s-V_{\mathrm{REF}}](1-{\mathrm{\ϵ}}^{-{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{DIS}}{T}_{\mathrm{DIS}}})+$ $\frac{1}{C_L+C_F}[\frac{C_l}{C_L+C_F}{R}_{\mathrm{DIS}}{C}_F(1-{\mathrm{\ϵ}}^{-{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{DIS}}{T}_{\mathrm{DIS}}})-(T_{\mathrm{CHG}}+2T_{\mathrm{DEL}})(1-{\mathrm{\ϵ}}^{-{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{DIS}}{T}_{\mathrm{DIS}}})-T_{\mathrm{DIS}}]I_L$

放电阶段开始时的负载电压V_L所达到的最低电压为： $V_{L0}=V_{\mathrm{ref}}-\frac{1}{C_L}{I}_L(T_{\mathrm{CHG}}+{2T}_{\mathrm{DEL}})$

该电压与基准电压V_REF的差值为波动V_RIP：

V_RIP＝V_REF-V_L0

这个参数集合的工作频率(即，电压波动频率)为： $f=\frac{1}{T_{\mathrm{CHG}}+T_{\mathrm{DEL}}+{2T}_{\mathrm{DEL}}}$

峰值输入电压也是有兴趣进行估算的，可以出现在充电阶段的开始或者放电期间。由于负载电流I_L假定不变，放电期间的峰值输入电流I_S出现在该阶段的开始或结束。整个循环期间的峰值电流为这些值的最大值： ${\stackrel{\‾}{I}}_s=\max \{{\stackrel{\‾}{I}}_{\mathrm{CHG}},{\stackrel{\‾}{I}}_{{\mathrm{DIS}}_1},{\stackrel{\‾}{I}}_{{\mathrm{DIS}}_2}\}$ ${\stackrel{\‾}{I}}_{\mathrm{CHG}}=\frac{V_s-V_{F0}}{R_{\mathrm{chg}}}$ ${\stackrel{\‾}{I}}_{\mathrm{DI}{S}_1}=\frac{(1+\mathrm{\ϵ})V_s-V_{L0}}{R_{\mathrm{dis}}}$ ${\stackrel{\‾}{I}}_{{\mathrm{DIS}}_2}=\frac{(1+\mathrm{\ϵ})V_s-V_{L0}}{R_{\mathrm{DIS}}}{\mathrm{\ϵ}}^{-{\mathrm{\λT}}_{\mathrm{DIS}}}+\frac{C_F}{C_L+C_F}(1-{\mathrm{\ϵ}}^{-{\mathrm{\λT}}_{\mathrm{DIS}}})I_L$

参照表1，作为对于包括预期能让电荷泵可靠工作的基准电压V_REF和输入电压V_S、以及快速(C_F)和负载(C_L)电容值的固定参数组合的示例，估算出最大负载电流I_L、电压波动V_RIP、峰值输入电流I_L和工作频率。在功率输出级44的这个示例中，忽略了电容器C_L、C_L的电阻。用来防止所有开关M1-M4同时闭合的时延T_DEL固定为0.25μ秒。在每个充放电循环中出现两个时延T_DEL。

优化的电荷泵CF＝22μF，CL＝220μF，Vref＝1.2V，VS＝0.8V
				操作点	RCHG＝RDIS(Ω)
	0.1	0.2	0.3
				ε	0.8490	0.8306	0.8214

TDIS  (μSec)	1.8571	3.0204	3.9898
				IL    (mA)	838.17	447.09	306.12
Vrip  (mV)	8.9955	7.1155	6.2130
				IS    (A)	2.8818	1.3580	0.8779
Freq  (kHz)	288.18	153.33	118.275

表1：中等电容值的电荷泵操作点

在充电(R_CHG)和放电(R_DIS)阶段遇到的串联电阻对功率输出级44的最大电流量具有最明显的影响，如表1的三个操作点列所示。虽然更大的快速(C_F)和负载(C_L)电容器改善这个能力，但是随着它们的电阻增大，改善量会降低。增大电容器值看上去是对减小电压波动V_RIP而不是电流量具有更大比例的影响。

上述分析所示的是如果检测输出电压作为反馈，则可以对功率输出级44进行动态控制，以实现所需输出电压V_OUT。

广泛用于电子设备中的典型“电子”电容器(导体间的电介质，例如钽聚合物)的特征在于在数微秒到数毫秒内自放电，并有1-10百万次充电循环的寿命。电子电容器的短自放电时间的缺点意味着基于振荡器的功率转换器20必须工作于能对电子电容器进行充电和放电的速率与电子电容器自放电的速率之间的工作循环。因此，用于电荷泵输出级24的已知振荡器控制器26不允许工作频率在50-200Hz范围内的电荷泵。在更低的要求电平，电荷泵将有利地以低于1Hz工作。

因此，已知的基于振荡器的电荷泵20不能利用具有以星期或月衡量的自放电时间的超电容器和类似高存储器件。超电容器是通过极化电解液存储静电能量的电化双层电容器。在其能量存储物理过程中不存在化学反应。因此，超电容器是极端双向(可恢复)的，因此可以充放电上千次，这不同于同等存储方法如电化电池。一个合适超电容器的例子是由Maxwell_Technologies，San Diego，California(麦克斯韦尔_技术公司，圣地亚哥，加利福尼亚)出品的PS-10。

需要理解的是，术语“超电容器”包括一般特征为由于相对低的电荷泄漏而具有高效率的很多类型的大电容器。因此，“超电容器”包括双层电解质电容器(经常称作超级电容器、超电容器和功率电容器)以及假电容器。

根据本发明的另一方面，包括用于快速电容器C_F和负载电容器C_L的超电容器的电荷泵能够提供等于或大于5W的电功率，对此，50-200Hz的工作频率将是适当的。

如下面将要更加详细描述的，本发明一个实施例的动态控制器50能够以基于振荡器的电荷泵20的频率工作；然而，动态控制器50还能够以极低的工作频率工作。因此，动态控制器50可以利用超电容器的额外存储能力。

低于一伏的功率转换器

参照图7，以高层方框图的形式示出根据本发明原理的动态控制功率转换器40A的一个实施例。在下面的讨论中可以知道，该说明性实施例通过动态控制非反相电荷泵功率输出级44A，允许将来自能源12的输入电压V_S升高或降低到校准输出电压V_OUT。功率转换器40A也可以在低于一(1)伏的输入电压V_S工作。具体地说，功率开关M1-M4用来响应低阀值开关信号S1和S2。而且，在下面可以知道，功率转换器40A可以容易地实现为集成电路并且因此具有小的尺寸和成本。

图7的说明性功率转换器40A包括类似图5的功率控制器46A和功率输出级44A。功率控制器46A包括比较器94，响应V_OUT降至低于基准电压V_REF而生成开关信号。有利地，比较器94还响应快速电容器电压V_F和输入电压V_S，以控制充电阶段的持续时间。具体地说，比较器输入开关电路98允许在充电和放电期间如下使用同一比较器94。

在充电阶段，输入电压预定比率εV_S通过响应充电循环开关信号S1而闭合的比较器输入开关M9，连接到第一比较器输入100。介于开关M9和能源12之间的V_S分压器102提供预定比率ε以及减小V_S的结果。快速电容器电压V_F也响应充电循环开关信号S1，通过比较器输入开关M10连接到第二比较器输入104。然后，当快速电容器电压V_F达到输入电压预定比率εV_S时，比较器产生一个开关信号。

在放电阶段，基准电压V_REF响应放电循环开关信号S2，通过比较器输入开关M11连接到第一比较器输入100。另外，由V_OUT分压器108提供的V_OUT预定比率响应开关信号S2，通过比较器输入开关M12连接到第二比较器输入104。

对于比较器94各种输入的缩放比例，本领域的技术人员应该知道，不同缩放比例组合可以适合于特定的应用。例如，该说明性例子基于升压功率转换器结构和相对低的电压基准V_REF。因此，V_OUT分压器108允许根据需要按比例降低V_OUT，以使用一个基准电压实现一定范围的期望输出电压V_OUT。在V_OUT低于基准电压的应用中，可以替代使用V_OUT倍增器，或者使用分压器将来自电压基准96的输出按比例降低到所需基准电压V_REF。类似地，对于降压功率转换器，其它变化是明显的。而且，如果必要，除比较器94之外，还可以使用第二比较器。

来自比较器94的开关命令由用于生成充电开关信号S1和放电开关信号S2的定时控制器112接收。有利的是，介于比较器94和定时控制器11之间的是延时114，用于产生切换延时以达到例如避免不必要的切换和减小由于更高工作频率的EMI发射影响的目的。

图7示出自举启动电路116，用于当功率输出级44A被放电并且动态控制器尚未对功率输出级44A采取控制时启动它的工作，对此将参照图11进行更详细的描述。

对于其中在冷启动(即，初始放电的负载电容器C_L)期间半导体可以接地，从而防止动态控制器50A对功率输出级44A采取控制的本实施例的集成电路实施例，启动电路116是必要的。更一般地，启动电路可以缩短冷启动期间直到在所需输出电压V_OUT工作所需的时间。

启动电路116示出为将能源12的正极端30连接到快速电容器C_F的第一端31，而不是直接连接到负载电容器C_L的第一端32。然而，由于选择常闭开关M2，需要理解的是，启动电路在启动(冷启动)情况下有效地连接到负载电容器C_L，如下所述。

在某些情况下，例如超出功率转换器40A容量的瞬时高负载，可以使用包括在功率控制器46A中的旁路控制电路118。瞬时高负载的特征在于预定大小的输出电压降低(电压下降)而需要额外的容量。因此，旁路电路118可以将V_OUT与基准电压V_REF进行比较。当在V_OUT中检测到电压下降时，旁路电路118可以生成用于旁路开关MB的旁路开关信号S_B，通过将能源12的正极端30直接连接到输出端42进行响应。类似地，旁路电路118可以对由于低输入电压而导致的功率转换器40A的即将失效进行响应，其中，通过消除功率转换器40A的功耗来最大延长使用寿命。因此，旁路电路118还将输入电压V_S与基准电压V_REF进行比较，并且相应地操作开关MB。

图8-10的流程图示出图7的功率转换器40A的运行。参照图8，功率转换器运行130以存储单元处于放电状态开始，从而执行启动操作132，以防止在集成电路实现中锁定到地，对此将在图9和11中进行描述。在启动操作132之后，功率转换器操作130进入动态操作134，对此将参照图9进行描述。

一般，动态操作134继续，直到被如方框136所示的判定输出电压V_OUT是否发生电压下降中断为止，如果否，动态操作134继续。V_OUT电压下降是表示可能超出功率转换器40A容量的大瞬时负载的输出电压V_OUT下降。如果在方框136中检测到V_OUT下降，则执行如上所述在一段时间内将输出端电气连接到能源的旁路(方框138)。在根据本发明的一些应用中，短暂旁路在电路上把功率转换器40A与能源12以及输出端42、43断开。断开的一个好处是避免会导致在瞬态结束之后需要恢复周期的功率输出级44放电。在根据本发明的其它应用中，短暂旁路不把功率转换器40A与能源12以及输出端42、43断开，从而功率转换器40A用来提供由负载设备14要求的功率。

如果输出电压仍然保持低(方框140)，则旁路可以置于锁定状态(方框142)。如果在方框140中已恢复V_OUT，则通过确定是否存在电流过载状态，在方框144中执行另一保护特性。例如，能源对可能在特定持续时间内能提供的电流量可以具有安全限制。可选地，引起输出电流的负载设备14可能处于向功率转换器操作130通知的故障模式中。因此，如果电流过载(方框144)，输出端与能源断开(方框146)。然而，如果在方框144中没有电流过载，则在方框148中，确定控制器是否处于关状态。这表示这样的情况，其中，各种保护措施可能导致需要重新启动功率转换器的情况。因此，如果控制器处于关状态(方框148)，则功率转换器操作130返回到启动操作(方框132)，否则返回到动态操作(方框134)。

需要理解的是，图8所示的顺序流程图示出可以独立且连续执行的各种保护和模式，或者可以包括根据本发明的保护特性的各种组合。

参照图9，以流程图的形式示出图8所示的启动操作132。该启动操作132的一个优点是示出如何可以用低于一伏的输入电压启动根据本发明的功率转换器40A。对于集成电路应用，这是尤其需要的，否则，其中的放电存储电容器如负载电容器C_L可能导致功率控制器46A不工作。此外，建议启动操作132使用本发明作为低输出要求可选电荷泵，其中由整体功率转换器消耗的功率可以减小。

典型的基于振荡器的功率转换器20包括在电路上从能源12连接到负载电容器C_L的自举外部大功率肖特基二极管。肖特基二极管在负载电容器电压V_L低时导电以开始对负载电容器C_L充电，并将功率提供给负载设备14。如果没有附加的肖特基二极管，由于典型集成电路开关矩阵48的接地趋势，负载设备14往往阻止负载电容器C_L充电。

增加肖特基二极管妨碍对基于振荡器的功率转换器20进行理想的小型化。另外，肖特基二极管在基于振荡器的功率转换器20的正常工作期间消耗功率，从而降低效率。

因此，最好是启动动态控制功率转换器40A而不有害地影响正常工作期间的效率。以与功率转换器40A集成在一起而无需外部元件的方式完成此项操作也是理想的。

启动操作132以负载已施加到功率转换器的方框150和输入电压可用于功率转换器的方框152中的初始条件开始。然后判断功率转换器是否处于关状态，并且是否不控制功率输出级(方框154)。如果功率转换器处于开状态(方框154)，则将小启动电容器C_QPUMP置于浮动状态(方框156)，并且启动操作132结束。

如果在方框154中控制器处于关状态，则闭合启动开关，以将输入电压V_S提供给启动电容器C_QPUMP(方框158)，并且将启动电容器C_QPUMP接地(方框160)。当启动电容器C_QPUMP处于充电(方框162)状态时，它放电到存储电容器(例如，负载电容器)中(方框164)，并且包括启动电容器C_QPUMP的启动电路与功率转换器的开关矩阵断开(方框166)。然后，启动操作132返回到方框154，以查看该启动循环是否足以激活控制器，并且如果必要重复随后的启动操作循环。

参照图10，以流程图的形式示出图8所示的动态操作134。首先，快速电容器被切换到与输入电压V_S并联，从而可以对快速电容器充电(方框170)。当快速电容器电压V_F超过输入电压V_S的某预定比率(例如，V_S的80％)(方框172)，则通过将快速电容器C_F从并联于输入电压V_S的状态下断开，结束充电阶段(方框174)，并且延迟静止时延T_DEL(方框176)。

然后通过确定动态操作134是升压还是降压操作，在方框177中开始放电循环。如果是升压，则在放电阶段，快速电容器电压V_F加到输入电压V_S，而如果是降压，则单独使用快速电容器电压V_F。这个选择可以是预定且预设的，而不是在动态操作134的每个阶段进行确定，尽管这些额外的确定有利地允许例如通过改变基准电压V_REF根据需要调节输出电压V_OUT。

因此，在方框177中，确定基准电压V_REF是否小于输入电压V_S(即，降压操作)。如果是，则快速电容器C_F单独置于负载电容器C_L的两端(方框178)。否则，输入电压V_S和快速电容器C_F串联置于负载电容器C_L的两端(方框179)。在方框178或179之后，执行最小放电时延T_DIS，从而允许快速电容器C_F的完全放电，而无需对应于输出电压V_OUT(方框180)。

然后，动态操作134在输出电压V_OUT大于基准电压V_REF时的状态下等待(方框182)。这是由于比较器的非补偿特性。如果在前一充电/放电循环传输的电荷量不足以将负载电容器C_L充电到V_OUT超过V_REF，则立即需要下一充电/放电循环。在其它情况下，前一充电/放电循环是足够的。那么，动态操作134可以继续等待一段时间，直到负载设备或者负载电容器的自放电对负载电容器进行足够的放电为止。当V_OUT不大于V_REF时，快速电容器C_F与负载电容器C_L断开(方框184)，这包括如果是升压，将输入电压V_S与负载电容器C_L断开。然后，施加另一空载时延T_DEL(方框186)，并且通过返回到方框170的充电阶段，重复循环。

需要理解的是，为简洁起见，前述动态操作134以对快速电容器C_F进行充电直到如保证放电阶段的时间为止开始。然而，在该说明性实施例中，充电阶段实际上是放电阶段内的嵌套操作。具体地说，功率转换器开始并保持在放电阶段，直到如需要另外充电的时间(例如，V_OUT降至低于V_REF)为止。然后，执行充电阶段。一旦完成，则放电阶段在必需的所述延迟之后再次开始。此后，功率转换器40A再次保持在放电状态中，等待更多所需的充电。

参照图11，通过使用能够低阀值(例如，低于一伏)控制的MOSFET晶体管开关以0.35微米双硅化物处理(两金属，两聚硅化物)实现的集成电路，有利地示出图7的功率转换器40A的集成功率输出级44A，参见提交日期为2000年3月22日的共同未决且共同所有的申请：美国序列号09/532,761，标题为“Lateral Asymmetric Lightly DopedDrain MOSFET(侧面不对称轻掺杂漏MOSFET)”，作者为Ying Xu等人(P&G案号7992)，在此引作参考。除具有低阀值控制外，所公布的MOSFET器件具有低导通电阻，直接有助于根据本发明使用的开关矩阵48的效率。

虽然在图11示为一个晶体管，但是通过包括低阀值MOSFET器件阵列，功率开关M1-M4以及旁路开关MB可以具有对所需峰值输出电流的可缩放电流能力。MOSFET功率开关M1-M4设计为低导通电阻和高关断电阻，以利于开关矩阵48的高效操作，如上面引用的申请所述。

一般，选择n-型MOSFET器件，因为它可以制造得更小、开关更快，并且没有栅极电压时是常关的。但是，在一些情况下，使用p-型MOSFET开关更有利。首先，下面将会清楚，在快速电容器C_F的第一端31和负载电容器C_L的第一端32之间使用p-型功率开关M2，允许根据本发明一方面的低于一伏的渐进式启动电路16，只需偏置一个功率开关M1就能启动功率转换器40A。

启动电路116包括配置为在功率输出级44A处于放电状态时激活启动电路116的p-型MOSFET启动开关MS。下面将对用于控制开关的各种信号(例如，S1、S2、S2N...)进行进一步的讨论。MS的漏极连接到输入电压V_S，并且栅极和源极都连接到快速电容器C_F的第一端31。连接到快速电容器C_F的第二端34的两个功率开关M3、M4为n-型，因此断开，从而快速电容器C_F在这种情况下处于浮动状态。然而，功率开关M2为所述的p-型晶体管，因此闭合，在这种情况下功率控制器46A开始不带电。因此，启动开关MS的栅极和源极也连接到初始为零的V_OUT。从而启动开关MS的栅极接地，启动开关MS开始将输入电压V_S连接到负载电容器C_L。

然而，这个小型MOSFET的电流容量不足以对负载电容器C_L进行充电。因此，启动开关MS间接地用来闭合功率开关M1，从而将输入电压V_S提供给负载电容器C_L。具体地说，来自启动开关MS源极的输入电压连接到n-型开关M13的栅极。开关M13由于来自开关MS的输入电压V_S而闭合。当开关M13闭合时，漏极的输入电压V_S传到源极，源极又连接到启动电容器C_QPUMP的第一端190。启动电容器C_QPUMP的第二端192连接到配置为在功率控制器46A不工作时使启动电容器C_QPUMP的第二端192接地的晶体管对M14、M15。否则，晶体管对M14、M15配置为浮动启动电容器C_QPUMP的第二端192。具体地说，启动电容器C_QPUMP的第二端192连接到p-型开关M15的漏极和n-型开关M14的源极。当功率控制器46A工作时，开关M15的源极接地，而它的栅极加有负偏压，以断开开关M15。因此，当功率控制器46A工作时，启动电容器CQ_PUMP的第二端192与地面断开。当功率控制器工作时，开关M14的漏极连接到输入电压V_S，而它的栅极加有正偏压，以闭合开关M14。

参照图12，示出适合于图7的功率转换器40A的电路。图12示出对比较器94加偏压以在充电阶段和放电阶段执行比较的一个电路实施例。在充电和放电阶段，该电路应当已在前面启动，并且功率控制器46A将用来生成开关信号(例如，S1、S2等)。在S1闭合M9和M10的充电阶段，输入电压V_S分压器102以预定比率(例如，80％)降低输入电压V_S，以与快速电容器电压V_F进行比较，如图7所示。在S2闭合M11和M12的放电阶段，V_OUT分压器108按比例缩放输出电压V_OUT，以与来自电压基准96的基准电压进行正确的比较。

图12还示出功率控制器46A的定时控制器112提供下面将要更详细描述的多个信号P_S2NB、P_S2NA、S2、S2N、P_S1、S1、S1N，以执行充电开关信号S1和放电开关信号S2的等效功能。由于功率开关M1-M4比其它开关需要更多的电流，因此对于该说明性实施例需要这些多个信号，并且功率开关M2、M4为p-型，因此比n-型功率MOSFET功率开关M1、M3开关更慢。在提供给各个栅极的信号中需要一定的延迟，从而防止其中M1、M3中的一个或两者与M2、M4中的一个或两者同时闭合的跨导。

参照图13，示出电压基准96的一个实施例，该实施例能够根据本发明的一方面以低于一伏的输入电压V_S工作。恒流电路200对电压基准(reference-to-rail)电路202供电，从而使电压基准电路202不受输入电压V_S变化的影响。输出缓冲区204对来自电压基准电路202的未放大的基准电压进行放大。为了对电压基准电路202进行温度补偿，与绝对温度成比例(PTAT)的并行二极管阵列偏置电路202。

参照图14和15，为图7的功率控制器46A示出比较器94的一个实施例。最好使用差动放大器206-210，因为它们可以有效拒绝共模信号。例如，共模信号可能是在输入上产生的噪声。集成电路差动放大器具有相对低的输出增益。这具有两个方面的含义：输入晶体管和为功率控制器46A的后级提供必要电流增益中的非线性。为消除一些输入非线性，示出三个差动放大器的组合，其中，第一差动放大器206在其负极输入端接收V+输入，并且在其正极输入端接收V-。第二差动放大器208在其负极端接收V-，并且在其正极端接收V+。第一差动放大器206的输出连接到第三差动放大器210的负极端，第二差动放大器208的输出连接到第三差动放大器210的正输入端。第四差动放大器212配置为电压跟随缓冲器，以增大来自第三差动放大器210的比较器开关信号(Out+、Out-)的电流。

参照图16，为图7的功率控制器46A示出定时控制器电路112的一个实施例。基本上，定时控制器电路112负责执行必要的单独开关命令，以在充电和放电阶段之间重新配置功率输出级44A。另外，功率控制器46A的定时控制器电路112必须正确地同步成对开关和顺序开关，以避免某些开关组合。例如，充电阶段功率开关M1和M3中的任一个不能与放电阶段功率开关M2和M4中的任一个同时闭合。否则，将出现交叉导通(或跨导)，如上所述，例如能源12瞬时短路于输出端42。

参照图17，示出定时控制器电路112的时序图。具体地说，S1信号是由动态控制器50内部使用的充电阶段信号。S2信号是由动态控制器50内部使用的放电阶段信号。P_S2Nb信号是p-型MOSFET M2的更高电流开关信号，相对于S2信号存在延迟，以防止跨导，以及由于由正电压断开的p-型MOSFETM2而与S2成反相。P_S2Na是p-型MOSFETM4的高功率开关信号，相对于P_S2Nb存在延迟。P_S1信号是功率MOSFET开关M1、M3的S1更高电流版本。S2N信号是启动电路116，具体地说是开关M14的S2信号反相版本。S1N信号是启动电路116，具体地说是开关M15的S1反相版本。

虽然本发明是通过描述几个实施例来示出的，并且这些说明性实施例是以相当详细的方式描述的，但是申请人的意图并不是将所附权利要求的范围约束，或者以任何方式限制到这种细节。另外的优点和修改对于本领域的技术人员而言是显而易见的。

例如，虽然是对动态控制非反相电荷泵功率输出级44A进行讨论，但是，对于本领域的技术人员，在看到本发明内容之后，根据本发明对反相电荷泵功率输出级进行动态控制，将是清楚的。

根据本发明的功率转换器40A可以包括在多种产品内。例如，利用上述采用集成电路可获得的小尺寸和低功耗特性的优点的功率转换器40A，可以有利地加入到电池组中，以提高电池使用寿命和要求的能量和幅度。

而且，根据本发明的功率转换器40A，不管是加入到能源12中还是加入到使用能源12的负载设备14中，将改善或允许产生大量的便携式电子设备10。例如，能源12的尺寸和重量降低将允许更小侵入性的医疗诊断、能量输送或佩带式或移植式驱动药物输送设备。

另外，目前由电池或类似能源12供电的便携式电子装置可以通过加入根据本发明的功率转换器而得以改善。例如，在便携式通信设备和便携式音频设备中，通过所提高的效率，可以延长使用寿命，并且当降低的要求允许时，通过降低功率转换器40A工作频率以及相应的噪声，可以增强性能。

另外，根据本发明的大型或完全集成功率转换器40A将为存储器、逻辑电路和其它集成设备提供足够小的高效电源。例如，功率转换器40A可以嵌入到还包含存储器、逻辑电路或其它集成设备的集成电路的一部分中。

而且，与动态适应输入电压相关的本发明方面，尤其对于低输入电压，允许输入电压不稳定或者不适合于公知功率转换器的应用。例如，光电电池提供与表面区域和入射辐射能量相应的功率。因此，使用光电电池的设备可能经常由于光线不够而不能工作，并且不得不限制功能性，以保持在典型可用功率之内，并且/或者不得不增大专用于光电电池的表面面积。因此，功率转换器40A可以允许更小的光电电池，并且用于更大范围的发光条件中。

作为另一个例子，根据本发明的多输出功率转换器40A可以包括为各种输出电压电平和能量传输容量配置的多个功率转换器。可选地，单个功率控制器46A可以控制多个功率输出级44A。这种组合可以进一步包括如分级断电的特性，其中，某些输出保持供电状态，而其它则根据如输出信号命令S_C或所检测的能源12即将耗尽而断电。因此，便携式电子设备10可以具有需要不同电压电平的不同部分。某些电池节省模式可以由微处理器控制，或者功率转换器40A自身可以检测电池即将无电。这样，可以关闭某些输出来节省功率，同时保持更重要的功能，如支持易失性存储功能。

作为另一个例子，为简洁起见仅示出一个快速电容器C_F和负载电容器C_L。本领域的技术人员应该理解，根据本发明的功率转换器40A可以包括多个快速电容器C_F和/或多个负载电容器C_L。而且，快速电容器C_F和/或负载电容器C_L可以包括各种电、磁能量存储器件。

作为另一个例子，根据本发明的功率转换器40A可以包括在多种产品中。例如，利用上述小尺寸和低功耗特性的优点的功率转换器40A可以有利地包括在电池包中，以提高电池使用寿命和根据要求的能量和幅度。加入功率转换器40A将以类似于在提交日期全为1998年4月2日的下面共同未决且共同拥有的申请中所公开的方式来完成：美国序列号09/054,192，标题为PRIMARY BATTERY HAVING A BUILT-INCONTROLLER TO EXTEND BATTERY RUN TIME(具有内置控制器以延长电池运行时间的主电池)，作者为Vladimir Gartstein和Dragon D.Nebrigic；美国序列号09/054,191，标题为BATTERY HAVING ABUILT-IN CONTROLLER TO EXTEND BATTERY SERVICE RUN TIME(具有内置控制器以延长电池使用运行时间的电池)，作者为VladimirGartstein和Dragon D.Nebrigic；美国序列号09/054,087，标题为BATTERY HAVING A BUILT-IN CONTROLLER(具有内置控制器的电池)，作者为Vladimir Gartstein和Dragon D.Nebrigic；以及美国临时申请序列号60/080,427，标题为BATTERY HAVING A BUILT-INCONTROLLER TO EXTEND BATTERY SERVICE RUN TIME(具有内置控制器以延长电池使用运行时间的电池)，作者为Dragon D.Nebrigic、Milan M.Jevtitch、Vig Sherrill、Nick Busko、Peter Hansen和William Millam。所有前述申请在此引作参考。

基于快速超电容器的功率转换器

在根据本发明的一个版本中，使用超电容器作为快速电容器C^U _F，或者“快速超电容器”是有利的。超电容器包括通过极化电解液存储静电能量的电化双层电容器。在超电容器能量存储物理过程中不存在化学反应。因此，超电容器的能量存储机制是极端双向(即，可恢复)的，从而允许对超电容器进行上千次的充放电。需要理解的是，超电容器在电气上可能类似于蓄电池，但是能够循环充电和放电更多次。

超电容器还比用于集成电路中的传统电容器(例如，钽电容器)具有高几个数量级的电容。电容器一般以分离电荷的形式例如在分离极板上存储能量。所存储的能量与电荷存储极板的物理面积成正比，而与电容器两极板之间的距离成反比。对于超电容器，充当“极板”的多孔结构允许单位重量具有更大的表面面积(例如，2000m²/gm)。另外，超电容器中的电荷分离距离由被带电电极吸引的电解质离子的大小确定。典型的电荷分离距离为10埃。大表面面积与小电荷分离距离的组合使超电容器具有大电容。

可商业获得的超电容器的例子(又名，超级或假电容器)为由Maxwell_Technologies，San Diego，California(麦克斯韦尔_技术公司，圣地亚哥，加利福尼亚)出品的PC-5、PC-5-5和PC10。对于PC-5，额定电容为4F，ESR为0.18-0.33Ohms，泄漏电阻(R1)为10MOhms，并且最大电压为5.4V。超电容器如PC-5(在1到5.4VDC工作)的大存储容量由其输出60秒0.5W和大约10秒3W的能力展现。根据本发明各方面在基于电荷泵的功率转换器中使用快速超电容器C^U _F将为大量电源应用提供益处，这将在下面描述的说明性实施例中变得更加清楚。

作为一个例子，一种公知的技术是使用并联超电容器来“稳定”电池，使得短时脉冲不会对电池使用寿命产生不利影响和在峰值要求期间使电池电压下降。根据本发明的原理使用超电容器作为快速电容器提供一个改善电源工作的机会。然而，如上所述，具有中等功率量(例如，1-5W)需求的设备以及防止短时脉冲的电池保护，一般受到电池的限制。特别，随着在电池使用期间输出电压的降低，电池存储的大量能量可能是不可恢复的。使用“稳定”容量的超电容器不会显著地有助于恢复这种存储能量。

而且，尤其对于需要不适合于传统的基于电荷泵的功率转换器的中等功率电平(例如，0.5-5W)的应用，求助于使用感应元件从而获得所需电压电平的DC/DC转换器是已知的。这些DC/DC转换器的工作频率与典型地产生噪声的感应元件一起导致电磁干扰(EMI)问题。

此外，尚未满足的需要是提供一种电源，满足上述需要并且适合于以经济成本在薄型封装中单片、集成制造。公知的电源需要将很多大型独立元件集成在一起，因此，加重体积限制并且提高电源制造的复杂性。

参照图18，超电容器具有不同于传统电容器的电气特性，如图中超电容器的等效集总参数网络电路表示所示。特别，超电容器的效果类似电容器C1与电阻器R1串联，其中，电容器C1在它的两端连接有电阻器R2和电容器C2的另一串联组合。类似地，电容器C2在它的两端配置有另一电阻器R3和电容器C3。电阻器R4和电容器C4的串联组合位于电容器C3的两端，电阻器R5和电容器C5的串联组合位于电容器C4的两端。参照图18，容性元件C1-C5反映存储在超电容器之内的能量，并且电阻元件R1-R5包括电容器的等效串联电阻(ESR)。

由于如示出的电路表示所示，超电容器具有相对大的串联电阻，因此在如电荷泵的应用中没有加入超电容器。然而，已经确定，超电容器具有随频率增大而下降的ESR，但电容值也随着电流变化频率的增大而下降。因此，当在电荷泵中使用超电容器作为快速电容器时，如果合适的充电和放电速率产生高效的能量传输，则存在一个折衷。因此，超电容器的电容值在产生中等ESR的工作频率下，与同等传统电容器相比，仍然大若干数量级。

通过对表示超电容器特征的下面方程进行求值，确定最优工作频率和超电容器的选择：

dV＝i*(dt/C)+i*R其中，i为电流，C为额定电容，dV为电压变化，dt为时间变化，R为等效串联电阻。

超电容器的这些电气特性对选择和控制适当超电容器施加多种条件。第一，确定功率转换器的最大电压来满足负载要求。第二，确定功率转换器所允许的最小电压来满足负载要求。第三，确定功率转换器中的最大允许电压变化和电压波动(即，dV)。根据上述标准，确定超电容器的最大负载和放电特征数据(确定I的固定电流或固定功率)。另外，根据上述标准，确定超电容器必须容忍的温度工作条件。而且，根据上述标准，确定与合适的最小工作频率和EMI/噪声容限相关的所允许的来自超电容器的任何输出脉冲的持续时间(即，dt)。使用输出脉冲持续时间，确定在全套设备处于工作状态期间可以预期的重复速率或者充放电速率的可能范围。然后，根据充电/放电速率，确定所需的功率转换器使用寿命(也就是，超电容器所容忍的充电/放电循环次数)。额定电容C是根据可用超电容器和额定工作频率来确定的，如同R的ESR值一样。

根据这些标准选择或设计合适电容器参见由Dragan D.Nebrigic等人在1999年11月22日提交的下面共同未决且共同拥有的申请：美国序列号60/166,823，标题为″ACTIVE PACKAGE FOR INTEGRATEDCIRCUIT(集成电路的有源包)″，在此将其全文引作参考。

参照图19，为基于包括快速超电容器C^U _F的电荷泵功率输出级202的动态控制的内部校准功率转换器200示出一个电路实施例。功率输出级202类似于上面的描述，特定不同之处在于用快速超电容器C^U _F替代快速电容器C_F。需要理解的是，在某些应用中，负载电容器(C_L)为超电容器也可能是有利的。然而，通常可获得的超电容器受限为最大约5V电压。因此，在需要更高输出电压(例如，7V)的应用中可以使用其它类型的电容器(例如，钽)。

图19所示的功率输出级202(也称作，倍压器)是用于说明的目的。需要理解的是，根据本发明的各种电荷泵结构(例如，反相、非反相、降压)可以有利地包括一个或多个快速超电容器C^U _F。

用于开关输出级202的超电容器动态控制器204不同于使用传统电容器的实施例的上述动态控制器46。功率输出级202在充电和放电状态之间的慢循环允许简化的控制方案。例如，定时在某种意义上更不严格，因为控制逻辑不需要以相同的射频(RF)工作频率工作。相反，控制器204典型地在峰值功率要求以大约1kHz工作，而在低要求状态期间降至长时间的基本静止状态。不同于适应快速开关，控制器204主要控制对快速超电容器C^U _F进行充电以及输出电压V₀(也就是，将快速超电容器C^U _F放电到负载电容器C_L中)中的电压波动。另外，控制器204保持通过开关信号(S1-S4)对开关(M1-M4)进行切换的电压变化速率(转换速率)。因此，通过快速超电容器C^U _F避免电流快速变化，提高快速超电容器C^U _F的效率。

控制器204采用带隙电压基准206来提供基准电压V_REF，从中为电压波动的各种阀值产生一定比例的电压基准。由于中等工作频率，带隙电压基准206比更复杂的与绝对温度成比例(PTAT)元件更合适。PTAT元件一般包括两个具有互补温度系数的相加元件，一个为正温度系数，另一个为负温度系数，从而相互抵消温度变化。

控制器204可以有利地包括过源电压V_S逻辑电路208，当源电压V_S在预定可接受输出电压V₀范围之内时，允许功率转换器200退化为镇流器结构。这样，例如通过闭合功率输出级202的开关M1、M2和M3并且断开开关M4，对源电压V_S、快速超电容器C^U _F和负载电容器C_L进行并联。

经过逻辑电路208可以可选地或额外地提供用于极端轻负载的结构，其中，负载电容器C_L，特别是作为超电容器的负载电容器，向与输出端断开的快速超电容器C^U _F和电压源V_S提供输出电压V₀。而且，控制器204的部分在该周期内可以处于不激活状态，以提高效率。这样，避免由于作为能源的电池的等效串联电阻而导致的能量损耗。长时间的超低功率要求对于如集成电路存储器的设备是典型的。与对存储器进行快速读取和写入的不频繁周期导致功率要求增加相比，保持存储数据只需要低电平的功率。

状态逻辑210判定需要在放电与充电之间或者充电与放电之间的状态变化。具体而言，状态逻辑210提供两态闭环控制，以保持快速超电容器C^U _F和负载电容器C_L两端的电压波动，下面将参照图20对控制逻辑的例子进行描述。状态逻辑210接收基准电压，用于与快速电容器电压V_F和输出电压V₀进行阀值比较，如用于最大快速电容器电压V_F，MAX一定比例的基准电压αV_REF；用于最小快速电容器电压V_F，MIN的βV_REF；以及用于与输出电压V₀进行比较的电压基准V_REF。

一旦状态逻辑210开始状态变化，就要对充电或放电信号进行处理，以避免状态变化期间电容器C^U _F、C_L的短路，并且提供来自或者去往快速超电容器C^U _F的电流变化的高效速率。因此，充电和放电信号都经过十字架延迟(T_d)212、214，以确保在变换期间不存在短路条件。最小十字架延迟与用于对MOSFET开关(M1-M4)进行开关的转换速率(SR)(即，从最小到最大输出电压的每秒电压变化)相关。

实现对MOSFET开关(M1-M4)进行切换的高效转换速率的一种方法是，将来自十字架延迟212、214的延迟命令信号通过具有与所需转换速率相关的增益的放大器216、218。经过放大和延迟的命令然后通过积分器220、222，如拉普拉斯函数″1/s″所示，其中，每个积分器220、222都具有对应于全断开和全闭合开关命令的饱和上下限。根据所使用的开关类型和工作电压，开关驱动器224可能需要电平移动，并且/或者提供必要的电流电平以影响开关。

启动电路可以是不必要的，特别是如果源电压V_S大于0.8V，这对于由基于超电容器的功率转换器200满足的更高功率需求是典型的。而且，超电容器的理想特性是在无负载的状态下如电化电池的内在恢复倾向，从而提供增大的电压用于启动，并且避免开关(M1-M4)的接地问题。

超电容器可以有利地加入到如上面引用的美国申请序列号60/166,823所述的集成电路。因此，根据本发明的基于超电容器的功率转换器200可以制造为单片集成电路元件，其内在优点是小尺寸和降低制造和组装复杂性。

参照图20，示出确定在两个状态之间进行改变的需要的方法(状态逻辑)，从而控制快速超电容器C^U _F两端的电压，并且提供额外的通过特性。

在一些应用中，能源可以在某些情况下提供足够的输出电压。因此，在方框250中确定能源电压(例如，电池电压V_BAT)是否在所需输出电压V₀的可接受范围内，例如当电池电压接近于基准电压V_REF时。如果是，则通过例如将电池电压V_BAT传递到输出端，同时将快速超电容器C^U _F并联于能源和负载电容器C_L，以充当用于补偿短时脉冲要求的镇流器，可以将能源直接连接到输出(方框252)。

在方框250或252之后，确定负载电容器C_L是否具有足够的电压(即，V₀≥V_REF)(方框254)。

如果负载电容器C_L充电足够，最好进一步确定是否存在低功率要求状态(方框256)。如果是，通过断开能源并且/或者使功率转换器200的部分不激活，从而允许负载电容器C_L提供功率，可以实现进一步提高的效率(方框258)。然后，处理返回到方框254，继续监测输出电压V₀是否保持在基准电压V_REF之上。

如果在方框254中输出电压V₀低于基准电压V_REF，则可以保证充电/放电循环。因此，快速超电容器C^U _F切换到充电状态(方框260)。然后，对快速超电容器C^U _F两端的电压V_F进行监测，以确定它是否达到预定最大快速电容器电压V_F，MAX(方框262)。一旦快速超电容器C^U _F达到该最大值，则快速超电容器C^U _F切换到放电状态(方框264)。对快速超电容器C^U _F进行放电，直到在方框266中确定快速超电容器C^U _F两端的电压降到最小快速电容器电压V_F，MIN。当达到快速电容器电压波动范围的这个底线电平时，则处理返回到开始处的方框250，继续监测波动范围和功率要求。

需要理解的是，上述基于超电容器的功率转换器200有利地应用于多种设备中，包括需要在低要求和高要求的周期之间高效工作的那些设备。相反，传统DC/DC功率转换器一般仅在狭窄范围的功率输出电平内高效。由于与传统DC/DC功率转换器相比，能够制造具有减小EMI发射的小体积集成电路，基于超电容器的功率转换器200可以有利地用于便携式通信设备中。

特别，蜂窝电话通过使用根据本发明的功率转换器200得以增强，因为延长电池使用寿命，满足峰值功率要求，并且适应减小的封装尺寸。应该理解的是，可以类似地增强或允许产生多种便携式设备。

Claims (10)

1.一种功率转换器，其特征在于：

功率输出级，包括负载电容器和快速电容器，快速电容器包含超电容器，该功率输出级配置为从能源接收输入电压，并且在输出端提供输出电压，负载电容器电气连接到输出端之间，该功率输出级进一步配置为在充电状态和放电状态之间进行切换，其中，充电状态包括快速电容器电气并联于输入电压，而放电状态包括快速电容器电气连接到负载电容器的两端；以及

动态控制器，工作时连接到功率输出级，并且调节为根据负载电容器两端的输出电压以及预定基准电压，发命令从充电状态切换到放电状态，其中，动态控制器以预定转换速率，发命令在充电与放电状态之间进行切换。

2.如权利要求1所述的功率转换器，其特征还在于，所述动态控制器还用来根据输入电压和快速电容器两端的快速电容器电压，发命令从放电状态切换到充电状态。

3.如前面权利要求中的任一项所述的功率转换器，其特征还在于，动态控制器进一步用来以用于缓和超导的中介延迟在充电状态与放电状态之间对快速电容器进行切换，并且其特征还在于，中介延迟对应于切换的转换速率。

4.如前面权利要求中的任一项所述的功率转换器，其特征还在于，在放电状态期间，所述能源与快速电容器电气串联，从而能源与快速电容器的串联组合电气连接到负载电容器的两端。

5.如前面权利要求中的任一项所述的功率转换器，其特征还在于：相对于输入电压升高输出电压，其特征还在于，所述电荷泵功率输出级包括：

第一开关M1，响应来自动态控制器的第一开关信号S1而闭合，用于将第一输入电压电气连接到快速电容器的第一端；

第二开关M2，响应来自动态控制器的第二开关信号S2而闭合，用于将快速电容器的第一端电气连接到负载电容器的第一端；

第三开关M3，响应来自动态控制器的第一开关信号S1而闭合，用于将能源的地线电气连接到快速电容器的第二端；以及

第四开关M4，响应来自动态控制器的第二开关信号S2而闭合，用于将快速电容器的第二端电气连接到能源。

6.如前面权利要求中的任一项所述的功率转换器，其特征还在于，可选特征为升压放电状态和降压放电状态的放电状态，其中，功率输出级还配置为，在包含电气连接到负载电容器两端的快速电容器的升压放电状态与包含电气连接到负载电容器两端的能源与快速电容器的串联组合的降压放电状态之间进行切换，其中，动态控制器还响应输入电压大于基准电压，选择升压放电步骤，否则选择降压放电状态。

7.如前面权利要求中的任一项所述的功率转换器，其特征还在于，动态控制器还用来响应输入电压近似等于基准电压，将输入电压连接到输出端，并且使用快速电容器稳定能源。

8.如前面权利要求中的任一项所述的功率转换器，其特征还在于，动态控制器还用来响应输出电压高于基准电压，将能源与输出端断开，以让负载电容器提供输出电压。

9.如前面权利要求中的任一项所述的功率转换器，其特征还在于，功率输出级包括低导通电阻FET开关。

10.如前面权利要求中的任一项所述的功率转换器，用于相对于输入电压降低输出电压，其特征还在于，功率输出级包括：

第一开关M1，响应来自动态控制器的第一开关信号S1而闭合，用于将第一输入电压电气连接到快速电容器的第一端；

第二开关M2，响应来自动态控制器的第二开关信号S2而闭合，用于将快速电容器的第一端电气连接到负载电容器的第一端；以及

接地路径，电气连接到能源、快速电容器的第二端和负载电容器的第二端。

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